JP2019164211A - 電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】交流／直流変換部により生成される直流電圧に含まれるリプル電圧から交流電圧を算出することで、交流電源の電圧を検出するための構成として、回路規模を小型化して、回路価格を低価格化し、さらに、回路の実装面積を削減することにある。【解決手段】制御部５０は、第１負荷状態時には、リプル電圧検出部４６により検出された第１振幅電圧Ｖｐｐに基づいて、交流電圧１２が第１系統交流電源、又は第２系統交流電源のいずれに属しているかを判断し、第２負荷状態時には、リプル電圧検出部４６により検出された第２振幅電圧Ｖｐｐに基づいて、交流電圧１２を算出することを特徴とする。【選択図】図３
Description
本発明は、電源装置に関する。
画像形成装置においては、ヒータを用いてトナー画像を記録媒体に定着させる際に、ヒータ制御を行っている。
この際、例えば電源装置や交流制御基板では、ヒータの位相制御に必要な情報として、交流電源の位相を制御部へ伝達するためのゼロクロス点検出回路や、交流電源の電圧値を制御部へ伝達するための交流電圧検出回路を備えている。
特許文献１には、交流電源の電圧を検出すること目的として、交流電源との絶縁素子として低周波トランスを使用して交流電圧を検出するという技術が開示されている。
この際、例えば電源装置や交流制御基板では、ヒータの位相制御に必要な情報として、交流電源の位相を制御部へ伝達するためのゼロクロス点検出回路や、交流電源の電圧値を制御部へ伝達するための交流電圧検出回路を備えている。
特許文献１には、交流電源の電圧を検出すること目的として、交流電源との絶縁素子として低周波トランスを使用して交流電圧を検出するという技術が開示されている。
特許文献１にあっては、安全上、交流電源との絶縁を確保するために低周波トランスを用いていた。
しかしながら、特許文献１にあっては、交流電源の電圧を検出するための構成として、サイズが大きい低周波用トランスを用いる必要であるため、回路規模が大きくなり、回路価格が高価になり、さらに、回路の実装面積が大きくなるという問題があった。
本発明の一実施形態は、上記に鑑みてなされたもので、その目的としては、交流／直流変換部により生成される直流電圧に含まれるリプル電圧から交流電圧を算出することで、交流電源の電圧を検出するための構成として、回路規模を小型化して、回路価格を低価格化し、さらに、回路の実装面積を削減することにある。
しかしながら、特許文献１にあっては、交流電源の電圧を検出するための構成として、サイズが大きい低周波用トランスを用いる必要であるため、回路規模が大きくなり、回路価格が高価になり、さらに、回路の実装面積が大きくなるという問題があった。
本発明の一実施形態は、上記に鑑みてなされたもので、その目的としては、交流／直流変換部により生成される直流電圧に含まれるリプル電圧から交流電圧を算出することで、交流電源の電圧を検出するための構成として、回路規模を小型化して、回路価格を低価格化し、さらに、回路の実装面積を削減することにある。
上記課題を解決するたに、請求項１記載の発明は、第１交流電圧に係る第１系統交流電源、又は前記第１交流電圧とは異なる第２交流電圧に係る第２系統交流電源の一方から供給される交流電圧を直流電圧に変換する交流／直流変換部を備え、前記交流／直流変換部からの電力を負荷に供給する電源装置であって、前記交流／直流変換部により生成される直流電圧に含まれるリプル電圧の交流成分を通過させる交流カップリング回路と、前記交流カップリング回路を通過したリプル電圧の振幅電圧を検出するリプル電圧検出部と、前記交流／直流変換部に供給される交流電圧が前記第１系統交流電源、又は前記第２系統交流電源のいずれに属しているかを判断するのに用いる第１負荷状態、又は前記交流電圧を検出するのに用いる第２負荷状態に前記負荷を切り替えるように制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記第１負荷状態時には、前記リプル電圧検出部により検出された第１振幅電圧に基づいて、前記交流電圧が前記第１系統交流電源、又は前記第２系統交流電源のいずれに属しているかを判断し、前記第２負荷状態時には、前記リプル電圧検出部により検出された第２振幅電圧に基づいて、前記交流電圧を算出することを特徴とする。
本発明によれば、交流／直流変換部により生成される直流電圧に含まれるリプル電圧から交流電圧を検出することで、交流電源の電圧を検出するための構成として、回路規模を小型化することができ、回路価格を低価格化し、さらに、回路の実装面積を削減することができる。
以下、本発明を図面に示した実施の形態により詳細に説明する。
本発明は、交流／直流変換部により生成される直流電圧に含まれるリプル電圧から交流電圧を算出することで、交流電源の電圧を検出するための構成として、回路規模を小型化して、回路価格を低価格化し、さらに、回路の実装面積を削減するために、以下の構成を有する。
すなわち、本発明の電源装置は、第１交流電圧に係る第１系統交流電源、又は第１交流電圧とは異なる第２交流電圧に係る第２系統交流電源の一方から供給される交流電圧を直流電圧に変換する交流／直流変換部を備え、交流／直流変換部からの電力を負荷に供給する電源装置であって、交流／直流変換部により生成される直流電圧に含まれるリプル電圧の交流成分を通過させる交流カップリング回路と、交流カップリング回路を通過したリプル電圧の振幅電圧を検出するリプル電圧検出部と、交流／直流変換部に供給される交流電圧が第１系統交流電源、又は第２系統交流電源のいずれに属しているかを判断するのに用いる第１負荷状態、又は交流電圧を検出するのに用いる第２負荷状態に負荷を切り替えるように制御する制御部と、を備え、制御部は、第１負荷状態時には、リプル電圧検出部により検出された第１振幅電圧に基づいて、交流電圧が第１系統交流電源、又は第２系統交流電源のいずれに属しているかを判断し、第２負荷状態時には、リプル電圧検出部により検出された第２振幅電圧に基づいて、交流電圧を算出することを特徴とする。
以上の構成を備えることにより、交流／直流変換部により生成される直流電圧に含まれるリプル電圧から交流電圧を算出することで、交流電源の電圧を検出するための構成として、回路規模を小型化して、回路価格を低価格化し、さらに、回路の実装面積を削減することができる。
上記記載の本発明の特徴について、以下の図面を用いて詳細に解説する。但し、この実施形態に記載される構成要素、種類、組み合わせ、形状、その相対配置などは特定的な記載がない限り、この発明の範囲をそれのみに限定する主旨ではなく単なる説明例に過ぎない。
上記の本発明の特徴に関して、以下、図面を用いて詳細に説明する。
本発明は、交流／直流変換部により生成される直流電圧に含まれるリプル電圧から交流電圧を算出することで、交流電源の電圧を検出するための構成として、回路規模を小型化して、回路価格を低価格化し、さらに、回路の実装面積を削減するために、以下の構成を有する。
すなわち、本発明の電源装置は、第１交流電圧に係る第１系統交流電源、又は第１交流電圧とは異なる第２交流電圧に係る第２系統交流電源の一方から供給される交流電圧を直流電圧に変換する交流／直流変換部を備え、交流／直流変換部からの電力を負荷に供給する電源装置であって、交流／直流変換部により生成される直流電圧に含まれるリプル電圧の交流成分を通過させる交流カップリング回路と、交流カップリング回路を通過したリプル電圧の振幅電圧を検出するリプル電圧検出部と、交流／直流変換部に供給される交流電圧が第１系統交流電源、又は第２系統交流電源のいずれに属しているかを判断するのに用いる第１負荷状態、又は交流電圧を検出するのに用いる第２負荷状態に負荷を切り替えるように制御する制御部と、を備え、制御部は、第１負荷状態時には、リプル電圧検出部により検出された第１振幅電圧に基づいて、交流電圧が第１系統交流電源、又は第２系統交流電源のいずれに属しているかを判断し、第２負荷状態時には、リプル電圧検出部により検出された第２振幅電圧に基づいて、交流電圧を算出することを特徴とする。
以上の構成を備えることにより、交流／直流変換部により生成される直流電圧に含まれるリプル電圧から交流電圧を算出することで、交流電源の電圧を検出するための構成として、回路規模を小型化して、回路価格を低価格化し、さらに、回路の実装面積を削減することができる。
上記記載の本発明の特徴について、以下の図面を用いて詳細に解説する。但し、この実施形態に記載される構成要素、種類、組み合わせ、形状、その相対配置などは特定的な記載がない限り、この発明の範囲をそれのみに限定する主旨ではなく単なる説明例に過ぎない。
上記の本発明の特徴に関して、以下、図面を用いて詳細に説明する。
＜画像形成装置＞
図１は、本発明が適用される画像形成装置の概略的な機構構成を示す断面図である。
図１を参照して、画像形成装置における複写モードでの動作について簡単に説明する。
複写モードでは、原稿束がＡＤＦ２により、順に画像読み取り装置３に給送され、画像読み取り装置３により、各原稿から画像情報が読み取られる。
そして、原稿束から読み取られた画像情報は、画像処理手段を介して書き込みユニット４により光情報に変換され、感光体６は、帯電器により一様に帯電された後に書き込みユニット４からの光情報で露光されて静電潜像が形成される。
この感光体６上の静電潜像は、現像器７により現像されてトナー像となる。このトナー像は、中間転写ベルト８により記録媒体に転写され、定着装置９によりトナー像が記録媒体に定着されて、排出される。
画像形成装置１には、電源装置１０が設けられており、外部電源である交流電源１２から供給される電力を電源装置１０が直流電力に変換して、上述した各部の負荷に直流電力を供給する。
図１は、本発明が適用される画像形成装置の概略的な機構構成を示す断面図である。
図１を参照して、画像形成装置における複写モードでの動作について簡単に説明する。
複写モードでは、原稿束がＡＤＦ２により、順に画像読み取り装置３に給送され、画像読み取り装置３により、各原稿から画像情報が読み取られる。
そして、原稿束から読み取られた画像情報は、画像処理手段を介して書き込みユニット４により光情報に変換され、感光体６は、帯電器により一様に帯電された後に書き込みユニット４からの光情報で露光されて静電潜像が形成される。
この感光体６上の静電潜像は、現像器７により現像されてトナー像となる。このトナー像は、中間転写ベルト８により記録媒体に転写され、定着装置９によりトナー像が記録媒体に定着されて、排出される。
画像形成装置１には、電源装置１０が設けられており、外部電源である交流電源１２から供給される電力を電源装置１０が直流電力に変換して、上述した各部の負荷に直流電力を供給する。
本実施形態では、画像形成装置１の動作モードとして、ウォームアップモード、待機中モード、印刷中モード、複写モード、省エネモードなどがあることとして扱っている。なお、ウォームアップモードは、印刷が可能な状態に向けて準備している状態である。待機中モードは、ウォームアップが完了して印刷ジョブを待っている状態である。印刷中モードは、現在、印刷中である状態である。省エネモードは、必要最低限の機能のみが有効な状態である。
本実施形態では、対象機器として画像形成装置１について説明しているが、パーソナルコンピュータ、プロジェクタ、電子黒板等も対象機器として扱え、これらの対象機器では、動作モードの呼び名が異なる場合もある。
本実施形態では、対象機器として画像形成装置１について説明しているが、パーソナルコンピュータ、プロジェクタ、電子黒板等も対象機器として扱え、これらの対象機器では、動作モードの呼び名が異なる場合もある。
＜従来技術＞
図２は、従来の画像形成装置に用いる電源装置と制御部を示す図である。
従来の画像形成装置には、図２に示すように、電源装置１０００、制御部１４が備えられている。
電源装置１０００は、電源スイッチＳＷ１、直流電源部２１、リレーＲＬ１、交流電圧検出部２７を備えている。
直流電源部２１は、ダイオードブリッジＤＢ１、ＤＣ／ＤＣコンバータ２２を備え、電源スイッチＳＷ１が投入されると、交流電源１２から入力される交流電力をダイオードブリッジＤＢ１とコンデンサＣ１により整流平滑して第１直流電力を得る。直流電源部２１は、第１直流電力をＤＣ／ＤＣコンバータ２２により電圧Ｖ１の第２直流電力に変換して制御部１４に出力する。
図２は、従来の画像形成装置に用いる電源装置と制御部を示す図である。
従来の画像形成装置には、図２に示すように、電源装置１０００、制御部１４が備えられている。
電源装置１０００は、電源スイッチＳＷ１、直流電源部２１、リレーＲＬ１、交流電圧検出部２７を備えている。
直流電源部２１は、ダイオードブリッジＤＢ１、ＤＣ／ＤＣコンバータ２２を備え、電源スイッチＳＷ１が投入されると、交流電源１２から入力される交流電力をダイオードブリッジＤＢ１とコンデンサＣ１により整流平滑して第１直流電力を得る。直流電源部２１は、第１直流電力をＤＣ／ＤＣコンバータ２２により電圧Ｖ１の第２直流電力に変換して制御部１４に出力する。
ここで、直流電源部２１から第２直流電力が供給された制御部１４は、コンデンサＣ３により電源ラインに発生する高周波ノイズをグランドＧＮＤに流して高周波ノイズを低減し、電圧Ｖ１を負荷である各部に供給する。
制御部１４は、定着装置９に対して位相制御を行う前段階として、リレー電源をリレーＲＬ１、交流電圧検出部２７に供給する。次に、制御部１４は、リレーＯＮ信号をＨｉｇｈにしてトランジスタＴｒ１のベースに出力する。トランジスタＴｒ１がオンすると、リレー電源がリレーＲＬ１のソレノイドコイル、トランジスタＴｒ１のコレクタからエミッタ、グランドに流れ、リレーＲＬ１の各接点が開放状態から閉結状態に切り替わり、交流電源１２が交流電圧検出部２７に供給される。
制御部１４は、定着装置９に対して位相制御を行う前段階として、リレー電源をリレーＲＬ１、交流電圧検出部２７に供給する。次に、制御部１４は、リレーＯＮ信号をＨｉｇｈにしてトランジスタＴｒ１のベースに出力する。トランジスタＴｒ１がオンすると、リレー電源がリレーＲＬ１のソレノイドコイル、トランジスタＴｒ１のコレクタからエミッタ、グランドに流れ、リレーＲＬ１の各接点が開放状態から閉結状態に切り替わり、交流電源１２が交流電圧検出部２７に供給される。
交流電圧検出部２７は、トランスＴ１、ダイオードブリッジＤＢ３、検知回路２８を備えている。交流電圧検出部２７は、交流電源１２から供給される交流電圧がトランスＴ１において低電圧の交流電圧に変換され、さらにダイオードブリッジＤＢ３において両波整流されて、交流電源１２の１周期内において２半波を有する半波信号が生成され、検知回路２８に出力される。
検知回路２８では、半波信号を直流電圧信号に変換する。検知回路２８により直流変換された信号を制御部１４において、直流電圧信号を交流電圧値に変換する。
このように、従来技術にあっては、交流電圧を直流電圧信号に変換して測定するので、トランスＴ１、ダイオードブリッジＤＢ３、検知回路２８が必要となる。またトランスＴ１において交流電源１２と絶縁される。
検知回路２８では、半波信号を直流電圧信号に変換する。検知回路２８により直流変換された信号を制御部１４において、直流電圧信号を交流電圧値に変換する。
このように、従来技術にあっては、交流電圧を直流電圧信号に変換して測定するので、トランスＴ１、ダイオードブリッジＤＢ３、検知回路２８が必要となる。またトランスＴ１において交流電源１２と絶縁される。
＜電源装置、及び制御部＞
図３は、本発明の一実施形態に係る画像形成装置に用いる電源装置と制御部を示す図である。
本発明の画像形成装置には、図３に示すように、電源装置１０、制御部５０が備えられている。
電源装置１０は、電源スイッチＳＷ１、直流電源部４０、交流カップリング回路４３、リプル電圧検出部４６を備えている。
直流電源部４０は、ダイオードブリッジＤＢ５、フライバックコンバータ４１を備え、電源スイッチＳＷ１が投入されると、交流電源１２から入力される交流電力をダイオードブリッジＤＢ５により整流して第３直流電力を得る。
直流電源部４０は、第３直流電力をフライバックコンバータ（アクティブＰＦＣ搭載絶縁型フライバックコンバータ）４１により電圧Ｖ２の第４直流電力に変換して制御部５０に出力する。
ここで、直流電源部４０から第４直流電力が供給された制御部５０は、コンデンサＣ６により電源ラインに発生する高周波ノイズをグランドＧＮＤに流して高周波ノイズを低減し、電圧Ｖ２を負荷である各部に供給する。
一方、直流電源部４０から第４直流電力が供給された交流カップリング回路４３は、第４直流電力に重畳されているリプル電圧の交流成分を通過させて、リプル電圧検出部４６に出力する。
リプル電圧検出部４６は、交流カップリング回路４３を通過したリプル電圧の振幅電圧（ピークツウピーク電圧）を検出して、振幅電圧信号を制御部５０に出力する。
図３は、本発明の一実施形態に係る画像形成装置に用いる電源装置と制御部を示す図である。
本発明の画像形成装置には、図３に示すように、電源装置１０、制御部５０が備えられている。
電源装置１０は、電源スイッチＳＷ１、直流電源部４０、交流カップリング回路４３、リプル電圧検出部４６を備えている。
直流電源部４０は、ダイオードブリッジＤＢ５、フライバックコンバータ４１を備え、電源スイッチＳＷ１が投入されると、交流電源１２から入力される交流電力をダイオードブリッジＤＢ５により整流して第３直流電力を得る。
直流電源部４０は、第３直流電力をフライバックコンバータ（アクティブＰＦＣ搭載絶縁型フライバックコンバータ）４１により電圧Ｖ２の第４直流電力に変換して制御部５０に出力する。
ここで、直流電源部４０から第４直流電力が供給された制御部５０は、コンデンサＣ６により電源ラインに発生する高周波ノイズをグランドＧＮＤに流して高周波ノイズを低減し、電圧Ｖ２を負荷である各部に供給する。
一方、直流電源部４０から第４直流電力が供給された交流カップリング回路４３は、第４直流電力に重畳されているリプル電圧の交流成分を通過させて、リプル電圧検出部４６に出力する。
リプル電圧検出部４６は、交流カップリング回路４３を通過したリプル電圧の振幅電圧（ピークツウピーク電圧）を検出して、振幅電圧信号を制御部５０に出力する。
制御部５０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２、Ａ／Ｄコンバータ５０ａ、ＣＰＵ（central processing unit）５０ｂ、ＲＯＭ（read only memory）５０ｃ、ＲＡＭ（random access memory）５０ｄを備えている。
ＤＣ／ＤＣコンバータ４２は、電圧Ｖ１を電圧Ｖｃｃの直流電力に変換して制御部５０内に設けられた各部に出力する。
Ａ／Ｄコンバータ５０ａは、リプル電圧検出部４６から入力された振幅電圧信号（アナログ電気信号）をデジタルデータ値に変換し、振幅電圧データ（デジタルデータ値）をＣＰＵ５０ｂへ出力する。
ＣＰＵ５０ｂは、ＲＯＭ５０ｃに予め記憶されるプログラムに従い、ＲＡＭ５０ｄをワークメモリとして用いて、画像形成装置１の全体の動作を制御する。
ＲＯＭ５０ｃは、読み出し専用の不揮発性記憶媒体であり、ファームウェア、及び各種データが格納されている。
ＲＡＭ５０ｄは、情報の高速な読み書きが可能な揮発性の記憶媒体であり、ワークメモリとして利用可能である。
ＣＰＵ５０ｂは、ＲＯＭ５０ｃからオペレーティングシステムＯＳを読み出してＲＡＭ５０ｄ上に展開してＯＳを起動し、ＯＳ管理下において、ＲＯＭ５０ｃからアプリケーションソフトウエアのプログラム（処理モジュール）を読み出し、各種処理を実行することで、制御部５０を実現する。
なお、上述した制御部５０は、電源装置１０に内蔵するように構成してもよい。
ＤＣ／ＤＣコンバータ４２は、電圧Ｖ１を電圧Ｖｃｃの直流電力に変換して制御部５０内に設けられた各部に出力する。
Ａ／Ｄコンバータ５０ａは、リプル電圧検出部４６から入力された振幅電圧信号（アナログ電気信号）をデジタルデータ値に変換し、振幅電圧データ（デジタルデータ値）をＣＰＵ５０ｂへ出力する。
ＣＰＵ５０ｂは、ＲＯＭ５０ｃに予め記憶されるプログラムに従い、ＲＡＭ５０ｄをワークメモリとして用いて、画像形成装置１の全体の動作を制御する。
ＲＯＭ５０ｃは、読み出し専用の不揮発性記憶媒体であり、ファームウェア、及び各種データが格納されている。
ＲＡＭ５０ｄは、情報の高速な読み書きが可能な揮発性の記憶媒体であり、ワークメモリとして利用可能である。
ＣＰＵ５０ｂは、ＲＯＭ５０ｃからオペレーティングシステムＯＳを読み出してＲＡＭ５０ｄ上に展開してＯＳを起動し、ＯＳ管理下において、ＲＯＭ５０ｃからアプリケーションソフトウエアのプログラム（処理モジュール）を読み出し、各種処理を実行することで、制御部５０を実現する。
なお、上述した制御部５０は、電源装置１０に内蔵するように構成してもよい。
＜フライバックコンバータ＞
図４は、本発明の一実施形態に係る画像形成装置に用いるフライバックコンバータの回路図である。
フライバックコンバータ４１は、制御ＩＣ４１ａ、トランスＴ５、トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）Ｔｒ５、ツエナーダイオードＺＤ１、ダイオードＤ５〜Ｄ８、抵抗Ｒ５〜Ｒ１６、コンデンサＣ１１〜Ｃ１７を備えている。
電源スイッチＳＷ１が投入されると、交流電源１２から入力される交流電力がダイオードブリッジＤＢ５により整流され、脈流電圧が抵抗Ｒ６とダイオードＤ５を介して制御ＩＣ４１ａのＶＩＮ端子に入力される。
この際、制御ＩＣ４１ａにおいて、ＶＩＮ端子が２．５Ｖを超えると、内部負荷とゲートドライバの安定化電流となるＩＮＴＶＣＣ端子に電流を供給し始め、ＶＩＮ端子とＩＮＴＶＣＣ端子のコンデンサＣ１４は抵抗Ｒ６からの電流によって充電される。ＶＩＮ端子がターンオンしきい値を超え、ＩＮＴＶＣＣ端子が１０Ｖでレギュレーション状態になると、ＧＡＴＥ端子からハイパルス信号をトランジスタＴｒ５のゲート端子に出力し、制御ＩＣ４１ａはスイッチングを開始する。
図４は、本発明の一実施形態に係る画像形成装置に用いるフライバックコンバータの回路図である。
フライバックコンバータ４１は、制御ＩＣ４１ａ、トランスＴ５、トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）Ｔｒ５、ツエナーダイオードＺＤ１、ダイオードＤ５〜Ｄ８、抵抗Ｒ５〜Ｒ１６、コンデンサＣ１１〜Ｃ１７を備えている。
電源スイッチＳＷ１が投入されると、交流電源１２から入力される交流電力がダイオードブリッジＤＢ５により整流され、脈流電圧が抵抗Ｒ６とダイオードＤ５を介して制御ＩＣ４１ａのＶＩＮ端子に入力される。
この際、制御ＩＣ４１ａにおいて、ＶＩＮ端子が２．５Ｖを超えると、内部負荷とゲートドライバの安定化電流となるＩＮＴＶＣＣ端子に電流を供給し始め、ＶＩＮ端子とＩＮＴＶＣＣ端子のコンデンサＣ１４は抵抗Ｒ６からの電流によって充電される。ＶＩＮ端子がターンオンしきい値を超え、ＩＮＴＶＣＣ端子が１０Ｖでレギュレーション状態になると、ＧＡＴＥ端子からハイパルス信号をトランジスタＴｒ５のゲート端子に出力し、制御ＩＣ４１ａはスイッチングを開始する。
トランジスタＴｒ５がオンすると、交流電源１２から入力される交流電力がダイオードブリッジＤＢ５により整流され、脈流電圧がトランスＴ５の１次巻線、トランジスタＴｒ５のドレイン端子、ソース端子、抵抗Ｒ１６を介してＧＮＤに電流が流れる。
この際、トランスＴ５の１次巻線に電流が流れると、電磁エネルギが１次巻線に１次的に蓄積され、さらにトランジスタＴｒ５のＧＡＴＥ端子に加えられたハイパルス信号がローレベルに切り替わると、トランジスタＴｒ５がオフする。トランジスタＴｒ５がオフすると、電磁エネルギが２次巻線に伝達されて電気エネルギが２次巻線に誘起し、ダイオードＤ８、コンデンサＣ１５により整流平滑され、Ｖｏ端子に直流電力が出力される。
この際、トランスＴ５の１次巻線に電流が流れると、電磁エネルギが１次巻線に１次的に蓄積され、さらにトランジスタＴｒ５のＧＡＴＥ端子に加えられたハイパルス信号がローレベルに切り替わると、トランジスタＴｒ５がオフする。トランジスタＴｒ５がオフすると、電磁エネルギが２次巻線に伝達されて電気エネルギが２次巻線に誘起し、ダイオードＤ８、コンデンサＣ１５により整流平滑され、Ｖｏ端子に直流電力が出力される。
同時に、トランジスタＴｒ５がオフすると、電磁エネルギが３次巻線に伝達されて電気エネルギが３次巻線に誘起し、ダイオードＤ６、コンデンサＣ１２により整流平滑され、ＶＩＮ端子に直流電圧が入力される。
同時に、トランジスタＴｒ５がオフすると、電磁エネルギが３次巻線に伝達されて電気エネルギが３次巻線に誘起し、３次巻線の電圧が分割抵抗Ｒ９、Ｒ１０により分割された電圧がＦＢ端子に入力されることにより、Ｖｏ端子から出力される出力電圧を安定化する。
直流電源部４０にフライバックコンバータ４１を利用することで、力率０．９０〜０．９９程度まで得ることができ、変換効率を向上することができる。しかし、２次側の出力に交流電源１２の２倍の周波数のリプル電圧が発生し易くなる。
本実施形態では、フライバックコンバータ４１から出力される直流電力を２４Ｖ系の負荷に利用する一方、フライバックコンバータ４１から出力される直流電力にはリプル電圧が重畳されているため、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２によりリプル電圧が極めて少ないＶｃｃに変換して５Ｖ系の負荷（例えば、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ）に安定化して利用する。
同時に、トランジスタＴｒ５がオフすると、電磁エネルギが３次巻線に伝達されて電気エネルギが３次巻線に誘起し、３次巻線の電圧が分割抵抗Ｒ９、Ｒ１０により分割された電圧がＦＢ端子に入力されることにより、Ｖｏ端子から出力される出力電圧を安定化する。
直流電源部４０にフライバックコンバータ４１を利用することで、力率０．９０〜０．９９程度まで得ることができ、変換効率を向上することができる。しかし、２次側の出力に交流電源１２の２倍の周波数のリプル電圧が発生し易くなる。
本実施形態では、フライバックコンバータ４１から出力される直流電力を２４Ｖ系の負荷に利用する一方、フライバックコンバータ４１から出力される直流電力にはリプル電圧が重畳されているため、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２によりリプル電圧が極めて少ないＶｃｃに変換して５Ｖ系の負荷（例えば、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ）に安定化して利用する。
＜交流カップリング回路、及びリプル電圧検出部＞
図５は、本発明の一実施形態に係る画像形成装置に用いる交流カップリング回路、及びリプル電圧検出部の回路図である。
＜交流カップリング回路＞
交流カップリング回路４３は、コンデンサＣ２１を備えている。交流カップリング回路４３は、図８（ａ）に示すように、フライバックコンバータ４１から出力される直流電圧Ｖ２は、例えば２４Ｖのオフセット電圧にリプル電圧が重畳されており、コンデンサＣ２１に入力する。直流電圧Ｖ２がコンデンサＣ２１に入力すると、図８（ｂ）に示すように、直流成分（ＤＣ２４Ｖ）が除去されたリプル電圧Ｖ３のみがリプル電圧検出部４６に入力される。
図５は、本発明の一実施形態に係る画像形成装置に用いる交流カップリング回路、及びリプル電圧検出部の回路図である。
＜交流カップリング回路＞
交流カップリング回路４３は、コンデンサＣ２１を備えている。交流カップリング回路４３は、図８（ａ）に示すように、フライバックコンバータ４１から出力される直流電圧Ｖ２は、例えば２４Ｖのオフセット電圧にリプル電圧が重畳されており、コンデンサＣ２１に入力する。直流電圧Ｖ２がコンデンサＣ２１に入力すると、図８（ｂ）に示すように、直流成分（ＤＣ２４Ｖ）が除去されたリプル電圧Ｖ３のみがリプル電圧検出部４６に入力される。
＜リプル電圧検出部＞
リプル電圧検出部４６は、正ピーク電圧検出回路４６ａ、負ピーク電圧検出回路４６ｂ、電圧合成回路４６ｃを備えている。
リプル電圧検出部４６は、正ピーク電圧検出回路４６ａ、負ピーク電圧検出回路４６ｂ、電圧合成回路４６ｃを備えている。
＜正ピーク電圧検出回路＞
正ピーク電圧検出回路４６ａは、オペアンプＯＰ５、ＯＰ７、ダイオードＤ１３、コンデンサＣ２７、Ｃ２９、抵抗Ｒ２９〜Ｒ３３、スイッチＳＷ５を備えている。
正ピーク電圧検出回路４６ａでは、リプル電圧Ｖ３がオペアンプＯＰ５の非反転入力端子（＋）に入力すると、オペアンプＯＰ５の出力端子に接続されたダイオードＤ１３により正ピーク信号が半波整流され、コンデンサＣ２９を充電する。コンデンサＣ２９に充電された電圧は、オペアンプＯＰ７の非反転入力端子（＋）に入力すると、オペアンプＯＰ７の出力端子に電圧Ｖ＋ｐが出力される。
正ピーク電圧検出回路４６ａは、オペアンプＯＰ５、ＯＰ７、ダイオードＤ１３、コンデンサＣ２７、Ｃ２９、抵抗Ｒ２９〜Ｒ３３、スイッチＳＷ５を備えている。
正ピーク電圧検出回路４６ａでは、リプル電圧Ｖ３がオペアンプＯＰ５の非反転入力端子（＋）に入力すると、オペアンプＯＰ５の出力端子に接続されたダイオードＤ１３により正ピーク信号が半波整流され、コンデンサＣ２９を充電する。コンデンサＣ２９に充電された電圧は、オペアンプＯＰ７の非反転入力端子（＋）に入力すると、オペアンプＯＰ７の出力端子に電圧Ｖ＋ｐが出力される。
＜負ピーク電圧検出回路＞
負ピーク電圧検出回路４６ｂは、リプル電圧Ｖ３がオペアンプＯＰ１の非反転入力端子（＋）に入力すると、オペアンプＯＰ１の出力端子に接続されたダイオードＤ１１により負ピーク信号が半波整流され、コンデンサＣ２５を充電する。コンデンサＣ２５に充電された電圧は、オペアンプＯＰ３の非反転入力端子（＋）に入力すると、オペアンプＯＰ３の出力端子に電圧Ｖ−ｐが出力される。
負ピーク電圧検出回路４６ｂは、リプル電圧Ｖ３がオペアンプＯＰ１の非反転入力端子（＋）に入力すると、オペアンプＯＰ１の出力端子に接続されたダイオードＤ１１により負ピーク信号が半波整流され、コンデンサＣ２５を充電する。コンデンサＣ２５に充電された電圧は、オペアンプＯＰ３の非反転入力端子（＋）に入力すると、オペアンプＯＰ３の出力端子に電圧Ｖ−ｐが出力される。
＜電圧合成回路＞
電圧合成回路４６ｃでは、オペアンプＯＰ７の出力端子に出力された電圧Ｖ＋ｐが抵抗Ｒ３５を介してオペアンプＯＰ９の非反転入力端子（＋）に入力する。一方、オペアンプＯＰ３の出力端子に出力された電圧Ｖ−ｐが抵抗Ｒ２７を介してオペアンプＯＰ９の反転入力端子（−）に入力する。
オペアンプＯＰ９では、非反転入力端子（＋）に入力された電圧Ｖ＋ｐから反転入力端子（−）に入力された電圧Ｖ−ｐが引き算されて、出力端子にＶ＋ｐ−Ｖ−ｐ＝Ｖｐｐが振幅電圧値として出力される。
電圧合成回路４６ｃから出力される振幅電圧値Ｖｐｐは、制御部５０のＡ／Ｄコンバータ５０ａに入力される。
電圧合成回路４６ｃでは、オペアンプＯＰ７の出力端子に出力された電圧Ｖ＋ｐが抵抗Ｒ３５を介してオペアンプＯＰ９の非反転入力端子（＋）に入力する。一方、オペアンプＯＰ３の出力端子に出力された電圧Ｖ−ｐが抵抗Ｒ２７を介してオペアンプＯＰ９の反転入力端子（−）に入力する。
オペアンプＯＰ９では、非反転入力端子（＋）に入力された電圧Ｖ＋ｐから反転入力端子（−）に入力された電圧Ｖ−ｐが引き算されて、出力端子にＶ＋ｐ−Ｖ−ｐ＝Ｖｐｐが振幅電圧値として出力される。
電圧合成回路４６ｃから出力される振幅電圧値Ｖｐｐは、制御部５０のＡ／Ｄコンバータ５０ａに入力される。
＜フライバックコンバータの出力波形＞
図６は、本発明の一実施形態に係る電源装置のフライバックコンバータから出力される直流電圧の波形を示す図である。
図６に示すように、フライバックコンバータ４１から出力される直流電圧Ｖ２は、例えば２４Ｖのオフセット電圧にリプル電圧が重畳されており、コンデンサＣ２１に入力する。直流電圧Ｖ２がコンデンサＣ２１に入力する。
図６は、本発明の一実施形態に係る電源装置のフライバックコンバータから出力される直流電圧の波形を示す図である。
図６に示すように、フライバックコンバータ４１から出力される直流電圧Ｖ２は、例えば２４Ｖのオフセット電圧にリプル電圧が重畳されており、コンデンサＣ２１に入力する。直流電圧Ｖ２がコンデンサＣ２１に入力する。
＜振幅電圧と系統交流電源の電圧＞
図７は、本発明の一実施形態に係る電源装置におけるある負荷状態でのリプル電圧の振幅電圧と系統交流電源の電圧を示す図である。
フライバックコンバータ４１から出力されるリプル電圧の振幅電圧は、系統交流電源の電圧によって変動する。
図７に示すグラフ図においては、振幅電圧値Ｖｐｐはリニア特性を有していない。このため、交流電源１２が１００Ｖ系である場合の電圧領域、２００Ｖ系である場合の電圧領域のどちらを使用するかを認識しておいた上で、制御部が振幅電圧Ｖｐｐの検出値に基づいて交流電源１２の電圧を識別する必要がある。
図７は、本発明の一実施形態に係る電源装置におけるある負荷状態でのリプル電圧の振幅電圧と系統交流電源の電圧を示す図である。
フライバックコンバータ４１から出力されるリプル電圧の振幅電圧は、系統交流電源の電圧によって変動する。
図７に示すグラフ図においては、振幅電圧値Ｖｐｐはリニア特性を有していない。このため、交流電源１２が１００Ｖ系である場合の電圧領域、２００Ｖ系である場合の電圧領域のどちらを使用するかを認識しておいた上で、制御部が振幅電圧Ｖｐｐの検出値に基づいて交流電源１２の電圧を識別する必要がある。
＜交流カップリング回路及びリプル電圧検出部＞
図８（ａ）〜（ｃ）は、本発明の一実施形態に係る電源装置の交流カップリング回路、及びリプル電圧検出部の概要的な動作を示すタイミングチャートである。
図１０（ａ）に示すように、フライバックコンバータ４１から出力される直流電圧Ｖ２は、例えば２４Ｖのオフセット電圧にリプル電圧が重畳されており、コンデンサＣ２１に入力する。直流電圧Ｖ２がコンデンサＣ２１に入力すると、図１０（ｂ）に示すように、直流成分（ＤＣ２４Ｖ）が除去されたリプル電圧Ｖ３のみがリプル電圧検出部４６に入力される。
リプル電圧検出部４６では、コンデンサＣ２１から入力されるリプル電圧Ｖ３に対応して、正ピーク電圧検出回路４６ａがリプル電圧Ｖ３に含まれる正ピーク電圧Ｖ＋ｐを検出し、負ピーク電圧検出回路４６ｂがリプル電圧Ｖ３に含まれる負ピーク電圧Ｖ−ｐを検出する。
電圧合成回路４６ｃは、正ピーク電圧Ｖ＋ｐから負ピーク電圧Ｖ−ｐを引き算出した差電圧を生成して、図８（ｃ）に示すように、振幅電圧Ｖｐｐを制御部５０に出力する。
図８（ａ）〜（ｃ）は、本発明の一実施形態に係る電源装置の交流カップリング回路、及びリプル電圧検出部の概要的な動作を示すタイミングチャートである。
図１０（ａ）に示すように、フライバックコンバータ４１から出力される直流電圧Ｖ２は、例えば２４Ｖのオフセット電圧にリプル電圧が重畳されており、コンデンサＣ２１に入力する。直流電圧Ｖ２がコンデンサＣ２１に入力すると、図１０（ｂ）に示すように、直流成分（ＤＣ２４Ｖ）が除去されたリプル電圧Ｖ３のみがリプル電圧検出部４６に入力される。
リプル電圧検出部４６では、コンデンサＣ２１から入力されるリプル電圧Ｖ３に対応して、正ピーク電圧検出回路４６ａがリプル電圧Ｖ３に含まれる正ピーク電圧Ｖ＋ｐを検出し、負ピーク電圧検出回路４６ｂがリプル電圧Ｖ３に含まれる負ピーク電圧Ｖ−ｐを検出する。
電圧合成回路４６ｃは、正ピーク電圧Ｖ＋ｐから負ピーク電圧Ｖ−ｐを引き算出した差電圧を生成して、図８（ｃ）に示すように、振幅電圧Ｖｐｐを制御部５０に出力する。
＜振幅電圧と交流電圧＞
図９は、本発明の一実施形態に係る電源装置のリプル電圧検出部から出力可能な振幅電圧Ｖｐｐと交流電圧の関係を示すグラフ図である。
図９に示すグラフ図は、縦軸が振幅電圧Ｖｐｐを示し、横軸が入力されている交流電圧を示す。
制御部５０は、電力を消費する負荷の総和消費電流Ｉａｌｌが例えば１Ａになるように画像処理装置１内の各部の動作モードを制御することで、図９に示すグラフ図の状態とすることが可能になる。
図９において、入力中の交流電圧が１００Ｖである場合に、振幅電圧Ｖｐｐは１．８Ｖである。一方、入力中の交流電圧が２７０Ｖである場合でも、振幅電圧Ｖｐｐは１．８Ｖである。
このため、振幅電圧Ｖｐｐの値のみでは、交流電源１２の広い領域（ＡＣ８０Ｖ〜２７６Ｖ）でみると、入力中の交流電圧が１００Ｖ系の電圧領域にあるか、２００Ｖ系の電圧領域にあるかを判断することができない。
従って、振幅電圧Ｖｐｐの値のみに基づいて、入力中の交流電圧が１００Ｖ系か２００Ｖ系かを判断することができないという問題がある。
ＲＯＭ５０ｃは、１００Ｖ系交流電源（第１系統交流電源）に係る振幅電圧と電源電圧の関係を表す第１変換テーブルを記憶する。また、ＲＯＭ５０ｃは、２００Ｖ系交流電源（第２系統交流電源）に係る振幅電圧と電源電圧の関係を表す第２変換テーブルを記憶する。
図９は、本発明の一実施形態に係る電源装置のリプル電圧検出部から出力可能な振幅電圧Ｖｐｐと交流電圧の関係を示すグラフ図である。
図９に示すグラフ図は、縦軸が振幅電圧Ｖｐｐを示し、横軸が入力されている交流電圧を示す。
制御部５０は、電力を消費する負荷の総和消費電流Ｉａｌｌが例えば１Ａになるように画像処理装置１内の各部の動作モードを制御することで、図９に示すグラフ図の状態とすることが可能になる。
図９において、入力中の交流電圧が１００Ｖである場合に、振幅電圧Ｖｐｐは１．８Ｖである。一方、入力中の交流電圧が２７０Ｖである場合でも、振幅電圧Ｖｐｐは１．８Ｖである。
このため、振幅電圧Ｖｐｐの値のみでは、交流電源１２の広い領域（ＡＣ８０Ｖ〜２７６Ｖ）でみると、入力中の交流電圧が１００Ｖ系の電圧領域にあるか、２００Ｖ系の電圧領域にあるかを判断することができない。
従って、振幅電圧Ｖｐｐの値のみに基づいて、入力中の交流電圧が１００Ｖ系か２００Ｖ系かを判断することができないという問題がある。
ＲＯＭ５０ｃは、１００Ｖ系交流電源（第１系統交流電源）に係る振幅電圧と電源電圧の関係を表す第１変換テーブルを記憶する。また、ＲＯＭ５０ｃは、２００Ｖ系交流電源（第２系統交流電源）に係る振幅電圧と電源電圧の関係を表す第２変換テーブルを記憶する。
＜１００Ｖ系／２００Ｖ系の判断＞
図１０は、本発明の一実施形態に係る電源装置に供給されている交流電圧の変化に応じたリニアなピークトゥピーク値の軌跡を示すグラフ図である。
制御部５０は、電力を消費する負荷の総和消費電流Ｉａｌｌが例えば１．５Ａになるように画像処理装置１内の各部の動作モードを制御することで、図９に示すグラフ図の状態とすることが可能になる。
まず、フライバックコンバータ４１の出力の供給先負荷を電圧検出用負荷Ｌｄ状態から、フライ１００Ｖ系／２００Ｖ系判断用負荷Ｌｊ状態に切り替えることで、総和消費電流Ｉａｌｌを１．５Ａに固定する。この際に、図１０に示すように、交流電源１２の交流電圧の変化に応じたリニアなピークトゥピーク値Ｖｐｐの軌跡を示す直線Ｌが現れる。
ただし、図１０に示す直線Ｌの傾きが小さく、電圧分解能も小さいことから、交流電圧の検出に利用するには精度が低い。しかしながら、閾値を判断基準に設定することで、交流電源１２が１００Ｖ系か２００Ｖ系かを判断することが可能になる。
図１０は、本発明の一実施形態に係る電源装置に供給されている交流電圧の変化に応じたリニアなピークトゥピーク値の軌跡を示すグラフ図である。
制御部５０は、電力を消費する負荷の総和消費電流Ｉａｌｌが例えば１．５Ａになるように画像処理装置１内の各部の動作モードを制御することで、図９に示すグラフ図の状態とすることが可能になる。
まず、フライバックコンバータ４１の出力の供給先負荷を電圧検出用負荷Ｌｄ状態から、フライ１００Ｖ系／２００Ｖ系判断用負荷Ｌｊ状態に切り替えることで、総和消費電流Ｉａｌｌを１．５Ａに固定する。この際に、図１０に示すように、交流電源１２の交流電圧の変化に応じたリニアなピークトゥピーク値Ｖｐｐの軌跡を示す直線Ｌが現れる。
ただし、図１０に示す直線Ｌの傾きが小さく、電圧分解能も小さいことから、交流電圧の検出に利用するには精度が低い。しかしながら、閾値を判断基準に設定することで、交流電源１２が１００Ｖ系か２００Ｖ系かを判断することが可能になる。
＜制御部の動作＞
図１１は、本発明の一実施形態に係る電源装置に接続される制御部の動作を示すフローチャートである。
ステップＳ１０では、制御部５０は、電源装置が通常状態にある場合、フライバックコンバータ４１の出力の供給先負荷がシステム供給負荷Ｌｓ状態にあることとする。これにより、フライバックコンバータ４１からシステム供給負荷Ｌｓ状態に電源が供給されシステム側の動作モードに必要な電流が流れる。
図１１は、本発明の一実施形態に係る電源装置に接続される制御部の動作を示すフローチャートである。
ステップＳ１０では、制御部５０は、電源装置が通常状態にある場合、フライバックコンバータ４１の出力の供給先負荷がシステム供給負荷Ｌｓ状態にあることとする。これにより、フライバックコンバータ４１からシステム供給負荷Ｌｓ状態に電源が供給されシステム側の動作モードに必要な電流が流れる。
交流電源１２の実際の交流電圧を検出する必要がある場合に、ユーザが操作部６０を操作して交流電圧検出モードに推移するための交流電圧検出ボタンを押したこととする。
ステップＳ１５では、制御部５０は、操作部６０に設けられた交流電圧検出ボタンがオンされたか否かを判断する。ここで、制御部５０は、交流電圧検出ボタンがオンされたことと判断した場合はステップＳ２０に進み、一方、交流電圧検出ボタンがオンされていないと判断した場合は処理を終了する。
ステップＳ１５では、制御部５０は、操作部６０に設けられた交流電圧検出ボタンがオンされたか否かを判断する。ここで、制御部５０は、交流電圧検出ボタンがオンされたことと判断した場合はステップＳ２０に進み、一方、交流電圧検出ボタンがオンされていないと判断した場合は処理を終了する。
交流電圧検出ボタンがオンされたことと判断した場合、ステップＳ２０では、制御部５０は、フライバックコンバータ４１の出力の供給先負荷がシステム供給負荷Ｌｓ状態であることを停止する。
次いで、ステップＳ２５では、制御部５０は、フライバックコンバータ４１の出力の供給先負荷が電圧検出用負荷Ｌｄ状態に変更する。例えば、制御部５０は、画像形成装置１の動作モードを省エネモードに変更することで、総和消費電流Ｉａｌｌを例えば１．０Ａに固定する。
次いで、ステップＳ２５では、制御部５０は、フライバックコンバータ４１の出力の供給先負荷が電圧検出用負荷Ｌｄ状態に変更する。例えば、制御部５０は、画像形成装置１の動作モードを省エネモードに変更することで、総和消費電流Ｉａｌｌを例えば１．０Ａに固定する。
ここで、画像形成装置１の動作モードと総和消費電流Ｉａｌｌとの関係について説明する。
上述したように、画像形成装置１の動作モードには、大別してウォームアップモード、待機中モード、印刷中モード、複写モード、省エネモードがある。画像形成装置１の機種によって動作モードと総和消費電流Ｉａｌｌとの関係は異なるが、本実施形態では、総和消費電流Ｉａｌｌの一例について説明する。
上述したように、画像形成装置１の動作モードには、大別してウォームアップモード、待機中モード、印刷中モード、複写モード、省エネモードがある。画像形成装置１の機種によって動作モードと総和消費電流Ｉａｌｌとの関係は異なるが、本実施形態では、総和消費電流Ｉａｌｌの一例について説明する。
ここで、交流カップリング回路４３を通過したリプル電圧の振幅電圧Ｖｐｐをリプル電圧検出部４６が検出する。この際、リプル電圧検出部４６は、交流カップリング回路４３を通過したリプル電圧に含まれる正ピーク電圧Ｖ＋ｐを検出するとともに負ピーク電圧Ｖ−ｐを検出し、正ピーク電圧Ｖ＋ｐから負ピーク電圧Ｖ−ｐを引き算出した差電圧を振幅電圧Ｖｐｐとして検出する。Ａ／Ｄコンバータ５０ａは、リプル電圧検出部４６から入力された振幅電圧信号をデジタルデータ値に変換し、振幅電圧データをＣＰＵ５０ｂへ出力する。
次いで、ステップＳ３０では、制御部５０は、電圧検出用負荷Ｌｄ状態に対応した振幅電圧Ｖｐｐを検出する。
次いで、ステップＳ３５では、制御部５０は、フライバックコンバータ４１の出力の供給先負荷が１００Ｖ系／２００Ｖ系判断用負荷Ｌｊ状態に変更する。例えば、制御部５０は、画像形成装置１の動作モードを待機中モードに変更することで、総和消費電流Ｉａｌｌを例えば１．５Ａに固定する。
ここで、上述したように、交流カップリング回路４３を通過したリプル電圧の振幅電圧Ｖｐｐをリプル電圧検出部４６が検出し、Ａ／Ｄコンバータ５０ａが振幅電圧信号をデジタルデータ値に変換し、振幅電圧データをＣＰＵ５０ｂへ出力する。
次いで、ステップＳ４０では、制御部５０は、１００Ｖ系／２００Ｖ系判断用負荷Ｌｊ状態に対応した振幅電圧Ｖｐｐを検出する。
次いで、ステップＳ３５では、制御部５０は、フライバックコンバータ４１の出力の供給先負荷が１００Ｖ系／２００Ｖ系判断用負荷Ｌｊ状態に変更する。例えば、制御部５０は、画像形成装置１の動作モードを待機中モードに変更することで、総和消費電流Ｉａｌｌを例えば１．５Ａに固定する。
ここで、上述したように、交流カップリング回路４３を通過したリプル電圧の振幅電圧Ｖｐｐをリプル電圧検出部４６が検出し、Ａ／Ｄコンバータ５０ａが振幅電圧信号をデジタルデータ値に変換し、振幅電圧データをＣＰＵ５０ｂへ出力する。
次いで、ステップＳ４０では、制御部５０は、１００Ｖ系／２００Ｖ系判断用負荷Ｌｊ状態に対応した振幅電圧Ｖｐｐを検出する。
ステップＳ２５〜Ｓ４０での処理の結果として、レコード番号１には、例えば、電圧検出用負荷Ｌｄ状態時の振幅電圧Ｖｐｐとして１．８Ｖが記憶され、１００Ｖ系／２００Ｖ系判断用負荷Ｌｊ状態時の振幅電圧Ｖｐｐとして１．１５Ｖが記憶される。
なお、参考のため事例として、ステップＳ２５〜Ｓ４０での処理の結果、レコード番号２には、例えば、電圧検出用負荷Ｌｄ状態時の振幅電圧Ｖｐｐとして２．０Ｖが記憶され、１００Ｖ系／２００Ｖ系判断用負荷Ｌｊ状態時の振幅電圧Ｖｐｐとして１．０４Ｖが記憶されている。
なお、本実施形態では、ステップＳ２５、Ｓ３０での処理後に、ステップＳ３５、Ｓ４０での処理を行うという順番を採用しているが、処理の順番を入れ替えても表１に示す内容のデータを取得することができる。
なお、参考のため事例として、ステップＳ２５〜Ｓ４０での処理の結果、レコード番号２には、例えば、電圧検出用負荷Ｌｄ状態時の振幅電圧Ｖｐｐとして２．０Ｖが記憶され、１００Ｖ系／２００Ｖ系判断用負荷Ｌｊ状態時の振幅電圧Ｖｐｐとして１．０４Ｖが記憶されている。
なお、本実施形態では、ステップＳ２５、Ｓ３０での処理後に、ステップＳ３５、Ｓ４０での処理を行うという順番を採用しているが、処理の順番を入れ替えても表１に示す内容のデータを取得することができる。
次いで、ステップＳ４５では、制御部５０は、交流電圧算出処理を行う。
＜事例１＞
すなわち、制御部５０は、１００Ｖ系／２００Ｖ系判断用負荷Ｌｊ状態に対応した振幅電圧Ｖｐｐと閾値（１．１Ｖ）との間の大小関係により交流電圧の系統電圧を判断する。
例えば、レコード番号１には、１００Ｖ系／２００Ｖ系判断用負荷Ｌｊ状態時のＶｐｐが１．１５Ｖであり、１．１５Ｖ＞１．１Ｖという関係にあるため、交流電圧は１００Ｖ系であると判断できる。
交流電圧が１００Ｖ系であり、且つ電圧検出用負荷Ｌｄ状態時の振幅電圧Ｖｐｐが１．８Ｖであることに基づいて、図９に示すグラフ図を参照して、Ｖｐｐ＝１．８Ｖに対応する交流電圧が１００Ｖであると判断することができる。
この際、電源装置１０の制御部５０は、交流電圧が第１系統電圧に属していると判断した場合には、１００Ｖ系交流電源（第１系統交流電源）に係る振幅電圧Ｖｐｐと電源電圧の関係を表す第１変換テーブルを参照して、第２負荷状態に対応した第２振幅電圧Ｖｐｐを電源電圧に変換する。
＜事例１＞
すなわち、制御部５０は、１００Ｖ系／２００Ｖ系判断用負荷Ｌｊ状態に対応した振幅電圧Ｖｐｐと閾値（１．１Ｖ）との間の大小関係により交流電圧の系統電圧を判断する。
例えば、レコード番号１には、１００Ｖ系／２００Ｖ系判断用負荷Ｌｊ状態時のＶｐｐが１．１５Ｖであり、１．１５Ｖ＞１．１Ｖという関係にあるため、交流電圧は１００Ｖ系であると判断できる。
交流電圧が１００Ｖ系であり、且つ電圧検出用負荷Ｌｄ状態時の振幅電圧Ｖｐｐが１．８Ｖであることに基づいて、図９に示すグラフ図を参照して、Ｖｐｐ＝１．８Ｖに対応する交流電圧が１００Ｖであると判断することができる。
この際、電源装置１０の制御部５０は、交流電圧が第１系統電圧に属していると判断した場合には、１００Ｖ系交流電源（第１系統交流電源）に係る振幅電圧Ｖｐｐと電源電圧の関係を表す第１変換テーブルを参照して、第２負荷状態に対応した第２振幅電圧Ｖｐｐを電源電圧に変換する。
＜事例２＞
すなわち、制御部５０は、１００Ｖ系／２００Ｖ系判断用負荷Ｌｊ状態に対応した振幅電圧Ｖｐｐと閾値（１．１Ｖ）との間の大小関係により交流電圧の系統電圧を判断する。
例えば、レコード番号２には、１００Ｖ系／２００Ｖ系判断用負荷Ｌｊ状態時のＶｐｐが１．０４Ｖであり、１．０４Ｖ＜１．１Ｖという関係にあるため、交流電圧は２００Ｖ系であると判断できる。
交流電圧が２００Ｖ系であり、且つ電圧検出用負荷Ｌｄ状態時の振幅電圧Ｖｐｐが２．０Ｖであることに基づいて、図９に示すグラフ図を参照して、Ｖｐｐ＝２．０Ｖに対応する交流電圧が２００Ｖであると判断することができる。
この際、制御部５０は、交流電圧が第２系統交流電源に属していると判断した場合には、２００Ｖ系交流電源（第２系統交流電源）に係る振幅電圧Ｖｐｐと電源電圧の関係を表す第２変換テーブルを参照して、第２負荷状態に対応した第２振幅電圧Ｖｐｐを電源電圧に変換する。
ステップＳ５０では、制御部５０は、電源装置の出力を通常状態に戻すため、フライバックコンバータ４１の出力の供給先負荷をシステム供給負荷Ｌｓ状態に変更する。
すなわち、制御部５０は、１００Ｖ系／２００Ｖ系判断用負荷Ｌｊ状態に対応した振幅電圧Ｖｐｐと閾値（１．１Ｖ）との間の大小関係により交流電圧の系統電圧を判断する。
例えば、レコード番号２には、１００Ｖ系／２００Ｖ系判断用負荷Ｌｊ状態時のＶｐｐが１．０４Ｖであり、１．０４Ｖ＜１．１Ｖという関係にあるため、交流電圧は２００Ｖ系であると判断できる。
交流電圧が２００Ｖ系であり、且つ電圧検出用負荷Ｌｄ状態時の振幅電圧Ｖｐｐが２．０Ｖであることに基づいて、図９に示すグラフ図を参照して、Ｖｐｐ＝２．０Ｖに対応する交流電圧が２００Ｖであると判断することができる。
この際、制御部５０は、交流電圧が第２系統交流電源に属していると判断した場合には、２００Ｖ系交流電源（第２系統交流電源）に係る振幅電圧Ｖｐｐと電源電圧の関係を表す第２変換テーブルを参照して、第２負荷状態に対応した第２振幅電圧Ｖｐｐを電源電圧に変換する。
ステップＳ５０では、制御部５０は、電源装置の出力を通常状態に戻すため、フライバックコンバータ４１の出力の供給先負荷をシステム供給負荷Ｌｓ状態に変更する。
＜変形例１＞
上述の実施形態において、操作部６０は、交流電圧検出モードに推移するための指示を受け付けるものであれば、人感センサであってもよい。この場合、人感センサにより人間が近づいていない状態にあるときに、交流電圧検出モードに推移するという実施形態にも適用できる。
また、人感センサにより人間が近づいていない状態から人間が近づく状態にあるときに、交流電圧検出モードに推移するという実施形態にも適用できる。
上述の実施形態において、操作部６０は、交流電圧検出モードに推移するための指示を受け付けるものであれば、人感センサであってもよい。この場合、人感センサにより人間が近づいていない状態にあるときに、交流電圧検出モードに推移するという実施形態にも適用できる。
また、人感センサにより人間が近づいていない状態から人間が近づく状態にあるときに、交流電圧検出モードに推移するという実施形態にも適用できる。
＜変形例２＞
上述の実施形態において、制御部５０は、所定の時間間隔（例えば、１時間）、または定期的（例えば、電気料金が安価な時間帯（例えば００：００））に、交流電圧検出モードに推移するための指示を発行するものであればよい。この場合、所定の時間間隔または定期的に、交流電圧検出モードに推移するという実施形態にも適用できる。
上述の実施形態において、制御部５０は、所定の時間間隔（例えば、１時間）、または定期的（例えば、電気料金が安価な時間帯（例えば００：００））に、交流電圧検出モードに推移するための指示を発行するものであればよい。この場合、所定の時間間隔または定期的に、交流電圧検出モードに推移するという実施形態にも適用できる。
＜変形例３＞
上述の実施形態において、リプル電圧検出部４６が、正ピーク電圧、または負ピーク電圧のいずれかを検出してもよい。
すなわち、正ピーク電圧検出回路４６ａ、または負ピーク電圧検出回路４６ｂのいずれかの回路を用いて検出したピーク電圧を電圧合成回路４６ｃに入力する。次いで、電圧合成回路４６ｃから１／２振幅電圧信号を出力する。次いで、Ａ／Ｄコンバータ５０ａは、リプル電圧検出部４６から入力された１／２振幅電圧信号をデジタルデータ値に変換し、１／２振幅電圧データをＣＰＵ５０ｂへ出力する。次いで、ＣＰＵ５０ｂでは、１／２振幅電圧データを２倍して振幅電圧データを得ることができる。
これにより、正ピーク電圧検出回路４６ａ、又は負ピーク電圧検出回路４６ｂのいずれかを回路構成から除外することができ、回路構成の簡略化を図ることができる。
なお、このような場合、フライバックコンバータ４１から出力される正ピーク電圧の絶対値と、負ピーク電圧の絶対値がほぼ同一値であることが好ましい。
上述の実施形態において、リプル電圧検出部４６が、正ピーク電圧、または負ピーク電圧のいずれかを検出してもよい。
すなわち、正ピーク電圧検出回路４６ａ、または負ピーク電圧検出回路４６ｂのいずれかの回路を用いて検出したピーク電圧を電圧合成回路４６ｃに入力する。次いで、電圧合成回路４６ｃから１／２振幅電圧信号を出力する。次いで、Ａ／Ｄコンバータ５０ａは、リプル電圧検出部４６から入力された１／２振幅電圧信号をデジタルデータ値に変換し、１／２振幅電圧データをＣＰＵ５０ｂへ出力する。次いで、ＣＰＵ５０ｂでは、１／２振幅電圧データを２倍して振幅電圧データを得ることができる。
これにより、正ピーク電圧検出回路４６ａ、又は負ピーク電圧検出回路４６ｂのいずれかを回路構成から除外することができ、回路構成の簡略化を図ることができる。
なお、このような場合、フライバックコンバータ４１から出力される正ピーク電圧の絶対値と、負ピーク電圧の絶対値がほぼ同一値であることが好ましい。
＜本実施形態の態様例の作用、効果のまとめ＞
＜第１態様＞
本態様の電源装置１０は、第１交流電圧に係る第１系統交流電源、又は第１交流電圧とは異なる第２交流電圧に係る第２系統交流電源の一方から供給される交流電圧１２を直流電圧Ｖ２に変換するフライバックコンバータ４１（交流／直流変換部）を備え、フライバックコンバータ４１からの電力を負荷に供給する電源装置１０であって、フライバックコンバータ４１により生成される直流電圧Ｖ２に含まれるリプル電圧の交流成分を通過させる交流カップリング回路４３と、交流カップリング回路４３を通過したリプル電圧の振幅電圧Ｖｐｐを検出するリプル電圧検出部４６と、フライバックコンバータ４１に供給される交流電圧１２が第１系統交流電源、又は第２系統交流電源のいずれに属しているかを判断するのに用いる第１負荷状態、又は交流電圧を検出するのに用いる第２負荷状態に負荷を切り替えるように制御する制御部５０と、を備え、制御部５０は、第１負荷状態時には、リプル電圧検出部４６により検出された第１振幅電圧Ｖｐｐに基づいて、交流電圧１２が第１系統交流電源、又は第２系統交流電源のいずれに属しているかを判断し、第２負荷状態時には、リプル電圧検出部４６により検出された第２振幅電圧Ｖｐｐに基づいて、交流電圧１２を算出することを特徴とする。
本態様によれば、制御部５０は、第１負荷状態時には、リプル電圧検出部４６により検出された第１振幅電圧Ｖｐｐに基づいて、交流電圧１２が第１系統交流電源、又は第２系統交流電源のいずれに属しているかを判断し、第２負荷状態時には、リプル電圧検出部４６により検出された第２振幅電圧Ｖｐｐに基づいて、交流電圧１２を算出する。
これにより、交流／直流変換部により生成される直流電圧に含まれるリプル電圧から交流電圧を検出することで、交流電源の電圧を検出するための構成として、回路規模を小型化することができ、回路価格を低価格化し、さらに、回路の実装面積を削減することができる。
＜第１態様＞
本態様の電源装置１０は、第１交流電圧に係る第１系統交流電源、又は第１交流電圧とは異なる第２交流電圧に係る第２系統交流電源の一方から供給される交流電圧１２を直流電圧Ｖ２に変換するフライバックコンバータ４１（交流／直流変換部）を備え、フライバックコンバータ４１からの電力を負荷に供給する電源装置１０であって、フライバックコンバータ４１により生成される直流電圧Ｖ２に含まれるリプル電圧の交流成分を通過させる交流カップリング回路４３と、交流カップリング回路４３を通過したリプル電圧の振幅電圧Ｖｐｐを検出するリプル電圧検出部４６と、フライバックコンバータ４１に供給される交流電圧１２が第１系統交流電源、又は第２系統交流電源のいずれに属しているかを判断するのに用いる第１負荷状態、又は交流電圧を検出するのに用いる第２負荷状態に負荷を切り替えるように制御する制御部５０と、を備え、制御部５０は、第１負荷状態時には、リプル電圧検出部４６により検出された第１振幅電圧Ｖｐｐに基づいて、交流電圧１２が第１系統交流電源、又は第２系統交流電源のいずれに属しているかを判断し、第２負荷状態時には、リプル電圧検出部４６により検出された第２振幅電圧Ｖｐｐに基づいて、交流電圧１２を算出することを特徴とする。
本態様によれば、制御部５０は、第１負荷状態時には、リプル電圧検出部４６により検出された第１振幅電圧Ｖｐｐに基づいて、交流電圧１２が第１系統交流電源、又は第２系統交流電源のいずれに属しているかを判断し、第２負荷状態時には、リプル電圧検出部４６により検出された第２振幅電圧Ｖｐｐに基づいて、交流電圧１２を算出する。
これにより、交流／直流変換部により生成される直流電圧に含まれるリプル電圧から交流電圧を検出することで、交流電源の電圧を検出するための構成として、回路規模を小型化することができ、回路価格を低価格化し、さらに、回路の実装面積を削減することができる。
＜第２態様＞
本態様のリプル電圧検出部４６は、交流カップリング回路４３を通過したリプル電圧に含まれる正ピーク電圧Ｖ＋ｐを検出する正ピーク電圧検出回路４６ａと、交流カップリング回路４３を通過したリプル電圧に含まれる負ピーク電圧Ｖ−ｐを検出する負ピーク電圧検出回路４６ｂと、正ピーク電圧Ｖ＋ｐから負ピーク電圧Ｖ−ｐを引き算出した差電圧を振幅電圧Ｖｐｐとして検出する電圧合成回路４６ｃと、を備えることを特徴とする。
本態様によれば、リプル電圧検出部４６は、交流カップリング回路４３を通過したリプル電圧に含まれる正ピーク電圧Ｖ＋ｐを検出するとともに負ピーク電圧Ｖ−ｐを検出し、正ピーク電圧Ｖ＋ｐから負ピーク電圧Ｖ−ｐを引き算出した差電圧を振幅電圧Ｖｐｐとして検出する。
これにより、交流／直流変換部により生成される直流電圧に含まれるリプル電圧の振幅電圧を検出することができる。
本態様のリプル電圧検出部４６は、交流カップリング回路４３を通過したリプル電圧に含まれる正ピーク電圧Ｖ＋ｐを検出する正ピーク電圧検出回路４６ａと、交流カップリング回路４３を通過したリプル電圧に含まれる負ピーク電圧Ｖ−ｐを検出する負ピーク電圧検出回路４６ｂと、正ピーク電圧Ｖ＋ｐから負ピーク電圧Ｖ−ｐを引き算出した差電圧を振幅電圧Ｖｐｐとして検出する電圧合成回路４６ｃと、を備えることを特徴とする。
本態様によれば、リプル電圧検出部４６は、交流カップリング回路４３を通過したリプル電圧に含まれる正ピーク電圧Ｖ＋ｐを検出するとともに負ピーク電圧Ｖ−ｐを検出し、正ピーク電圧Ｖ＋ｐから負ピーク電圧Ｖ−ｐを引き算出した差電圧を振幅電圧Ｖｐｐとして検出する。
これにより、交流／直流変換部により生成される直流電圧に含まれるリプル電圧の振幅電圧を検出することができる。
＜第３態様＞
本態様の制御部５０は、リプル電圧検出部４６により検出された第１負荷状態に対応した第１振幅電圧Ｖｐｐが所定の閾値よりも大きいか否かを判断し、第１振幅電圧Ｖｐｐが所定の閾値よりも大きい場合には第１系統交流電源に属していると判断し、第１振幅電圧Ｖｐｐが所定の閾値よりも小さい場合には第２系統交流電源に属していると判断することを特徴とする。
本態様によれば、制御部５０は、リプル電圧検出部４６により検出された第１負荷状態に対応した第１振幅電圧Ｖｐｐが所定の閾値よりも大きいか否かを判断し、第１振幅電圧Ｖｐｐが所定の閾値よりも大きい場合には第１系統交流電源に属していると判断し、第１振幅電圧Ｖｐｐが所定の閾値よりも小さい場合には第２系統交流電源に属していると判断する。
これにより、例えば、交流電圧１２が１００Ｖ系統交流電源に属しているか、２００Ｖ系統交流電源に属しているかを判断することができる。
本態様の制御部５０は、リプル電圧検出部４６により検出された第１負荷状態に対応した第１振幅電圧Ｖｐｐが所定の閾値よりも大きいか否かを判断し、第１振幅電圧Ｖｐｐが所定の閾値よりも大きい場合には第１系統交流電源に属していると判断し、第１振幅電圧Ｖｐｐが所定の閾値よりも小さい場合には第２系統交流電源に属していると判断することを特徴とする。
本態様によれば、制御部５０は、リプル電圧検出部４６により検出された第１負荷状態に対応した第１振幅電圧Ｖｐｐが所定の閾値よりも大きいか否かを判断し、第１振幅電圧Ｖｐｐが所定の閾値よりも大きい場合には第１系統交流電源に属していると判断し、第１振幅電圧Ｖｐｐが所定の閾値よりも小さい場合には第２系統交流電源に属していると判断する。
これにより、例えば、交流電圧１２が１００Ｖ系統交流電源に属しているか、２００Ｖ系統交流電源に属しているかを判断することができる。
＜第４態様＞
本態様の制御部５０は、フライバックコンバータ４１から電力が供給される負荷に対して、当該負荷に係る動作モードを切り替えるように制御することにより負荷状態を切り替えることを特徴とする。
本態様によれば、制御部５０は、フライバックコンバータ４１から電力が供給される負荷に対して、当該負荷に係る動作モードを切り替えるように制御することにより負荷状態を切り替える。
これにより、交流電圧１２が第１系統交流電源、又は第２系統交流電源のいずれに属しているかを判断するのに用いる第１負荷状態、又は交流電圧を検出するのに用いる第２負荷状態に負荷を切り替えることができる。
本態様の制御部５０は、フライバックコンバータ４１から電力が供給される負荷に対して、当該負荷に係る動作モードを切り替えるように制御することにより負荷状態を切り替えることを特徴とする。
本態様によれば、制御部５０は、フライバックコンバータ４１から電力が供給される負荷に対して、当該負荷に係る動作モードを切り替えるように制御することにより負荷状態を切り替える。
これにより、交流電圧１２が第１系統交流電源、又は第２系統交流電源のいずれに属しているかを判断するのに用いる第１負荷状態、又は交流電圧を検出するのに用いる第２負荷状態に負荷を切り替えることができる。
＜第５態様＞
本態様の制御部５０は、交流電圧１２が第１系統交流電源に属していると判断した場合には、第１系統交流電源に係る振幅電圧Ｖｐｐと電源電圧の関係を表す変換テーブルを参照して、第２負荷状態に対応した第２振幅電圧Ｖｐｐを電源電圧に変換することを特徴とする。
本態様によれば、制御部５０は、交流電圧１２が第１系統交流電源に属していると判断した場合には、第１系統交流電源に係る振幅電圧Ｖｐｐと電源電圧の関係を表す変換テーブルを参照して、第２負荷状態に対応した第２振幅電圧Ｖｐｐを電源電圧に変換する。
これにより、交流電圧１２が第１系統交流電源に属している場合に、第２負荷状態に対応した第２振幅電圧Ｖｐｐを電源電圧に変換することができる。
本態様の制御部５０は、交流電圧１２が第１系統交流電源に属していると判断した場合には、第１系統交流電源に係る振幅電圧Ｖｐｐと電源電圧の関係を表す変換テーブルを参照して、第２負荷状態に対応した第２振幅電圧Ｖｐｐを電源電圧に変換することを特徴とする。
本態様によれば、制御部５０は、交流電圧１２が第１系統交流電源に属していると判断した場合には、第１系統交流電源に係る振幅電圧Ｖｐｐと電源電圧の関係を表す変換テーブルを参照して、第２負荷状態に対応した第２振幅電圧Ｖｐｐを電源電圧に変換する。
これにより、交流電圧１２が第１系統交流電源に属している場合に、第２負荷状態に対応した第２振幅電圧Ｖｐｐを電源電圧に変換することができる。
＜第６態様＞
本態様の制御部５０は、交流電圧１２が第２系統交流電源に属していると判断した場合には、第２系統交流電源に係る振幅電圧Ｖｐｐと電源電圧の関係を表す変換テーブルを参照して、第２負荷状態に対応した第２振幅電圧Ｖｐｐを電源電圧に変換することを特徴とする。
本態様によれば、制御部５０は、交流電圧１２が第２系統交流電源に属していると判断した場合には、第２系統交流電源に係る振幅電圧Ｖｐｐと電源電圧の関係を表す変換テーブルを参照して、第２負荷状態に対応した第２振幅電圧Ｖｐｐを電源電圧に変換する。
これにより、交流電圧１２が第２系統交流電源に属している場合に、第２負荷状態に対応した第２振幅電圧Ｖｐｐを電源電圧に変換することができる。
本態様の制御部５０は、交流電圧１２が第２系統交流電源に属していると判断した場合には、第２系統交流電源に係る振幅電圧Ｖｐｐと電源電圧の関係を表す変換テーブルを参照して、第２負荷状態に対応した第２振幅電圧Ｖｐｐを電源電圧に変換することを特徴とする。
本態様によれば、制御部５０は、交流電圧１２が第２系統交流電源に属していると判断した場合には、第２系統交流電源に係る振幅電圧Ｖｐｐと電源電圧の関係を表す変換テーブルを参照して、第２負荷状態に対応した第２振幅電圧Ｖｐｐを電源電圧に変換する。
これにより、交流電圧１２が第２系統交流電源に属している場合に、第２負荷状態に対応した第２振幅電圧Ｖｐｐを電源電圧に変換することができる。
＜第７態様＞
本態様の電源装置１０は、交流電圧検出モードに推移するための指示を受け付ける操作部６０を備え、制御部５０は、操作部６０が交流電圧検出モードに推移するための指示を受け付けた場合には、交流電圧を算出する処理を実行することを特徴とする。
本態様によれば、制御部５０は、操作部６０が交流電圧検出モードに推移するための指示を受け付けた場合には、交流電圧を算出する処理を実行する。
これにより、操作部６０から指示を受け付けた場合に、交流電圧を算出する処理を実行することができる。
本態様の電源装置１０は、交流電圧検出モードに推移するための指示を受け付ける操作部６０を備え、制御部５０は、操作部６０が交流電圧検出モードに推移するための指示を受け付けた場合には、交流電圧を算出する処理を実行することを特徴とする。
本態様によれば、制御部５０は、操作部６０が交流電圧検出モードに推移するための指示を受け付けた場合には、交流電圧を算出する処理を実行する。
これにより、操作部６０から指示を受け付けた場合に、交流電圧を算出する処理を実行することができる。
＜第８態様＞
本態様のリプル電圧検出部４６は、正ピーク電圧検出回路４６ａにより検出された正ピーク電圧、又は負ピーク電圧検出回路４６ｂにより検出された負ピーク電圧のいずれかを電圧合成回路４６ｃに入力させ、制御部５０は、電圧合成回路４６ｃから出力された電圧の２倍値を算出することにより得られた電圧を振幅電圧とすることを特徴とする。
本態様によれば、制御部５０は、正ピーク電圧、又は負ピーク電圧のいずれかの電圧の２倍値を算出することにより得られた電圧を振幅電圧とすることができる。
これにより、正ピーク電圧検出回路４６ａ、又は負ピーク電圧検出回路４６ｂのいずれかを回路構成から除外することができ、回路構成の簡略化を図ることができる。
本態様のリプル電圧検出部４６は、正ピーク電圧検出回路４６ａにより検出された正ピーク電圧、又は負ピーク電圧検出回路４６ｂにより検出された負ピーク電圧のいずれかを電圧合成回路４６ｃに入力させ、制御部５０は、電圧合成回路４６ｃから出力された電圧の２倍値を算出することにより得られた電圧を振幅電圧とすることを特徴とする。
本態様によれば、制御部５０は、正ピーク電圧、又は負ピーク電圧のいずれかの電圧の２倍値を算出することにより得られた電圧を振幅電圧とすることができる。
これにより、正ピーク電圧検出回路４６ａ、又は負ピーク電圧検出回路４６ｂのいずれかを回路構成から除外することができ、回路構成の簡略化を図ることができる。
１…画像形成装置、１０…電源装置、１２…交流電源、４０…直流電源部、４１…フライバックコンバータ、４１ａ…制御ＩＣ、４２…ＤＣ／ＤＣコンバータ、４３…交流カップリング回路、４６…リプル電圧検出部、４６ａ…正ピーク電圧検出回路、４６ｂ…負ピーク電圧検出回路、４６ｃ…電圧合成回路、５０…制御部、５０ａ…Ａ／Ｄコンバータ、５０ｂ…ＣＰＵ、５０ｃ…ＲＯＭ、５０ｄ…ＲＡＭ
Claims (8)
- 第１交流電圧に係る第１系統交流電源、又は前記第１交流電圧とは異なる第２交流電圧に係る第２系統交流電源の一方から供給される交流電圧を直流電圧に変換する交流／直流変換部を備え、前記交流／直流変換部からの電力を負荷に供給する電源装置であって、
前記交流／直流変換部により生成される直流電圧に含まれるリプル電圧の交流成分を通過させる交流カップリング回路と、
前記交流カップリング回路を通過したリプル電圧の振幅電圧を検出するリプル電圧検出部と、
前記交流／直流変換部に供給される交流電圧が前記第１系統交流電源、又は前記第２系統交流電源のいずれに属しているかを判断するのに用いる第１負荷状態、又は前記交流電圧を検出するのに用いる第２負荷状態に前記負荷を切り替えるように制御する制御部と、を備え、
前記制御部は、
前記第１負荷状態時には、前記リプル電圧検出部により検出された第１振幅電圧に基づいて、前記交流電圧が前記第１系統交流電源、又は前記第２系統交流電源のいずれに属しているかを判断し、前記第２負荷状態時には、前記リプル電圧検出部により検出された第２振幅電圧に基づいて、前記交流電圧を算出することを特徴とする電源装置。 - 前記リプル電圧検出部は、
前記交流カップリング回路を通過したリプル電圧に含まれる正ピーク電圧を検出する正ピーク電圧検出回路と、
前記交流カップリング回路を通過したリプル電圧に含まれる負ピーク電圧を検出する負ピーク電圧検出回路と、
前記正ピーク電圧から前記負ピーク電圧を引き算出した差電圧を振幅電圧として検出する電圧合成回路と、を備えることを特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 前記制御部は、
前記リプル電圧検出部により検出された前記第１負荷状態に対応した第１振幅電圧が所定の閾値よりも大きいか否かを判断し、第１振幅電圧が所定の閾値よりも大きい場合には第１系統交流電源に属していると判断し、第１振幅電圧が所定の閾値よりも小さい場合には第２系統交流電源に属していると判断することを特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 前記制御部は、
前記交流／直流変換部から電力が供給される負荷に対して、当該負荷に係る動作モードを切り替えるように制御することにより負荷状態を切り替えることを特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 前記制御部は、
前記交流電圧が第１系統交流電源に属していると判断した場合には、第１系統交流電源に係る振幅電圧と電源電圧の関係を表す変換テーブルを参照して、前記第２負荷状態に対応した第２振幅電圧を電源電圧に変換することを特徴とする請求項３記載の電源装置。 - 前記制御部は、
前記交流電圧が第２系統交流電源に属していると判断した場合には、第２系統交流電源に係る振幅電圧と電源電圧の関係を表す変換テーブルを参照して、前記第２負荷状態に対応した第２振幅電圧を電源電圧に変換することを特徴とする請求項３記載の電源装置。 - 交流電圧検出モードに推移するための指示を受け付ける操作部を備え、
前記制御部は、
前記操作部が前記交流電圧検出モードに推移するための指示を受け付けた場合には、前記交流電圧を算出する処理を実行することを特徴とする請求項１乃至６の何れか一項に記載の電源装置。 - 前記リプル電圧検出部は、
前記正ピーク電圧検出回路により検出された正ピーク電圧、又は前記負ピーク電圧検出回路により検出された負ピーク電圧のいずれかを前記電圧合成回路に入力させ、
前記制御部は、前記電圧合成回路から出力された電圧の２倍値を算出することにより得られた電圧を振幅電圧とすることを特徴とする請求項２記載の電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2019164211A true JP2019164211A (ja) | 2019-09-26 |
| JP7040172B2 JP7040172B2 (ja) | 2022-03-23 |
Family
ID=68064782
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|---|
| JP7483521B2 (ja) | 2020-06-12 | 2024-05-15 | キヤノン株式会社 | 画像形成装置 |
Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6277053A (ja) * | 1985-09-27 | 1987-04-09 | Yokogawa Electric Corp | スイツチング電源テスト装置 |
| JPH02218967A (ja) * | 1989-02-21 | 1990-08-31 | Hitachi Lighting Ltd | 直流安定化電源の停電検出信号装置 |
| JPH06273451A (ja) * | 1993-03-22 | 1994-09-30 | Keisoku Gijutsu Kenkyusho:Kk | リップル電圧測定装置 |
| JP2000276000A (ja) * | 1999-03-29 | 2000-10-06 | Ricoh Co Ltd | 熱定着装置 |
| JP2002051561A (ja) * | 2000-08-01 | 2002-02-15 | Sharp Corp | 電源装置およびこれを備えた電子機器 |
| JP2012220198A (ja) * | 2011-04-04 | 2012-11-12 | Mitsubishi Electric Corp | 車載用レーダ装置 |
-
2018
- 2018-03-19 JP JP2018050866A patent/JP7040172B2/ja active Active
Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6277053A (ja) * | 1985-09-27 | 1987-04-09 | Yokogawa Electric Corp | スイツチング電源テスト装置 |
| JPH02218967A (ja) * | 1989-02-21 | 1990-08-31 | Hitachi Lighting Ltd | 直流安定化電源の停電検出信号装置 |
| JPH06273451A (ja) * | 1993-03-22 | 1994-09-30 | Keisoku Gijutsu Kenkyusho:Kk | リップル電圧測定装置 |
| JP2000276000A (ja) * | 1999-03-29 | 2000-10-06 | Ricoh Co Ltd | 熱定着装置 |
| JP2002051561A (ja) * | 2000-08-01 | 2002-02-15 | Sharp Corp | 電源装置およびこれを備えた電子機器 |
| JP2012220198A (ja) * | 2011-04-04 | 2012-11-12 | Mitsubishi Electric Corp | 車載用レーダ装置 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP7483521B2 (ja) | 2020-06-12 | 2024-05-15 | キヤノン株式会社 | 画像形成装置 |
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