JP2019146024A - 近接センサ - Google Patents

Abstract

【課題】周期的なノイズの影響を低減することが可能な近接センサを提供する。【解決手段】本発明の一態様に係る近接センサ１００は、磁界を利用して検出体２００を検出する近接センサ１００であって、磁界を発生させる検出コイル１１と、検出コイル１１にパルス状の励磁電流を繰り返し供給する励磁回路２０と、励磁電流の供給が遮断された後の所定期間に検出コイル１１の両端に生じた電圧に基づいて、検出体２００を検出する検出回路３０と、検出コイル１１への励磁電流の供給を遮断するタイミングが非周期的となるように励磁回路２０を制御する制御回路４０とを備える。【選択図】図１

Description

本発明は、近接センサに関する。

特許文献１には、磁界を発生させる検出コイルと、検出コイルにパルス状の励磁電流を周期的に供給する励磁回路と、励磁電流の供給が遮断された後に検出コイルの両端に生じた電圧に基づいて、金属体の有無等を検出する検出回路と、制御回路とを備える近接センサが開示されている。制御回路は、励磁電流の供給期間が励磁電流の供給遮断期間以上となるように、励磁回路を制御する。これにより、検出体の厚さによる検出距離の変動を抑制することが可能になる。

特開２００９−０５９５２８号公報

しかしながら、特許文献１に記載の近接センサのように、検出コイルに励磁電流を周期的に供給すると、例えばインバータ等の周期的なパルスの発生源が近傍にある場合、当該パルスの周期が励磁電流の周期に合ってしまうと、近接センサが当該パルスによるノイズの影響を受けてしまう。

そこで、本発明は、このような実情を鑑みてなされたものであり、その目的は、周期的なノイズの影響を低減することが可能な近接センサを提供することである。

本発明の一態様に係る近接センサは、磁界を利用して検出体を検出する近接センサであって、磁界を発生させる検出コイルと、検出コイルにパルス状の励磁電流を繰り返し供給する励磁回路と、励磁電流の供給が遮断された後の所定期間に検出コイルの両端に生じた電圧に基づいて、検出体を検出する検出回路と、検出コイルへの励磁電流の供給を遮断するタイミングが非周期的となるように励磁回路を制御する制御回路とを備える。

この態様によれば、検出コイルへの励磁電流の供給を遮断するタイミングが非周期的となるため、検出コイルの電圧を検出する期間の開始時点が非周期的となる。よって、外部からのノイズが周期的であっても、上記電圧の各検出期間にノイズが現れる確率が小さくなる。したがって、周期的なノイズによる近接センサへの影響が低減される。

上記一態様に係る近接センサにおいて、制御回路は、励磁回路が検出コイルに励磁電流を供給する供給期間と、励磁回路が検出コイルに励磁電流を供給しない遮断期間との少なくともいずれかを変動させることにより、検出コイルへの励磁電流の供給を遮断するタイミングが非周期的となるように励磁回路を制御してもよい。この態様によれば、簡易な方法で、周期的なノイズによる近接センサへの影響を低減することができる。

上記一態様に係る近接センサは、乱数を生成する乱数器を更に備え、制御回路は、乱数器により生成された乱数に基づいて、検出コイルへの励磁電流の供給を遮断するタイミングが非周期的となるように励磁回路を制御してもよい。この態様によれば、周期的なノイズによる近接センサへの影響を簡易に低減することができる。

本発明によれば、周期的なノイズの影響を低減することが可能な近接センサを提供することが可能になる。

実施の形態に係る近接センサの概略ブロック図である。 実施の形態に係る近接センサの基本部分の概略構成を示す図である。 実施の形態に係る検出コイルに生じる励磁電流及びコイル電圧を説明するための概略波形図である。 従来の近接センサによる動作波形図の一例を示す図である。 実施の形態に係る近接センサによる動作波形図の一例を示す図である。

以下において、本発明の一側面に係る実施の形態（以下、「本実施形態」とも表記する）を、図面に基づいて説明する。なお、各図において、同一の符号を付したものは、同一又は同様の構成を有する。

図１は、本実施形態に係る近接センサの概略ブロック図を例示する。近接センサ１００は、磁界を利用して検出体を検出する近接センサであって、例えば、検出コイル１１と、補助コイル１２と、放電抵抗１３と、励磁回路２０と、検出回路３０と、制御回路４０と、乱数器５０とを備える。

検出コイル１１は、例えば、２つの端子を有するコイルである。検出コイル１１には、後述する励磁回路２０から励磁電流が供給される。検出コイル１１は、検出コイル１１に供給された励磁電流に基づいて、磁界を発生させる。なお、検出コイル１１の側面は、金属の筐体により覆われていてもよい。

補助コイル１２は、例えば、近接センサ１００の金属ケース体（図示せず）や近接センサ１００が取付けられる周囲金属（図示せず）に検出コイル１１からの磁束が鎖交しないようにするため、その磁束を打ち消す方向に磁界を発生させる。このため、図１に示すように、補助コイル１２は、例えば、検出コイル１１と直列に接続され、その巻き方向は検出コイル１１の巻き方向と逆になる。なお補助コイル１２は、検出コイル１１の外側に配置される。

放電抵抗１３は、例えば、検出コイル１１の放電を速やかに収束させるための抵抗である。放電抵抗の抵抗値をＲとし、検出コイル１１のインダクタンスをＬとすると、検出コイル１１の放電時の時定数は（Ｌ／Ｒ）に比例する。

励磁回路２０は、検出コイル１１にパルス状の励磁電流を繰り返し供給する回路であって、例えば、スイッチ２１〜２４及び定電流回路２５，２６を含む。スイッチ２１，２２は、制御回路４０からの信号Ｓ１に応じて同じ動作を行なうことができ、例えば、同時にオン及びオフすることができる。また、スイッチ２３，２４は、制御回路４０からの信号Ｓ２に応じて同じ動作を行なうことができ、例えば、同時にオン及びオフすることができる。

定電流回路２５，２６は、例えば、検出コイル１１に励磁電流を供給するための回路である。スイッチ２１、２２がオンすると、検出コイル１１の図１に示す＋方向に、定電流回路２５から供給される励磁電流が流れる。また、スイッチ２３、２４がオンすると、検出コイル１１の図１に示す−方向に、定電流回路２６から供給される励磁電流が流れる。

検出回路３０は、検出コイル１１の両端に生じる電圧に基づいて、検出体２００を検出する回路である。検出回路３０は、例えば、増幅回路３１と、同期検波回路３２と、切換回路３３と、ローパスフィルタ（図ではＬＰＦと示す）３４と、ＡＤコンバータ（図ではＡＤＣと示す）３５と、比較部３６とを含む。

増幅回路３１は、例えば、検出コイル１１の両端の間の電圧を増幅する。同期検波回路３２は、例えば、制御回路４０から供給される制御信号に応じて、増幅回路３１の出力電圧の検波を行なう。切換回路３３は、例えば、制御回路４０から供給される制御信号に応じて、同期検波回路３２の出力電圧をローパスフィルタ３４に出力するか否かを切換える。

ローパスフィルタ３４は、例えば、切換回路３３からの電圧（すなわち同期検波回路３２からの電圧）を積分する積分回路として機能する。ＡＤコンバータ３５は、例えば、ローパスフィルタ３４の出力電圧をデジタル信号に変換して、そのデジタル信号を比較部３６に出力する。比較部３６は、例えば、ＡＤコンバータ３５が出力したデジタル信号を所定の閾値と比較し、当該比較の結果に応じて検出体の有無を示す信号を出力する。比較部３６は、当該デジタル信号が所定の閾値以上である場合、検出体が近接センサの動作領域内に存在することを示す信号を出力し、当該デジタル信号が所定の閾値もまんである場合、検出体が近接センサの動作領域内に存在しないことを示す信号を出力する。

制御回路４０は、例えば、同期検波回路３２、及び切換回路３３それぞれに制御信号を供給することによってこれらを制御する。また、制御回路４０は、例えば、後述する乱数器５０から供給される乱数に基づいて、スイッチ２１、２２をオンするための信号Ｓ１、及びスイッチ２３、２４をオンするための信号Ｓ２の立ち下がりのタイミングが非周期的となるように、当該信号をスイッチ２１〜２４に供給する。ここで、「非周期的」は、ある動作が繰り返し生じる場合に、一の動作と次の動作との間の時間的間隔が、所定の期間において少なくとも一度変動することを含む。また、「非周期的」は、一の動作と次の動作との間の時間的間隔が、所定の期間において常に変動する場合を含んでもよい。これにより、後述する検出期間Ｄの開始時点を規定するタイミング、すなわち、検出コイル１１に供給される励磁電流が遮断されるタイミングが、非周期的となる。具体的には、制御回路４０は、例えば、励磁回路２０が検出コイル１１に励磁電流を供給する供給期間と、励磁回路２０が検出コイル１１に励磁電流を供給しない遮断期間との少なくともいずれかを変動させるように、信号Ｓ１及びＳ２を生成してもよい。

乱数器５０は、乱数を生成し、生成した乱数を制御回路４０に供給する。乱成器５０の構成は特に限定されず、例えば、ハードウェア又はソフトウェアいずれによって構成されてもよい。

次に、図２及び図３を用いて、本実施形態に係る近接センサの動作原理を説明する。図２は、近接センサの基本部分の概略構成を例示する。図３は、検出コイルに生じる励磁電流及びコイル電圧を説明するための概略波形図を例示する。

図２の例では、近接センサ１００は、検出コイル１１と、検出コイル１１が巻回されたコア１４と、放電抵抗１３と、検出コイル１１に励磁電流を供給するための定電流回路２６と、信号Ｓ１に応答してオン／オフするスイッチＳＷと、増幅回路３１と、制御回路４０から供給される制御信号に応答してオン／オフする切換回路３３と、ローパスフィルタ３４とが示される。なお、図２のスイッチＳＷは、図１に示すスイッチ２１，２２をまとめて示したものである。

図３の例では、まず時刻ｔ１において信号Ｓ１が立ち上がることによりスイッチＳＷがオンする。これにより、検出コイル１１に励磁電流ＩＬが流れるとともに、検出コイル１１のコイル電圧ＶＬが所定の時定数（Ｌ／Ｒ）で立ち上がる。次に、時刻ｔ２において信号Ｓ１が立ち下がることによりスイッチＳＷがオフする。これにより、検出コイル１１への励磁電流ＩＬの供給が遮断される。

検出体２００が近接センサ１００の近傍に配置されていない場合、検出コイル１１への励磁電流ＩＬの供給が遮断されると、曲線ｋ１に示すように、検出コイル１１のコイル電圧ＶＬは、放電抵抗１３によって急激に低下する。

一方、検出体２００が近接センサ１００の近傍に配置されている場合、検出コイル１１への励磁電流ＩＬの供給が遮断されると、曲線ｋ２に示すように、曲線ｋ１よりも緩慢に検出コイル１１のコイル電圧ＶＬが減少する。これは次の様な原理に基づく。すなわち、検出体２００が近接センサ１００の近傍に配置されている場合、時刻ｔ１〜ｔ２の期間、検出コイル１１により検出体２００に磁束が供給される。そして、時刻ｔ２において、検出コイル１１への電流供給が遮断されると、検出コイル１１からの検出体２００への磁束の供給も遮断されることにより、検出体２００に渦電流が発生する。そして、当該渦電流により生じた磁束が検出コイル１１に鎖交することによって、検出コイル１１に誘起電圧が発生する。この誘起電圧の時定数は検出コイル１１自身の誘起電圧の時定数よりも大きい。そのため、コイル電圧ＶＬは、曲線ｋ２に示すように、曲線ｋ１よりも緩慢に減少する。

検出回路３０及び制御回路４０は、上述のような検出体２００の有無に応じたコイル電圧ＶＬの波形の違いに基づき、検出体２００の有無を検出する。具体的には、検出コイル１１に生じたコイル電圧ＶＬは、増幅回路３１により増幅され、同期検波回路３２に出力される。同期検波回路３２は、制御回路４０から供給される制御信号に応じて、増幅回路３１から出力された出力電圧を検波し、所定の検波信号を切換回路３３に出力する。制御回路４０は、時刻ｔ２から所定の期間が経過した時刻ｔ３までを検出期間Ｄにおいて切換回路３３がオンとなるような制御信号を、切換回路３３に供給する。

検出期間Ｄにおいては、同期検波回路３２が出力した検波信号は、切換回路３３を介してローパスフィルタ３４に出力される。ローパスフィルタ３４は、切換回路３３を介して同期検波回路３２から入力された検波信号を時間積分することにより平滑化し、ＡＤコンバータ３５に出力する。ＡＤコンバータ３５は、ローパスフィルタ３４から出力されたアナログ信号をデジタル信号に変換し、制御回路４０に出力する。制御回路４０は、ＡＤコンバータ３５から出力されたデジタル信号を、所定の閾値と比較することにより、検出体２００の有無を判定する。

なお、上述した検出期間Ｄは、時刻ｔ２から所定の期間（マスク時間）が経過した時点から開始してもよい。

次に、図４及び図５を用いて、本実施形態による周期的なノイズの影響が削減される効果について説明する。以下では、制御回路４０が信号Ｓ１及びＳ２を交互に供給することにより、検出コイル１１に、図１に示す＋方向及び−方向の励磁電流を交互に流す方式（所謂、「交互励磁方式」）によって動作する場合を例に説明する。

図４は、従来の近接センサによる動作波形図の一例を例示する。当該従来の近接センサ３００は、乱数器５０を備えていない点を除いて、基本的に本実施形態による近接センサ３００と同様の構成を備えるものとする。また、当該従来の近接センサ３００の近傍には、周期的なパルス状の出力電圧を生成するインバータが配置されているものとする。

図４の例では、制御回路４０からは、スイッチ２１及び２２をオンするためのパルス状の信号Ｓ１と、スイッチ２３及び２４をオンするためのパルス状の信号Ｓ２が、所定の周期Ｔにより、励磁回路２０に供給される。そして、信号Ｓ１及びＳ２それぞれの立ち下がりから所定の検出期間Ｄにおいて検出コイル１１に生じる検出信号（コイル電圧ＶＬ）に基づいて、検出回路３０及び制御回路４０により、検出体２００の有無が判定される。

ここで、従来の近接センサ３００の近傍に配置されたインバータは、上述の信号Ｓ１及びＳ２の周期Ｔとほぼ同等の周期で、パルス状の出力電圧を生成するものとする。このとき、近接センサ３００及びインバータの動作のタイミングによっては、検出期間Ｄにおいて検出信号（コイル電圧ＶＬ）にインバータの出力電圧に起因するノイズが生じる。例えば、図４の例では、複数の検出期間Ｄのいずれにおいてもほぼ同様のタイミングで、検出信号にノイズが現れている。これにより、近接センサ３００は、検出体２００が近傍に配置されていないにも関わらず、検出体２００が検出されていると誤って判定してしまう。また、インバータの出力電圧の周期は、近接センサ３００による信号Ｓ１及びＳ２の周期Ｔと同等であるため、所定の期間における検出信号を平均化する処理や、カウントする処理を実行しても、このような周期的なノイズの影響は排除することができない。

図５は、本実施形態による近接センサによる動作波形図の一例を例示する。当該近接センサ１００の近傍には、上述したものと同様のインバータが配置されているものとする。

図５の例では、制御回路４０は、スイッチ２１及び２２をオンするためのパルス状の信号Ｓ１と、スイッチ２３及び２４をオンするためのパルス状の信号Ｓ２とを、交互に繰り返し励磁回路２０に供給する。このとき、制御回路４０は、信号Ｓ１及びＳ２の立ち下がりのタイミングが非周期的となるように、信号Ｓ１及びＳ２を生成する。具体的には、図５の例では、信号Ｓ１（Ｓ２）が立ち下がった時から、その直後に信号Ｓ２（Ｓ１）が立ち下がった時までの期間を、順次、「Ｔ＋α１」、「Ｔ＋α２」、…等と表すことができる。ここで、Ｔは所定の固定値であり、α１、α２、…等をそれぞれが異なる値を取り得る変数とする。これにより、検出コイル１１への励磁電流の供給を遮断するタイミングが非周期的となるため、検出期間Ｄの開始時点も非周期的となる。

そして、検出期間Ｄの開始時点が非周期的であるため、外部からのノイズが周期的であっても、検出期間Ｄにおいてノイズが検出信号に現れる確率が小さくなる。例えば、図５の例では、複数の検出期間Ｄのうちのいくつかにおいては、検出信号にインバータによるノイズが現れていないことが分かる。また、例えノイズが検出信号に現れたとしても、検出期間Ｄにおいてノイズが検出信号に現れるタイミングは一定ではなくなる。例えば、図５の例では、検出信号にインバータによるノイズが現れている場合であっても、当該ノイズが現れているタイミングが、検出期間Ｄ毎に異なり得ることが分かる。したがって、近接センサ１００によって、周期的なノイズの影響が低減されているといえる。

以上のように、本実施形態では、検出コイルへの励磁電流の供給を遮断するタイミングが非周期的となるため、検出期間の開始時点が非周期的となる。よって、ノイズが周期的であっても、検出期間においてノイズが検出信号に現れる確率が小さくなり、また、例えノイズが検出信号に現れたとしても、検出期間においてノイズが検出信号に現れるタイミングは一定ではなくなる。したがって、周期的なノイズによる近接センサへの影響が低減される。

１１…検出コイル、１２…補助コイル、１３…放電抵抗、１４…コア
２０…励磁回路、２１・２２・２３・２４・ＳＷ…スイッチ、２５・２６…定電流回路
３０…検出回路、３１…増幅回路、３２…同期検波回路、３３…切換回路
３４…ローパスフィルタ、３５…ＡＤコンバータ、比較部３６
４０…制御回路、５０…乱数器
１００…近接センサ、２００…検出体、３００…近接センサ

Claims (3)

1. 磁界を利用して検出体を検出する近接センサであって、
   磁界を発生させる検出コイルと、
   前記検出コイルにパルス状の励磁電流を繰り返し供給する励磁回路と、
   前記励磁電流の供給が遮断された後の所定期間に前記検出コイルの両端に生じた電圧に基づいて、検出体を検出する検出回路と、
   前記検出コイルへの励磁電流の供給を遮断するタイミングが非周期的となるように前記励磁回路を制御する制御回路とを備える、近接センサ。
2. 前記制御回路は、前記励磁回路が前記検出コイルに励磁電流を供給する供給期間と、前記励磁回路が前記検出コイルに励磁電流を供給しない遮断期間との少なくともいずれかを変動させることにより、前記検出コイルへの励磁電流の供給を遮断するタイミングが非周期的となるように前記励磁回路を制御する、請求項１に記載の近接センサ。
3. 乱数を生成する乱数器を更に備え、
   前記制御回路は、前記乱数器により生成された乱数に基づいて、前記検出コイルへの励磁電流の供給を遮断するタイミングが非周期的となるように前記励磁回路を制御する、請求項１又は２に記載の近接センサ。

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