JP2019103386A - ワイヤレス受電装置及びこれを用いたワイヤレス電力伝送システム - Google Patents

Abstract

【課題】過電圧が生じた場合に装置を構成する回路素子の保護を図りつつ、保護回路を構成する回路素子自体の保護を可能にする。【解決手段】ワイヤレス受電装置２０は、受電コイルＬ２を含む受電ユニット２１と、受電ユニット２１の一方の出力端Ｐ１にアノード及びカソードがそれぞれ接続されるダイオードＤ１，Ｄ２と、受電ユニット２１の他方の出力端Ｐ２にアノード及びカソードがそれぞれ接続されるダイオードＤ３，Ｄ４と、ダイオードＤ３，Ｄ４にそれぞれ並列接続されるコンデンサＣｄ１，Ｃｄ２とを有し、受電コイルＬ２が受電した交流電力を直流電力に変換する整流回路２３と、他方の出力端Ｐ２と整流回路２３の出力端Ｐ４との間に接続されるスイッチング素子ＳＷ２１を含む保護回路２５と、整流回路２３の出力電圧及びコンデンサＣｄ１又はＣｄ２の端子間電圧に基づいてスイッチング素子ＳＷ２１のオンオフ動作を制御する制御回路２８を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、送電側からワイヤレス伝送された電力を受電するワイヤレス受電装置及びこれを用いたワイヤレス電力伝送システムに関する。

近年、電気自動車の充電池を充電するための技術としてワイヤレス電力伝送技術が注目されている。このワイヤレス電力伝送技術では、負荷の状態に応じて生じるインピーダンスの変化に伴い、電力伝送効率が低下してしまうことが問題視されている。この問題を解決するため、例えば、特許文献１では、充電部のインピーダンスを検出し、検出されたインピーダンスが比較的低い場合はブリッジ整流回路を選択し、検出されたインピーダンスが比較的高い値に達した場合には倍電圧整流回路を選択することにより電力伝送効率の低下を抑制することが提案されている。

しかしながら、特許文献１に開示された技術では、ブリッジ整流回路と倍電圧整流回路を切り替えるスイッチ、充電部に係るインピーダンスを検出する検出部、スイッチのオン／オフを制御する制御回路などのハードウェアが必要となる。特に、取り扱う電力が大きい場合には大型のスイッチが必要となるため、高コスト化や設置スペースの確保の問題が生じる。また、ソフトウェア的には、負荷のインピーダンスを検出してスイッチのオン／オフのタイミングを制御する能動的な制御アルゴリズムが必要となり、システムが複雑化するという問題もある。

ところで、ワイヤレス電力伝送システムにおいては、送電中に受電側で過電圧等の異常が生じることがあり、このような異常から回路素子を保護するために保護回路を搭載することが知られている。例えば、特許文献２では整流回路を過電圧から保護するスイッチング素子を用いた保護回路が提案されている。特許文献２に開示されている保護回路は、受電側共振回路の出力部と整流回路の出力部との間に接続されるスイッチング素子と整流素子とを有し、受電側電圧検知部が検知した出力電圧の値が予め設定された基準電圧値を超えたとき、スイッチング素子を動作させて回路を短絡し、過電圧から回路素子を保護する。

国際公開第２０１３／１３６４０９号 国際公開第２０１６／１５９０９３号

上記特許文献１のワイヤレス電力伝送システムに特許文献２の保護回路を適用した場合、インピーダンスの変化に伴う電力伝送効率の低下を防止すると共に、整流回路等を構成する回路素子を過電圧から保護することが可能である。

しかしながら、ブリッジ整流回路と倍電圧整流回路とを組み合わせてなるワイヤレス受電装置において、単純に保護回路を組み込んだだけでは、保護回路の動作タイミングによっては、保護回路を構成するスイッチング素子などに過大な電流が流れるという問題が生じる場合がある。過大な電流に耐え得る素子を選択する方法も考えられるが、その場合には装置の大型化、高コスト化に繋がるおそれがある。そのため、装置の大型化、高コスト化を伴うことなく保護回路を構成する素子への過大な電流を抑制する技術が望まれている。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、過電圧が生じた場合に装置を構成する回路素子の保護を図りつつ、保護回路を構成する回路素子自体の保護が可能なワイヤレス受電装置及びワイヤレス電力伝送システムを提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明によるワイヤレス受電装置は、受電コイルを含む受電ユニットと、前記受電ユニットの一方の出力端にアノードが接続される第１のダイオードと、前記一方の出力端にカソードが接続される第２のダイオードと、前記受電ユニットの他方の出力端にアノードが接続される第３のダイオードと、前記他方の出力端にカソードが接続される第４のダイオードと、前記第３及び第４のダイオードにそれぞれ並列接続される第１及び第２のコンデンサとを有し、前記受電コイルが受電した交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記受電ユニットの前記他方の出力端と前記整流回路の出力端との間に接続される第１のスイッチング素子を含む保護回路と、前記整流回路の出力電圧及び前記第１又は第２のコンデンサの端子間電圧に基づいて前記第１のスイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御回路とを備えることを特徴とする。

本発明によれば、過電圧が生じた場合に整流回路等を構成する回路素子の保護を図りつつ、保護回路を構成する第１のスイッチング素子等に過大な電流が流れることを抑制することができ、保護回路を構成する回路素子自体を保護することができる。

本発明において、前記保護回路は、前記受電ユニットの前記一方の出力端と前記整流回路の出力端との間に接続される第２のスイッチング素子をさらに含み、前記制御回路は、前記整流回路の出力電圧及び前記第１又は第２のコンデンサの端子間電圧に基づいて前記第１及び第２のスイッチング素子のオンオフ動作を制御することが好ましい。この構成によれば、保護回路を構成する回路素子を素早く保護することができる。

本発明において、前記保護回路は、前記受電ユニットの前記他方の出力端と前記第１のスイッチング素子との間、又は、前記第１のスイッチング素子と前記整流回路の出力端との間に接続される第１の整流素子をさらに含むことが好ましい。この構成によれば、保護回路が動作していない通常動作時において保護回路の第１のスイッチング素子の寄生容量の影響によりワイヤレス受電装置の動作が不安定になることを防止することができる。

本発明において、前記保護回路は、前記受電ユニットの前記他方の出力端と前記第１のスイッチング素子との間、又は、前記第１のスイッチング素子と前記整流回路の出力端との間に接続される第１の整流素子と、前記受電ユニットの前記一方の出力端と前記第２のスイッチング素子との間、又は、前記第２のスイッチング素子と前記整流回路の出力端との間に接続される第２の整流素子とをさらに含むことが好ましい。この構成によれば、保護回路が動作していない通常動作時において保護回路の第１及び第２のスイッチング素子の寄生容量の影響によりワイヤレス受電装置の動作が不安定になることを防止することができる。

本発明において、前記保護回路は、前記受電ユニットの前記他方の出力端と前記第１のスイッチング素子との間に接続される第１の整流素子と、前記受電ユニットの前記一方の出力端と前記第１のスイッチング素子との間に接続される第２の整流素子とをさらに含み、前記第１のスイッチング素子は、前記第１の整流素子を介して前記他方の出力端に接続されると共に、前記第２の整流素子を介して前記一方の出力端に接続されることが好ましい。この構成によれば、保護回路が動作していない通常動作時において保護回路の第１のスイッチング素子の寄生容量の影響によりワイヤレス受電装置の動作が不安定になることを防止することができる。また保護回路が単一のスイッチング素子を用いて構成されているので低コスト化と制御の安定化を図ることができる。

本発明において、前記第１のスイッチング素子は、第１の電界効果トランジスタであり、前記第２のスイッチング素子は、第２の電界効果トランジスタであり、前記第４のダイオードは、前記第１の電界効果トランジスタの寄生ダイオードであり、前記第２のダイオードは、前記第２の電界効果トランジスタの寄生ダイオードである、ことが好ましい。この構成によれば、整流回路の一部の素子を保護回路と共有化することができ、独立の保護回路を省略して小型化及び低コスト化を図ることができる。

本発明において、前記整流回路の出力電圧を検出する第１の電圧検出回路と、前記第１のコンデンサ又は前記第２のコンデンサの端子間電圧を検出する第２の電圧検出回路と、をさらに備え、前記制御回路は、前記第１の電圧検出回路及び前記第２の電圧検出回路の検出結果に基づいて前記第１のスイッチング素子のオンオフ動作を制御することが好ましい。この構成によれば、整流回路の出力電圧及び第１又は第２のコンデンサの端子間電圧に基づいて第１のスイッチング素子のオンオフ動作を制御することができる。

本発明において、前記第２の電圧検出回路は、前記第２のコンデンサの端子間電圧を検出するように構成され、前記制御回路は、前記第１の電圧検出回路が検出した電圧が第１の閾値電圧を超え、かつ、前記第２の電圧検出回路が検出した電圧が第２の閾値電圧を下回ったとき、前記第１のスイッチング素子をオンにすることが好ましい。この構成によれば、保護回路を構成する素子への過大な電流を一層抑制することができる。

本発明において、前記第２の閾値電圧は、前記第１のスイッチング素子の定格電流に基づいて設定されることが好ましい。この構成により、保護回路を構成する素子への過大な電流を一層抑制することができる。

本発明において、前記第２の電圧検出回路は、前記第１のコンデンサの端子間電圧を検出するように構成され、前記制御回路は、前記第１の電圧検出回路が検出した電圧が第１の閾値電圧を超え、かつ、前記第２の電圧検出回路が検出した電圧が第３の閾値電圧を超えたとき、前記第１のスイッチング素子をオンにすることが好ましい。この構成によれば、保護回路を構成する素子への過大な電流を一層抑制することができる。

本発明において、前記第３の閾値電圧は、前記第１のスイッチング素子の定格電流に基づいて設定されることが好ましい。この構成により、保護回路を構成する素子への過大な電流を一層抑制することができる。

本発明において、前記制御回路は、前記第１の電圧検出回路が検出した電圧が第１の閾値電圧を超えた場合、送電動作の停止を指示する送電停止信号を出力することが好ましい。この構成によれば、保護回路を構成する素子を素早く保護することができる。

本発明によるワイヤレス受電装置は、前記整流回路の出力電圧を検出する第１の電圧検出回路と、前記第２のコンデンサの端子間電圧を検出する第２の電圧検出回路と、をさらに備え、前記制御回路は、前記第１の電圧検出回路が検出した電圧が第１の閾値電圧を超えたとき、前記第２のスイッチング素子をオンにするとともに、前記第１の電圧検出回路が検出した電圧が前記第１の閾値電圧を超え、かつ、前記第２の電圧検出回路が検出した電圧が第２の閾値電圧を下回ったとき、前記第１のスイッチング素子をオンにすることが好ましい。出力電圧の過電圧を検知した後すぐに第２のスイッチング素子をオンにすることにより、第１及び第２のコンデンサが倍電圧回路として動作している状態であっても出力電圧の上昇を緩和することができるとともに、電流負荷開放時に第２のコンデンサの電荷を放電する経路を確保して放電しやすくすることができる。したがって、第２のコンデンサの端子間電圧を即時に低下させることができる。

本発明によるワイヤレス受電装置は、前記整流回路の出力電圧を検出する第１の電圧検出回路と、前記第１のコンデンサの端子間電圧を検出する第２の電圧検出回路と、をさらに備え、前記制御回路は、前記第１の電圧検出回路が検出した電圧が第１の閾値電圧を超えたとき、前記第２のスイッチング素子をオンにするとともに、前記第１の電圧検出回路が検出した電圧が前記第１の閾値電圧を超え、かつ、前記第２の電圧検出回路が検出した電圧が第３の閾値電圧を超えたとき、前記第１のスイッチング素子をオンにすることもまた好ましい。出力電圧の過電圧を検知した後すぐに第２のスイッチング素子をオンにすることにより、第１及び第２のコンデンサが倍電圧回路として動作している状態であっても出力電圧の上昇を緩和することができるとともに、電流負荷開放時に第２のコンデンサの電荷を放電する経路を確保して放電しやすくすることができる。したがって、第２のコンデンサの端子間電圧を即時に低下させることができる。

前記交流電力の周波数をｆ、前記負荷の最大抵抗値をＲ_Ｌｍａｘとするとき、前記第１のコンデンサの静電容量Ｃ_１及び前記第２のコンデンサの静電容量Ｃ_２は、Ｃ_１、Ｃ_２＜１／（２ｆＲ_Ｌｍａｘ）を満たすことが好ましい。これによれば、整流回路をブリッジ整流回路又は倍電圧整流回路として動作させることができ、整流回路の出力に接続される負荷のインピーダンスの変化に応じて、整流回路がフリッジ整流回路として動作するブリッジ整流モードと倍電圧整流回路として動作する倍電圧整流モードとの時比率を受動的に変化させることができる。すなわち、負荷のインピーダンスが低いときにはブリッジ整流モードの動作時間を長くし、負荷のインピーダンスが高いときには倍電圧整流モードの動作時間を長くすることができる。したがって、能動的な制御を要するインピーダンス変換器を別途設けることなく、整流器の入力側から見た負荷のインピーダンスの変動を抑制することができる。

前記第１のコンデンサの静電容量Ｃ_１及び前記第２のコンデンサの静電容量Ｃ_２は、１／（８０×２ｆＲ_Ｌｍａｘ）＜Ｃ_１、Ｃ_２を満たすことが好ましい。この構成によれば、整流回路に入力される交流電力の半周期に対する倍電圧整流モードの時比率の上限値を１０％よりも大きくすることができる。したがって、負荷のインピーダンスの変動範囲内で２つのモードを適切な時比率で動作させることができ、負荷インピーダンスの変動を抑制する効果をより一層高めることができる。

本発明によるワイヤレス受電装置は、前記整流回路の出力端に並列接続された平滑コンデンサと、前記整流回路の出力端と前記平滑コンデンサとの間に設けられたチョークコイルと、をさらに備えることが好ましい。この構成によれば、保護回路を構成する回路素子への過大な電流を抑制することができる。

本発明によるワイヤレス受電装置は、前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードとの接続点と、前記第１のスイッチング素子と前記整流回路の出力端との接続点との間に設けられたインダクタ素子をさらに備えることが好ましい。この構成によれば、第１のスイッチング素子がオンしたときの過電流を緩和することができ、スイッチング素子の破損を防止することができる。

また、本発明によるワイヤレス電力伝送システムは、ワイヤレス送電装置と、上述した本発明によるワイヤレス受電装置とを備え、前記ワイヤレス送電装置は、直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記交流電力を受けて交流磁界を発生させる送電コイルを含む送電ユニットと、前記インバータから出力される電流を検出する電流検出回路と、前記インバータの動作を制御する送電制御回路と、を備え、前記送電制御回路は、前記電流検出回路が検出した電流が閾値電流を超えたとき、前記インバータの動作を停止させることを特徴とする。

本発明によれば、過電圧が生じた場合に整流回路等を構成する回路素子の保護を図りつつ、保護回路を構成する第１のスイッチング素子等に過大な電流が流れることを抑制することができ、保護回路を構成する回路素子自体を保護することができる。また、ワイヤレス送電装置側で異常を検出して送電動作を停止するため、ワイヤレス受電装置側において保護回路を構成する素子をより素早く保護することができる。

本発明によれば、過電圧が生じた場合に装置を構成する回路素子の保護を図りつつ、保護回路を構成する回路素子自体の保護が可能なワイヤレス受電装置及びワイヤレス電力伝送システムを提供することができる。

図１は、本発明の第１の実施の形態によるワイヤレス電力伝送システムの全体回路図である。 図２（ａ）及び（ｂ）は、保護回路２５の動作を説明するための図である。 図３（ａ）及び（ｂ）は、ダイオードＤ５，Ｄ６の作用を説明するための図である。 図４は、整流回路２３の出力電圧Ｖｏ、第２のコンデンサＣｄ２の端子間電圧ｖ_Ｃ２及び制御回路２８から出力される制御信号ＳＧ１を示す信号波形図である。 図５（ａ）及び（ｂ）は、整流回路２３のブリッジ整流モードの説明図である。 図６（ａ）及び（ｂ）は、整流回路２３の倍電圧整流モードの説明図である。 図７は、ブリッジ整流回路及び倍電圧整流回路の電力伝送効率の時間変化の一例を示すグラフである。 図８は、整流回路２３の等価回路図である。 図９は、整流回路２３の入出力電流を示す波形図である。 図１０（ａ）及び（ｂ）は、等価回路図であって、（ａ）はブリッジ整流動作モードでの等価回路、（ｂ）は倍電圧整流動作モードでの等価回路をそれぞれ示している。 図１１は、整流回路２３の入力電圧ｖ_ｒｅｃｔを示す波形図である。 図１２（ａ）及び（ｂ）は、モードの切り替わり点の位置による入力電圧ｖ_ｒｅｃｔを示す波形図であって、（ａ）は切り替わりタイミングが遅い（Ｄが大きい）場合、（ｂ）は切り替わりタイミングが速い（Ｄが小さい）場合をそれぞれ示している。 図１３は、整流回路２３の入力側から見た負荷インピーダンス｜Ｚ_ａｃ｜と実際の負荷インピーダンスＲ_Ｌとの関係を示すグラフである。 図１４は、第２の実施の形態によるワイヤレス受電装置の構成を示す回路図である。 図１５は、整流回路２３の出力電圧Ｖｏ、第１のコンデンサＣｄ１の端子間電圧ｖ_Ｃ１及び制御回路２８から出力される制御信号ＳＧ１を示す信号波形図である。 図１６は、第３の実施の形態によるワイヤレス受電装置の構成を示す回路図である。 図１７は、第４の実施の形態によるワイヤレス受電装置の構成を示す回路図である。 図１８は、第５の実施の形態によるワイヤレス受電装置の構成を示す回路図である。 図１９は、本発明の第６の実施の形態によるワイヤレス受電装置の構成を示す回路図である。 図２０は、整流回路２３の出力電圧Ｖｏ、第２のコンデンサＣｄ２の端子間電圧ｖ_Ｃ２及び制御回路２８から出力される制御信号ＳＧ１１、Ｓ１２を示す信号波形図である。 図２１は、本発明の第７の実施の形態によるワイヤレス受電装置の構成を示す回路図である。 図２２は、整流回路２３の出力電圧Ｖｏ、第１のコンデンサＣｄ１の端子間電圧ｖ_Ｃ１及び制御回路２８から出力される制御信号ＳＧ１１、Ｓ１２を示す信号波形図である。 図２３は、本発明の第８の実施の形態によるワイヤレス受電装置の構成を示す回路図である。

以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施の形態について詳細に説明する。

図１は、本発明の第１の実施の形態によるワイヤレス電力伝送システムの全体回路図である。

図１に示すように、ワイヤレス電力伝送システム１は、ワイヤレス送電装置１０とワイヤレス受電装置２０との組み合わせからなり、ワイヤレス送電装置１０からワイヤレス受電装置２０へ電力をワイヤレス伝送するものである。

ワイヤレス送電装置１０は、直流電源１１から供給される直流電力を交流電力に変換するインバータ１２と、交流電圧を受けて磁束を発生させる送電ユニット１３とを備えている。インバータ１２は、４つのスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４がブリッジ接続されたフルブリッジ型のスイッチング回路である。スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４には例えばＭＯＳＦＥＴを用いることができる。スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４のオンオフ動作は送電制御回路１５から供給されるスイッチング制御信号により制御され、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４をオンオフ制御することにより、直流電力が例えば１００ＫＨｚの交流電力に変換される。

送電ユニット１３は、送電コイルＬ１及びコンデンサＣ１１，Ｃ１２を有している。送電コイルＬ１は、例えば、複数の細い導線を撚り合わせたリッツ線や単線を用いて構成された平面コイルやソレノイドコイルである。送電コイルＬ１は、コンデンサＣ１１，Ｃ１２と共にＬＣ共振回路を構成している。コンデンサＣ１１，Ｃ１２は例えばセラミックコンデンサであり、ＬＣ共振回路の共振周波数を調整する機能を有している。本実施形態において、コンデンサＣ１１，Ｃ１２は送電コイルＬ１の一端及び他端にそれぞれ直列接続されているが、コンデンサＣ１１，Ｃ１２の少なくとも一方を送電コイルＬ１と並列に接続してもよく、或いはコンデンサＣ１１，Ｃ１２の一方又は両方を省略してもよい。このように構成される送電ユニット１３の送電コイルＬ１は、インバータ１２から供給される交流電力を受けて交流磁界を発生させる。

また本実施形態によるワイヤレス送電装置１０は、インバータ１２から出力される電流を検出する電流検出回路１４を備えている。電流検出回路１４は閾値を超える過電流を検出したときに異常検出信号を出力し、異常検出信号は送電制御回路１５に供給される。そして異常検出信号を入力した送電制御回路１５はインバータを構成する４つのスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４のスイッチング動作を停止させるので、ワイヤレス送電装置１０の異常動作を防止してシステムの安全性を高めることができる。また、ワイヤレス送電装置１０側で異常を検出して送電動作を停止するため、後述するワイヤレス受電装置２０において保護回路を構成する素子をより素早く保護することができる。

次にワイヤレス受電装置２０について説明する。ワイヤレス受電装置２０は、送電コイルＬ１が発生させる磁界を介して交流電力を取り込む受電ユニット２１と、受電ユニット２１が受電した交流電力を直流電力に変換する整流回路２３と、整流回路２３を過電圧から保護する保護回路２５と、整流回路２３の出力電圧を監視する第１の電圧検出回路２６と、整流回路２３に含まれる第２のコンデンサＣｄ２の端子間電圧（つまり、受電ユニット２１に接続された整流回路２３の他方の入力端Ｐ２の電圧）を監視する第２の電圧検出回路２７と、第１及び第２の電圧検出回路２６，２７の検出結果に基づいて保護回路２５の動作を制御する制御回路２８とを備えている。

受電ユニット２１は、受電コイルＬ２及びコンデンサＣ２１，Ｃ２２を有している。受電ユニット２１は、送電ユニット１３と同様に構成することができ、送電ユニット１３と同一の構成であってもよく、送電ユニット１３と異なる構成であってもよい。受電コイルＬ２は、送電ユニット１３の送電コイルＬ１と磁気結合することにより交流電力を発生させる。

整流回路２３は、ブリッジ接続された４つのダイオードＤ１〜Ｄ４と、ダイオードＤ３、Ｄ４にそれぞれ並列接続されたコンデンサＣｄ１、Ｃｄ２とを含み、ダイオードＤ１〜Ｄ４はフルブリッジ整流回路を構成している。また詳細は後述するが、コンデンサＣｄ１、Ｃｄ２はダイオードＤ１、Ｄ２と共に倍電圧整流回路を構成するものである。

ダイオードＤ１のアノード及びダイオードＤ２のカソードは、整流回路２３の一方の入力端Ｐ１を構成しており、受電ユニット２１の一方の出力端に接続されている。ダイオードＤ３のアノード及びダイオードＤ４のカソードは、整流回路２３の他方の入力端Ｐ２を構成しており、受電ユニット２１の他方の出力端に接続されている。また、ダイオードＤ１及びＤ３の各カソードは整流回路２３の一方の出力端Ｐ３を構成しており、ダイオードＤ２及びＤ４の各アノードは整流回路２３の他方の出力端Ｐ４を構成している。整流回路２３の他方の出力端Ｐ４が接地されている場合、一方の出力端Ｐ３はプラス側の出力端となり、他方の出力端Ｐ４はマイナス側の出力端となる。整流回路２３の一対の出力端Ｐ３，Ｐ４間には、平滑コンデンサＣｓが並列接続される。また整流回路２３の一対の出力端Ｐ３，Ｐ４間には負荷３０として例えばバッテリーが接続され、ワイヤレス受電装置２０が受電した電力によって充電される。

保護回路２５は、２つのスイッチング素子ＳＷ２１、ＳＷ２２と、２つのダイオードＤ５，Ｄ６とを有している。スイッチング素子ＳＷ２１（第１のスイッチング素子）は整流回路２３の他方の入力端Ｐ２（受電ユニット２１の他方の出力端）と整流回路２３の他方の出力端Ｐ４との間に設けられており、スイッチング素子ＳＷ２２（第２のスイッチング素子）は整流回路２３の一方の入力端Ｐ１（受電ユニット２１の一方の出力端）と整流回路２３の他方の出力端Ｐ４との間に設けられている。スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２のオンオフ動作は制御回路２８からの制御信号ＳＧ１によって制御される。

ダイオードＤ５（第１の整流素子）は、スイッチング素子ＳＷ２１に直列接続されており、ダイオードＤ５のアノードが整流回路２３の他方の入力端Ｐ２（受電ユニット２１の他方の出力端）側、カソードが整流回路２３の他方の出力端Ｐ４側を向くように接続されている。すなわち、ダイオードＤ５は整流回路２３の他方の出力端Ｐ４に向かって順方向接続されている。本実施形態において、ダイオードＤ５はスイッチング素子ＳＷ２１よりも整流回路２３の入力端側に設けられているが、整流回路２３の出力端側に設けられていてもよい。

ダイオードＤ６（第２の整流素子）は、スイッチング素子ＳＷ２２に直列接続されており、ダイオードＤ６のアノードが整流回路２３の一方の入力端Ｐ１（受電ユニット２１の一方の出力端）側、カソードが整流回路２３の他方の出力端Ｐ４側を向くように接続されている。すなわち、ダイオードＤ６は整流回路２３の他方の出力端Ｐ４に向かって順方向接続されている。本実施形態において、ダイオードＤ６はスイッチング素子ＳＷ２２よりも整流回路２３の入力端側に設けられているが、整流回路２３の出力端側に設けられていてもよい。

第１の電圧検出回路２６は、整流回路２３の出力電圧を監視する回路であり、整流回路２３の出力電圧が所定の閾値電圧（第１の閾値電圧）を超えた場合に第１検出信号ＳＧａを出力する。第１の閾値電圧は、整流回路２３を構成する回路素子の定格電圧に基づいて設定される。第２の電圧検出回路２７は第２のコンデンサＣｄ２の端子間電圧を監視する回路であり、コンデンサＣｄ２の端子間電圧が所定の閾値電圧（第２の閾値電圧）を下回る場合に第２検出信号ＳＧｂを出力する。第２の閾値電圧は第１のスイッチング素子ＳＷ２１の定格電流に基づいて設定される。

制御回路２８は、第１検出信号及び第２検出信号の両方がアクティブのときに制御信号ＳＧ１を出力する。これにより、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２の両方がオンになり、整流回路２３の入力端Ｐ１，Ｐ２と出力端Ｐ４が短絡される。したがって、整流回路２３を構成するダイオードＤ１〜Ｄ４等の回路素子を過電圧から保護することができる。また制御回路２８は、少なくとも第１検出信号がアクティブのときに送電停止信号ＳＧ２を出力する。送電停止信号ＳＧ２は無線でワイヤレス送電装置１０側に送信され、送電停止信号ＳＧ２を受信したワイヤレス送電装置１０の送電制御回路１５は、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４の動作を停止させるので、ワイヤレス送電装置１０の動作を防止してシステムの安全性を高めることができる。

図２（ａ）及び（ｂ）は、保護回路２５の動作を説明するための図である。また図３（ａ）及び（ｂ）は、ダイオードＤ５，Ｄ６の作用を説明するための図である。

図２（ａ）に示すように、保護回路２５のスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２がオフのときには保護回路２５を無視して考えることができる。したがって、整流回路２３が後述するブリッジ整流モードで動作するとき、整流回路２３の一方の入力端Ｐ１から他方の入力端Ｐ２に向かう一方の電流経路は、ダイオードＤ１、負荷３０、ダイオードＤ４を順に経由する帰還経路となる。また、整流回路２３の他方の入力端Ｐ２から一方の入力端Ｐ１に向かう他方の電流経路は、ダイオードＤ３、負荷３０、ダイオードＤ２を順に経由する帰還経路となる。このときダイオードＤ５、Ｄ６の作用により、保護回路２５のスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２に電流は流れない。

図２（ｂ）に示すように、保護回路２５のスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２がオンのときには保護回路２５の電流経路が優先される。したがって、整流回路２３の一方の入力端Ｐ１から他方の入力端Ｐ２に向かう一方の電流経路は、ダイオードＤ６、スイッチング素子ＳＷ２２、ダイオードＤ４を順に経由する帰還経路となる。また整流回路２３の他方の入力端Ｐ２から一方の入力端Ｐ１に向かう他方の電流経路は、ダイオードＤ５、スイッチング素子ＳＷ２１、ダイオードＤ２を順に経由する帰還経路となる。すなわち、負荷３０には電流が流れないので、整流回路２３及びそれよりも後段の回路を構成する回路素子を過電圧から保護することができる。

ここで、図３（ａ）に示すように、保護回路２５にダイオードＤ５、Ｄ６が設けられておらず、スイッチング素子ＳＷ２１、ＳＷ２２に寄生容量が存在する場合には、たとえスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２がオフ状態であってもスイッチング素子ＳＷ２１、ＳＷ２２の寄生容量に電流が流れる。すなわち、受電ユニット２１から供給される電流は、整流回路２３のみならず、スイッチング素子ＳＷ２１、ＳＷ２２を経由して再び受電ユニット２１に帰還する経路にも流れるため、無効電力が生じて力率が悪化する。

しかし、図３（ｂ）に示すように、ダイオードＤ５，Ｄ６が設けられている場合には、スイッチング素子ＳＷ２１、ＳＷ２２に寄生容量が存在していたとしてもスイッチング素子ＳＷ２１、ＳＷ２２を経由する電流経路が完全に遮断され、回路的には開放と等価になり、寄生容量の放電も行われなくなる。したがって、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２の寄生容量による無効電力の発生を抑えることができる。

保護回路２５は、整流回路２３の出力電圧が非常に高いときに整流回路２３の入力端とマイナス側の出力端とを短絡して整流回路２３等を構成する回路素子の破損を防止する回路であり、整流回路２３の出力電圧を監視し、過電圧が検出した場合にスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２をオンにして過電圧を防止する。ここで、スイッチング素子ＳＷ２１と並列に接続されたコンデンサＣｄ２の端子間電圧は交流電圧であり、過電圧のときにはコンデンサＣｄ２の端子間電圧のピークレベルが非常に高くなる。そのようなピークレベルが高いタイミングでスイッチング素子ＳＷ２１をオンにすると、スイッチング素子ＳＷ２１に過大な電流が流れて破損するおそれがある。そこで本実施形態では、整流回路２３の出力電圧Ｖｏ及びコンデンサＣｄ２の端子間電圧ｖ_Ｃ２の両方に基づいて保護回路２５のスイッチング素子ＳＷ２１、ＳＷ２２のオンオフ制御を行う。

図４は、整流回路２３の出力電圧Ｖｏ、第２のコンデンサＣｄ２の端子間電圧ｖ_Ｃ２及び制御回路２８から出力される制御信号ＳＧ１を示す信号波形図である。

図４に示すように、整流回路２３の出力電圧Ｖｏは実質的に直流電圧であり、ここでは時間の経過と共に徐々に上昇して過電圧状態が進行しているものとする。一方、コンデンサＣｄ２の端子間電圧ｖ_Ｃ２は正弦波に近い交流電圧であり、その振幅も整流回路２３の出力電圧Ｖｏと同様に徐々に上昇している。

第１の電圧検出回路２６は、整流回路２３の出力電圧Ｖｏを監視しており、出力電圧Ｖｏが第１の閾値電圧Ｖ_ｔｈ１を超えた時刻ｔ_ａのときに第１検出信号ＳＧａを出力する。また第２の電圧検出回路２７は、コンデンサＣｄ２の端子間電圧ｖ_Ｃ２を監視しており、端子間電圧ｖ_Ｃ２が閾値電圧Ｖ_ｔｈ２を下回ったときに第２検出信号ＳＧｂを出力する。

整流回路２３の出力電圧Ｖｏが第１の閾値電圧Ｖ_ｔｈ１を上回る時刻ｔ_ａ以降では、保護回路２５を動作させて過電圧の供給を停止する必要がある。しかし、図示のように時刻ｔ_ａの時点ではコンデンサＣｄ２の端子間電圧ｖ_Ｃ２が第２の閾値電圧Ｖ_ｔｈ２を上回っているため、制御信号ＳＧ１はローレベルのままであり、保護回路２５の動作は開始されない。したがって、保護回路２５のスイッチング素子ＳＷ２２に過大な電流が流れることを抑制することができる。

その後、コンデンサＣｄ２の端子間電圧ｖ_Ｃ２が変化して第２の閾値電圧Ｖ_ｔｈ２を下回った時刻ｔ_ｂで第２の電圧検出回路２７の第２検出信号ＳＧｂがハイレベルとなり、制御信号ＳＧ１もハイレベルとなる。これにより、第１及び第２のスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２の両方がオンになるので、整流回路２３から過電圧が出力されることを防止することができる。

本実施形態において、スイッチング素子ＳＷ２２はスイッチング素子ＳＷ２１と同じタイミングでオンからオフに切り替えられるが、スイッチング素子ＳＷ２１と異なるタイミングで切り替えることも可能である。整流回路２３の出力電圧Ｖｏが第１の閾値電圧Ｖ_ｔｈ１を上回った時刻ｔ_ａのタイミングでスイッチング素子ＳＷ２２をオンにしてもスイッチング素子ＳＷ２２やダイオードＤ６には過大な電流が流れないことから、スイッチング素子ＳＷ２１よりも先にスイッチング素子ＳＷ２２をオフにすることで整流回路２３の早期保護を図ることができる。

次に整流回路２３による通常の整流動作について説明する。出力電圧が過電圧でない通常動作時において、整流回路２３は以下に詳述するブリッジ整流モード又は倍電圧整流モードで動作する。

図５及び図６は、整流回路２３の動作モードの説明図であって、図５（ａ）及び（ｂ）はブリッジ整流モード、図６（ａ）及び（ｂ）は倍電圧整流モードをそれぞれ示している。

図５（ａ）に示すように、整流回路２３の一方の入力端Ｐ１をプラス、他方の入力端Ｐ２をマイナスとする電圧が印加されているとき、ブリッジ整流回路を構成している４つのダイオードＤ１〜Ｄ４のうち、第４のダイオードＤ１、Ｄ４がオンとなり、第２及び第３のダイオードＤ２、Ｄ３がオフとなる電流が流れる。逆に、図５（ｂ）に示すように、整流回路２３の入力端Ｐ１をマイナス、入力端Ｐ２をプラスとする電圧が発生したとき、第２及び第３のダイオードＤ２、Ｄ３がオンとなり、第１及び第４のダイオードＤ１、Ｄ４がオフとなる電流が流れる。したがって、整流回路２３の一方の出力端Ｐ３はプラス端子、他方の出力端Ｐ４はマイナス端子となり、一対の出力端Ｐ３、Ｐ４間の整流後の電圧は、整流回路２３の入力交流電圧の最大値Ｖ_ｍａｘの直流電圧となる。

第１及び第２のコンデンサＣｄ１，Ｃｄ２は、ダイオードＤ１，Ｄ２と共に倍電圧整流回路を構成している。また、ダイオードＤ１，Ｄ２がダイオードＤ３，Ｄ４と共にブリッジ整流回路として動作しているとき、第１及び第２のコンデンサＣｄ１，Ｃｄ２はブリッジ整流回路に対する高調波フィルタ素子として作用する。負荷３０への入力電流のリプルを低減するため、第１及び第２のコンデンサＣｄ１，Ｃｄ２の静電容量は同一であることが好ましいが、必ずしも同一でなくてもよい。

図６（ａ）に示すように、整流回路２３の一方の入力端Ｐ１をプラス、他方の入力端Ｐ２をマイナスとする電圧が印加されているとき、第１のダイオードＤ１及び第１のコンデンサＣｄ１を通過する電流が流れ、第１のコンデンサＣｄ１の両端には整流回路２３の入力交流電圧の最大値Ｖ_ｍａｘ相当の直流電圧が発生する。逆に、図６（ｂ）に示すように、整流回路２３の入力端Ｐ１をマイナス、入力端Ｐ２をプラスとする電圧が印加されているとき、第２のダイオードＤ２及び第２のコンデンサＣｄ２を通過する電流が流れ、第２のコンデンサＣｄ２の両端には整流回路２３の入力交流電圧の最大値Ｖ_ｍａｘ相当の直流電圧が発生する。

したがって、整流回路２３の一対の出力端Ｐ３、Ｐ４間の整流後の電圧は、整流回路２３の入力交流電圧の最大値Ｖ_ｍａｘの約２倍の直流電圧となる。このように、倍電圧整流回路は、入力交流電圧が同じでも、ブリッジ整流回路に比べて約２倍の直流出力電圧が得られる回路であり、入力インピーダンスも約半分となる。

ここで、ブリッジ整流回路のみが使用された場合と倍電圧整流回路のみが使用された場合との各々の、バッテリーが充電される際の電力伝送効率について図７を参照しながら説明する。

図７は、ブリッジ整流回路及び倍電圧整流回路の電力伝送効率の時間変化の一例を示すグラフである。

図７に示すように、充電開始当初のバッテリーのインピーダンスは低く、充電が進むにつれてインピーダンスは徐々に増加する。ブリッジ整流回路のみが使用された場合の電力伝送効率は、バッテリーの充電期間の後半で悪化する。一方、倍電圧整流回路のみが使用された場合の電力伝送効率は、バッテリーの充電開始当初はブリッジ整流回路が使用された場合よりも低いが、バッテリー充電期間の後半ではブリッジ整流回路が使用された場合よりも高くなる。

そこで、本実施形態では、インピーダンスが低いバッテリーの充電開始当初はブリッジ整流回路による整流作用のほうが強く、充電量の増加に合わせてブリッジ整流回路よりも倍電圧整流回路による整流作用が徐々に強くなるように両者を動作させる。

整流回路２３は、入力交流電圧の半周期の開始時において倍電圧整流モードで動作するが、半周期の途中で倍電圧整流モードからブリッジ整流モードに切り替わる。そして次の半周期に移るタイミングでブリッジ整流モードから倍電圧整流モードに再び切り替わる。

図６（ａ）及び（ｂ）に示したように、整流回路２３が倍電圧整流モードで動作しているとき、ダイオードＤ３、Ｄ４はオフ状態である。倍電圧整流モードからブリッジ整流モードへ切り替わりは、ダイオードＤ３又はＤ４のオン動作によって行われる。例えば、入力交流電圧の正の半周期において、倍電圧整流モードで動作する整流回路２３（図６（ａ）参照）の第２のコンデンサＣｄ２の端子間電圧は、ダイオードＤ４に逆バイアスを与えているが、倍電圧整流動作に伴ってコンデンサＣｄ２が徐々に放電されて端子間電圧が徐々に低下し、さらに完全に放電された後、コンデンサＣｄ２の端子間電圧の極性が反転して充電が開始されて端子間電圧がダイオードＤ４に順バイアスを与えるようになると、ダイオードＤ４がオンとなり、これにより整流回路２３は倍電圧整流モードからブリッジ整流モードに切り替わる。

ブリッジ整流モードから倍電圧整流モードへの切り替わりは、入力交流電圧の極性が反転したタイミングで行われる。このとき、コンデンサＣｄ２（又はＣｄ１）の端子間電圧は、ダイオードＤ４（又はＤ３）に逆バイアスを与えるようになるので、ダイオードＤ４（又はＤ３）はオフ状態となり、倍電圧整流モードに切り替わる。

倍電圧整流モードからブリッジ整流モードへの切り替わりは、コンデンサＣｄ１、Ｃｄ２の静電容量の大きさの影響を受けている。容量が大きければ時定数が大きくなるので、入力交流電圧の半周期の期間内にコンデンサＣｄ１、Ｃｄ２を完全に放電させることはできないが、容量を小さくすることにより、入力交流電圧の半周期の時間内にコンデンサＣｄ１、Ｃｄ２を完全に放電させて、さらにダイオードＤ３、Ｄ４がオンとなる電圧にまで充電することができる。

このことは、第１及び第２のコンデンサＣｄ１，Ｃｄ２の容量が大きいほど倍電圧整流モードからブリッジ整流モードへの切り替わりのタイミングが遅くなり、逆に容量が小さいほどタイミングが速くなることを意味する。すなわち、第１及び第２のコンデンサＣｄ１，Ｃｄ２の容量が大きいときには倍電圧整流モードでの動作比率のほうが高くなり、容量が小さいときにはブリッジ整流モードでの動作比率のほうが高くなる。

入力交流電力の周波数をｆ、バッテリーの負荷インピーダンスの最大値をＲ_Ｌｍａｘとするとき、第１のコンデンサＣｄ１の静電容量Ｃ_１及び第２のコンデンサＣｄ２の静電容量Ｃ_２の各々は、１／（２ｆＲ_Ｌｍａｘ）よりも小さい（すなわち、Ｃ_１、Ｃ_２＜１／（２ｆＲ_Ｌｍａｘ）を満たす）ことが必要である。このような静電容量であれば、負荷インピーダンスが最大のときでもブリッジ整流モードに対する倍電圧整流モードの時比率を１００％未満にすることができ、負荷インピーダンスの変動範囲内においてブリッジ整流回路による整流動作を常に行わせることができる。

また、第１のコンデンサＣｄ１の静電容量Ｃ_１及び第２のコンデンサＣｄ２の静電容量Ｃ_２の各々は、１／（８０×２ｆＲ_Ｌｍａｘ）よりも大きい（すなわち、Ｃ_１、Ｃ_２＞１／（８０×２ｆＲ_Ｌｍａｘ）を満たす）ことが好ましい。このような静電容量であれば、整流回路２３のブリッジ整流モードに対する倍電圧整流モードの時比率の上限値を１０％よりも大きくすることができる。したがって、負荷インピーダンスの変動範囲内で２つのモードを適切な時比率で動作させることができ、負荷インピーダンスの変動を抑制する効果をより一層高めることができる。

負荷３０がバッテリーである場合、ブリッジ整流回路による整流動作の比率は充電開始時において最も高い。バッテリーの充電が進んで負荷インピーダンスが徐々に増加すると、ブリッジ整流回路による整流動作の比率は徐々に減少し、逆に倍電圧整流回路による整流動作の比率は徐々に増加する。そして負荷インピーダンスが最大となるバッテリーの充電完了時には、ブリッジ整流回路による整流動作の比率が最低となり、倍電圧整流回路による整流動作が支配的となる。したがって、能動的な制御を要するインピーダンス変換器を別途設けることなく、整流回路２３の入力側から見た負荷のインピーダンスの変動を抑制することができる。

図８は、整流回路２３の等価回路図である。また図９は、整流回路２３の入出力電流を示す波形図である。

図８及び図９に示すように、整流回路２３の入力電流ｉ_ｒｅｃｔが正弦波である場合、整流回路２３の出力電流ｉ_ｏは、通常のブリッジ整流波形ではなく、不連続に変化する波形となる。

整流回路２３の出力電流ｉ_ｏを入力電流ｉ_ｒｅｃｔ及び第２のコンデンサＣｄ２に流れる電流−ｉ_Ｃ２と重ねてみると、出力電流ｉ_ｏはこの２つの電流のどちらか一方と常に等しく、途中でモードが切り替わっていることが分かる。すなわち、出力電流ｉ_ｏは、モード切り替わり点以前で電流−ｉ_Ｃ２と等しく、モード切り替わり点以降で入力電流ｉ_ｒｅｃｔと等しい。さらに、第１のコンデンサＣｄ１に流れる電流ｉ_Ｃ１と第２のコンデンサＣｄ２に流れる電流ｉ_Ｃ２は大きさが同じで逆符号の関係（ｉ_Ｃ１＝−ｉ_Ｃ２）を有する。したがって、整流回路２３は、モード切り替わり点を境界とする半周期の前半において倍電圧整流モードで動作し、半周期の後半においてブリッジ整流モードで動作していることが分かる。図８の矢印の向きで各電流を定義すると、倍電圧整流モードにおける電流ｉ_ｒｅｃｔ、ｉ_Ｃ１及びｉ_Ｃ２の関係は、ｉ_ｒｅｃｔ＝ｉ_Ｃ１−ｉ_Ｃ２＝２ｉ_Ｃ１となる。

また２つのモードの切り替わりは、第２のコンデンサＣｄ２と並列に接続されたダイオードＤ４のオン動作が原因である。すなわち、第４のダイオードＤ４がオフのときには倍電圧整流モードとなり、倍電圧整流回路の等価回路は図１０（ａ）のようになる。また、ダイオードＤ４がオンのときにはブリッジ整流モードとなり、ブリッジ整流回路の等価回路は図１０（ｂ）のようになる。

また、整流回路２３の正弦波の入力電流ｉ_ｒｅｃｔに対する入力電圧ｖ_ｒｅｃｔは、図１１のような歪み波形となる。第１及び第２のコンデンサＣｄ１、Ｃｄ２の端子間電圧をそれぞれｖ_Ｃ１、ｖ_Ｃ２とするとき、入力電圧ｖ_ｒｅｃｔは、正負それぞれの半波でｖ_Ｃ１もしくはｖ_Ｃ２であり、図１０（ａ）の矢印の向きで各電圧を定義すると、出力電圧Ｖ_ｏとコンデンサＣｄ１、Ｃｄ２それぞれの端子間電圧ｖ_Ｃ１、ｖ_Ｃ２との関係は、ｖ_Ｃ１＋ｖ_Ｃ２＝Ｖ_ｏ（一定）となる。

また、２つのモードの切り替わり点は、整流回路２３をなす一方のコンデンサの端子間電圧がゼロになる点であり、このとき、他方のコンデンサの端子間電圧は出力電圧Ｖｏ（直流電圧）と等しくなる。つまり、ｖ_Ｃ１（ｔ＝０）＝０、ｖ_Ｃ１（ｔ＝ｔ_ｄ）＝Ｖｏとなる（ｔ_ｄ：切り替わり時間）。

図１２は、モードの切り替わり点Ｄの違いを説明するための図である。

図１２（ａ）に示すように、モードの切り替わりタイミングが遅い（Ｄが大きい）場合には、倍電圧整流動作の影響が大きくなるため、入力電圧ｖ_ｒｅｃｔは大きくなる。一方、図１２（ｂ）に示すように、モードの切り替わりタイミングが速い（Ｄが小さい）場合には、ブリッジ整流動作の影響が大きくなるため、入力電流ｉ_ｒｅｃｔの大きさは同じでも入力電圧ｖ_ｒｅｃｔは小さくなる。このことは、モードの切り替えタイミングが遅くなるほど、倍電圧整流モードの影響によって入力インピーダンスが小さくなることを意味する。逆に、モードの切り替えタイミングが速くなるほど、ブリッジ整流モードの影響によって入力インピーダンスが小さくならないことを意味する。

次に、モードの切り替わり点Ｄの導出について説明する。

ｔ＝０からｔ＝Ｔ／２までの半周期を考え、モードの切り替わり点をＤ：［０，１］と表すとき、切り替わり点の時間［μｓ］で書くとＴＤ／２［μｓ］となる。

以下の条件式から、モードの切り替わり点Ｄを求める。
ｉ_Ｃ２＝−ｉ_Ｃ１
ｉ_ｒｅｃｔ＝ｉ_Ｃ１−ｉ_Ｃ２＝２ｉ_Ｃ１
ｖ_Ｃ１＋ｖ_Ｃ２＝Ｖｏ（一定）
ｖ_Ｃ１（ｔ＝０）＝０， ｖ_Ｃ１（ｔ＝ＴＤ／２）＝Ｖｏ

次に、ｖ_Ｃ１を計算すると、次のようになる。

次に、Ｉ_ｏ（ｉ_ｏの平均値（ＤＣ値））を計算すると、次のようになる。

次に、ｖ_Ｃ１とＩ_ｏとを連立させると次のようになる。

ここで、（数３）式のカッコ内の定義域が［−１，１］であることから、π／（ωＣ_ｄＲ_Ｌ）＞１、及び、Ｒ_Ｌ＜π／（ωＣ_ｄ）を満たす必要があることが分かる。これは、本計算を適用可能な負荷インピーダンスＲ_Ｌの範囲を規定するものである。

そして上記のように負荷インピーダンスＲ_Ｌが最大（Ｒ_Ｌ＝Ｒ_Ｌｍａｘ）のときにＤ＜１を満たすためには、Ｒ_Ｌｍａｘ＜π／（ωＣ_ｄ）であることが必要である。換言すると、Ｒ_Ｌｍａｘ＜１／（２ｆＣ_ｄ）を満たすことが必要であり、第１及び第２のコンデンサＣｄ１，Ｃｄ２それぞれの静電容量Ｃ_１、Ｃ_２は、１／（２ｆＲ_Ｌｍａｘ）よりも小さいことが必要である。以上の計算より、負荷インピーダンスＲ_Ｌが最大（Ｒ_Ｌ＝Ｒ_Ｌｍａｘ）のときにＤ＜１を満たすためには、Ｃ_１、Ｃ_２＜１／（２ｆＲ_Ｌｍａｘ）を満たせばよいことが分かる。

図１３は、整流回路２３の入力側から見た負荷インピーダンス｜Ｚ_ａｃ｜と実際の負荷インピーダンスＲ_Ｌとの関係を示すグラフである。

図１３に示すように、従来のブリッジ整流回路の場合、整流回路２３の入力側から見た負荷インピーダンスは、実際の負荷インピーダンスＲ_Ｌに比例して変化する。すなわち、実際の負荷インピーダンスＲ_Ｌが例えば約０Ωから約６０Ωまで増加する場合、整流回路２３の入力側から見た負荷インピーダンス｜Ｚ_ａｃ｜は約０Ωから約５０Ωまで増加する。

一方、本発明による整流回路２３の場合、整流回路２３の入力側から見た負荷インピーダンス｜Ｚ_ａｃ｜は、実際の負荷インピーダンスＲ_Ｌよりも小さな変化となっている。すなわち、実際の負荷インピーダンスＲ_Ｌが約０Ωから約６０Ωまで増加する場合でも、整流回路２３の入力側から見た負荷インピーダンス｜Ｚ_ａｃ｜は約０Ωから約１５Ωまでしか増加しない。このことは、ワイヤレス電力伝送システムにおいて、ワイヤレス送電装置１０側から見たワイヤレス受電装置２０側の負荷インピーダンスの変動が整流回路２３によって抑制されていることを意味する。したがって、ワイヤレス送電装置１０側とワイヤレス受電装置２０側とのインピーダンス不整合による電力伝送効率の低下を抑制することができる。

以上説明したように、本実施形態によるワイヤレス電力伝送システム１は、電力をワイヤレスで供給するワイヤレス送電装置１０と、ワイヤレス送電装置１０からワイヤレスで供給される電力を受電するワイヤレス受電装置２０とを備え、ワイヤレス受電装置２０は、ダイオードＤ１〜Ｄ４及びコンデンサＣｄ１，Ｃｄ２を含む整流回路２３と、第１のスイッチング素子ＳＷ２１を含む保護回路２５とを有し、整流回路２３の出力電圧のみならず整流回路２３のコンデンサＣｄ２の端子間電圧に基づいて第１のスイッチング素子ＳＷ２１のオンオフ動作を制御するので、保護回路２５を構成する第１のスイッチング素子ＳＷ２１等に過大な電流が流れることを抑制することができる。また、受電ユニットの出力端に過電圧が生じた場合に受電ユニットの両端を短絡させるので、受電ユニットよりも後段の回路を過電圧から保護することができる。したがって、過電圧が生じた場合に装置を構成する回路素子の保護を図りつつ、保護回路を構成する回路素子自体を保護することができる。

また、本実施形態によるワイヤレス受電装置２０は、受電コイルＬ２が受電した交流電力を直流電力に変換して負荷３０に出力する整流回路２３を備え、整流回路２３は、ブリッジ接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４と、ダイオードＤ１〜Ｄ４のうち整流回路２３の他方の入力端Ｐ２にアノードが接続されたダイオードＤ３に並列接続される第１のコンデンサＣｄ１と、整流回路２３の他方の入力端Ｐ２にカソードが接続されたダイオードＤ４に並列接続される第２のコンデンサＣｄ２とを有するので、整流回路２３をブリッジ整流回路又は倍電圧整流回路として動作させることができ、また整流回路２３の出力に接続される負荷３０のインピーダンスの変化に応じて、整流回路２３のブリッジ整流モードと倍電圧整流モードとの時比率を受動的に変化させることができる。したがって、能動的な制御を要するインピーダンス変換器を別途設けることなく、整流回路２３の入力側から見た負荷３０のインピーダンスの変動を抑制することができ、負荷インピーダンスの変動に伴う電力伝送効率の低下を抑制することができる。

さらにワイヤレス受電装置２０は、第１のコンデンサＣｄ１の静電容量をＣ_１、第２のコンデンサＣｄ２の静電容量をＣ_２、交流電力の周波数をｆ、負荷３０の最大抵抗値をＲ_Ｌｍａｘとするとき、第１のコンデンサＣｄ１の静電容量Ｃ_１及び第２のコンデンサＣｄ２の静電容量Ｃ_２が１／（２ｆＲ_Ｌｍａｘ）よりも小さいので、整流回路２３に入力される交流電力の半周期の中で、整流回路２３のブリッジ整流モードに対する倍電圧整流モードの時比率の上限値を１００％未満に設定することができる。したがって、負荷３０のインピーダンスの変動範囲内で２つのモードを適切な時比率で動作させることができ、これにより負荷インピーダンスの変動を抑制することができる。

図１４は、第２の実施の形態によるワイヤレス受電装置の構成を示す回路図である。

図１４に示すように、本実施形態によるワイヤレス受電装置２０の特徴は、第２の電圧検出回路２７が第１のコンデンサＣｄ１の端子間電圧を検出する点にある。すなわち、制御回路２８は、整流回路２３の出力電圧が第１の閾値電圧を超え、かつ、コンデンサＣｄ１の端子間電圧が第３の閾値電圧を超えた場合に制御信号ＳＧ１を出力して保護回路２５を動作させるように構成されている。第１のコンデンサＣｄ１の端子間電圧ｖ_Ｃ１は、第２のコンデンサＣｄ２の端子間電圧ｖ_Ｃ２と逆相の交流電圧であるため、第１のコンデンサＣｄ１の端子間電圧ｖ_Ｃ１から第２のコンデンサＣｄ２の端子間電圧ｖ_Ｃ１を間接的に検出することができる。なお、第３の閾値電圧は第１のスイッチング素子ＳＷ２１の定格電流に基づいて設定される。

図１５は、整流回路２３の出力電圧Ｖｏ、第１のコンデンサＣｄ１の端子間電圧ｖ_Ｃ１及び制御回路２８から出力される制御信号ＳＧ１を示す信号波形図である。

図１５に示すように、整流回路２３の出力電圧Ｖｏは実質的に直流電圧であり、ここでは時間の経過と共に徐々に上昇して過電圧状態が進行しているものとする。一方、コンデンサＣｄ１の端子間電圧ｖ_Ｃ１は正弦波に近い交流電圧であり、その振幅も整流回路の出力電圧Ｖｏと同様に徐々に上昇する。

第１の電圧検出回路２６は、整流回路２３の出力電圧Ｖｏを監視しており、出力電圧Ｖｏが第１の閾値電圧Ｖ_ｔｈ１を超えた時刻ｔ_ａのときに第１検出信号ＳＧａを出力する。また第２の電圧検出回路２７は、コンデンサＣｄ１の端子間電圧ｖ_Ｃ１を監視しており、端子間電圧ｖ_Ｃ１が閾値電圧Ｖ_ｔｈ３を上回ったときに第２検出信号ＳＧｂを出力する。

整流回路２３の出力電圧Ｖｏが第１の閾値電圧Ｖ_ｔｈ１を上回る時刻ｔ_ａ以降では、保護回路２５を動作させて過電圧の供給を停止する必要がある。しかし、図示のように時刻ｔ_ａの時点ではコンデンサＣｄ１の端子間電圧ｖ_Ｃ１が第３の閾値電圧Ｖ_ｔｈ３を下回っているため、制御信号ＳＧ１はローレベルのままであり、保護回路２５の動作は開始されない。コンデンサＣｄ１の端子間電圧ｖ_Ｃ１第３の閾値電圧Ｖ_ｔｈ３を下回っている状態は、コンデンサＣｄ２の端子間電圧ｖ_Ｃ１が高い状態であることを意味する。そのため、このタイミングでは保護回路２５の動作は開始されない。

その後、コンデンサＣｄ１の端子間電圧ｖ_Ｃ１が変化して第３の閾値電圧Ｖ_ｔｈ３を上回った時刻ｔ_ｂの時点で第２の電圧検出回路２７の検出信号ＳＧｂがハイレベルとなり、制御信号ＳＧ１もハイレベルとなる。これにより、第１及び第２のスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２の両方がオンになるので、整流回路２３から過電圧が出力されることを防止することができる。

なお本実施形態では第２の電圧検出回路２７が第１のコンデンサＣｄ１の端子間電圧のみを検出し、制御回路は整流回路２３の出力電圧及び第１のコンデンサＣｄ１の端子間電圧に基づいてスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２のオンオフ動作を制御しているが、第２の電圧検出回路２７が第１のコンデンサＣｄ１の端子間電圧と第２のコンデンサＣｄ２の端子間電圧の両方を検出し、整流回路２３の出力電圧と共に第１及び第２のコンデンサＣｄ１，Ｃｄ２の端子間電圧の両方を用いてスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２のオンオフ動作を制御することも可能である。

図１６は、第３の実施の形態によるワイヤレス受電装置の構成を示す回路図である。

図１６に示すように、本実施形態によるワイヤレス受電装置２０の特徴は、保護回路２５が単一のスイッチング素子ＳＷ２１を用いて構成されている点にある。保護回路２５は、スイッチング素子ＳＷ２１と、２つのダイオードＤ５，Ｄ６とを有している。スイッチング素子ＳＷ２１の一端は、ダイオードＤ５を介して整流回路２３の他方の入力端Ｐ２に接続されると共に、ダイオードＤ６を介して整流回路２３の一方の入力端Ｐ１に接続されている。スイッチング素子ＳＷ２１の他端は、整流回路２３の他方の出力端Ｐ４に接続されている。その他の構成は第１の実施の形態と同様である。

本実施形態によるワイヤレス受電装置２０は、第１の実施の形態と同様の効果を奏することができる。また、保護回路２５が単一のスイッチング素子ＳＷ２１を用いて構成されているので、低コスト化と制御の安定化を図ることができる。

図１７は、第４の実施の形態によるワイヤレス受電装置の構成を示す回路図である。

図１７に示すように、本実施形態によるワイヤレス受電装置２０の特徴は、第１の実施の形態における整流回路２３のダイオードＤ２、Ｄ４を電界効果トランジスタからなるスイッチング素子ＳＷ２２、ＳＷ２１に置き換えて構成した点にある。これにより、整流回路２３が保護回路２５としての機能を兼ね備えており、スイッチング素子ＳＷ２２，ＳＷ２１を構成する電界効果トランジスタのボディダイオードが第１の実施の形態における整流回路２３のダイオードＤ２、Ｄ４として機能する。スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２にはＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴを用いることができる。制御回路２８からの制御信号ＳＧ１は、整流回路２３を構成するスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２の入力端に入力される。本実施形態によれば、第１の実施形態と同様の効果を奏することができるだけでなく、また独立の保護回路を省略して小型化及び低コスト化を図ることができる。

図１８は、第５の実施の形態によるワイヤレス受電装置の構成を示す回路図である。

図１８に示すように、本実施形態によるワイヤレス受電装置２０の特徴は、整流回路２３の一方の出力端Ｐ３にチョークコイルＬ３が直列挿入されている点にある。その他の構成は第１の実施の形態と同様である、このように、本実施形態においては整流回路２３の後段に平滑コンデンサＣｓ及びチョークコイルＬ３が設けられているので、保護回路２５の動作時に、平滑コンデンサＣｓから保護回路２５を構成する第１のスイッチング素子ＳＷ２１等に過大な電流が流れることを抑制することができる。

図１９は、本発明の第６の実施の形態によるワイヤレス受電装置の構成を示す回路図である。また、図２０は、整流回路２３の出力電圧Ｖｏ、第２のコンデンサＣｄ２の端子間電圧ｖ_Ｃ２及び制御回路２８から出力される制御信号ＳＧ１１、Ｓ１２を示す信号波形図である。

図１９及び図２０に示すように、本実施形態によるワイヤレス受電装置２０の特徴は、制御回路２８から出力される制御信号ＳＧ１１，ＳＧ１２によって第１及び第２のスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２がそれぞれ別々に制御される点にある。制御回路２８は、第１検知信号ＳＧａのみがアクティブのときでも制御信号ＳＧ１２を出力し、これによりスイッチング素子ＳＷ２２はオンになる。一方、制御信号ＳＧ１１は、第１検知信号ＳＧａと第２検知信号ＳＧｂの両方がアクティブのときに出力され、これによりスイッチング素子ＳＷ２１はオンになる。

図２０に示すように、制御回路２８は、第１の電圧検出回路２６が検出した整流回路２３の出力電圧Ｖｏが第１の閾値電圧Ｖ_ｔｈ１を超えたとき、第２のスイッチング素子ＳＷ２２をオンにする。また制御回路２８は、第１の電圧検出回路２６が検出した出力電圧Ｖｏが第１の閾値電圧Ｖ_ｔｈ１を超え、かつ、第２の電圧検出回路２７が検出した第２のコンデンサＣｄ２の端子間電圧ｖ_Ｃ２が第２の閾値電圧Ｖ_ｔｈ２を下回ったとき、第１のスイッチング素子ＳＷ２１をオンにする。

このように、出力電圧Ｖｏの過電圧を検知した後すぐに第２のスイッチング素子ＳＷ２２をオンにすることにより、第１及び第２のコンデンサＣｄ１，Ｃｄ２が倍電圧回路として動作している状態であっても出力電圧Ｖｏの上昇を緩和することができるとともに、電流負荷開放時に第２のコンデンサＣｄ２の電荷を放電する経路を確保して放電しやすくすることができる。したがって、第２のコンデンサＣｄ２の端子間電圧を即時に低下させることができる。

図２１は、本発明の第７の実施の形態によるワイヤレス受電装置の構成を示す回路図である。また、図２２は、整流回路２３の出力電圧Ｖｏ、第１のコンデンサＣｄ１の端子間電圧ｖ_Ｃ１及び制御回路２８から出力される制御信号ＳＧ１１、Ｓ１２を示す信号波形図である。

図２１及び図２２に示すように、本実施形態によるワイヤレス受電装置２０は第６の実施の形態（図１９及び図２０）の変形例であって、その特徴は、第２電圧検出回路２７が第２のコンデンサＣｄ２の端子間電圧ｖ_Ｃ２ではなく第１のコンデンサＣｄ１の端子間電圧ｖ_Ｃ１を監視する点にある。制御回路２８から出力される制御信号ＳＧ１１，ＳＧ１２によって第１及び第２のスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２がそれぞれ別々に制御される点は第６の実施の形態と同様である。制御回路２８は、第１検知信号ＳＧａのみがアクティブのときでも制御信号ＳＧ１２を出力し、これによりスイッチング素子ＳＷ２２はオンになる。一方、制御信号ＳＧ１１は、第１検知信号ＳＧａと第２検知信号ＳＧｂの両方がアクティブのときに出力され、これによりスイッチング素子ＳＷ２１はオンになる。

図２２に示すように、制御回路２８は、第１の電圧検出回路２６が検出した整流回路２３の出力電圧Ｖｏが第１の閾値電圧Ｖ_ｔｈ１を超えたとき、第２のスイッチング素子ＳＷ２２をオンにする。また制御回路２８は、第１の電圧検出回路２６が検出した出力電圧Ｖｏが第１の閾値電圧Ｖ_ｔｈ１を超え、かつ、第２の電圧検出回路２７が検出した第１のコンデンサＣｄ１の端子間電圧ｖ_Ｃ１が第３の閾値電圧Ｖ_ｔｈ３を超えたとき、第１のスイッチング素子ＳＷ２１をオンにする。

このように、出力電圧Ｖｏの過電圧を検知した後すぐに第２のスイッチング素子ＳＷ２２をオンにすることにより、第１及び第２のコンデンサＣｄ１，Ｃｄ２が倍電圧回路として動作している状態であっても出力電圧Ｖｏの上昇を緩和することができるとともに、電流負荷開放時に第２のコンデンサＣｄ２の電荷を放電する経路を確保して放電しやすくすることができる。したがって、第２のコンデンサＣｄ２の端子間電圧を即時に低下させることができる。

図２３は、本発明の第８の実施の形態によるワイヤレス受電装置の構成を示す回路図である。

図２３に示すように、本実施形態によるワイヤレス受電装置２０の特徴は、第３のダイオードＤ３のアノードと第４のダイオードＤ４のカソードとの接続点Ｐ５と、第１のスイッチング素子ＳＷ２１と整流回路２３の出力端との接続点Ｐ６との間に設けられたインダクタ素子Ｌ４を有する点にある。図示のインダクタ素子Ｌ４は接続点Ｐ５とダイオードＤ５との間に挿入されているが、ダイオードＤ５と第１のスイッチング素子ＳＷ２１との間に挿入されてもよく、第１のスイッチング素子ＳＷ２１と接続点Ｐ６との間に挿入されてもよい。この構成によれば、第１のスイッチング素子ＳＷ２１がオンしたときの過電流を緩和することができ、スイッチング素子の破損を防止することができる。

以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は、上記の実施形態に限定されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることはいうまでもない。

例えば、上記実施形態においては、負荷３０としてバッテリーを挙げたが、本発明はこのような場合に限定されず、インピーダンスが変動し得る様々な負荷を対象とすることができる。また、本発明はワイヤレス電力伝送装置の受電装置側で採用される整流回路を例に挙げたが、整流回路の用途はワイヤレス電力伝送技術に限定されるものではなく、種々の用途に使用することができる。

１ ワイヤレス電力伝送システム
１０ ワイヤレス送電装置
１１ 直流電源
１２ インバータ
１３ 送電ユニット
１４ 電流検出回路
１５ 送電制御回路
２０ ワイヤレス受電装置
２１ 受電ユニット
２３ 整流回路
２５ 保護回路
２６ 第１の電圧検出回路
２７ 第２の電圧検出回路
２８ 制御回路
３０ 負荷
Ｃ１１，Ｃ１２ コンデンサ
Ｃ２１，Ｃ２２ コンデンサ
Ｃｄ１，Ｃｄ２ コンデンサ
Ｃｓ 平滑コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
Ｄ２ ダイオード
Ｄ３ ダイオード
Ｄ４ ダイオード
Ｄ５ ダイオード（第１の整流素子）
Ｄ６ ダイオード（第２の整流素子）
Ｌ１ 送電コイル
Ｌ２ 受電コイル
Ｌ３ チョークコイル
Ｌ４ インダクタ素子
Ｐ１ 整流回路２３の一方の入力端
Ｐ２ 整流回路２３の他方の入力端
Ｐ３ 整流回路２３の一方の出力端
Ｐ４ 整流回路２３の他方の出力端
Ｐ５ 第３のダイオードのアノードと第４のダイオードのカソードとの接続点
Ｐ６ 第１のスイッチング素子と整流回路の出力端との接続点
ＳＷ１１〜ＳＷ１４ スイッチング素子
ＳＷ２１，ＳＷ２２ スイッチング素子

Claims (19)

1. 受電コイルを含む受電ユニットと、
   前記受電ユニットの一方の出力端にアノードが接続される第１のダイオードと、前記一方の出力端にカソードが接続される第２のダイオードと、前記受電ユニットの他方の出力端にアノードが接続される第３のダイオードと、前記他方の出力端にカソードが接続される第４のダイオードと、前記第３及び第４のダイオードにそれぞれ並列接続される第１及び第２のコンデンサとを有し、前記受電コイルが受電した交流電力を直流電力に変換する整流回路と、
   前記受電ユニットの前記他方の出力端と前記整流回路の出力端との間に接続される第１のスイッチング素子を含む保護回路と、
   前記整流回路の出力電圧及び前記第１又は第２のコンデンサの端子間電圧に基づいて前記第１のスイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御回路と、を備えることを特徴とするワイヤレス受電装置。
2. 前記保護回路は、前記受電ユニットの前記一方の出力端と前記整流回路の出力端との間に接続される第２のスイッチング素子をさらに含み、
   前記制御回路は、前記整流回路の出力電圧及び前記第１又は第２のコンデンサの端子間電圧に基づいて前記第１及び第２のスイッチング素子のオンオフ動作を制御する、請求項１に記載のワイヤレス受電装置。
3. 前記保護回路は、前記受電ユニットの前記他方の出力端と前記第１のスイッチング素子との間、又は、前記第１のスイッチング素子と前記整流回路の出力端との間に接続される第１の整流素子をさらに含む、請求項１に記載のワイヤレス受電装置。
4. 前記保護回路は、前記受電ユニットの前記他方の出力端と前記第１のスイッチング素子との間、又は、前記第１のスイッチング素子と前記整流回路の出力端との間に接続される第１の整流素子と、
   前記受電ユニットの前記一方の出力端と前記第２のスイッチング素子との間、又は、前記第２のスイッチング素子と前記整流回路の出力端との間に接続される第２の整流素子とをさらに含む、請求項２に記載のワイヤレス受電装置。
5. 前記保護回路は、前記受電ユニットの前記他方の出力端と前記第１のスイッチング素子との間に接続される第１の整流素子と、
   前記受電ユニットの前記一方の出力端と前記第１のスイッチング素子との間に接続される第２の整流素子とをさらに含み、
   前記第１のスイッチング素子は、前記第１の整流素子を介して前記他方の出力端に接続されると共に、前記第２の整流素子を介して前記一方の出力端に接続される、請求項１に記載のワイヤレス受電装置。
6. 前記第１のスイッチング素子は、第１の電界効果トランジスタであり、
   前記第２のスイッチング素子は、第２の電界効果トランジスタであり、
   前記第４のダイオードは、前記第１の電界効果トランジスタの寄生ダイオードであり、
   前記第２のダイオードは、前記第２の電界効果トランジスタの寄生ダイオードである、請求項２に記載のワイヤレス受電装置。
7. 前記整流回路の出力電圧を検出する第１の電圧検出回路と、
   前記第１のコンデンサ又は前記第２のコンデンサの端子間電圧を検出する第２の電圧検出回路と、をさらに備え、
   前記制御回路は、前記第１の電圧検出回路及び前記第２の電圧検出回路の検出結果に基づいて前記第１のスイッチング素子のオンオフ動作を制御する、請求項１乃至６のいずれか一項に記載のワイヤレス受電装置。
8. 前記第２の電圧検出回路は、前記第２のコンデンサの端子間電圧を検出するように構成され、
   前記制御回路は、前記第１の電圧検出回路が検出した電圧が第１の閾値電圧を超え、かつ、前記第２の電圧検出回路が検出した電圧が第２の閾値電圧を下回ったとき、前記第１のスイッチング素子をオンにする、請求項７に記載のワイヤレス受電装置。
9. 前記第２の閾値電圧は、前記第１のスイッチング素子の定格電流に基づいて設定される、請求項８に記載のワイヤレス受電装置。
10. 前記第２の電圧検出回路は、前記第１のコンデンサの端子間電圧を検出するように構成され、
    前記制御回路は、前記第１の電圧検出回路が検出した電圧が第１の閾値電圧を超え、かつ、前記第２の電圧検出回路が検出した電圧が第３の閾値電圧を超えたとき、前記第１のスイッチング素子をオンにする、請求項７又は８に記載のワイヤレス受電装置。
11. 前記第３の閾値電圧は、前記第１のスイッチング素子の定格電流に基づいて設定される、請求項１０に記載のワイヤレス受電装置。
12. 前記制御回路は、前記第１の電圧検出回路が検出した電圧が第１の閾値電圧を超えた場合、送電動作の停止を指示する送電停止信号を出力する請求項７乃至１１のいずれか一項に記載のワイヤレス受電装置。
13. 前記整流回路の出力電圧を検出する第１の電圧検出回路と、
    前記第２のコンデンサの端子間電圧を検出する第２の電圧検出回路と、をさらに備え、
    前記制御回路は、
    前記第１の電圧検出回路が検出した電圧が第１の閾値電圧を超えたとき、前記第２のスイッチング素子をオンにするとともに、前記第１の電圧検出回路が検出した電圧が前記第１の閾値電圧を超え、かつ、前記第２の電圧検出回路が検出した電圧が第２の閾値電圧を下回ったとき、前記第１のスイッチング素子をオンにする、請求項２、４又は６に記載のワイヤレス受電装置。
14. 前記整流回路の出力電圧を検出する第１の電圧検出回路と、
    前記第１のコンデンサの端子間電圧を検出する第２の電圧検出回路と、をさらに備え、
    前記制御回路は、
    前記第１の電圧検出回路が検出した電圧が第１の閾値電圧を超えたとき、前記第２のスイッチング素子をオンにするとともに、前記第１の電圧検出回路が検出した電圧が前記第１の閾値電圧を超え、かつ、前記第２の電圧検出回路が検出した電圧が第３の閾値電圧を超えたとき、前記第１のスイッチング素子をオンにする、請求項２、４又は６に記載のワイヤレス受電装置。
15. 前記交流電力の周波数をｆ、前記負荷の最大抵抗値をＲ_Ｌｍａｘとするとき、前記第１のコンデンサの静電容量Ｃ_１及び前記第２のコンデンサの静電容量Ｃ_２は、
    Ｃ_１、Ｃ_２＜１／（２ｆＲ_Ｌｍａｘ）
    を満たす請求項１乃至１４のいずれか一項に記載のワイヤレス受電装置。
16. 前記第１のコンデンサの静電容量Ｃ_１及び前記第２のコンデンサの静電容量Ｃ_２は、
    １／（８０×２ｆＲ_Ｌｍａｘ）＜Ｃ_１、Ｃ_２
    を満たす請求項１５に記載のワイヤレス受電装置。
17. 前記整流回路の出力端に並列接続された平滑コンデンサと、前記整流回路の出力端と前記平滑コンデンサとの間に設けられたチョークコイルと、をさらに備える請求項１乃至１６のいずれか一項に記載のワイヤレス受電装置。
18. 前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードとの接続点と、前記第１のスイッチング素子と前記整流回路の出力端との接続点との間に設けられたインダクタ素子をさらに備える、請求項１乃至１７のいずれか一項に記載のワイヤレス受電装置。
19. ワイヤレス送電装置と、
    請求項１乃至１８のいずれか一項に記載のワイヤレス受電装置と、を備え、
    前記ワイヤレス送電装置は、
    直流電力を交流電力に変換するインバータと、
    前記交流電力を受けて交流磁界を発生させる送電コイルを含む送電ユニットと、
    前記インバータから出力される電流を検出する電流検出回路と、
    前記インバータの動作を制御する送電制御回路と、を備え、
    前記送電制御回路は、前記電流検出回路が検出した電流が閾値電流を超えたとき、前記インバータの動作を停止させることを特徴とするワイヤレス電力伝送システム。

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