JP2019054497A - 受信装置、送信装置、及び通信システム - Google Patents

Abstract

【課題】実施形態は、有線通信を高速化できる受信装置、送信装置、及び通信システムを提供することを目的とする。【解決手段】実施形態によれば、受信ノードと第１の周波数変換回路と第２の周波数変換回路と第１加算回路と第２加算回路と第１の補正回路と第２の補正回路を有する受信装置が提供される。第１の周波数変換回路は、受信ノードと電気的に接続されている。第２の周波数変換回路は、受信ノードと電気的に接続されている。第１加算回路は、第１の周波数変換回路と電気的に接続されている。第２加算回路は、第２の周波数変換回路と電気的に接続されている。第１の補正回路は、第１の周波数変換回路と第２加算回路との間に電気的に接続されている。第２の補正回路は、第２の周波数変換回路と第１加算回路との間に電気的に接続されている。第１の補正回路は、逆相増幅器及び第１の容量素子を含む。第２の補正回路は、正相増幅器及び第２の容量素子を含む。【選択図】図３

Description

本実施形態は、受信装置、送信装置、及び通信システムに関する。

通信システムでは、送信装置と受信装置との間を有線通信路で接続して、有線通信を行うことがある。このとき、有線通信を高速化することが望まれる。

特許第２８９２３６１号公報 特許第５７２４６２２号公報 特許第４８４３６８５号公報

一つの実施形態は、有線通信を高速化できる受信装置、送信装置、及び通信システムを提供することを目的とする。

一つの実施形態によれば、受信ノードと第１の周波数変換回路と第２の周波数変換回路と第１加算回路と第２加算回路と第１の補正回路と第２の補正回路とを有する受信装置が提供される。受信ノードは、有線通信路に接続可能である。第１の周波数変換回路は、受信ノードと電気的に接続されている。第２の周波数変換回路は、受信ノードと電気的に接続されている。第１加算回路は、第１の周波数変換回路と電気的に接続されている。第２加算回路は、第２の周波数変換回路と電気的に接続されている。第１の補正回路は、第１の周波数変換回路と第２加算回路との間に電気的に接続されている。第２の補正回路は、第２の周波数変換回路と第１加算回路との間に電気的に接続されている。第１の補正回路は、逆相増幅器及び第１の容量素子を含む。第２の補正回路は、正相増幅器及び第２の容量素子を含む。

図１は、第１の実施形態に係る通信システムの構成を示す図である。 図２は、第１の実施形態における有線通信路の周波数特性を示す図である。 図３は、第１の実施形態における送信装置及び受信装置の構成を示すブロック図である。 図４は、第１の実施形態における信号（Ｉ成分）の伝達手順を示す図である。 図５は、第１の実施形態における補正回路の補償フィルタ特性及び補償損失を示す図である。 図６は、第１の実施形態における受信装置の構成を示す回路図である。 図７は、第１の実施形態における通信システムの動作を示す図である。 図８は、第１の実施形態の変形例における受信装置の回路構成を示す図である。 図９は、第１の実施形態の他の変形例における受信装置の回路構成を示す図である。 図１０は、第２の実施形態における送信装置及び受信装置のブロック構成を示す図である。 図１１は、第２の実施形態における補正回路の構成例を示す回路図である。 図１２は、第２の実施形態における補正回路の他の構成例（変換テーブル）を示す図である。 図１３は、第２の実施形態における通信システムの動作を示す図である。 図１４は、第２の実施形態における通信システムの動作を示す図である。 図１５は、第２の実施形態の変形例における送信装置及び受信装置のブロック構成を示す図である。

以下に添付図面を参照して、実施形態にかかる通信システムを詳細に説明する。なお、これらの実施形態により本発明が限定されるものではない。

（第１の実施形態）
第１の実施形態にかかる通信システム１について図１を用いて説明する。図１は、通信システム１の構成を示す図である。

通信システム１は、送信装置１０、受信装置２０、及び有線通信路３０を有する。送信装置１０及び受信装置２０は、有線通信路３０を介して通信可能に接続されている。送信装置１０は、所定のデータを有線通信路３０経由で受信装置２０へ送信する。受信装置２０は、そのデータを有線通信路３０経由で送信装置１０から受信する。

送信装置１０から受信装置２０への有線通信で扱うデータが大容量化するに伴い、有線通信の通信速度（データ転送レート）の高速化も要求されている。有線通信に用いるデータの変調方式として振幅変調（ＡＳＫ，ＢＰＳＫなど）に代えて直交変調（ＱＰＳＫなど）を適用できれば、同一周波数の２つの搬送波で２信号を多重して伝送できるので、有線通信の通信速度の高速化が期待できる。有線通信のデータ変調方式に直交変調を用いた場合、振幅変調を用いた場合に比べて、周波数（帯域）利用効率を高めることができるが、信号帯域の拡大が困難になることがある。

例えば、有線通信のデータ変調方式に振幅変調（例えば、ＡＳＫ）を用いる場合、送信装置１０は、数式１で示されるベースバンド信号ＴＸＢＢを数式２で示されるローカル信号ＴＸＬＯで周波数変換して有線通信路３０経由で受信装置２０へ送信する。

このとき、有線通信路３０におけるゲインの周波数特性が図２（ａ）、図２（ｂ）に示すようになる。有線通信路３０は、１次のチャネル、２次のチャネル、及び３次のチャネルを含むことができる。図２（ａ）は、有線通信路３０におけるゲインの周波数特性を示す図である。図２（ａ）では、１次のチャネルの周波数特性を実線で示し、２次のチャネルの周波数特性を破線で示し、３次のチャネルの周波数特性を一点鎖線で示している。図２（ｂ）は、図２（ａ）のゲインの周波数特性を近似的に示す図である。図２（ａ）に示すように、有線通信路３０は、ローカル信号の周波数ｆ_ＬＯの左右で非対称なゲインの周波数特性を有する。近似的に見た場合、図２（ｂ）に示すように、有線通信路３０は、周波数ｆ_ＬＯの左側（低周波数側）でゲインβを示すのに対し、周波数ｆ_ＬＯの右側（高周波数側）でゲインα（＜β）を示すものとみなせる。

受信装置２０は、有線通信路３０経由で受信された信号を数式３で示されるローカル信号ＲＸＬＯで周波数変換して数式４に示すベースバンド信号ＲＸＢＢを得る。

ベースバンド信号ＲＸＢＢには有線通信路３０の周波数非対称性（利得偏差）を示す因子α，βが含まれている。有線通信路３０の周波数非対称性を示す因子α，βは、ベースバンド信号ＲＸＢＢを等化（イコライズ）することでキャンセルできる。

例えば、数式４において、α＝１−ε、β＝１＋εとおくと、数式４は次の数式５のように変形され、有線通信路３０の周波数非対称性を示す因子がキャンセルされ得る。

一方、有線通信のデータ変調方式に直交変調（例えば、ＱＰＳＫ）を用いる場合、送信装置１０は、例えば図３に示すように構成される。図３は、送信装置１０及び受信装置２０の構成を示すブロック図である。送信装置１０は、信号に対する直交変調をアナログ的に行うように構成されている。送信装置１０は、信号処理回路１１、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２ｉ，１２ｑ、周波数変換回路１３ｉ，１３ｑ、発振器１４、９０°移相器１５、加算器１６を有する。信号処理回路１１は、処理部１１ａ及びＤＡ変換部１１ｉ，１１ｑを有する。処理部１１ａは、送信すべきデータのデジタル信号処理を行い、処理後のデジタル信号をＤＡ変換部１１ｉ，１１ｑへそれぞれ供給する。

ＤＡ変換部１１ｉは、デジタル信号をＤＡ変換して、数式６で示されるようなＩ成分（同相成分）用のベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉ（アナログ信号）を生成しＬＰＦ１２ｉへ供給する。

ＬＰＦ１２ｉは、Ｉ成分用のベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉにおける高周波ノイズを除去して周波数変換回路１３ｉへ供給する。周波数変換回路１３ｉは、数式７で示されるようなローカル信号ＴＸＬＯ_Ｉを発振器１４から受け、Ｉ成分のベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉをローカル信号ＴＸＬＯ_Ｉで周波数変換しＩ成分の信号を生成する。

同様に、ＤＡ変換部１１ｑは、デジタル信号をＤＡ変換して、数式８で示されるようなＱ成分（直交成分）のベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｑを生成しＬＰＦ１２ｑへ供給する。

ＬＰＦ１２ｑは、Ｑ成分用のベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｑにおける高周波ノイズを除去して周波数変換回路１３ｑへ供給する。周波数変換回路１３ｑは、数式９で示されるようなローカル信号ＴＸＬＯ_Ｑを発振器１４から９０°移相器１５経由で受け、Ｑ成分のベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｑをローカル信号ＴＸＬＯ_Ｑで周波数変換しＱ成分の信号を生成する。

すなわち、周波数変換回路１３ｉで用いるローカル信号ＴＸＬＯ_Ｉの位相と周波数変換回路１３ｑで用いるローカル信号ＴＸＬＯ_Ｑの位相とが９０°ずれているので、周波数変換後のＩ成分の信号及びＱ成分の信号は直交変調がかけられた信号となる。加算器（送信ノード）１６は、Ｉ成分の信号及びＱ成分の信号を加算して通信信号を生成し、通信信号を有線通信路３０経由で受信装置２０へ送信する。

受信装置２０は、通信信号を有線通信路３０経由で送信装置１０から受信する。受信装置２０は、信号（通信信号）に対する直交復調をアナログ的に行うように構成されている。受信装置２０は、分配器２６、発振器２４、９０°移相器２５、周波数変換回路２３ｉ，２３ｑ、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２２ｉ，２２ｑ、及び信号処理回路２１を有する。

分配器（受信ノード）２６は、通信信号を有線通信路３０経由で送信装置１０から受信し、受信された通信信号をＩ成分用及びＱ成分用の２つの信号に分配し、２つの信号の一方（Ｉ成分用の信号）を周波数変換回路２３ｉへ供給する。周波数変換回路１３ｉは、数式１０で示されるローカル信号ＲＸＬＯ_Ｉを発振器２４から受ける。

周波数変換回路２３ｉは、Ｉ成分用の信号をローカル信号ＲＸＬＯ_Ｉで周波数変換して数式１１に示すベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｉを生成しＬＰＦ２２ｉへ供給する。等価的に、周波数変換回路２３ｉは、分配器２６で受信された信号からＩ成分のベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｉを抽出する。

ＬＰＦ２２ｉは、Ｉ成分用のベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｉにおける高周波ノイズを除去する。

分配器２６は、２つの信号の他方（Ｑ成分用の信号）を周波数変換回路２３ｑへ供給する。周波数変換回路２３ｑは、数式１２で示されるローカル信号ＲＸＬＯ_Ｑを発振器２４から９０°移相器２５経由で受ける。

周波数変換回路２３ｑは、Ｑ成分用の信号をローカル信号ＲＸＬＯ_Ｑで周波数変換して数式１３に示すベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｑを得る。等価的に、周波数変換回路２３ｑは、分配器２６で受信された信号からＱ成分のベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｑを抽出する。

ＬＰＦ２２ｑは、Ｑ成分用のベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｑにおける高周波ノイズを除去する。

信号処理回路２１は、処理部２１ａ及びＡＤ変換部２１ｉ，２１ｑを有する。ＡＤ変換部２１ｉは、ＬＰＦ２２ｉ側から供給された信号をＡＤ変換してデジタル信号を生成し処理部２１ａへ供給する。ＡＤ変換部２１ｑは、ＬＰＦ２２ｑ側から供給された信号をＡＤ変換してデジタル信号を生成し処理部２１ａへ供給する。処理部２１ａは、Ｉ成分用及びＱ成分用のそれぞれのデジタル信号に対してデジタル信号処理を行う。このデジタル信号処理には、例えば、デジタル信号を等化（イコライズ）する処理も含まれる。

数式１１で示されるベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｉは、Ｉ成分に関連する項とＱ成分に関連する項とを含み、両者の項のそれぞれに有線通信路３０の周波数非対称性（利得偏差）を示す因子α，βが含まれている。有線通信路３０の周波数非対称性を示す因子α、βは、ベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｉを等化（イコライズ）すると、Ｉ成分に関連する項ではキャンセルできるが、Ｑ成分に関連する項ではキャンセルされずに残り得る。

例えば、数式１１において、α＝１−ε、β＝１＋εとおくと、数式１１は次の数式１４のように変形され、有線通信路３０の周波数非対称性を示す因子がキャンセルされずに残り得る。

数式１４に示すように、等化後のベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｉでは、α、βがキャンセルされたＩ成分に関連する項が所望波の成分となるのに対し、α、βがキャンセルされずに残り得るＱ成分に関連する項がノイズとなり得る。

同様に、数式１３で示されるベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｑは、Ｉ成分に関連する項とＱ成分に関連する項とを含み、両者の項のそれぞれに有線通信路３０の周波数非対称性（利得偏差）を示す因子α、βが含まれている。有線通信路３０の周波数非対称性を示す因子α、βは、ベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｑを等化（イコライズ）すると、Ｑ成分に関連する項ではキャンセルできるが、Ｉ成分に関連する項ではキャンセルされずに残り得る。

例えば、数式１３において、α＝１−ε、β＝１＋εとおくと、数式１３は次の数式１５のように変形され、有線通信路３０の周波数非対称性を示す因子がキャンセルされずに残り得る。

数式１５に示すように、等化後のベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｑでは、α、βがキャンセルされたＱ成分に関連する項が所望波の成分となるのに対し、α、βがキャンセルされずに残り得るＩ成分に関連する項がノイズとなり得る。

すなわち、数式１４に示されるノイズは、Ｉ成分のベースバンド信号ＲＸＢＢ_ＩへのＱ成分による干渉に起因したノイズと見なすことができ、数式１５に示されるノイズは、Ｑ成分のベースバンド信号ＲＸＢＢ_ＱへのＩ成分による干渉に起因したノイズと見なすことができる。本明細書では、これらの干渉ノイズを、Ｉ成分及びＱ成分の間における干渉に起因したノイズであることを表すため、ＩＱ干渉ノイズと呼ぶことにする。

無線通信のデータ変調方式に直交変調（ＱＰＳＫ）を用いる場合には、利用周波数帯域が無線通信規格で制限されているため、ＩＱ干渉ノイズが無視できるほど小さいかデジタル信号処理により容易に除去可能なレベルに留まる。

有線通信のデータ変調方式に直交変調（ＱＰＳＫ）を用いる場合、無線通信に比べて広い周波数帯域（例えば、無線通信より高速な帯域）が利用可能であるが、数式１４及び数式１５に示されるように、広帯域利用時にＩＱ干渉ノイズが顕著に発生し、ＩＱ干渉ノイズがデジタル信号処理により除去可能なレベルを超える可能性がある。有線通信の通信速度（データ転送レート）の高速化の要求を満たすためには、広帯域利用時におけるＩＱ干渉ノイズを除去することが望まれる。

そこで、本実施形態では、Ｉ成分及びＱ成分間の干渉ノイズ（ＩＱ干渉ノイズ）をアナログ的に補償するように受信装置２０を構成することで、広帯域利用時におけるＩＱ干渉ノイズの除去を図る。

具体的には、受信装置２０は、図３に示すように、補正回路２７ｉ、補正回路２７ｑ、加算回路２８ｉ、加算回路２８ｑをさらに有する。図３は、受信装置２０の機能的な構成を示すブロック図である。

補正回路２７ｑは、周波数変換回路２３ｑの出力側と加算回路２８ｉとの間に電気的に挿入されており、ＬＰＦ２２ｑと加算回路２８ｉとの間に電気的に挿入されている。

補正回路２７ｉは、周波数変換回路２３ｉの出力側と加算回路２８ｑとの間に電気的に挿入されており、ＬＰＦ２２ｉと加算回路２８ｑとの間に電気的に挿入されている。

加算回路２８ｉは、周波数変換回路２３ｉの出力側に電気的に接続されており、ＬＰＦ２２ｉと信号処理回路２１との間に電気的に挿入されている。

加算回路２８ｑは、周波数変換回路２３ｑの出力側に電気的に接続されており、ＬＰＦ２２ｑと信号処理回路２１との間に電気的に挿入されている。

次に、信号（Ｉ成分）の伝達手順における補正回路２７ｑ及び加算回路２８ｉの動作について図４を用いて説明する。図４は、信号（Ｉ成分）の伝達手順を示す図である。

例えば、送信装置１０で生成されるＩ成分のベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉについて周波数と電圧振幅との関係を示すと図４（ａ）のようになる。図４（ａ）では、周波数ω_１〜ω_Ｎごとに電圧振幅ａ_１〜ａ_Ｎが示されている。送信装置１０の周波数変換回路１３ｉにおいて、このベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉを、図４（ｂ）に示す周波数ω_ｃのローカル信号ＴＸＬＯ_Ｉで周波数変換すると、生成されるＩ成分の信号は図４（ｃ）に示すようになる。周波数ω_ｃは、図２（ａ）、図２（ｂ）における周波数ｆ_ＬＯに対応する周波数（キャリア周波数）である。図４（ｃ）に示すＩ成分の信号では、図４（ａ）に示すベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉが周波数ω_ｃで全体的にシフトされるとともに周波数ω_ｃを中心として折り返された波形になっている。すなわち、周波数と電圧振幅との関係で見た場合に、周波数ω_ｃの左右で略線対称な波形になっている。図４（ｃ）に示すＩ成分の信号は、図４（ｄ）〜図４（ｆ）に示すように、送信装置１０の加算器１６から有線通信路３０経由で受信装置２０の分配器２６へ伝達される過程で有線通信路３０の周波数非対称性の影響を受ける。Ｉ成分について周波数及び電圧振幅の関係を示す波形は、図４（ｅ）に示すような周波数ω_ｃの左右で非対称な波形になる。図４（ｅ）では、この非対称性を周波数ω_ｃに対して左側の係数ｃ_ｌ１〜ｃ_ｌＮと右側の係数ｃ_ｕ１〜ｃ_ｕＮとが異なることとして示している。このＩ成分の信号を周波数変換回路２３ｉにより図４（ｇ）に示す周波数ω_ｃのローカル信号ＲＸＬＯ_Ｉで周波数変換すると、抽出されるベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｉは、数式１６で示されるように、非対称性を示す因子（係数ｃ_ｌ１〜ｃ_ｌＮ，ｃ_ｕ１〜ｃ_ｕＮ）を含んだ信号となる。

数式１６は、Σを使ってまとめると、数式１７のように表せる。

数式１７に示すように、Ｉ成分のベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｉでは、Ｉ成分に関連する項が所望波の成分となるのに対し、破線で囲って示されたＱ成分に関連する項がノイズとなり得る。

同様にして、Ｑ成分のベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｑは、数式１８のように表せる。

数式１８に示すように、Ｑ成分のベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｑでは、Ｑ成分に関連する項が所望波の成分となるのに対し、破線で囲って示されたＩ成分に関連する項がノイズとなり得る。

Ｉ成分の信号とＱ成分の信号とのそれぞれにおいて、Ｓ／Ｎ比は、数式１９で表されるように顕著に劣化し得る。

ここで、数式１７におけるＱ成分に関連する項と数式１８におけるＱ成分に関連する項とを比較すると、ｓｉｎ及びｃｏｎの違いを除けば係数が非常に似ていることが分かる。その点に着目し、本実施形態では、図３、図４（ｈ）に示す補正回路２７ｑにおいて、数式２０に示すようにＱ成分のベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｑを微分した結果ｄＲＸＢＢ_Ｑ／ｄｔに対して、符号を反転させるとともに数式２１に示す補償フィルタＨ_ｃｏｍｐを乗算する。

その乗算結果を、加算回路２８ｉにより、数式１７に示すＩ成分のベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｉに加算すると、数式２２に示すようにノイズがキャンセルされ得る。

これにより、図４（ｉ）に示すように、送信側と同様の波形を有するＩ成分のベースバンド信号を得ることができる。加算回路２８ｉは、加算結果（Ｉ成分のベースバンド信号）を信号処理回路２１へ供給する。

同様に、数式１７におけるＩ成分に関連する項と数式１８におけるＩ成分に関連する項とを比較すると、ｓｉｎ及びｃｏｎの違いを除けば係数が非常に似ていることが分かる。その点に着目し、本実施形態では、図３、図４（ｈ）に示す補正回路２７ｉにおいて、数式２３に示すようにＩ成分のベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｉを微分した結果ｄＲＸＢＢ_Ｉ／ｄｔに、上記の数式２１に示す補償フィルタＨ_ｃｏｍｐを乗算する。

その乗算結果を、加算回路２８ｑにより、数式１８に示すＱ成分のベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｑに加算すると、数式２４に示すようにノイズがキャンセルされ得る。

これにより、送信側と同様の波形を有するＱ成分のベースバンド信号を得ることができる。加算回路２８ｑは、加算結果（Ｑ成分のベースバンド信号）を信号処理回路２１へ供給する。

なお、数式２１に示す補償フィルタＨ_ｃｏｍｐは、図５（ａ）に示すように、ほぼ平坦な補償フィルタ特性を示し、アナログ的な実装が容易である。図５（ａ）は、補正回路２７ｉ，２７ｑの補償フィルタ特性を示す図であり、１次のチャネルの補償フィルタ特性を実線で示し、２次のチャネルの補償フィルタ特性を破線で示し、３次のチャネルの補償フィルタ特性を一点鎖線で示している。また、補償フィルタＨ_ｃｏｍｐによる主信号の損失を表す補償損失は、図５（ｂ）に示すように、広い周波数帯域において、ほぼ０にすることができる。図５（ｂ）は、補正回路２７ｉ，２７ｑの補償損失を示す図であり、１次のチャネルの補償損失を実線で示し、２次のチャネルの補償損失を破線で示し、３次のチャネルの補償損失を一点鎖線で示している。

ＩＱ干渉ノイズを補償する機能をアナログ回路で構成すると、例えば図６に示すようになる。図６は、受信装置２０の構成を示す回路図である。

補正回路２７ｉは、逆相増幅器２７ｉ１及び容量素子２７ｉ２を含む。逆相増幅器２７ｉ１は、入力側がＬＰＦ２２ｉの出力ノードに接続され、出力側が容量素子２７ｉ２の一端に接続されている。容量素子２７ｉ２は、一端が逆相増幅器２７ｉ１の出力ノードに接続され、他端が加算回路２８ｑに接続されている。逆相増幅器２７ｉ１のゲインと容量素子２７ｉ２の容量値とは、数式１８のＲＸＢＢ_Ｑを微分して数式２０のｄＲＸＢＢ_Ｑ／ｄｔを求める演算と数式２０のｄＲＸＢＢ_Ｑ／ｄｔに数式２１のＨ_ｃｏｍｐを乗算する演算とを行うように、予め実験的に調整され得る。

なお、補正回路２７ｉに逆相増幅器２７ｉ１を設けたことに伴い、回路的にバランスを取るために、逆相増幅器２７ｉ１とゲインの符号を反転させたものと等価な特性を有する正相増幅器２９ｉがＬＰＦ２２ｉと加算回路２８ｉとの間に電気的に挿入されてもよい。

補正回路２７ｑは、正相増幅器２７ｑ１及び容量素子２７ｑ２を含む。正相増幅器２７ｑ１は、入力側がＬＰＦ２２ｑの出力ノードに接続され、出力側が容量素子２７ｑ２の一端に接続されている。容量素子２７ｑ２は、一端が正相増幅器２７ｑ１の出力ノードに接続され、他端が加算回路２８ｉに接続されている。正相増幅器２７ｑ１のゲインと容量素子２７ｑ２の容量値とは、数式１７のＲＸＢＢ_Ｉを微分して数式２３のｄＲＸＢＢ_Ｉ／ｄｔを求める演算と数式２３のｄＲＸＢＢ_Ｉ／ｄｔに数式２１のＨ_ｃｏｍｐを乗算する演算とを行うように、予め実験的に調整され得る。

なお、補正回路２７ｑに正相増幅器２７ｑ１を設けたことに伴い、回路的にバランスを取るために、正相増幅器２７ｑ１と等価な特性を有する正相増幅器２９ｑがＬＰＦ２２ｑと加算回路２８ｑとの間に電気的に挿入されてもよい。

以上のように、第１の実施形態では、受信装置２０において、周波数変換回路２３ｑの出力側と加算回路２８ｉとの間に、逆相増幅器２７ｉ１及び容量素子２７ｉ２を含む補正回路２７ｉを電気的に挿入する。周波数変換回路２３ｉの出力側と加算回路２８ｑとの間に、正相増幅器２７ｑ１及び容量素子２７ｑ２を含む補正回路２７ｑを電気的に挿入する。このとき、逆相増幅器２７ｉ１のゲインと容量素子２７ｉ２の容量値とは、数式１８のＲＸＢＢ_Ｑを微分して数式２０のｄＲＸＢＢ_Ｑ／ｄｔを求め符号を反転させる演算と数式２０のｄＲＸＢＢ_Ｑ／ｄｔに数式２１のＨ_ｃｏｍｐを乗算する演算とを行うように、予め実験的に調整され得る。正相増幅器２７ｑ１のゲインと容量素子２７ｑ２の容量値とは、数式１７のＲＸＢＢ_Ｉを微分して数式２３のｄＲＸＢＢ_Ｉ／ｄｔを求める演算と数式２３のｄＲＸＢＢ_Ｉ／ｄｔに数式２１のＨ_ｃｏｍｐを乗算する演算とを行うように、予め実験的に調整され得る。これにより、ＩＱ干渉ノイズをアナログ的に補償でき、広帯域利用時におけるＩＱ干渉ノイズを除去できる。

例えば、図７（ａ）、図７（ｂ）に示すように、ＩＱ干渉ノイズに由来する波形のジッタを低減できる。例えば、補正前の図７（ａ）に示されるジッタ時間幅ｔ１に対して補正後の図７（ｂ）に示されるジッタ時間幅ｔ２の減少割合を計算すると、約６５％低減できることが分かる。図７（ａ）は、補正前における信号の電圧振幅の時間変化を示す波形であり、図７（ｂ）は、補正後における信号の電圧振幅の時間変化を示す波形である。

したがって、有線通信のデータ変調方式に直交変調（例えば、ＱＰＳＫ）を用いた場合に、広帯域利用時におけるＩＱ干渉ノイズを除去でき、利用可能な信号帯域を拡大できるので、マルチキャリア通信を広い帯域で利用できることなどにより、有線通信の通信速度を容易に向上できる。

なお、図８に示すように、受信装置１２０において、補正回路１２７ｉは、逆相可変増幅器１２７ｉ１及び可変容量素子１２７ｉ２を含んでいてもよく、補正回路１２７ｑは、正相可変増幅器１２７ｑ１及び可変容量素子１２７ｑ２を含んでいてもよい。逆相可変増幅器１２７ｉ１及び正相可変増幅器１２７ｑ１は、それぞれ、ゲインが可変である。可変容量素子１２７ｉ２及び可変容量素子１２７ｑ２は、それぞれ、容量値が可変である。この場合、逆相可変増幅器１２７ｉ１のゲインと可変容量素子１２７ｑ２の容量値とは、数式１８のＲＸＢＢ_Ｑを微分して数式２０のｄＲＸＢＢ_Ｑ／ｄｔを求める演算と数式２０のｄＲＸＢＢ_Ｑ／ｄｔに数式２１のＨ_ｃｏｍｐを乗算する演算とを適切に行うように、動的に変更され得る。正相可変増幅器１２７ｑ１のゲインと可変容量素子１２７ｑ２の容量値とは、数式１７のＲＸＢＢ_Ｉを微分して数式２３のｄＲＸＢＢ_Ｉ／ｄｔを求める演算と数式２３のｄＲＸＢＢ_Ｉ／ｄｔに数式２１のＨ_ｃｏｍｐを乗算する演算とを適切に行うように、動的に変更され得る。

例えば、逆相可変増幅器１２７ｉ１のゲインと可変容量素子１２７ｑｉの容量値とは、受信装置１２０の環境温度の変化など環境条件の変化に応じて（例えば環境条件と変更すべき値とが対応付けられたテーブルを用いたフィードフォワード制御により）動的に変更され得る。正相可変増幅器１２７ｑ１のゲインと可変容量素子１２７ｑ２の容量値とは、受信装置１２０の環境温度の変化など環境条件の変化に応じて（例えば環境条件と変更すべき値とが対応付けられたテーブルを用いたフィードフォワード制御により）動的に変更され得る。このとき、環境条件を検知するセンサ（例えば温度センサ）が追加で設けられてもよい。

あるいは、図９に示すように、受信装置２２０において、逆相可変増幅器１２７ｉ１及び正相可変増幅器１２７ｑ１のゲインと可変容量素子１２７ｉ２及び可変容量素子１２７ｑ２の容量値とが適応的に制御されてもよい。すなわち、受信装置２２０は、品質検出部２３２ｉ，２３２ｑをさらに有する。

品質検出部２３２ｉは、加算回路２８ｉから信号処理回路２１へ転送される信号の電力等を検出ノード２３１ｉで検出し、予め設定された信号の目標電力と比較することなどにより信号のＳ／Ｎ比を評価する。品質検出部２３２ｉは、その評価結果に応じて（例えば、信号のＳ／Ｎ比が目標値に近づくように）、正相可変増幅器１２７ｑ１のゲインと可変容量素子１２７ｑ２の容量値とを決定して制御信号を正相可変増幅器１２７ｑ１と可変容量素子１２７ｑ２とにそれぞれ供給する。これにより、正相可変増幅器１２７ｑ１は、そのゲインの値を制御信号に応じた値に変更し、可変容量素子１２７ｑ２は、その容量値を制御信号に応じた値に変更する。

同様に、品質検出部２３２ｑは、加算回路２８ｑから信号処理回路２１へ転送される信号の電力等を検出ノード２３１ｑで検出し、予め設定された信号の目標電力と比較することなどにより信号のＳ／Ｎ比を評価する。品質検出部２３２ｑは、その評価結果に応じて（例えば、信号のＳ／Ｎ比が目標値に近づくように）、逆相可変増幅器１２７ｉ１のゲインと可変容量素子１２７ｉ２の容量値とを決定して制御信号を逆相可変増幅器１２７ｉ１と可変容量素子１２７ｉ２とにそれぞれ供給する。これにより、逆相可変増幅器１２７ｉ１は、そのゲインの値を制御信号に応じた値に変更し、可変容量素子１２７ｉ２は、その容量値を制御信号に応じた値に変更する。

このように、逆相可変増幅器１２７ｉ１のゲインと可変容量素子１２７ｑ２の容量値とは、受信信号の品質に応じて、適応的に変更され得る。正相可変増幅器１２７ｑ１のゲインと可変容量素子１２７ｑ２の容量値とは、受信信号の品質に応じて、適応的に変更され得る。

したがって、このような構成によって、有線通信のデータ変調方式に直交変調（例えば、ＱＰＳＫ）を用いた場合に、広帯域利用時におけるＩＱ干渉ノイズを除去でき、利用可能な信号帯域を拡大できるので、マルチキャリア通信を広い帯域で利用できることなどにより、有線通信の通信速度を容易に向上できる。

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態に係る通信システム３０１について図１０を用いて説明する。図１０は、通信システム３０１の構成を示す図である。以下では、第１の実施形態と異なる部分を中心に説明する。

第１の実施形態では、ＩＱ干渉ノイズの補償を通信システム１における受信装置２０側で行っているが、第２の実施形態では、ＩＱ干渉ノイズの補償を通信システム３０１における送信装置３１０側で行う。

通信システム３０１は、送信装置３１０、有線通信路３０、及び受信装置３２０を有する。送信装置３１０は、信号に対する直交変調をデジタル的に行うように構成されている。送信装置３１０は、信号処理回路３１１、補正回路３１８、ＤＡ変換回路（ＤＡＣ）３１７ｉ，３１７ｑ、周波数変換回路３１３ｉ，３１３ｑ、発振器３１４、加算器３１６を有する。信号処理回路３１１は、処理部３１１ａ及びデジタル変調部３１１ｂを有する。

受信装置３２０は、信号に対する直交復調をデジタル的に行うように構成されている。受信装置３２０は、分配器３２６、発振器３２４、周波数変換回路３２３ｉ，３２３ｑ、及び信号処理回路３２１を有する。信号処理回路３２１は、処理部３２１ａ、デジタル復調部３２１ｂ及びＡＤ変換部３２１ｉ，３２１ｑを有する。

送信装置３１０において、信号処理回路３１１は、Ｉ成分（同相成分）のベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉをライン３１９ｉ経由で補正回路３１８へ供給し、Ｑ成分（直交成分）のベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｑをライン３１９ｑ経由で補正回路３１８へ供給する。

補正回路３１８は、ベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｑ（第２の値）を用いてＩＱ干渉ノイズを補償するようにベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉ（第１の値）を補正して、補正後のベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉ（第３の値）を生成する。それとともに、補正回路３１８は、ベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉ（第１の値）を用いてＩＱ干渉ノイズを補償するようにベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｑ（第２の値）を補正して、補正後のベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｑ（第４の値）を生成する。

例えば、補正回路３１８は、図１１に示すようなＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタで実現可能である。図１１は、補正回路３１８の構成例を示す回路図である。補正回路３１８は、複数の遅延素子３１８ａ〜３１８ｄ、複数の乗算器３１８ｅ〜３１８ｌ、及び複数の加算器３１８ｍ〜３１８ｒを有する。

例えば、ベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉの異なるサンプルタイミングにおける値に区別するためにｎ番目にサンプルされた信号をベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉ（ｎ）と表すことにする。

乗算器３１８ｅは、ベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉ（ｎ）に重み係数Ｗ_１を乗算して信号Ｗ_１×ＴＸＢＢ_Ｉ（ｎ）を生成して加算器３１８ｍへ供給する。乗算器３１８ｆは、遅延素子３１８ａで遅延された１サンプル前のベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉ（ｎ−１）に重み係数Ｗ_２を乗算して信号Ｗ_２×ＴＸＢＢ_Ｉ（ｎ−１）を生成して加算器３１８ｍへ供給する。加算器３１８ｍは、信号Ｗ_１×ＴＸＢＢ_Ｉ（ｎ）と信号Ｗ_２×ＴＸＢＢ_Ｉ（ｎ−１）とを加算して信号Ｗ_１×ＴＸＢＢ_Ｉ（ｎ）＋Ｗ_２×ＴＸＢＢ_Ｉ（ｎ−１）を加算器３１８ｏへ供給する。

乗算器３１８ｋは、ベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｑ（ｎ）に重み係数Ｗ_７を乗算して信号Ｗ_７×ＴＸＢＢ_Ｑ（ｎ）を生成して加算器３１８ｎへ供給する。乗算器３１８ｌは、遅延素子３１８ｃで遅延された１サンプル前のベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｑ（ｎ−１）に重み係数Ｗ_８を乗算して信号Ｗ_８×ＴＸＢＢ_Ｑ（ｎ−１）を生成して加算器３１８ｎへ供給する。加算器３１８ｎは、信号Ｗ_７×ＴＸＢＢ_Ｑ（ｎ）と信号Ｗ_８×ＴＸＢＢ_Ｑ（ｎ−１）とを加算して信号Ｗ_７×ＴＸＢＢ_Ｑ（ｎ）＋Ｗ_８×ＴＸＢＢ_Ｑ（ｎ−１）を加算器３１８ｏへ供給する。

加算器３１８ｏは、信号Ｗ_１×ＴＸＢＢ_Ｉ（ｎ）＋Ｗ_２×ＴＸＢＢ_Ｉ（ｎ−１）と信号Ｗ_７×ＴＸＢＢ_Ｑ（ｎ）＋Ｗ_８×ＴＸＢＢ_Ｑ（ｎ−１）とを加算して、加算結果Ｗ_１×ＴＸＢＢ_Ｉ（ｎ）＋Ｗ_２×ＴＸＢＢ_Ｉ（ｎ−１）＋Ｗ_７×ＴＸＢＢ_Ｑ（ｎ）＋Ｗ_８×ＴＸＢＢ_Ｑ（ｎ−１）を補正後の（ＩＱ干渉ノイズが補償された）ベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉとして得る。

ここで、Ｉ成分におけるＩＱ干渉ノイズの補償に用いられる係数Ｗ_１，Ｗ_２，Ｗ_７，Ｗ_８は、受信装置３２０側における数式１８のＲＸＢＢ_Ｑを微分して数式２０のｄＲＸＢＢ_Ｑ／ｄｔを求める演算と数式２０のｄＲＸＢＢ_Ｑ／ｄｔに数式２１のＨ_ｃｏｍｐを乗算する演算に相当する演算を送信装置３１０側で行うように、予め実験的に調整され得る。すなわち、ベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｑ（第２の値）を用いてＩＱ干渉ノイズを補償するようにベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉ（第１の値）を補正して補正後のベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉ（第３の値）を生成するＦＩＲフィルタ（第１のフィルタ回路）は、１個以上の係数（Ｗ_１，Ｗ_２，Ｗ_７，Ｗ_８）と１個以上の遅延素子と１個以上の加算器とを組み合わせて構成され得る。

同様に、乗算器３１８ｉは、ベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｑ（ｎ）に重み係数Ｗ_５を乗算して信号Ｗ_５×ＴＸＢＢ_Ｑ（ｎ）を生成して加算器３１８ｐへ供給する。乗算器３１８ｊは、遅延素子３１８ｄで遅延された１サンプル前のベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｑ（ｎ−１）に重み係数Ｗ_６を乗算して信号Ｗ_６×ＴＸＢＢ_Ｑ（ｎ−１）を生成して加算器３１８ｐへ供給する。加算器３１８ｐは、信号Ｗ_５×ＴＸＢＢ_Ｑ（ｎ）と信号Ｗ_６×ＴＸＢＢ_Ｑ（ｎ−１）とを加算して信号Ｗ_５×ＴＸＢＢ_Ｑ（ｎ）＋Ｗ_６×ＴＸＢＢ_Ｑ（ｎ−１）を加算器３１８ｒへ供給する。

乗算器３１８ｇは、ベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉ（ｎ）に重み係数Ｗ_３を乗算して信号Ｗ_３×ＴＸＢＢ_Ｉ（ｎ）を生成して加算器３１８ｑへ供給する。乗算器３１８ｈは、遅延素子３１８ｂで遅延された１サンプル前のベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉ（ｎ−１）に重み係数Ｗ_４を乗算して信号Ｗ_４×ＴＸＢＢ_Ｉ（ｎ−１）を生成して加算器３１８ｑへ供給する。加算器３１８ｑは、信号Ｗ_３×ＴＸＢＢ_Ｉ（ｎ）と信号Ｗ_４×ＴＸＢＢ_Ｉ（ｎ−１）とを加算して信号Ｗ_３×ＴＸＢＢ_Ｉ（ｎ）＋Ｗ_４×ＴＸＢＢ_Ｉ（ｎ−１）を加算器３１８ｒへ供給する。

加算器３１８ｒは、信号Ｗ_５×ＴＸＢＢ_Ｑ（ｎ）＋Ｗ_６×ＴＸＢＢ_Ｑ（ｎ−１）と信号Ｗ_３×ＴＸＢＢ_Ｉ（ｎ）＋Ｗ_４×ＴＸＢＢ_Ｉ（ｎ−１）とを加算して、加算結果Ｗ_５×ＴＸＢＢ_Ｑ（ｎ）＋Ｗ_６×ＴＸＢＢ_Ｑ（ｎ−１）＋Ｗ_３×ＴＸＢＢ_Ｉ（ｎ）＋Ｗ_４×ＴＸＢＢ_Ｉ（ｎ−１）を補正後の（ＩＱ干渉ノイズが補償された）ベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｑとして得る。

ここで、Ｑ成分におけるＩＱ干渉ノイズの補償に用いられる係数Ｗ_３，Ｗ_４，Ｗ_５，Ｗ_６は、受信装置３２０側における数式１７のＲＸＢＢ_Ｉを微分して数式２３のｄＲＸＢＢ_Ｉ／ｄｔを求める演算と数式２３のｄＲＸＢＢ_Ｉ／ｄｔに数式２１のＨ_ｃｏｍｐを乗算する演算に相当する演算を送信装置３１０側で行うように、予め実験的に調整され得る。すなわち、ベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉ（第１の値）を用いてＩＱ干渉ノイズを補償するようにベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｑ（第２の値）を補正して補正後のベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｑ（第４の値）を生成するＦＩＲフィルタ（第２のフィルタ回路）は、１個以上の係数（Ｗ_３，Ｗ_４，Ｗ_５，Ｗ_６）と１個以上の遅延素子と１個以上の加算器とを組み合わせて構成され得る。

あるいは、例えば、補正回路３１８は、図１２に示すようなテーブル３１８１を用いた補正を行うことで実現可能である。図１２は、補正回路３１８の他の構成例を示す図である。テーブル３１８１は、入力Ｉ成分欄３１８１ａ、入力Ｑ成分欄３１８１ｂ、出力Ｉ成分欄３１８１ｃ、出力Ｑ成分欄３１８１ｄを有する。入力Ｉ成分欄３１８１ａには、補正回路３１８に入力される候補となるベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉの値ＴＩｉｎ１，ＴＩｉｎ２，・・・が記録されている。入力Ｑ成分欄３１８１ｂには、補正回路３１８に入力される候補となるベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｑの値ＴＱｉｎ１，ＴＱｉｎ２，・・・が記録されている。出力Ｉ成分欄３１８１ｃには、入力されるベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉ及びベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｑの組み合わせに対して置き換えるべきベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉの値ＴＩｏｕｔ１，ＴＩｏｕｔ２，・・・が記録されている。出力Ｑ成分欄３１８１ｄには、入力されるベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉ及びベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｑの組み合わせに対して置き換えるべきベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｑの値ＴＱｏｕｔ１，ＴＱｏｕｔ２，・・・が記録されている。

補正回路３１８は、テーブル３１８１を参照し、信号処理回路３１１から受けたベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉ及びベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｑの組み合わせに応じて、ベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉを補正後の（ＩＱ干渉ノイズが補償された）ベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉに置き換えるとともに、ベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｑを補正後の（ＩＱ干渉ノイズが補償された）ベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｑに置き換える。

図１０に示す補正回路３１８は、補正後のベースバンド信号ＴＸＢＢ_ＩをＤＡＣ３１７ｉへ供給し、補正後のベースバンド信号ＴＸＢＢ_ＱをＤＡＣ３１７ｑへ供給する。ＤＡＣ３１７ｉは、ベースバンド信号ＴＸＢＢ_ＩをＤＡ変換して周波数変換回路３１３ｉへ供給する。ＤＡＣ３１７ｑは、ベースバンド信号ＴＸＢＢ_ＱをＤＡ変換して周波数変換回路３１３ｑへ供給する。周波数変換回路３１３ｉは、発振器３１４から受けたローカル信号ＴＸＬＯ_Ｉでベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉを周波数変換して加算器３１６へ供給する。周波数変換回路３１３ｑは、発振器３１４から受けたローカル信号ＴＸＬＯ_Ｑでベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｑを周波数変換して加算器３１６へ供給する。加算器３１６は、周波数変換回路３１３ｉから受けた信号と周波数変換回路３１３ｑから受けた信号とを加算して通信信号を生成し有線通信路３０経由で受信装置３２０へ送信する。

受信装置３２０において、分配器（受信ノード）３２６は、通信信号を有線通信路３０経由で送信装置３１０から受信し、受信された通信信号をＩ成分用及びＱ成分用の２つの信号に分配し、Ｉ成分用の信号を周波数変換回路３２３ｉへ供給し、Ｑ成分用の信号を周波数変換回路３２３ｑへ供給する。周波数変換回路３２３ｉは、発振器３２４から受けたローカル信号ＲＸＬＯ_ＩでＩ成分用の信号を周波数変換してベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｉを生成し信号処理回路３２１へ供給する。周波数変換回路３２３ｑは、発振器３２４から受けたローカル信号ＲＸＬＯ_ＱでＱ成分用の信号を周波数変換してベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｑを生成し信号処理回路３２１へ供給する。

信号処理回路３２１において、ＡＤ変換部３２１ｉは、周波数変換回路３２３ｉから供給された信号をＡＤ変換してデジタル信号を生成し処理部３２１ａへ供給する。ＡＤ変換部３２１ｑは、周波数変換回路３２３ｑから供給された信号をＡＤ変換してデジタル信号を生成し処理部３２１ａへ供給する。処理部３２１ａは、Ｉ成分用及びＱ成分用のそれぞれのデジタル信号に対してデジタル信号処理を行いデジタル復調部３２１ｂへ供給する。デジタル復調部３２１ｂは、デジタル信号に対してデジタル直交復調処理を行い、所望の信号を得る。

以上のように、第２の実施形態では、送信装置３１０において、補正回路３１８が、ベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｑ（第２の値）を用いてＩＱ干渉ノイズを補償するようにベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉ（第１の値）を補正して、補正後のベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉ（第３の値）を生成する。それとともに、補正回路３１８は、ベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｉ（第１の値）を用いてＩＱ干渉ノイズを補償するようにベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｑ（第２の値）を補正して、補正後のベースバンド信号ＴＸＢＢ_Ｑ（第４の値）を生成する。これにより、ＩＱ干渉ノイズをデジタル的に補償でき、広帯域利用時におけるＩＱ干渉ノイズを除去できる。

例えば、図１３（ａ）、図１３（ｂ）に示すように、ＩＱ干渉ノイズに由来する波形のジッタを低減できる。図１３（ａ）は、補正前における信号の電圧振幅の時間変化を示す波形であり、図１３（ｂ）は、補正後における信号の電圧振幅の時間変化を示す波形である。また、図１３（ｃ）、図１３（ｄ）に示すように、ＩＱ干渉ノイズに由来する各シンボルレベルのばらつきも低減できる。図１３（ｃ）は、補正前における各シンボルのレベルを示すＩＱ平面図であり、図１３（ｄ）は、補正後における各シンボルのレベルを示すＩＱ平面図である。

したがって、有線通信のデータ変調方式に直交変調（例えば、ＱＰＳＫ）を用いた場合に、広帯域利用時におけるＩＱ干渉ノイズを除去でき、利用可能な信号帯域を拡大できるので、マルチキャリア通信を広い帯域で利用できることなどにより、有線通信の通信速度を容易に向上できる。

なお、補正回路３１８は、ＩＱ干渉ノイズの補償だけでなく、ＩＱミスマッチの補償やシンボル間干渉の補償に用いられてもよい。例えば、図１１に示す各係数Ｗ_１〜Ｗ_８を実験的に調整して決定することで、図１４（ａ）、図１４（ｂ）に示すようにシンボル間干渉の補償を実現可能である。あるいは、例えば、図１１に示す各係数Ｗ_１〜Ｗ_８を実験的に調整して決定することで、図１４（ｃ）、図１４（ｄ）に示すようにＩＱミスマッチを実現可能である。例えば、図１４（ｃ）に示すように４つのシンボルがＩＱ平面上で平行四辺形状に分布している状態から、図１４（ｄ）に示すように４つのシンボルがＩＱ平面上で矩形状に分布している状態へ補正できる。

なお、図１１に示す各係数Ｗ_１〜Ｗ_８の調整（係数更新）は、動的に行われてもよい。例えば、事前のキャリブレーション（例えば起動時やデータフレーム先頭）で、既知のトレーニング信号を使い、受信信号と理想値との差が小さくなるように、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムなどを使って送信装置３１０に設けた補正回路（複素ＦＩＲフィルタ）３１８の係数を調整する。そして、使用時（データ送受信中）は係数を固定するように構成することができる。

例えば、図１５に示すように、受信装置４２０に品質検出部４２７及び係数算出部４２８を追加する。送信装置３１０における補正回路３１８は、図１１に示すようなＦＩＲフィルタで実現されているものとする。品質検出部４２７は、周波数変換回路３２３ｉ，３２３ｑと信号処理回路３２１との間に電気的に挿入される。品質検出部４２７は、周波数変換回路３２３ｉから信号処理回路３２１へベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｉを転送するとともにベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｉの品質を評価する。品質検出部４２７は、周波数変換回路３２３ｑから信号処理回路３２１へベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｑを転送するとともにベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｑの品質を評価する。

品質検出部４２７は、予め設定された信号の目標電力と比較することなどにより信号のＳ／Ｎ比を評価する。品質検出部４２７は、その評価結果を係数算出部４２８へ供給する。係数算出部４２８は、品質検出部４２７による評価結果に応じて（例えば、信号のＳ／Ｎ比が目標値に近づくように）、各係数Ｗ_１〜Ｗ_８を算出する。

例えば、各係数Ｗ_１〜Ｗ_８を数式２５に示す行列Ｗで表すことができる。

この場合、数式２６に示すような演算を行うことで、各係数Ｗ_１〜Ｗ_８を更新できる。

数式２６において、ベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｉ，ＲＸＢＢ_Ｑの異なるサンプルタイミングにおける値を区別するためにｎ番目にサンプルされた信号をそれぞれＩ_ｎ，Ｑ_ｎと表している。数式２６において、λは、ステップ係数と呼ばれ、係数更新のステップ量を規定する。λより右側の部分は、誤差の時間的な変化の割合及び方向を表す。数式２６に示す演算により、誤差が減少する方向にλで規定されたステップ量に応じて各係数Ｗ_１〜Ｗ_８を更新できる。すなわち、ベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｉ，ＲＸＢＢ_Ｑの値が目標値に収束するように、各係数Ｗ_１〜Ｗ_８を更新できる。

係数算出部４２８は、算出された各係数Ｗ_１〜Ｗ_８を送信装置３１０における補正回路３１８へ供給する。これにより、補正回路３１８は、その係数Ｗ_１〜Ｗ_８を更新する。

また、係数算出部４２８は、品質検出部４２７による評価結果に応じて、ベースバンド信号ＲＸＢＢ_Ｉ，ＲＸＢＢ_Ｑの値が目標値に収束したと判断できる場合に、係数Ｗ_１〜Ｗ_８の更新を停止して係数Ｗ_１〜Ｗ_８を固定化してもよい。また、送信装置３１０は、固定された係数Ｗ_１〜Ｗ_８をテーブルとして保持し、周期的に又は送信装置３１０の起動時にそのテーブルを参照して補正回路（複素ＦＩＲフィルタ）３１８の係数を調整するように構成されていてもよい。これにより、動的な送受信環境の変化に対応して補正回路３１８（例えば、ＦＩＲフィルタ）の係数更新を行うことができる。

したがって、このような構成によっても、有線通信のデータ変調方式に直交変調（例えば、ＱＰＳＫ）を用いた場合に、広帯域利用時におけるＩＱ干渉ノイズを除去でき、利用可能な信号帯域を拡大できるので、マルチキャリア通信を広い帯域で利用できることなどにより、有線通信の通信速度を容易に向上できる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１ 通信システム、１０，３１０ 送信装置、２０，１２０，２２０，３２０，４２０ 受信装置。

Claims (13)

1. 有線通信路に接続可能である受信ノードと、
   前記受信ノードと電気的に接続された第１の周波数変換回路と、
   前記受信ノードと電気的に接続された第２の周波数変換回路と、
   前記第１の周波数変換回路と電気的に接続された第１加算回路と、
   前記第２の周波数変換回路と電気的に接続された第２加算回路と、
   前記第１の周波数変換回路と前記第２加算回路との間に電気的に接続された第１の補正回路と、
   前記第２の周波数変換回路と前記第１加算回路との間に電気的に接続された第２の補正回路と、
   を備え、
   前記第１の補正回路は、逆相増幅器及び第１の容量素子を含み、
   前記第２の補正回路は、正相増幅器及び第２の容量素子を含む
   受信装置。
2. 前記第１の周波数変換回路と前記第１の補正回路との間に電気的に接続された第１のローパスフィルタと、
   前記第２の周波数変換回路と前記第２の補正回路との間に電気的に接続された第２のローパスフィルタと、
   をさらに備えた
   請求項１に記載の受信装置。
3. 前記第１の周波数変換回路は、前記受信ノードの受信信号を第１のローカル信号で周波数変換して第１の成分を抽出し、
   前記第２の周波数変換回路は、前記受信ノードの受信信号を前記第１のローカル信号に対して位相が略９０度異なる第２のローカル信号で周波数変換して第２の成分を抽出し、
   前記逆相増幅器のゲインと前記第１の容量素子の容量値とは、前記第１の補正回路が前記第２の成分を微分するとともに前記第１の成分に対する前記第２の成分の干渉を補償して第１の補正値を生成するように調整されており、
   前記正相増幅器のゲインと前記第２の容量素子の容量値とは、前記第２の補正回路が前記第１の成分を微分するとともに前記第２の成分に対する前記第１の成分の干渉を補償して第２の補正値を生成するように調整されており、
   前記第１加算回路は、前記抽出された第１の成分と前記第１の補正値とを加算し、
   前記第２加算回路は、前記抽出された第２の成分と前記第２の補正値とを加算する
   請求項１又は２に記載の受信装置。
4. 前記逆相増幅器は、ゲインが可変であり、
   前記第１の容量素子は、容量値が可変であり、
   前記正相増幅器は、ゲインが可変であり、
   前記第２の容量素子は、容量値が可変である
   請求項１から３のいずれか１項に記載の受信装置。
5. 前記第１加算回路の加算結果を用いて、前記第１の成分の信号品質を検出する第１の検出部と、
   前記第２加算回路の加算結果を用いて、前記第２の成分の信号品質を検出する第２の検出部と、
   をさらに備え、
   前記逆相増幅器は、前記第２の検出部の検出結果に応じて、ゲインを変更し、
   前記第１の容量素子は、前記第２の検出部の検出結果に応じて、容量値を変更し、
   前記正相増幅器は、前記第１の検出部の検出結果に応じて、ゲインを変更し、
   前記第２の容量素子は、前記第１の検出部の検出結果に応じて、容量値を変更する
   請求項４に記載の受信装置。
6. 第２の値を用いて第１の値を補正して第３の値を生成するとともに前記第１の値を用いて前記第２の値を補正して第４の値を生成する補正回路と、
   前記第３の値を第１のローカル信号で周波数変換して第１の信号を生成する第１の周波数変換回路と、
   前記第４の値を前記第１のローカル信号に対して位相が略９０度異なる第２のローカル信号で周波数変換して第２の信号を生成する第２の周波数変換回路と、
   有線通信路に接続可能であり、前記第１の信号と前記第２の信号とを合成して送信信号を生成する送信ノードと、
   を備えた送信装置。
7. 前記補正回路は、
   １個以上の第１の係数と１個以上の第１の遅延素子と１個以上の第１の加算器とを組み合わせて構成される第１のフィルタ回路と、
   １個以上の第２の係数と１個以上の第２の遅延素子と１個以上の第２の加算器とを組み合わせて構成される第２のフィルタ回路と、
   を含む
   請求項６に記載の送信装置。
8. 前記補正回路は、前記第１の値と前記第２の値との組み合わせに応じて、前記第１の値を前記第３の値に置き換えるとともに前記第２の値を前記第４の値に置き換えるためのテーブルを含む
   請求項６に記載の送信装置。
9. 前記送信ノードは、前記有線通信路を介して受信装置に接続可能であり、
   前記第１の係数、前記第２の係数、前記第３の係数、前記第４の係数は、それぞれ、前記受信装置で受信された信号における前記第１の成分の信号品質と前記第２の成分の信号品質とに応じて調整される
   請求項７に記載の送信装置。
10. 送信装置と、
    前記有線通信路を介して前記送信装置に接続された請求項１から５のいずれか１項に記載の受信装置と、
    を備えた通信システム。
11. 請求項６から９のいずれか１項に記載の送信装置と、
    前記有線通信路を介して前記送信装置に接続された受信装置と、
    を備えた通信システム。
12. 前記受信装置は、
    前記受信装置で受信された信号における前記第１の成分の信号品質を検出する第１の検出部と、
    前記検出された前記第１の成分の信号品質に応じて、前記第１の成分を第３の成分に補正することに用いる第１の係数を調整する第１の調整部と、
    前記受信装置で受信された信号における前記第２の成分の信号品質を検出する第２の検出部と、
    前記検出された前記第２の成分の信号品質に応じて、前記第２の成分を第４の成分に補正することに用いる第２の係数を調整する第２の調整部と、
    を有する
    請求項１１に記載の通信システム。
13. 請求項６から９のいずれか１項に記載の送信装置と、
    前記有線通信路を介して前記送信装置に接続された請求項１から５のいずれか１項に記載の受信装置と、
    を備えた通信システム。