JP2018533341A - モバイル誘導表面導波プローブ及び受信器 - Google Patents
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Abstract
本開示は、電力受信のキット及び方法の各種実施形態を明らかにする。一実施形態では、誘導表面波受信構造は、テレストリアル媒体に沿って進行する誘導表面波から電気エネルギを得るように構成される。電力出力部を有する電力出力回路は、電気的負荷に結合されるように構成される。電気的負荷は、誘導表面波を生成する誘導表面導波プローブに結合された励起源において負荷として経験される。少なくとも１つのコネクタが、少なくとも１つの誘導表面波受信構造を電力出力回路に結合するように構成される。
【選択図】図２４Ｂ
【選択図】図２４Ｂ
Description
（関連出願の相互参照）
本出願は、２０１５年９月１０日に出願された米国特許仮出願第６２／２１６，７４７号に対する優先権及びその利益を主張し、その出願は、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。
本出願は、２０１５年９月１０日に出願された米国特許仮出願第６２／２１６，７４７号に対する優先権及びその利益を主張し、その出願は、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。
本出願は、２０１３年３月７日に出願され出願番号第１３／７８９，５３８号が付与され、公開番号第２０１４／０２５２８８６（Ａ１）号として２０１４年９月１１日に公開された「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｕｓｅ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅ Ｍｏｄｅｓ ｏｎ Ｌｏｓｓｙ Ｍｅｄｉａ」と題された同時係属中の米国特許非仮出願に関連し、その出願は、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。本出願はまた、２０１３年３月７日に出願され出願番号第１３／７８９，５２５号が付与され、公開番号第２０１４／０２５２８６５（Ａ１）号として２０１４年９月１１日に公開された「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｕｓｅ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅ Ｍｏｄｅｓ ｏｎ Ｌｏｓｓｙ Ｍｅｄｉａ」と題された同時係属中の米国特許非仮出願に関連し、その出願は、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。本出願は更に、２０１４年９月１０日に出願され出願番号第１４／４８３，０８９号が付与された「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｕｓｅ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅ Ｍｏｄｅｓ ｏｎ Ｌｏｓｓｙ Ｍｅｄｉａ」と題された同時係属中の米国特許非仮出願に関連し、その出願は、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。本出願は更に、２０１５年６月２日に出願され出願番号第１４／７２８，５０７号が付与された「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｕｓｅ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅｓ」と題された同時係属中の米国特許非仮出願に関連し、その出願は、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。本出願は更に、２０１５年６月２日に出願され出願番号第１４／７２８，４９２号が付与された「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｕｓｅ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅｓ」と題された同時係属中の米国特許非仮出願に関連し、その出願は、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。
一世紀以上にわたり、電波によって伝送される信号は、従来のアンテナ構造を使用して送出される放射電磁界を伴っていた。無線科学とは対照的に、前世紀の電力分配システムは、導電体に沿って誘導されたエネルギの伝送を伴った。無線周波数（radio frequency）（ＲＦ）と送電との間のこの差異の理解は、１９００年代初頭から存在していた。
本開示は、非限定的に、テレストリアル媒体に沿って進行する誘導表面波から電気エネルギを得るように構成された、少なくとも１つの誘導表面波受信構造を備える電力受信キットを含む、各種実施形態を明らかにする。電力受信キットは、電気的負荷に結合するように構成された電力出力部を有する電力出力回路を更に備え、電気的負荷は、誘導表面波を生成する誘導表面導波プローブに結合された励起源において負荷として経験される。電力受信キットは、少なくとも１つの誘導表面波受信構造を電力出力回路に結合するように構成された、少なくとも１つのコネクタを更に備える。
別の実施形態では、誘導表面波受信構造及びインピーダンス整合回路と、電気的負荷に給電するための電力出力部をモバイルパッケージにパッケージ化するステップを含み、インピーダンス整合回路は、誘導表面波受信構造に接続可能である、方法が提供される。方法は、モバイルパッケージをある場所に届け、誘導表面波受信構造をインピーダンス整合回路に接続し、電力出力部を電気的負荷に結合するステップを更に含む。方法は、誘導表面波受信構造を使用して、テレストリアル媒体に沿って進行する誘導表面波から電気エネルギを受信することと、電気エネルギの電気的負荷への供給であって、電気的負荷は、誘導表面波を生成する誘導表面導波プローブに結合された励起源において負荷として経験される、電気エネルギの供給と、を更に含む。
本開示の他のシステム、方法、特徴、及び利点は、以下の図面及び詳細な説明を検討すれば、当業者にとって明らかであるか、又は明らかとなるであろう。そのような追加のシステム、方法、特徴、及び利点のすべては、本説明に含まれ、本開示の範囲内にあり、添付の請求項により保護されることが意図されている。
加えて、説明される実施形態の任意選択のかつ好ましい特徴及び改良のすべては、本明細書で教示される開示全体のすべての態様に利用可能である。更に、従属請求項の個別の特徴、並びに説明される実施形態の任意選択のかつ好ましい特徴及び改良のすべては、互いに組合せ可能かつ交換可能である。
本開示の多くの態様は、以下の図面を参照することにより、より良好に理解することができる。図面内の構成要素は、必ずしも正しい縮尺ではなく、本開示の原理を明確に例示することに重点が置かれている。更に、図面中で、同じ参照数字は、いくつかの図を通して対応する部分を指す。
初めに、以下の概念の説明における明瞭さを提供するために、いくつかの専門用語を規定する。最初に、本明細書で意図されるように、放射電磁界と誘導電磁界との間に形式的区別がなされる。
本明細書で意図されるように、放射電磁界は、導波路に拘束されていない波動の形態で発生源の構造から放出された電磁エネルギを含む。例えば、放射電磁界は、一般的に、アンテナなどの電気的構造を出て、大気又は他の媒体を介して伝搬する電界であり、なんらの導波路構造に拘束されていない。放射された電磁波は、アンテナなどの電気的構造を離れると、発生源が動作し続けるか否かに関わらず、消散するまで、その発生源と無関係に伝搬の媒体（空気などの）内を伝搬し続ける。電磁波は、放射されると、遮断されない限り回収できず、遮断されない場合、放射された電磁波に固有のエネルギは、永久に失われる。アンテナなどの電気構造は、放射抵抗と構造損失抵抗の比を最大化することにより、電磁界を放射するように設計される。放射されたエネルギは、空間に広がって、受信器が存在するか否かに関わらず、失われる。放射された電界のエネルギ密度は、幾何学的拡大に起因する距離の関数である。したがって、本明細書で使用するとき、そのすべての形態における「放射する」という用語は、電磁伝搬のこの形態を指す。
誘導電磁界は、異なる電磁特性を有する媒体の間の境界内又はその付近にエネルギが集中した、伝搬する電磁波である。この意味で、誘導電磁界は、導波路に拘束されたものであり、導波路内を流れる電流によって搬送されるとして特徴付けることができる。誘導電磁波内で搬送されるエネルギを受信及び／又は消散する負荷が存在しない場合、誘導媒体の導電率で消散したエネルギ以外は、エネルギは失われない。別の言い方をすれば、誘導電磁波に対して負荷が存在しない場合、エネルギは消費されない。したがって、誘導電磁界を生成する発生器又は他の発生源は、抵抗負荷が存在しない限り、実際の電力を送出しない。そのため、そのような発生器又は他の発生源は、負荷が提示されるまで、本質的に空転する。これは、電気的負荷が存在しない電力線にわたって伝送される６０ヘルツの電磁波を生成するように発生器を動作させることに類似している。誘導電磁界又は誘導電磁波は、「伝送線モード」と呼ばれるものと等価であることに留意されたい。これは、放射波を生成するために常に実際の電力が供給される放射電磁波と対照的である。放射電磁波とは異なり、誘導電磁エネルギは、エネルギ源がオフにされた後で、有限の長さの導波路に沿って伝搬し続けない。したがって、本明細書で使用するとき、そのすべての形態における「誘導する」という用語は、電磁伝搬のこの伝送モードを指す。
ここで図１を参照して、放射電磁界と誘導電磁界との間の差異を更に示すために、対数ｄＢグラフ上のキロメートルでの距離の関数として、１メートル当たりのボルトでの任意指示を上回るデシベル（ｄＢ）での電界強度のグラフ１００を示す。図１のグラフ１００は、距離の関数として誘導電磁界の電界強度を示す誘導電界強度曲線１０３を示す。この誘導電界強度曲線１０３は、伝送線モードと本質的に同じである。また、図１のグラフ１００は、距離の関数として放射電磁界の電界強度を示す放射電界強度曲線１０６を示す。
誘導波及び放射伝搬それぞれに対する曲線１０３及び１０６の形状が興味深い。放射電界強度曲線１０６は、幾何級数的に低下（１／ｄ、式中ｄは距離である）し、これは、両対数目盛上で直線として示されている。一方、誘導電界強度曲線１０３は、
の特徴的な指数関数的減衰を有し、両対数目盛上で独特の屈曲部１０９を呈する。誘導電界強度曲線１０３及び放射電界強度曲線１０６は、点１１２で交差し、これは交差距離で発生する。交差点１１２での交差距離未満の距離で、誘導電磁界の電界強度は、放射電磁界の電界強度より、大部分の位置で著しく大きい。交差距離より大きな距離では、その反対となる。したがって、誘導電界強度曲線及び放射電界強度曲線１０３及び１０６は、誘導電磁界と放射電磁界との間の根本的な伝搬の差異を更に示している。誘導電磁界と放射電磁界との間の差異の非公式な説明のために、Ｍｉｌｌｉｇａｎ，Ｔ．のＭｏｄｅｒｎ Ａｎｔｅｎｎａ Ｄｅｓｉｇｎ（ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１ｓｔ Ｅｄｉｔｉｏｎ，１９８５，８〜９ページ）が参照され、この文献は、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。
上述した放射電磁波と誘導電磁波との間の差異は、公式に容易に表現され、厳密な基準で示されている。そのような２つの異なる解は、１つの同じ線形偏微分方程式から明らかにすることができ、この波動方程式は、問題に課された境界条件に解析的に従う。波動方程式に関するグリーン関数は、それ自体、放射波の性質と誘導波の性質との間の差異を含む。
空の空間において、波動方程式は、固有関数が複素波数平面上で固有値の連続スペクトルを保有する微分演算子である。この横電磁（transverse electro-magnetic）（ＴＥＭ）界は、放射電磁界と呼ばれ、それらの伝搬電界は、「ヘルツ波」と呼ばれる。しかし、導電境界の存在において、波動方程式に境界条件を加えると、数学的に、連続スペクトルに加えて離散スペクトルの合計からなる波数のスペクトル表現となる。このために、Ｓｏｍｍｅｒｆｅｌｄ，Ａ．の「Ｕｂｅｒ ｄｉｅ Ａｕｓｂｒｅｉｔｕｎｇ ｄｅｒ Ｗｅｌｌｅｎ ｉｎ ｄｅｒ Ｄｒａｈｔｌｏｓｅｎ Ｔｅｌｅｇｒａｐｈｉｅ」（Ａｎｎａｌｅｎ ｄｅｒ Ｐｈｙｓｉｋ，Ｖｏｌ．２８，１９０９，６６５〜７３６ページ）を参照する。また、「Ｐａｒｔｉａｌ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｅｑｕａｔｉｏｎｓ ｉｎ Ｐｈｙｓｉｃｓ−Ｌｅｃｔｕｒｅｓ ｏｎ Ｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌ Ｐｈｙｓｉｃｓ：Ｖｏｌｕｍｅ ＶＩ」（Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｒｅｓｓ，１９４９，２３６〜２８９ページ，２９５〜２９６ページ）の第６章として刊行されたＳｏｍｍｅｒｆｅｌｄ，Ａ．の「Ｐｒｏｂｌｅｍｓ ｏｆ Ｒａｄｉｏ」、Ｃｏｌｌｉｎ、Ｒ．Ｅ．の「Ｈｅｒｔｚｉａｎ Ｄｉｐｏｌｅ Ｒａｄｉａｔｉｎｇ Ｏｖｅｒ ａ Ｌｏｓｓｙ Ｅａｒｔｈ ｏｒ Ｓｅａ：Ｓｏｍｅ Ｅａｒｌｙ ａｎｄ Ｌａｔｅ ２０ｔｈ Ｃｅｎｔｕｒｙ Ｃｏｎｔｒｏｖｅｒｓｉｅｓ」（ＩＥＥＥ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ Ｍａｇａｚｉｎｅ，Ｖｏｌ．４６，Ｎｏ．２，Ａｐｒｉｌ ２００４，６４〜７９ページ）、並びにＲｅｉｃｈ，Ｈ．Ｊ．、Ｏｒｄｎｕｎｇ，Ｐ．Ｆ、Ｋｒａｕｓｓ，Ｈ．Ｌ．及びＳｋａｌｎｉｋ，Ｊ．Ｇ．の「Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ」（Ｖａｎ Ｎｏｓｔｒａｎｄ，１９５３，２９１〜２９３ページ）を参照されたい。これらの参考文献のそれぞれは、その全体が参照により本明細書に組み込まれる。
「地上波」及び「表面波」という用語は、２つの明確に異なる物理的伝搬現象を識別する。表面波は、別個の極から解析的に発生して、平面波スペクトルにおける離散成分を生じる。例えば、Ｃｕｌｌｅｎ，Ａ．Ｌ．による「Ｔｈｅ Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ｏｆ Ｐｌａｎｅ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅｓ」（Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＩＥＥ（Ｂｒｉｔｉｓｈ），Ｖｏｌ．１０１，Ｐａｒｔ ＩＶ，Ａｕｇｕｓｔ １９５４，２２５〜２３５ページ）を参照されたい。この文脈では、表面波は、誘導表面波であると考えられる。表面波（Ｚｅｎｎｅｃｋ−Ｓｏｍｍｅｒｆｅｌｄ誘導波の意味における）は、無線放送から現在とてもよく知られている地上波（Ｗｅｙｌ−Ｎｏｒｔｏｎ−ＦＣＣの意味における）と物理的かつ数学的に同じではない。これら２つの伝搬機構は、複素平面上の異なる種類の固有値スペクトル（連続又は離散）の励起から発生する。球状に伝搬し、固有値の連続性を保有し、図１の曲線１０６により示すように幾何級数的に低下して、分岐線法積分の結果から得られる古典的な地上波のヘルツ放射とは反対に、誘導表面波の電界強度は、図１の曲線１０３により示すように距離と共に指数関数的に減衰し（損失性の導波路内の伝搬に酷似する）、放射伝送線内の伝搬に似ている。「Ｔｈｅ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅ ｉｎ Ｒａｄｉｏ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ ｏｖｅｒ Ｐｌａｎｅ Ｅａｒｔｈ」（Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＩＲＥ，Ｖｏｌ．２５，Ｎｏ．２，Ｆｅｂｒｕａｒｙ，１９３７，２１９〜２２９ページ）及び「Ｔｈｅ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅ ｉｎ Ｒａｄｉｏ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ」（Ｂｅｌｌ Ｌａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ Ｒｅｃｏｒｄ，Ｖｏｌ．１５，Ｊｕｎｅ １９３７，３２１〜３２４ページ）においてＣ．Ｒ．Ｂｕｒｒｏｗｓによって実験的に実証されたように、垂直アンテナは、地上波を放射するが、誘導表面波を送出しない。
上記を要約すると、第１に、分岐線法積分に対応する波数固有値スペクトルの連続部分は、放射電磁界を生成し、第２に、離散スペクトル、及び積分の輪郭線により囲まれた極から発生する対応する残りの合計は、結果として、伝搬を横断する方向に指数関数的に減衰した非ＴＥＭの進行表面波となる。そのような表面波は、誘導伝送線モードである。更なる説明のために、Ｆｒｉｅｄｍａｎ，Ｂ．の「Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｏｆ Ａｐｐｌｉｅｄ Ｍａｔｈｅｍａｔｉｃｓ」（Ｗｉｌｅｙ，１９５６，２１４，２８３〜２８６，２９０，２９８〜３００ページ）を参照する。
自由空間では、アンテナは、波動方程式の連続固有値を励起し、これは放射電磁界であり、Ｅｚ及び同相のＨφを有する外向きに伝搬するＲＦエネルギは、永久に失われる。一方で、導波路プローブは、離散固有値を励起し、これは、結果として伝送線伝搬となる。Ｃｏｌｌｉｎ，Ｒ．Ｅ．の「Ｆｉｅｌｄ Ｔｈｅｏｒｙ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｗａｖｅｓ」（ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１９６０，４５３，４７４〜４７７ページ）を参照されたい。そのような理論的解析が、損失性均質媒体の平面又は球面にわたる開表面誘導波を送出する仮定的な可能性を提供してきたが、一世紀を越える間、なんらかの実用的効率を有してこれを実現する工学技術における既知の構造は、存在していない。残念なことに、１９００年代初頭に出現したために、上述した理論的解析は、基本的に理論に留まり、損失性均質媒体の平面又は球面にわたる開表面誘導波の送出を実用的に実現する既知の構造は存在していない。
本開示の各種実施形態によれば、損失性導電媒体の表面に沿って誘導表面導波モードに結合する電界を励起するように構成された、様々な誘導表面導波プローブが説明される。そのような誘導電磁界は、損失性導電媒体の表面上の誘導表面波モードに、大きさ及び位相において実質的にモード整合している。そのような誘導表面波モードはまた、Ｚｅｎｎｅｃｋ導波モードと呼ぶことができる。本明細書で説明する誘導表面導波プローブによって励起された結果として生じる電界が、損失性導電媒体の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合しているという事実によって、誘導表面波の形態での誘導電磁界が、損失性導電媒体の表面に沿って送出される。一実施形態によれば、損失性導電媒体は、地球などのテレストリアル媒体を含む。
図２を参照して、１９０７年にＪｏｎａｔｈａｎ Ｚｅｎｎｅｃｋによって、彼の論文、Ｚｅｎｎｅｃｋ，Ｊ．の「Ｏｎ ｔｈｅ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ ｏｆ Ｐｌａｎｅ Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｗａｖｅｓ Ａｌｏｎｇ ａ Ｆｌａｔ Ｃｏｎｄｕｃｔｉｎｇ Ｓｕｒｆａｃｅ ａｎｄ ｔｈｅｉｒ Ｒｅｌａｔｉｏｎ ｔｏ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｔｅｌｅｇｒａｐｈｙ」（Ａｎｎａｌｅｎ ｄｅｒ Ｐｈｙｓｉｋ，Ｓｅｒｉａｌ ４，Ｖｏｌ．２３，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ ２０，１９０７，８４６〜８６６ページ）に記載されたように導出されたマクスウェル方程式に対する境界値解の検討のために提供する伝搬境界面を示す。図２は、領域１として示された損失性導電媒体と領域２として示された絶縁体との間の境界面に沿って放射状に伝搬する波動に対する円筒座標を示す。領域１は、例えば、任意の損失性導電媒体を含むことができる。一例では、そのような損失性導電媒体は、地球又は他の媒体などのテレストリアル媒体を含むことができる。領域２は、領域１と境界界面を共有する第２の媒体であり、領域１に対して異なる構造パラメータを有する。領域２は、例えば、大気又は他の媒体などの任意の絶縁体を含むことができる。そのような境界界面に対する反射係数は、複素ブルースター角での入射に対してのみゼロとなる。Ｓｔｒａｔｔｏｎ，Ｊ．Ａ．の「Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｔｈｅｏｒｙ」（ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１９４１，５１６ページ）を参照されたい。
各種実施形態によれば、本開示は、領域１を含む損失性導電媒体の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合した電磁界を生成する、様々な誘導表面導波プローブを説明する。各種実施形態によれば、そのような電磁界は、結果としてゼロ反射とすることができる損失性導電媒体の複素ブルースター角で入射する波面を実質的に合成する。
更に説明するために、ｅｊωｔの電界変化が仮定され、かつρ≠０及びｚ≧０（式中、ｚは領域１の表面に垂直な垂直座標であり、ρは円筒座標における半径寸法である）である領域２において、境界面に沿った境界条件を満たすＺｅｎｎｅｃｋのマクスウェル方程式の閉形式厳密解は、以下の電界及び磁界成分によって表現される。
ｅｊωｔの電界変化が仮定され、かつρ≠０及びｚ≦０である領域１において、境界面に沿った境界条件を満たすＺｅｎｎｅｃｋのマクスウェル方程式の閉形式厳密解は、以下の電界及び磁界成分によって表現される。
これらの表現において、ｚは、領域１の表面に垂直な垂直座標であり、ρは、半径座標であり、
は、第２種及びｎ次の複素引数ハンケル関数であり、ｕ１は、領域１の正の垂直（ｚ）方向の伝搬定数であり、ｕ２は、領域２の垂直（ｚ）方向の伝搬定数であり、σ１は、領域１の導電率であり、ωは、２πｆ（式中、ｆは励起の周波数である）に等しく、εｏは、自由空間の誘電率であり、ε１は、領域１の誘電率であり、Ａは、発生源によって課される発生源定数であり、γは、表面波の放射伝搬定数である。
±ｚ方向の伝搬定数は、領域１と領域２との間の境界面の上及び下に波動方程式を分離して、境界条件を課すことにより決定される。これを実行することにより、領域２では、以下の式が得られ、
領域１では、以下の式が得られる。
放射伝搬定数γは、以下の式により得られ、
これは、複素表現であり、式中、ｎは、複素屈折率であり、以下の式により得られる。
上記の式のすべてにおいて、
であり、式中、εｒは、領域１の比誘電率を含み、σ１は、領域１の導電率であり、εｏは、自由空間の誘電率であり、μｏは、自由空間の透磁率を含む。したがって、生成された表面波は、境界面に平行に伝搬し、境界面に垂直に指数関数的に減衰する。これは、消散として既知である。
したがって、式（１）〜（３）は、円筒状に対称な放射状に伝搬する導波モードであると考えることができる。Ｂａｒｌｏｗ，Ｈ．Ｍ．及びＢｒｏｗｎ，Ｊ．の「Ｒａｄｉｏ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅｓ」（Ｏｘｆｏｒｄ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｐｒｅｓｓ，１９６２，１０〜１２ページ，２９〜３３ページ）を参照されたい。本開示は、この「開境界」導波モードを励起する構造を詳述する。具体的には、各種実施形態によれば、誘導表面導波プローブは、電圧及び／又は電流が供給され、領域２と領域１との間の境界界面に対して配置された、適切なサイズの帯電端子を備える。これは、図３を参照することにより、より良好に理解することができる。図３は、損失性導電媒体２０３によって提示された平面に垂直な垂直軸ｚに沿って損失性導電媒体２０３（例えば、地球）の上に持ち上げられた帯電端子Ｔ１を含む、誘導表面導波プローブ２００ａの例を示す。損失性導電媒体２０３は、領域１を構成し、第２の媒体２０６は、領域２を構成して、損失性導電媒体２０３と境界界面を共有する。
一実施形態によれば、損失性導電媒体２０３は、地球などのテレストリアル媒体を含むことができる。このために、そのようなテレストリアル媒体は、天然であろうと人工であろうと、すべての構造又はその上に含まれる形成物を含む。例えば、そのようなテレストリアル媒体は、岩、土、砂、淡水、海水、木、植物、及び我々の惑星を構成する他のすべての自然要素などの、自然要素を含むことができる。加えて、そのようなテレストリアル媒体は、コンクリート、アスファルト、建築材料、及び他の人工材料などの、人工要素を含むことができる。他の実施形態では、損失性導電媒体２０３は、天然に存在するものであろうと人工であろうと、地球以外のなんらかの媒体を含むことができる。他の実施形態では、損失性導電媒体２０３は、人工表面などの他の媒体、及び自動車、航空機、人工材料（合板、プラスチックシート、又は他の材料などの）又は他の媒体などの構造を含むことができる。
損失性導電媒体２０３がテレストリアル媒体又は地球を含む場合では、第２の媒体２０６は、地表の上の大気を含むことができる。そのように、大気は、空気及び地球の大気を構成する他の要素を含む「大気媒体」と呼ぶことができる。加えて、第２の媒体２０６が、損失性導電媒体２０３に対して他の媒体を含むことができることが可能である。
誘導表面導波プローブ２００ａは、例えば、垂直給電線導体を介して励起源２１２を帯電端子Ｔ１に結合する給電ネットワーク２０９を含む。各種実施形態によれば、任意の所与の時点で端子Ｔ１に印加される電圧に基づく電界を合成するために、電荷Ｑ１が帯電端子Ｔ１に課される。電界（Ｅ）の入射角（θｉ）に依存して、電界を、領域１を含む損失性導電媒体２０３の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合することが可能である。
式（１）〜（６）のＺｅｎｎｅｃｋ閉形式の解を考慮することにより、領域１と領域２との間のＬｅｏｎｔｏｖｉｃｈインピーダンス境界条件は、以下の式のように表すことができる。
式中、
は、正の垂直（＋ｚ）方向の単位法線であり、
は、上記の式（１）により表現される領域２の磁界強度である。式（１３）は、式（１）〜（３）で示される電界及び磁界が結果として境界界面に沿った放射表面電流密度となることができることを意味し、放射表面電流密度は、以下の式により示すことができる。
式中、Ａは、定数である。更に、誘導表面導波プローブ２００に近接すると（ρ≪λに対して）、上記の式（１４）は、以下のような挙動を有することを留意されたい。
負号は、電源電流（Ｉｏ）が図３に示すように上向きに垂直に流れるときに、「近接（close-in）」グラウンド電流は径方向内向きに流れることを意味する。「近接」のＨφに場を整合することにより、以下の式であることを決定することができる。
式中、式（１）〜（６）及び（１４）において、ｑ１＝Ｃ１Ｖ１である。したがって、式（１４）の放射表面電流密度は、以下の式のように言い換えることができる。
式（１）〜（６）及び（１７）によって表現される電界は、地上波の伝搬に関連付けられた放射電磁界ではなく、損失性の境界面に拘束される伝送線モードの性質を有する。Ｂａｒｌｏｗ，Ｈ．Ｍ．及びＢｒｏｗｎ，Ｊ．の「Ｒａｄｉｏ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅｓ」（Ｏｘｆｏｒｄ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｐｒｅｓｓ，１９６２，１〜５ページ）を参照されたい。
この時点では、式（１）〜（６）及び（１７）に使用されるハンケル関数の性質のレビューが、波動方程式のこれらの解に対して提供される。第１種及び第２種かつｎ次のハンケル関数は、第１種及び第２種の標準ベッセル関数の複素の組合せとして定義されることがわかる。
これらの関数は、それぞれ、径方向内向きに
及び外向きに
伝搬する円筒状の波を表す。この定義は、ｅ±ｊｘ＝ｃｏｓ ｘ±ｊ ｓｉｎ ｘの関係に類似している。例えば、Ｈａｒｒｉｎｇｔｏｎ，Ｒ．Ｆ．の「Ｔｉｍｅ−Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｆｉｅｌｄｓ」（ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１９６１，４６０〜４６３ページ）を参照されたい。
その
が外向き波であることは、Ｊｎ（ｘ）及びＮｎ（ｘ）の級数定義から直接得られる、その独立変数を大きくした場合に漸近特性から認識することができる。誘導表面導波プローブから遠方では、
これは、ｅｊωｔを乗じると、
の空間的変動を有するｅｊ（ωｔ−ｋρ）の形態の外向きに伝搬する円筒状の波である。一次（ｎ＝１）解は、式（２０ａ）から、以下の式のように決定することができる。
誘導表面導波プローブに近接すると（ρ≪λに対して）、一次かつ第２種のハンケル関数は、以下の式のようにふるまう。
これらの漸近表現は、複素量であることを留意されたい。ｘが実数量であるとき、式（２０ｂ）及び（２１）は、
だけ位相が異なり、これは、４５°又は等価的にλ／８の追加の位相前進又は「位相増加」に対応する。第２種の一次ハンケル関数の近接及び遠方の漸近線は、それらがρ＝Ｒｘの距離で等しい大きさである、ハンケル「交差」又は遷移点を有する。
したがって、ハンケル交差点を越えると、「遠方」表現は、ハンケル関数の「近接」表現に対して優位である。ハンケル交差点までの距離（又はハンケル交差距離）は、式（２０ｂ）及び（２１）を−ｊγρに対して等しくして、Ｒｘについて解くことにより見出すことができる。ｘ＝σ／ωεｏで、遠方及び近接のハンケル関数漸近線は、周波数が低下するとハンケル交差点が外側に移動して、周波数依存であることを理解することができる。損失性導電媒体の導電率（σ）が変化すると、ハンケル関数漸近線もまた変化し得ることも留意されたい。例えば、土の導電率は、気象条件の変化と共に変化し得る。
図４を参照して、１８５０ｋＨｚの動作周波数でのσ＝０．０１０ｍｈｏｓ／ｍの導電率及びεｒ＝１５の比誘電率の領域１に対する式（２０ｂ）及び（２１）の一次ハンケル関数の大きさのグラフの例を示す。曲線１１５は、式（２０ｂ）の遠方漸近線の大きさであり、曲線１１８は、式（２１）の近接漸近線の大きさであり、ハンケル交差点１２１がＲｘ＝５４フィートの距離で生じている。大きさは等しいが、ハンケル交差点１２１で、２つの漸近線の間に位相オフセットが存在する。ハンケル交差距離は、動作周波数の波長より相当小さいこともまた理解することができる。
領域２のＺｅｎｎｅｃｋ閉形式解の式（２）及び（３）により得られる電界成分を考慮して、ＥｚとＥρの比は、漸近的に以下の式になる。
式中、ｎは、式（１０）の複素屈折率であり、θｉは、電界の入射角である。加えて、式（３）のモード整合した電界の垂直成分は、漸近的に以下の式になる。
これは、端子電圧において上げられた帯電端子の静電容量の絶縁されたコンポーネント上の自由電荷ｑｆｒｅｅ＝Ｃｆｒｅｅ×ＶＴに線形に比例する。
例えば、図３の持ち上げられた帯電端子Ｔ１の高さＨ１は、帯電端子Ｔ１上の自由電荷の量に影響を及ぼす。帯電端子Ｔ１が領域１のグラウンド平面付近にある場合、端子上の電荷Ｑ１の大部分は、「拘束」されている。帯電端子Ｔ１が上げられるにつれて、拘束電荷は、実質的にすべての絶縁された電荷が開放される高さに帯電端子Ｔ１が到達するまで少なくなる。
帯電端子Ｔ１に対する容量上昇の増大の利点は、持ち上げられた帯電端子Ｔ１上の電荷がグラウンド平面から更に除去されて、結果として自由電荷の量ｑｆｒｅｅの増大となり、エネルギを誘導表面導波モードに結合することである。帯電端子Ｔ１がグラウンド平面から離れて移動すると、電荷分布は、端子の表面により均一に分布するようになる。自由電荷の量は、帯電端子Ｔ１の自己容量に関係する。
例えば、球形端子の静電容量は、グラウンド平面の上の物理的高さの関数として表現することができる。完全なグラウンドの上のｈの物理的高さでの球の静電容量は、以下の式により得られる。
式中、球の直径は、２ａであり、Ｍ＝ａ／２ｈであって、ｈは、球形端子の高さである。これで理解することができるように、端子高さｈの増大により、帯電端子の静電容量Ｃは、低減する。直径の約４倍（４Ｄ＝８ａ）以上の高さの帯電端子Ｔ１の高度に対して、電荷分布は、球形端子回りでほぼ均一であり、これは、誘導表面導波モードへの結合を向上することができることを示すことができる。
十分に絶縁された端子の場合では、導体球の自己容量は、Ｃ＝４πεｏａにより近似することができ、式中、ａは、メートルでの球の半径である。円盤の自己容量は、Ｃ＝８εｏａにより近似することができ、式中、ａは、メートルでの円盤の半径である。帯電端子Ｔ１は、球、円盤、円筒、円錐、トーラス、フード、１つ以上のリング、又は任意の他のランダム化形状若しくは形状の組合せなどの、任意の形状を含むことができる。帯電端子Ｔ１の位置に対して、等価球直径を決定して使用することができる。
これは、帯電端子Ｔ１が損失性導電媒体２０３の上にｈｐ＝Ｈ１の物理的高さに上げられた図３の例を参照して更に理解することができる。「拘束」電荷の影響を低減するために、帯電端子Ｔ１は、少なくとも帯電端子Ｔ１の球直径（又は等価な球の直径）の４倍の物理的高さに配置して、拘束された電荷の影響を低減することができる。
次に図５Ａを参照して、図３の帯電端子Ｔ１上の上げられた電荷Ｑ１により生成された電界の光線光学の解釈を示す。光学におけるように、入射電界の反射を最小化することにより、損失性導電媒体２０３の誘導表面導波モードに結合されたエネルギを向上及び／又は最大化することができる。入射面（境界界面ではない）に平行に偏波された電界（Ｅ‖）に対して、入射電界の反射の量は、フレネル反射係数を使用して決定することができる。フレネル反射係数は、以下の式のように表現することができる。
式中、θｉは、面法線に対して測定した従来の入射角である。
図５Ａの例では、光線光学の解釈は、面法線
に対して測定したθｉの入射角を有する入射面に平行に偏波された入射電界を示す。Γ‖（θｉ）＝０である場合、入射電界の反射は存在しないことになり、したがって、入射電界は、損失性導電媒体２０３の表面に沿った誘導表面導波モードに完全に結合されることになる。入射角が以下の式であるとき、式（２５）の分子は、ゼロになることを理解することができる。
式中、ｘ＝σ／ωεｏである。この複素入射角（θｉ，Ｂ）は、ブルースター角と呼ばれる。式（２２）に戻って、式（２２）及び（２６）の両方において同じ複素ブルースター角（θｉ，Ｂ）の関係が存在することを理解することができる。
図５Ａに示すように、電界ベクトルＥは、入射面に平行に偏波された入射する不均一平面波として示すことができる。電界ベクトルＥは、独立した水平及び垂直成分から、以下の式のように生成することができる。
幾何学的に、図５Ａの例示は、電界ベクトルＥを以下の式により得ることができることを示唆する。
場の比は以下の式であることを意味する。
「ウェーブチルト（wave tilt）」と呼ばれる一般化パラメータＷは、本明細書では、以下の式により得られる、水平電界成分と垂直電界成分の比として表される。
これは、複素数であり、大きさ及び位相の両方を有する。領域２内の電磁波に対して、ウェーブチルト角（Ψ）は、領域１との境界界面での波面の法線と境界界面の接線との間の角度に等しい。これは、放射状の円筒状の誘導表面波に関する電磁波の等位相面及びそれらの法線を示す、図５Ｂでより容易に理解することができる。完全導体との境界界面（ｚ＝０）において、波面法線は、境界界面の接線に平行であり、結果としてＷ＝０となる。しかし、損失性誘電体の場合では、波面法線がｚ＝０で境界界面の接線に平行ではないため、ウェーブチルトＷは存在する。
式（３０ｂ）を誘導表面波に適用することにより、以下の式が得られる。
複素ブルースター角（θｉ，Ｂ）に等しい入射角で、式（２５）のフレネル反射係数は、以下の式により示すように、ゼロになる。
式（２２）の複素数の場の比を調整することにより、入射電界を、反射が低減又は除去される複素角で入射するように合成することができる。この比を
として確立することにより、結果として複素ブルースター角で入射する合成された電界となり、反射をゼロにする。
電気的実効高の概念は、複素入射角を有する電界を誘導表面導波プローブ２００と合成することに更なる洞察を提供することができる。電気的実効高（ｈｅｆｆ）は、以下の式のように定義されている。
これは、ｈｐの物理高（又は長さ）を有するモノポールに対するものである。この表現は、構造に沿った波源分布の大きさ及び位相に依存するため、実効高（又は長さ）は、一般的に複素数である。構造の分布電流Ｉ（ｚ）の積分は、構造の物理高（ｈｐ）にわたって実行され、構造の底部（又は入力）を介して上向きに流れるグラウンド電流（Ｉ０）に対して正規化される。構造に沿って分配された電流は、以下の式により表現することができる。
式中、β０は、構造上を伝搬する電流に対する伝搬係数である。図３の例では、ＩＣは、誘導表面導波プローブ２００ａの垂直構造に沿って分配される電流である。
例えば、構造の底部の低損失コイル（例えば、ヘリカルコイル）、及びこのコイルと帯電端子Ｔ１との間に接続された垂直給電線導体を含む給電ネットワーク２０９を考えてみる。コイル（又はヘリカル遅延線）に起因する位相遅延は、θｃ＝βｐｌＣであり、式中、ｌＣは、物理的長さであり、以下の式は、伝搬係数である。
式中、Ｖｆは、構造上の速度係数であり、λ０は、供給される周波数での波長であり、λｐは、速度係数Ｖｆから結果として生じる伝搬波長である。位相遅延は、グラウンド（杭）電流Ｉ０に対して測定される。
加えて、垂直給電線導体の長さｌｗに沿った空間位相遅延は、θｙ＝βｗｌｗにより得ることができ、式中、βｗは、垂直給電線導体に対する伝搬位相定数である。いくつかの実装形態では、誘導表面導波プローブ２００ａの物理的高さｈｐと垂直給電線導体の長さｌｗとの間の差は、供給周波数での波長（λ０）より相当小さいため、空間位相遅延は、θｙ＝βｗｈｐにより近似することができる。結果として、コイル及び垂直給電線導体を介した全位相遅延は、Φ＝θｃ＋θｙであり、物理的構造の底部からコイルの上部に供給される電流は、以下の式である。
式中、Φは、グラウンド（杭）電流Ｉ０に対して測定された全位相遅延である。その結果として、誘導表面導波プローブ２００の電気的実効高は、以下の式により近似することができる。
この式は、物理的高さｈｐ≪λ０である場合に対するものである。Φの角度（又は位相シフト）でのモノポールの複素実効高ｈｅｆｆ＝ｈｐは、ソース電界を誘導表面導波モードに整合させ、誘導表面波を損失性導電媒体２０３上に送出させるように、調整することができる。
図５Ａの例では、光線光学を使用して、ハンケル交差距離（Ｒｘ）１２１で複素ブルースター入射角（θｉ，Ｂ）を有する入射電界（Ｅ）の複素角三角法を例示している。式（２６）から、損失性導電媒体に対して、ブルースター角は、複素数であり、以下の式により規定されることを思い出されたい。
電気的に、幾何学的パラメータは、帯電端子Ｔ１の電気的な実効高（ｈｅｆｆ）によって、以下の式により関連付けられる。
式中、Ψｉ，Ｂ＝（π／２）−θｉ，Ｂは、損失性導電媒体の表面から測定されたブルースター角である。誘導表面導波モードに結合するために、ハンケル交差距離での電界のウェーブチルトは、電気的な実効高とハンケル交差距離の比として表現することができる。
物理的高さ（ｈｐ）及びハンケル交差距離（Ｒｘ）の両方が実数量であるため、ハンケル交差距離（Ｒｘ）での所望の誘導表面ウェーブチルト角（Ψ）は、複素実効高（ｈｅｆｆ）の位相（Φ）に等しい。これは、コイルの供給点での位相、したがって、式（３７）の位相シフトを変更することにより、複素実効高の位相Φを操作して、ハンケル交差点１２１での誘導表面導波モードのウェーブチルト角Ψに整合させることができる（Φ＝Ψ）ことを意味する。
図５Ａで、損失性導電媒体表面に沿った長さＲｘの隣接する辺、及び、Ｒｘでのハンケル交差点１２１と帯電端子Ｔ１の中心との間に延びる光線１２４と、ハンケル交差点１２１と帯電端子Ｔ１との間の損失性導電媒体表面１２７との間で測定された複素ブルースター角Ψｉ，Ｂを有する、直角三角形が示されている。帯電端子Ｔ１を物理的高さｈｐに配置して、適切な位相遅延Φを有する電荷で励起して、結果として生じる電界は、ハンケル交差距離Ｒｘで、かつブルースター角で、損失性導電媒体の境界界面に入射する。これらの条件下で、反射なしに又は実質的に無視できる反射で、誘導表面導波モードを励起することができる。
実効高（ｈｅｆｆ）の位相シフトΦを変更することなく帯電端子Ｔ１の物理的高さが低減される場合、結果として生じる電界は、誘導表面導波プローブ２００から低減した距離においてブルースター角で損失性導電媒体２０３と交差する。図６は、電界がブルースター角で入射する距離についての帯電端子Ｔ１の物理的高さを低減する効果をグラフで示す。高さがｈ３からｈ２を経てｈ１まで低減されると、電界が損失性導電媒体（例えば、地球）とブルースター角で交差する点は、帯電端子位置に近づいて移動する。しかし、式（３９）が示すように、帯電端子Ｔ１の高さＨ１（図３）は、ハンケル関数の遠方コンポーネントを励起するために、物理的高さ（ｈｐ）以上でなければならない。帯電端子Ｔ１を実効高（ｈｅｆｆ）以上に配置して、損失性導電媒体２０３を、図５Ａに示すように、ハンケル交差距離（Ｒｘ）１２１以上でブルースター入射角（Ψｉ，Ｂ＝（π／２）−θｉ，Ｂ）で照射することができる。帯電端子Ｔ１上の拘束電荷を低減又は最小化するために、上述したように、高さは、少なくとも帯電端子Ｔ１の球直径（又は等価な球体直径）の４倍でなければならない。
誘導表面導波プローブ２００は、複素ブルースター角で損失性導電媒体２０３の表面を照射して、それによって、Ｒｘのハンケル交差点１２１で（又はその向こうの）誘導表面波モードに実質的にモード整合することにより径方向の表面電流を励起する波動に対応するウェーブチルトを有する電界を確立するように構成することができる。
図７を参照して、帯電端子Ｔ１を含む誘導表面導波プローブ２００ｂの例のグラフ表示を示す。ＡＣ源２１２は、例えば、ヘリカルコイルなどのコイル２１５を含む給電ネットワーク２０９（図３）を介して誘導表面導波プローブ２００ｂに結合される帯電端子Ｔ１に対する励起源として機能する。他の実装形態では、ＡＣ源２１２は、一次コイルを介してコイル２１５に誘導結合することができる。いくつかの実施形態では、ＡＣ源２１２のコイル２１５への結合を向上及び／又は最大化するために、インピーダンス整合ネットワークを含めることができる。
図７に示すように、誘導表面導波プローブ２００ｂは、損失性導電媒体２０３によって提示された平面に実質的に垂直な垂直軸ｚに沿って配置された上部帯電端子Ｔ１（例えば、高さｈｐにある球）を含むことができる。第２の媒体２０６は、損失性導電媒体２０３の上に配置されている。帯電端子Ｔ１は、自己容量ＣＴを有する。動作中、任意の所与の時点での端子Ｔ１に印加される電圧に依存して、電荷Ｑ１が端子Ｔ１に課される。
図７の例では、コイル２１５は、第１の端部で接地杭２１８に、かつ垂直給電線導体２２１を介して帯電端子Ｔ１に結合される。いくつかの実装形態では、帯電端子Ｔ１へのコイル接続は、図７に示すように、コイル２１５のタップ２２４を使用して調整することができる。コイル２１５は、コイル２１５の下側部分のタップ２２７を介してＡＣ源２１２によって、動作周波数で励振させることができる。他の実装形態では、ＡＣ源２１２は、一次コイルを介してコイル２１５に誘導結合することができる。
誘導表面導波プローブ２００の構造及び調整は、伝送周波数、損失性導電媒体の条件（例えば、土の導電率σ及び比誘電率εｒ）、及び帯電端子Ｔ１のサイズなどの、様々な動作条件に基づく。屈折率は、式（１０）及び（１１）から、以下の式のように計算することができる。
式中、ｘ＝σ／ωεｏであり、ω＝２πｆである。導電率σ及び比誘電率εｒは、損失性導電媒体２０３の試験測定値により決定することができる。面法線から測定される複素ブルースター角（θｉ，Ｂ）もまた、式（２６）から、以下の式のように決定することができる。
又は、以下の式のように図５Ａに示すように表面から測定される。
ハンケル交差距離（ＷＲｘ）でのウェーブチルトもまた、式（４０）を使用して見出すことができる。
ハンケル交差距離もまた、図４により示すように、−ｊγρに対する式（２０ｂ）及び（２１）の大きさを等しくして、Ｒｘについて解くことにより、見出すことができる。次に、ハンケル交差距離及び複素ブルースター角を使用して式（３９）から、電気的な実効高を、以下の式のように決定することができる。
式（４４）から理解することができるように、複素実効高（ｈｅｆｆ）は、帯電端子Ｔ１の物理的高さ（ｈｐ）に関連付けられた大きさ、及びハンケル交差距離（Ｒｘ）でのウェーブチルト角（Ψ）に関連付けられた位相遅延（Φ）を含む。これらの変数及び選択された帯電端子Ｔ１の構成を用いて、誘導表面導波プローブ２００の構成を決定することが可能である。
物理的高さ（ｈｐ）以上に配置された帯電端子Ｔ１を用いて、給電ネットワーク２０９（図３）及び／又は給電ネットワークを帯電端子Ｔ１に接続する垂直給電線を調整して、帯電端子Ｔ１上の電荷Ｑ１の位相（Φ）をウェーブチルト（Ｗ）の角度（Ψ）に整合することができる。帯電端子Ｔ１のサイズは、端子に課される電荷Ｑ１のための十分大きな表面を提供するように選択することができる。一般的に、帯電端子Ｔ１を実用的な限り大きくすることが望ましい。帯電端子Ｔ１のサイズは、結果として帯電端子周囲の放電又はスパークとなり得る周辺の空気のイオン化を回避するために、十分大きくすべきである。
ヘリカル巻線コイルの位相遅延θｃは、Ｃｏｒｕｍ，Ｋ．Ｌ．及びＪ．Ｆ．Ｃｏｒｕｍの「ＲＦ Ｃｏｉｌｓ，Ｈｅｌｉｃａｌ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒｓ ａｎｄ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｍａｇｎｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｂｙ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｓｐａｔｉａｌ Ｍｏｄｅｓ」（Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｒｅｖｉｅｗ，Ｖｏｌ．７，Ｎｏ．２，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ ２００１，３６〜４５ページ）により説明されているように、マクスウェル方程式から決定することができ、この文献は、その全体が参照により本明細書に組み込まれる。Ｈ／Ｄ＞１のヘリカルコイルに対して、コイルの縦軸に沿った波動の伝搬速度（υ）と光速（ｃ）の比、又は「速度係数」は、以下の式により得られる。
式中、Ｈは、ソレノイドコイルの軸方向長さであり、Ｄは、コイル直径であり、Ｎは、コイルの巻数であり、ｓ＝Ｈ／Ｎは、コイルの巻線間隔（又はらせんピッチ）であり、λｏは、自由空間の波長である。この関係に基づいて、ヘリカルコイルの電気長又は位相遅延は、以下の式により得られる。
らせんがらせん状に巻かれている、又は短くかつ太い場合、原理は同じであるが、Ｖｆ及びθｃは、試験的測定により得る方がより容易である。ヘリカル伝送線の特性（波動）インピーダンスに対する表現もまた、以下の式のように導出されている。
構造の空間位相遅延θｙは、垂直給電線導体２２１（図７）の進行波の位相遅延を使用して決定することができる。完全グラウンド平面の上の円筒形垂直導体の静電容量は、以下の式のように表現することができる。
式中、ｈｗは、導体の垂直長さ（又は高さ）であり、ａは、半径である（ｍｋｓ単位での）。ヘリカルコイルと同様に、垂直給電線導体の進行波の位相遅延は、以下の式により得ることができる。
式中、βｗは、垂直給電線導体に対する伝搬位相定数であり、ｈｗは、垂直給電線導体の垂直長さ（又は高さ）であり、Ｖｗは、ワイヤ上の速度係数であり、λ０は、供給周波数での波長であり、λｗは、速度係数Ｖｗから結果として生じる伝搬波長である。均一な円筒形導体に対して、速度係数は、Ｖｗ≒０．９４又は約０．９３〜約０．９８の範囲の定数である。支柱が均一な伝送線であると考えられる場合、その平均特性インピーダンスは、以下の式により近似することができる。
式中、均一な円筒形導体に対してＶｗ≒０．９４であり、ａは、導体の半径である。単線給電線の特性インピーダンスに対するアマチュア無線文献で用いられてきた代替的表現は、以下の式により得ることができる。
式（５１）は、単線フィーダに対するＺｗが周波数と共に変化することを意味する。位相遅延は、静電容量及び特性インピーダンスに基づいて決定することができる。
帯電端子Ｔ１を図３に示すように損失性導電媒体２０３の上方に配置して、給電ネットワーク２０９は、ハンケル交差距離でのウェーブチルト角（Ψ）に等しい複素実効高（ｈｅｆｆ）の位相シフト（Φ）、又はΦ＝Ψで帯電端子Ｔ１を励起するように調整することができる。この条件が満たされるとき、帯電端子Ｔ１上のＱ１を振動させる電荷によって生成される電界は、損失性導電媒体２０３の表面に沿って進行する誘導表面導波モードに結合される。例えば、ブルースター角（θｉ，Ｂ）、垂直給電線導体２２１（図７）に関連付けられた位相遅延（θｙ）、及びコイル２１５（図７）の構成が既知である場合、振動する電荷Ｑ１を位相Φ＝Ψで帯電端子Ｔ１に課すように、タップ２２４（図７）の位置を決定して調整することができる。タップ２２４の位置を調整して、進行表面波の誘導表面導波モードへの結合を最大化することができる。タップ２２４の位置を越える余分なコイル長さを除去して、容量効果を低減することができる。垂直線の高さ及び／又はヘリカルコイルの幾何学的パラメータもまた、変更することができる。
損失性導電媒体２０３の表面上の誘導表面導波モードへの結合は、帯電端子Ｔ１上の電荷Ｑ１に関連付けられた複素影像平面に関する定在波の共振のために誘導表面導波プローブ２００を同調させることにより、向上及び／又は最適化することができる。これを行なうことにより、帯電端子Ｔ１上の増大した及び／又は最大の電圧（したがって、電荷Ｑ１）に対して、誘導表面導波プローブ２００の特性を調整することができる。図３に戻って、領域１の損失性導電媒体２０３の影響は、影像法の分析を使用して確認することができる。
物理的に、完全導体平面の上方配置された持ち上げられた電荷Ｑ１は、完全導体平面上の自由電荷を誘引し、この自由電荷は、次に、持ち上げられた電荷Ｑ１の下の領域内に「集積する」。結果として生じる完全導体平面上の「拘束」電気の分布は、ベル型曲線に類似している。持ち上げられた電荷Ｑ１の電位にその下の誘導された「集積」電荷の電位を加えた重ね合わせは、完全導体平面に対するゼロ等電位面を強制する。完全導体平面の上の領域内の電界を説明する境界値問題の解は、持ち上げられた電荷からの電界が完全導体平面の下の対応する「影像」電荷からの電界と重ね合わされる、影像電荷の古典的概念を使用して得ることができる。
この解析はまた、誘導表面導波プローブ２００の下の実効影像電荷Ｑ１'の存在を仮定することにより、損失性導電媒体２０３に対しても使用することができる。実効影像電荷Ｑ１'は、図３に示すように、導電性影像グラウンド平面１３０回りに帯電端子Ｔ１上の電荷Ｑ１と同時に発生する。しかし、影像電荷Ｑ１'は、完全導体の場合になるように、単になんらかの実数の深さに配置され、かつ帯電端子Ｔ１上の一次ソース電荷Ｑ１と１８０°位相がずれているのではない。むしろ、損失性導電媒体２０３（例えば、テレストリアル媒体）は、位相シフトした影像を提示する。すなわち、影像電荷Ｑ１'は、損失性導電媒体２０３の表面（又は物理的境界）の下の複素深さにある。複素像深さの説明のために、Ｗａｉｔ，Ｊ．Ｒ．の「Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｉｍａｇｅ Ｔｈｅｏｒｙ−Ｒｅｖｉｓｉｔｅｄ」（ＩＥＥＥ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ Ｍａｇａｚｉｎｅ，Ｖｏｌ．３３，Ｎｏ．４，Ａｕｇｕｓｔ １９９１，２７〜２９ページ）を参照し、この文献は、その全体が参照により本明細書に組み込まれる。
電荷Ｑ１の物理的高さ（Ｈ１）に等しい深さにある影像電荷Ｑ１'の代わりに、導電性影像グラウンド平面１３０（完全導体を表す）が、ｚ＝−ｄ／２の複素深さに配置されて、影像電荷Ｑ１'は、−Ｄ１＝−（ｄ／２＋ｄ／２＋Ｈ１）≠Ｈ１により得られる複素深さ（すなわち、「深さ」は大きさ及び位相の両方を有する）に見える。地球の上に垂直に偏波されたソースに対して、
であり、式中、
であり、式（１２）に示すようである。次に、影像電荷の複素数の間隔は、境界面が誘電体又は完全導体のいずれかである場合には発生しない追加の位相シフトに、外部電界が遭遇することを意味する。損失性導電媒体では、波面法線は、領域１と領域２との間の境界界面ではなくｚ＝−ｄ／２の導電性影像グラウンド平面１３０の接線に平行である。
損失性導電媒体２０３が物理的境界１３６を有する有限導体の地球１３３である、図８Ａに示す場合を考えてみる。有限導体の地球１３３は、物理的境界１３６の下の複素数の深さｚ１に配置された、図８Ｂに示すような完全導電性影像グラウンド平面１３９により置換えることができる。この等価表現は、物理的境界１３６で境界面を見下ろすとき、同じインピーダンスを有する。図８Ｂの等価表現は、図８Ｃに示すような等価伝送線としてモデル化することができる。等価構造の断面は、完全導電性影像平面のインピーダンスを短絡（ｚｓ＝０）とした（ｚ方向の）端部負荷伝送線として表される。深さｚ１は、地球を見下ろすＴＥＭ波のインピーダンスを図８Ｃの伝送線路を見て見た影像グラウンド平面のインピーダンスｚｉｎに等しくすることにより決定することができる。
図８Ａの場合では、上部領域（空気）１４２内の伝搬定数及び波動の特性インピーダンスは、以下の式である。
損失性の地球１３３では、伝搬定数及び波動の特性インピーダンスは、以下の式である。
法線入射に対して、図８Ｂの等価表現は、特性インピーダンスが空気のもので（ｚｏ）、γｏの伝搬定数を有し、長さがｚ１であるＴＥＭ伝送線と等価である。そのようにして、図８Ｃの短絡した伝送線に対して境界面で見た影像グラウンド平面のインピーダンスＺｉｎは、以下の式により得られる。
図８Ｃの等価モデルに関連付けられた影像グラウンド平面のインピーダンスＺｉｎを図８Ａの法線入射波のインピーダンスに等しくして、ｚ１について解くことにより、短絡（完全導電性影像グラウンド平面１３９）までの距離が、以下の式のように得られる。
式中、逆双曲線正接に対する級数展開の第一項のみがこの近似に関して考慮されている。空気領域１４２内では、伝搬定数は、γｏ＝ｊβｏであるので、Ｚｉｎ＝ｊＺｏｔａｎβｏｚ１（これは実数ｚ１に対する単なる虚数である）であるが、ｚｅは、σ≠０である場合に複素数値である。したがって、ｚ１が複素距離である場合のみ、Ｚｉｎ＝Ｚｅである。
図８Ｂの等価表現が完全導電性影像グラウンド平面１３９を含むため、地球の表面（物理的境界１３６）にある電荷又は電流に対する影像深さは、像グラウンド平面１３９の反対側の距離ｚ１、又は地球の表面（ｚ＝０に配置された）の下のｄ＝２×ｚ１に等しい。したがって、完全導電性影像グラウンド平面１３９までの距離は、以下の式により近似することができる。
加えて、「影像電荷」は、実電荷に「等しくかつ反対」であることになるので、深さｚ１＝−ｄ／２での完全導電性影像グラウンド平面１３９の電位は、ゼロであることになる。
電荷Ｑ１が図３に示すように地球の表面の上の距離Ｈ１に持ち上げられた場合、影像電荷Ｑ１'は、表面の下のＤ１＝ｄ＋Ｈ１の複素距離、又は影像グラウンド平面１３０の下のｄ／２＋Ｈ１の複素距離にある。図７の誘導表面導波プローブ２００ｂは、図８Ｂの完全導電性影像グラウンド平面１３９に基づくことができる等価単線伝送線路の影像平面モデルとしてモデル化することができる。図９Ａは、等価単線伝送線路の影像平面モデルの例を示し、図９Ｂは、図８Ｃの短絡した伝送線を含む古典的等価伝送線路モデルの例を示す。
図９Ａ及び９Ｂの等価影像平面モデルでは、Φ＝θｙ＋θｃは、地球１３３（又は損失性導電媒体２０３）を基準にした誘導表面導波プローブ２００の進行波の位相遅延であり、θｃ＝βｐＨは、度で表現した物理的長さＨのコイル２１５（図７）の電気長であり、θｙ＝βｗｈｗは、度で表現した物理的長さｈｗの垂直給電線導体２２１（図７）の電気長であり、θｄ＝βｏｄ／２は、影像グラウンド平面１３９と地球１３３（又は損失性導電媒体２０３）の物理的境界１３６との間の位相シフトである。図９Ａ及び９Ｂの例では、Ｚｗは、オームでの持ち上げられた垂直給電線導体２２１の特性インピーダンスであり、Ｚｃは、オームでのコイル２１５の特性インピーダンスであり、ＺＯは、自由空間の特性インピーダンスである。
誘導表面導波プローブ２００の底部で、構造を「見上げて」見たインピーダンスは、Ｚ↑＝Ｚｂａｓｅである。以下の式の負荷インピーダンスで、
（式中、ＣＴは、帯電端子Ｔ１の自己容量である）、垂直給電線導体２２１（図７）を「見上げて」見たインピーダンスは、以下の式により得られる。
コイル２１５（図７）を「見上げて」見たインピーダンスは、以下の式により得られる。
誘導表面導波プローブ２００の底部で、損失性導電媒体２０３を「見下して」見たインピーダンスは、Ｚ↓＝Ｚｉｎであり、これは以下の式により得られる。
式中、Ｚｓ＝０である。
損失を無視して、等価影像平面モデルは、物理的境界１３６でＺ↓＋Ｚ↑＝０である場合、共振に同調することができる。又は、低損失の場合では、物理的境界１３６でＸ↓＋Ｘ↑＝０であり、式中、Ｘは、対応するリアクタンス成分である。したがって、誘導表面導波プローブ２００を「見上げた」物理的境界１３６でのインピーダンスは、損失性導電媒体２０３を「見下ろした」物理的境界１３６でのインピーダンスの共役である。プローブの電界の損失性導電媒体２０３（例えば、地球）の表面に沿った誘導表面導波モードへの結合を向上及び／又は最大化するΦ＝Ψであるように、媒体のウェーブチルトΨの角度に等しい進行波の位相遅延Φを維持しながら、帯電端子Ｔ１の負荷インピーダンスＺＬを調整することにより、図９Ａ及び９Ｂの等価影像平面モデルを、影像グラウンド平面１３９に対する共振に調整することができる。この方法で、等価複素影像平面モデルのインピーダンスは、単に抵抗性であり、これは、電圧及び端子Ｔ１上の持ち上げられた電荷を最大化するプローブ構造上の重ね合わせた定在波を維持し、式（１）〜（３）及び（１６）により、伝搬する表面波を最大化する。
ハンケル解に従って、誘導表面導波プローブ２００によって励起される誘導表面波は、外向きに伝搬する進行波である。誘導表面導波プローブ２００（図３及び図７）の帯電端子Ｔ１と接地杭２１８との間の給電ネットワーク２０９に沿ったソース分布は、実際には、構造上の進行波に定在波を加えた重ね合わせで構成される。帯電端子Ｔ１を物理的高さｈｐ以上に配置して、給電ネットワーク２０９を通って移動する進行波の位相遅延は、損失性導電媒体２０３に関連付けられたウェーブチルト角に整合される。このモード整合により、進行波を損失性導電媒体２０３に沿って送出することができる。進行波に対して位相遅延が確立されたら、帯電端子Ｔ１の負荷インピーダンスＺＬは、プローブ構造を−ｄ／２の複素深さにある影像グラウンド平面（図３の１３０、又は図８の１３９）に対して定在波の共振に至らせるように調整される。この場合では、影像グラウンド平面から見たインピーダンスは、ゼロのリアクタンスを有し、帯電端子Ｔ１上の電荷は、最大化される。
進行波現象と定在波現象との間の差異は、（１）長さｄの伝送線の区間（「遅延線」と呼ばれることもある）上の進行波の位相遅延（θ＝βｄ）は、伝搬時間遅延に起因するのに対して、（２）定在波（前方及び後方に伝搬する波からなる）の位置依存性の位相は、線長さの伝搬時間遅延及び異なる特性インピーダンスの線区間の間の境界面でのインピーダンス遷移の両方に依存することである。正弦波定常状態で動作する伝送線の区間の物理的長さに起因して発生する位相遅延に加えて、Ｚｏａ／Ｚｏｂの比に起因するインピーダンスの不連続点での追加の反射係数位相が存在する。式中、Ｚｏａ及びＺｏｂは、例えば、特性インピーダンスＺｏａ＝Ｚｃ（図９Ｂ）のヘリカルコイル区間の区間及び特性インピーダンスＺｏｂ＝Ｚｗ（図９Ｂ）の垂直給電線導体の直線区間などの、伝送線の２つの区間の特性インピーダンスである。
この現象の結果として、大いに異なる特性インピーダンスの２つの相対的に短い伝送線区間を使用して、非常に大きな位相シフトを提供することができる。例えば、低インピーダンス及び高インピーダンスの、合わせて例えば０．０５λの物理的長さになる、伝送線の２つの区間からなるプローブ構造を作製して、０．２５λ共振と等価である９０°の位相シフトを提供することができる。これは、特性インピーダンスの大きなジャンプに起因する。この方法で、物理的に短いプローブ構造を、２つの物理的長さを組み合わせたより電気的に長くすることができる。これを、インピーダンス比の不連続点が位相の大きなジャンプを提供する図９Ａ及び９Ｂに示す。区間が一体に接合されたインピーダンスの不連続点は、実質的な位相シフトを提供する。
図１０を参照して、損失性導電媒体２０３（図３）の表面に沿って誘導表面進行波を送出する、誘導表面導波プローブ２００（図３及び図７）を損失性導電媒体の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合するように調整する例を示す流れ図１５０を示す。１５３で開始して、誘導表面導波プローブ２００の帯電端子Ｔ１は、損失性導電媒体２０３の上の定義された高さに配置される。損失性導電媒体２０３の特性及び誘導表面導波プローブ２００の動作周波数を利用して、ハンケル交差距離はまた、図４により示すように−ｊγρに対する式（２０ｂ）及び（２１）の大きさを等しくして、Ｒｘについて解くことにより見出すことができる。複素屈折率（ｎ）は、式（４１）を使用して決定することができ、次に、複素ブルースター角（θｉ，Ｂ）は、式（４２）から決定することができる。次に、帯電端子Ｔ１の物理的高さ（ｈｐ）は、式（４４）から決定することができる。帯電端子Ｔ１は、ハンケル関数の遠方成分を励起するために、物理的高さ（ｈｐ）以上でなければならない。この高さの関係は、表面波を送出するときに最初に考慮される。帯電端子Ｔ１上の拘束電荷を低減又は最小化するために、高さは、少なくとも帯電端子Ｔ１の球直径（又は等価な球体直径）の４倍でなければならない。
１５６で、帯電端子Ｔ１上の持ち上げられた電荷Ｑ１の電気的位相遅延Φは、複素ウェーブチルト角Ψに整合される。ヘリカルコイルの位相遅延（θｃ）及び／又は垂直給電線導体の位相遅延（θｙ）は、Φをウェーブチルト（Ｗ）の角度（Ψ）に等しくするように調整することができる。式（３１）に基づいて、ウェーブチルト角（Ψ）は、以下の式から決定することができる。
次に、電気的位相Φは、ウェーブチルト角に整合することができる。この角度（又は位相）の関係は、表面波を送出するときに次に考慮される。例えば、電気的位相遅延Φ＝θｃ＋θｙは、コイル２１５（図７）の幾何学的パラメータ及び／又は垂直給電線導体２２１（図７）の長さ（又は高さ）を変更することにより調整することができる。Φ＝Ψに整合することにより、境界界面で複素ブルースター角を有するハンケル交差距離（Ｒｘ）以上で電界を確立して、表面導波モードを励起して損失性導電媒体２０３に沿って進行波を送出することができる。
次に１５９で、帯電端子Ｔ１の負荷インピーダンスは、誘導表面導波プローブ２００の等価影像平面モデルを共振させるように調整される。図９Ａ及び９Ｂの導電性影像グラウンド平面１３９（又は図３の１３０）の深さ（ｄ／２）は、式（５２）、（５３）及び（５４）、並びに測定することができる損失性導電媒体２０３（例えば、地球）の値を使用して決定することができる。その深さを使用して、像グラウンド平面１３９と損失性導電媒体２０３の物理的境界１３６との間の位相シフト（θｄ）は、θｄ＝βｏｄ／２を使用して決定することができる。次に、損失性導電媒体２０３を「見下ろして」見たようなインピーダンス（Ｚｉｎ）は、式（６５）を使用して決定することができる。この共振関係は、送出される表面波を最大化すると考えることができる。
コイル２１５の調整されたパラメータ及び垂直給電線導体２２１の長さに基づいて、速度係数、位相遅延、並びにコイル２１５及び垂直給電線導体２２１のインピーダンスは、式（４５）〜（５１）を使用して決定することができる。加えて、帯電端子Ｔ１の自己容量（ＣＴ）は、例えば、式（２４）を使用して決定することができる。コイル２１５の伝搬係数（βｐ）は、式（３５）を使用して決定することができ、垂直給電線導体２２１に対する伝搬位相定数（βｗ）は、式（４９）を使用して決定することができる。自己容量並びにコイル２１５及び垂直給電線導体２２１の決定された値を使用して、コイル２１５を「見上げて」見たような誘導表面導波プローブ２００のインピーダンス（Ｚｂａｓｅ）は、式（６２）、（６３）及び（６４）を使用して決定することができる。
誘導表面導波プローブ２００の等価影像平面モデルは、Ｚｂａｓｅのリアクタンス成分ＸｂａｓｅがＺｉｎのリアクタンス成分Ｘｉｎを相殺するように、又はＸｂａｓｅ＋Ｘｉｎ＝０であるように、負荷インピーダンスＺＬを調整することにより、共振するよう整調することができる。したがって、誘導表面導波プローブ２００を「見上げた」物理的境界１３６でのインピーダンスは、損失性導電媒体２０３を「見下ろした」物理的境界１３６でのインピーダンスの共役である。負荷インピーダンスＺＬは、帯電端子Ｔ１の電気的位相遅延Φ＝θｃ＋θｙを変更することなく帯電端子Ｔ１の静電容量（ＣＴ）を変更することにより、調整することができる。反復的手法を採用して、導電性影像グラウンド平面１３９（又は１３０）に対する等価影像平面モデルの共振のために負荷インピーダンスＺＬを整調することができる。この方法で、損失性導電媒体２０３（例えば、地球）の表面に沿った誘導表面導波モードへの電界の結合を、向上及び／又は最大化することができる。
これは、数値例を有する状況を例示することにより、より良好に理解することができる。１．８５ＭＨｚの動作周波数（ｆｏ）でヘリカルコイル及び垂直給電線導体を介して励起される帯電端子Ｔ１を上部に有する、物理的高さｈｐの上部装荷垂直スタブを含む誘導表面導波プローブ２００を考えてみる。１６フィートの高さ（Ｈ１）、並びにεｒ＝１５の比誘電率及びσ１＝０．０１０ｍｈｏｓ／ｍの導電率を有する損失性導電媒体２０３（例えば、地球）を用いて、いくつかの表面波伝搬パラメータを、ｆｏ＝１．８５０ＭＨｚに対して計算することができる。これらの条件下で、ハンケル交差距離は、ｈｐ＝５．５フィートの物理的高さでＲｘ＝５４．５フィートであることを見出すことができ、これは、帯電端子Ｔ１の実際の高さより相当低い。Ｈ１＝５．５フィートの帯電端子高さを使用することができたが、より高いプローブ構造は、拘束静電容量を低減して、帯電端子Ｔ１上のより大きな割合の自由電荷を可能にし、より大きな電界強度及び進行波の励起を提供した。
波長は、以下の式のように決定することができる。
式中、ｃは光速である。複素屈折率は、以下の式である。
これは式（４１）から得られ、式中、ｘ＝σ１／ωεｏであり、ω＝２πｆｏである。複素ブルースター角は、以下の式である。
これは式（４２）から得られる。式（６６）を使用して、ウェーブチルトの値は、以下の式として決定することができる。
したがって、ヘリカルコイルは、Φ＝Ψ＝４０．６１４°に整合するように調整することができる。
垂直給電線導体（０．２７インチの直径を有する均一な円筒状の導体として近似される）の速度係数は、Ｖｗ≒０．９３として得ることができる。ｈｐ≪λｏであるため、垂直給電線導体に対する伝搬位相定数は、以下の式のように近似することができる。
式（４９）から、垂直給電線導体の位相遅延は、以下の式である。
θｃ＝２８．９７４°＝４０．６１４°−１１．６４０°であるようにヘリカルコイルの位相遅延を調整することにより、Φは、Ψに等しいことになり、誘導表面導波モードに整合する。ΦとΨとの間の関係を示すために、図１１は、周波数の範囲にわたる両方のグラフを示す。Φ及びΨの両方が周波数依存であるため、それらの対応する曲線が約１．８５ＭＨｚで互いに交差することがわかる。
０．０８８１インチの導体直径、３０インチのコイル直径（Ｄ）、及び４インチの巻きの間の間隔（ｓ）を有するヘリカルコイルに対して、コイルに対する速度係数は、式（４５）を使用して、以下の式のように決定することができる。
式（３５）からの伝搬係数は、以下の式である。
θｃ＝２８．９７４°で、ソレノイドコイルの軸方向長さ（Ｈ）は、式（４６）を使用して、以下の式のように決定することができる。
この高さは、垂直給電線導体が接続されるヘリカルコイル上の位置を決定し、結果として、８．８１８巻（Ｎ＝Ｈ／ｓ）のコイルとなる。
ウェーブチルト角（Φ＝θｃ＋θｙ＝Ψ）に整合するように調整されたコイル及び垂直給電線導体の進行波の位相遅延で、帯電端子Ｔ１の負荷インピーダンス（ＺＬ）は、誘導表面波プローブ２００の等価影像平面モデルの定在波共振のために調整することができる。測定された地球の誘電率、導電率、及び透磁率から、放射伝搬定数は、式（５７）を使用して決定することができる。
導電性影像グラウンド平面の複素深さは、式（５２）から、以下の式のように近似することができる。
導電性影像グラウンド平面と地球の物理的境界との間の対応する位相シフトは、以下の式により得られる。
式（６５）を使用して、損失性導電媒体２０３（すなわち、地球）を「見下ろして」見たインピーダンスは、以下の式のように決定することができる。
損失性導電媒体２０３を「見下ろして」見たリアクタンス成分（Ｘｉｎ）を誘導表面波プローブ２００を「見上げて」見たリアクタンス成分（Ｘｂａｓｅ）と整合することにより、誘導表面導波モードへの結合を最大化することができる。これは、コイル及び垂直給電線導体の進行波の位相遅延を変更することなく帯電端子Ｔ１の静電容量を調整することにより、実現することができる。例えば、帯電端子の静電容量（ＣＴ）を６１．８１２６ｐＦに調整することにより、式（６２）からの負荷インピーダンスは、以下の式となる。
そして境界でのリアクタンス成分は整合される。
式（５１）を使用して、垂直給電線導体（０．２７インチの直径（２ａ）を有する）のインピーダンスは、以下の式のように得られる。
垂直給電線導体を「見上げて」見たインピーダンスは、式（６３）により、以下の式のように得られる。
式（４７）を使用して、ヘリカルコイルの特性インピーダンスは、以下の式のように得られる。
コイルを「見上げて」見たインピーダンスは、式（６４）により、以下の式のように得られる。
式（７９）の解と比較すると、リアクタンス成分が反対かつおおよそ等しく、したがって、互いの共役であることを理解することができる。したがって、完全導電性影像グラウンド平面から図９Ａ及び９Ｂの等価影像平面モデルを「見上げて」見たインピーダンス（Ｚｉｐ）は、抵抗のみ、又はＺｉｐ＝Ｒ＋ｊ０である。
誘導表面導波プローブ２００（図３）によって生成される電界が、給電ネットワークの進行波の位相遅延をウェーブチルト角に整合することにより確立され、かつプローブ構造が複素深さｚ＝−ｄ／２の完全導電性影像グラウンド平面に対して共振されるとき、電界は、損失性導電媒体上の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合され、誘導表面進行波が損失性導電媒体の表面に沿って送出される。図１に示すように、誘導電磁界の誘導電界強度曲線１０３は、
の特徴的な指数関数的減衰を有し、両対数目盛上で独特の屈曲部１０９を呈する。
要約すれば、解析的に及び実験的にの両方で、誘導表面導波プローブ２００の構造上の進行波成分は、表面進行波のウェーブチルト角（Ψ）に整合する（Φ＝Ψ）、その上部端子での位相遅延（Φ）を有する。この条件下で、表面導波路は、「モード整合」していると考えることができる。更に、誘導表面導波プローブ２００の構造上の共振定在波成分は、帯電端子Ｔ１でＶＭＡＸを有し、損失性導電媒体２０３の物理的境界１３６（図８Ｂ）での接続部ではなく、ｚ＝−ｄ／２の複素深さでＺｉｐ＝Ｒｉｐ＋ｊ０である下の影像平面１３９（図８Ｂ）でＶＭＩＮを有する。最後に、帯電端子Ｔ１は、複素ブルースター角で損失性導電媒体２０３に入射する電磁波が
の項が優位である距離（≧Ｒｘ）で入射するように、図３の十分な高さＨ１（ｈ≧ＲｘｔａｎΨｉ，Ｂ）である。無線伝送及び／又は電力供給系に役立つように、１つ以上の誘導表面導波プローブと共に、受信回路を用いることができる。
図３に戻って、誘導表面導波プローブ２００の動作は、誘導表面導波プローブ２００に関連付けられた動作条件の変化に対して調整するように制御することができる。例えば、適応プローブ制御システム２３０を使用して、誘導表面導波プローブ２００の動作を制御するように、給電ネットワーク２０９及び／又は帯電端子Ｔ１を制御することができる。動作条件としては、損失性導電媒体２０３の特性（例えば、導電率σ及び比誘電率εｒ）の変化、電界強度の変化、及び／又は誘導表面導波プローブ２００の負荷の変化を挙げることができるが、これらに限定されない。式（３１）、（４１）及び（４２）から理解することができるように、屈折率（ｎ）、複素ブルースター角（θｉ，Ｂ）、及びウェーブチルト（｜Ｗ｜ｅｊΨ）は、例えば、気象条件から結果として生じる土の導電率及び誘電率の変化により影響を受けることがある。
例えば、導電率測定プローブ、誘電率センサ、グラウンド・パラメータ計、電界計、電流モニタ、及び／又は負荷受信器などの装置を使用して、動作条件の変化をモニタして、適応プローブ制御システム２３０に現在の動作条件に関する情報を提供することができる。次に、プローブ制御システム２３０は、誘導表面導波プローブ２００に１つ以上の調整を行なって、誘導表面導波プローブ２００に対する指定された動作条件を維持することができる。例えば、湿度及び温度が変化すると、土の導電率もまた、変化することになる。導電率測定プローブ及び／又は誘電率センサは、誘導表面導波プローブ２００の周囲の複数の位置に配置することができる。一般的に、動作周波数に対するハンケル交差距離Ｒｘ又はその付近の導電率及び／又は誘電率をモニタすることが望ましいであろう。導電率測定プローブ及び／又は誘電率センサは、誘導表面導波プローブ２００の周囲の複数の位置（例えば、それぞれの象限内の）に配置することができる。
導電率測定プローブ及び／又は誘電率センサは、周期的に導電率及び／又は誘電率を評価して、その情報をプローブ制御システム２３０に通信するように構成することができる。この情報は、ＬＡＮ、ＷＬＡＮ、セルラーネットワーク、又は他の適切な有線又は無線通信ネットワークなどだがこれらに限定されない、ネットワークを介してプローブ制御システム２３０に通信することができる。モニタした導電率及び／又は誘電率に基づいて、プローブ制御システム２３０は、屈折率（ｎ）、複素ブルースター角（θｉ，Ｂ）、及び／又はウェーブチルト（｜Ｗ｜ｅｊΨ）の変化を評価し、誘導表面導波路プローブ２００を調整して、ウェーブチルト角（Ψ）に等しい給電ネットワーク２０９の位相遅延（Φ）を維持する、かつ／又は誘導表面導波プローブ２００の等価影像平面モデルの共振を維持することができる。これは、例えば、θｙ、θｃ、及び／又はＣＴを調整することにより、実現することができる。例えば、プローブ制御システム２３０は、帯電端子Ｔ１の自己容量、及び／又は帯電端子Ｔ１に適用される位相遅延（θｙ、θｃ）を調整して、誘導表面波の電気的送出効率をその最大又は最大付近に維持することができる。例えば、帯電端子Ｔ１の自己容量は、端子のサイズを変更することにより、変更することができる。電荷分布もまた、帯電端子Ｔ１のサイズを増大させることにより向上することができ、これにより、帯電端子Ｔ１からの放電の可能性を低減することができる。他の実施形態では、帯電端子Ｔ１は、負荷インピーダンスＺＬを変更するように調整することができる、可変インダクタンスを含むことができる。帯電端子Ｔ１に適用される位相は、送出効率を最大化するように、コイル２１５（図７）上のタップ位置を変更することにより、及び／又はコイル２１５に沿った複数の既定のタップを含めて異なる既定のタップ位置の間で切換えることにより、調整することができる。
電界計又は電界強度（field strength）（ＦＳ）計もまた、誘導表面導波プローブ２００回りに分布させて、誘導表面波に関連付けられた電界の電界強度を測定することができる。電界計又はＦＳ計は、電界強度及び／又は電界強度（例えば、電界の強度）の変化を検出して、その情報をプローブ制御システム２３０に通信するように構成することができる。この情報は、ＬＡＮ、ＷＬＡＮ、セルラーネットワーク、又は他の適切な通信ネットワークなどだがこれらに限定されない、ネットワークを介してプローブ制御システム２３０に通信することができる。動作中に負荷及び／又は環境条件が変化する又は異なると、誘導表面導波プローブ２００を調整して、ＦＳ計の位置での指定された電界強度（単数又は複数）を維持し、供給している受信器及び負荷への適切な送電を確実にすることができる。
例えば、帯電端子Ｔ１に適用される位相遅延（Φ＝θｙ＋θｃ）を調整して、ウェーブチルト角（Ψ）に整合することができる。１つ又は両方の位相遅延を調整することにより、誘導表面導波プローブ２００を調整して、ウェーブチルトが複素ブルースター角に対応することを確実にすることができる。これは、コイル２１５（図７）のタップ位置を調整して、帯電端子Ｔ１に適用される位相遅延を変更することにより、実現することができる。帯電端子Ｔ１に供給される電圧レベルもまた、電界強度を調整するために増大又は減少させることができる。これは、励起源２１２の出力電圧を調整することにより、又は給電ネットワーク２０９を調整若しくは再構成することにより、実現することができる。例えば、ＡＣ源２１２に対するタップ２２７（図７）の位置を調整して、帯電端子Ｔ１から見た電圧を増大させることができる。電界強度レベルを既定の範囲内に維持することにより、受信器による結合を向上し、グラウンド電流損失を低減して、他の誘導表面導波プローブ２００からの伝送との干渉を回避することができる。
プローブ制御システム２３０は、ハードウェア、ファームウェア、ハードウェアによって実行されるソフトウェア、又はそれらの組合せで実装することができる。例えば、プローブ制御システム２３０は、当業者によって理解され得るように、共に例えば付随する制御／アドレスバスを有するデータバスなどのローカルインターフェースに結合することができるプロセッサ及びメモリを含む、処理回路を含むことができる。プローブ制御のアプリケーションは、モニタされた条件に基づいて誘導表面導波プローブ２００の動作を調整するように、プロセッサによって実行することができる。プローブ制御システム２３０はまた、様々なモニタ装置と通信するための１つ以上のネットワークインターフェースを含むことができる。通信は、ＬＡＮ、ＷＬＡＮ、セルラーネットワーク、又は他の適切な通信ネットワークなどだがこれらに限定されない、ネットワークを介することができる。プローブ制御システム２３０は、例えば、サーバ、デスクトップコンピュータ、ラップトップ、又は同様な能力を有する他のシステムなどのコンピュータシステムを備えることができる。
図５Ａの例に戻って、ハンケル交差距離（Ｒｘ）で複素ブルースター角（θｉ，Ｂ）を有する帯電端子Ｔ１の入射電界（Ｅ）の光線光学の解釈に関する複素角三角法を示す。損失性導電媒体に対して、ブルースター角は、複素数であり、式（３８）により規定されることを思い出されたい。電気的に、幾何学的パラメータは、式（３９）により、帯電端子Ｔ１の電気的実効高（ｈｅｆｆ）によって関連付けられる。物理的高さ（ｈｐ）及びハンケル交差距離（Ｒｘ）の両方が実量であるため、ハンケル交差距離での所望の誘導表面ウェーブチルト角（ＷＲｘ）は、複素実効高（ｈｅｆｆ）の位相（Φ）に等しい。帯電端子Ｔ１を物理的高さｈｐに配置して、適切な位相Φを有する電荷で励起して、結果として生じる電界は、ハンケル交差距離Ｒｘで、かつブルースター角で、損失性導電媒体の境界界面に入射する。これらの条件下で、反射なしに又は実質的に無視できる反射で、誘導表面導波モードを励起することができる。
しかし、式（３９）は、誘導表面導波プローブ２００の物理的高さが相対的に低くてよいことを意味する。これが誘導表面導波モードを励起することになるが、これは、結果としてほとんど自由電荷を有さないで過度に大きな拘束電荷となる。補償するために、帯電端子Ｔ１を適切な高度に上げて、自由電荷の量を増大することができる。１つの例示的な経験則として、帯電端子Ｔ１は、帯電端子Ｔ１の実効直径の約４〜５倍（又はそれより大きい）の高度に配置することができる。図６は、図５Ａに示す物理的高さ（ｈｐ）の上に帯電端子Ｔ１を上げることの効果を示す。増大した高度は、ウェーブチルトが損失性導電媒体に入射する距離をハンケル交差点１２１（図５Ａ）を越えて移動させる。誘導表面導波モードでの結合を向上し、したがって、誘導表面波のより大きな送出効率を提供するために、より小さな補償端子Ｔ２を使用して、ハンケル交差距離でのウェーブチルトがブルースター角にあるように、帯電端子Ｔ１の全実効高（ｈＴＥ）を調整することができる。
図１２を参照して、損失性導電媒体２０３により提示された平面に垂直な垂直軸ｚに沿って配置された、持ち上げられた帯電端子Ｔ１及びより低い補償端子Ｔ２を含む、誘導表面導波プローブ２００ｃの例を示す。これに関して、帯電端子Ｔ１は、補償端子Ｔ２の真上に配置されているが、２つ以上の帯電端子及び／又は補償端子ＴＮのなんらかの他の配置を使用することができることが可能である。本開示の実施形態によれば、誘導表面導波プローブ２００ｃは、損失性導電媒体２０３の上に配置されている。損失性導電媒体２０３は、領域１を構成し、領域２を構成する第２の媒体２０６は、損失性導電媒体２０３と境界界面を共有する。
誘導表面導波プローブ２００ｃは、励起源２１２を帯電端子Ｔ１及び補償端子Ｔ２に結合する結合回路２０９を備える。各種実施形態によれば、電荷Ｑ１及びＱ２を、任意の所与の時点に端子Ｔ１及びＴ２に印加される電圧に依存して、対応する帯電端子及び補償端子Ｔ１及びＴ２に課すことができる。Ｉ１は、端子リードを介して帯電端子Ｔ１上の電荷Ｑ１を供給する誘導電流であり、Ｉ２は、端子リードを介して補償端子Ｔ２上の電荷Ｑ２を供給する誘導電流である。
図１２の実施形態によれば、帯電端子Ｔ１は、物理的高さＨ１で損失性導電媒体２０３の上に配置され、補償端子Ｔ２は、物理的高さＨ２で垂直軸ｚに沿ってＴ１の真下に配置され、Ｈ２は、Ｈ１未満である。伝送構造の高さｈは、ｈ＝Ｈ１−Ｈ２として計算することができる。帯電端子Ｔ１は、絶縁（又は自己）静電容量Ｃ１を有し、補償端子Ｔ２は、絶縁（又は自己）静電容量Ｃ２を有する。相互静電容量ＣＭもまた、端子Ｔ１とＴ２との間に、その間の距離に依存して存在し得る。動作中、電荷Ｑ１及びＱ２が、任意の所与の時点に帯電端子Ｔ１及び補償端子Ｔ２に印加される電圧に依存して、それぞれ帯電端子Ｔ１及び補償端子Ｔ２上に課される。
次に図１３を参照して、図１２の帯電端子Ｔ１上の持ち上げられた電荷Ｑ１及び補償端子Ｔ２により生成される効果の光線光学の解釈を示す。線１６３により示すように光線がハンケル交差点１２１より大きな距離でブルースター角で損失性導電媒体と交差する高さに持ち上げた帯電端子Ｔ１と共に、補償端子Ｔ２を使用して、増大した高さを補償することにより、ｈＴＥを調整することができる。補償端子Ｔ２の効果は、線１６６により示すようにハンケル交差距離でのウェーブチルトがブルースター角にあるように、誘導表面導波プローブの電気的実効高を低減する（又は損失性媒体の境界面を効果的に上げる）ことである。
全実効高は、帯電端子Ｔ１に関連付けられた上側実効高（ｈＵＥ）及び補償端子Ｔ２に関連付けられた下側実効高（ｈＬＥ）の重ね合わせとして、以下の式のように書くことができる。
式中、ΦＵは、上側帯電端子Ｔ１に適用される位相遅延であり、ΦＬは、下側補償端子Ｔ２に適用される位相遅延であり、β＝２π／λｐは、式（３５）からの伝搬係数であり、ｈｐは、帯電端子Ｔ１の物理的高さであり、ｈｄは、補償端子Ｔ２の物理的高さである。追加のリード長さを考慮する場合、それらは、帯電端子リード長さｚを帯電端子Ｔ１の物理的高さｈｐに、及び補償端子リード長さｙを補償端子Ｔ２の物理的高さｈｄに加えることにより、以下の式に示すように考慮することができる。
より低い実効高を使用して、全実効高（ｈＴＥ）を調整し、図５Ａの複素実効高（ｈｅｆｆ）に等しくすることができる。
式（８５）又は（８６）を使用して、ハンケル交差距離での所望のウェーブチルトを得るために、補償端子Ｔ２の下側円盤の物理的高さ、及び端子に給電する位相角度を決定することができる。例えば、式（８６）は、補償端子高さ（ｈｄ）の関数としての帯電端子Ｔ１に適用される位相シフトとして書き換えることができ、以下の式が得られる。
補償端子Ｔ２の位置を決定するために、上述した関係を利用することができる。最初に、全実効高（ｈＴＥ）は、式（８６）で表現されるように、上側帯電端子Ｔ１の複素実効高（ｈＵＥ）及び下側補償端子Ｔ２の複素実効高（ｈＬＥ）の重ね合わせである。次に、入射角の正接は、幾何学的に以下の式のように表現することができる。
これは、ウェーブチルトＷの定義に等しい。最後に、所望のハンケル交差距離Ｒｘであるとして、ｈＴＥを調整して、入射光線のウェーブチルトをハンケル交差点１２１で複素ブルースター角に整合させることができる。これは、ｈｐ、ΦＵ、及び／又はｈｄを調整することにより、実現することができる。
これらの概念は、誘導表面導波プローブの例の文脈で説明すると、より良好に理解することができる。図１４を参照して、損失性導電媒体２０３によって提示された平面に実質的に垂直な垂直軸ｚに沿って配置された、上側帯電端子Ｔ１（例えば、高さｈＴの球）及び下側補償端子Ｔ２（例えば、高さｈｄの円盤）を含む誘導表面導波プローブ２００ｄの例のグラフ表示を示す。動作中、電荷Ｑ１及びＱ２が、任意の所与の時点に端子Ｔ１及びＴ２に印加される電圧に依存して、それぞれ帯電端子Ｔ１及び補償端子Ｔ２上に課される。
ＡＣ源２１２は、帯電端子Ｔ１に対する励起源として機能し、例えば、ヘリカルコイルなどのコイル２１５を備える結合回路２０９を通じて誘導表面導波プローブ２００ｄに結合される。ＡＣ源２１２は、図１４に示すようにタップ２２７を介してコイル２１５の下側部分にわたって接続することができる、又は一次コイルを経由してコイル２１５に誘導結合することができる。コイル２１５は、第１の端部で接地杭２１８に、及び第２の端部で帯電端子Ｔ１に結合することができる。いくつかの実装形態では、帯電端子Ｔ１への接続は、コイル２１５の第２の端部でタップ２２４を使用して調整することができる。補償端子Ｔ２は、損失性導電媒体２０３（例えば、グラウンド又は地球）の上に、かつそれに実質的に平行に配置され、コイル２１５に結合されたタップ２３３を介して励振される。コイル２１５と接地杭２１８との間に配置された電流計２３６を使用して、誘導表面導波プローブの底部での電流フローの大きさ（Ｉ０）の表示を提供することができる。あるいは、電流クランプを接地杭２１８に結合された導体の周囲に使用して、電流フローの大きさ（Ｉ０）の表示を得ることができる。
図１４の例では、コイル２１５は、第１の端部で接地杭２１８に、かつ垂直給電線導体２２１を介して第２の端部で帯電端子Ｔ１に結合される。いくつかの実装形態では、帯電端子Ｔ１への接続は、図１４に示すように、コイル２１５の第２の端部でタップ２２４を使用して調整することができる。コイル２１５は、コイル２１５の下側部分のタップ２２７を介してＡＣ源２１２によって、動作周波数で励振することができる。他の実装形態では、ＡＣ源２１２は、一次コイルを介してコイル２１５に誘導結合することができる。補償端子Ｔ２は、コイル２１５に結合されたタップ２３３を介して励振される。コイル２１５と接地杭２１８との間に配置された電流計２３６を使用して、誘導表面導波プローブ２００ｄの底部での電流フローの大きさの表示を提供することができる。あるいは、電流クランプを接地杭２１８に結合された導体の周囲に使用して、電流フローの大きさの表示を得ることができる。補償端子Ｔ２は、損失性導電媒体２０３（例えば、グラウンド）の上方に、かつそれに実質的に平行に配置される。
図１４の例では、帯電端子Ｔ１への接続は、補償端子Ｔ２用のタップ２３３の接続点の上のコイル２１５上に配置された。そのような調整により、増大した電圧（したがってより高い電荷Ｑ１）を上側帯電端子Ｔ１に印加することができる。他の実施形態では、帯電端子Ｔ１及び補償端子Ｔ２用の接続点は、反転することができる。誘導表面導波プローブ２００ｄの全実効高（ｈＴＥ）を調整して、ハンケル交差距離Ｒｘで誘導表面ウェーブチルトを有する電界を励起することが可能である。ハンケル交差距離もまた、図４により示すように、−ｊγρに対する式（２０ｂ）及び（２１）の大きさを等しくして、Ｒｘについて解くことにより、見出すことができる。屈折率（ｎ）、複素ブルースター角（θｉ，Ｂ及びΨｉ，Ｂ）、ウェーブチルト（｜Ｗ｜ｅｊΨ）、及び複素実効高（ｈｅｆｆ＝ｈｐｅｊΦ）は、式（４１）〜（４４）に関して上述したように決定することができる。
選択された帯電端子Ｔ１の構成を用いて、球体直径（又は実効球体直径）を決定することができる。例えば、帯電端子Ｔ１が球として構成されない場合、端子構成は、実効球体直径を有する球体のキャパシタンスとしてモデル化することができる。帯電端子Ｔ１のサイズは、端子に課される電荷Ｑ１のための十分大きな表面を提供するように選択することができる。一般的に、帯電端子Ｔ１を実用的な限り大きくすることが望ましい。帯電端子Ｔ１のサイズは、結果として帯電端子周囲の放電又はスパークとなり得る周囲空気のイオン化を回避するために、十分大きくすべきである。帯電端子Ｔ１上の拘束電荷の量を低減するために、誘導表面波を送出するために帯電端子Ｔ１上に自由電荷を提供するための所望の高度は、少なくとも損失性導電媒体（例えば、地球）の上の実効球直径の４〜５倍でなければならない。補償端子Ｔ２を使用して、誘導表面導波プローブ２００ｄの全実効高（ｈＴＥ）を調整し、Ｒｘで誘導表面ウェーブチルトを有する電界を励起することができる。補償端子Ｔ２は、ｈｄ＝ｈＴ−ｈｐで帯電端子Ｔ１の下に配置することができ、式中、ｈＴは、帯電端子Ｔ１の全物理的高さである。補償端子Ｔ２の位置を固定し、かつ位相遅延ΦＵを上側帯電端子Ｔ１に適用して、下側補償端子Ｔ２に適用される位相遅延ΦＬは、式（８６）の関係を使用して、以下の式のように決定することができる。
代替の実施形態では、補償端子Ｔ２は、高さｈｄに配置することができ、ここで、Ｉｍ｛ΦＬ｝＝０である。これを、図１５Ａにグラフで示し、この図は、ΦＵの虚部及び実部のグラフ、それぞれ１７２及び１７５を示す。補償端子Ｔ２は、高さｈｄに配置され、ここで、グラフ１７２で図示するようにＩｍ｛ΦＵ｝＝０である。この固定した高さで、コイルの位相ΦＵは、グラフ１７５で図示するようにＲｅ｛ΦＵ｝から決定することができる。
ＡＣ源２１２をコイル２１５に（例えば、結合を最大化する５０Ωの点に）結合して、動作周波数でのコイルの少なくとも一部分と補償端子Ｔ２の並列共振のために、タップ２３３の位置を調整することができる。図１５Ｂは、図１４の一般的電気接続の模式図を示し、図中、Ｖ１は、タップ２２７を介してＡＣ源２１２からコイル２１５の下側部分に印加される電圧であり、Ｖ２は、上側帯電端子Ｔ１に供給されるタップ２２４での電圧であり、Ｖ３は、タップ２３３を介して下側補償端子Ｔ２に印加される電圧である。抵抗Ｒｐ及びＲｄは、それぞれ帯電端子Ｔ１及び補償端子Ｔ２のグラウンド帰路抵抗を表す。帯電端子Ｔ１及び補償端子Ｔ２は、球、円筒、トロイド、リング、フード、又は容量構造の任意の他の組合せとして構成することができる。帯電端子Ｔ１及び補償端子Ｔ２のサイズは、端子に課される電荷Ｑ１及びＱ２のための十分大きな表面を提供するように選択することができる。一般的に、帯電端子Ｔ１を実用的な限り大きくすることが望ましい。帯電端子Ｔ１のサイズは、結果として帯電端子周囲の放電又はスパークとなり得る周囲空気のイオン化を回避するために、十分大きくすべきである。帯電端子Ｔ１及び補償端子Ｔ２それぞれの自己容量Ｃｐ及びＣｄは、例えば、式（２４）を使用して決定することができる。
図１５Ｂで理解することができるように、共振回路は、コイル２１５のインダクタンスの少なくとも一部分、補償端子Ｔ２の自己容量Ｃｄ、及び補償端子Ｔ２に関連付けられたグラウンド帰路抵抗Ｒｄにより形成される。並列共振は、Ｃｄを調整するために、補償端子Ｔ２に印加される電圧Ｖ３を調整することにより（例えば、コイル２１５上のタップ２３３の位置を調整することにより）、又は補償端子Ｔ２の高さ及び／又はサイズを調整することにより、確立することができる。コイルのタップ２３３の位置は、並列共振のために調整することができ、並列共振の結果として、接地杭２１８及び電流計２３６を通るグランド電流が最大点に到達することになる。補償端子Ｔ２の並列共振が確立された後で、ＡＣ源２１２用のタップ２２７の位置は、コイル２１５上の５０Ωの点に調整することができる。
コイル２１５からの電圧Ｖ２は、帯電端子Ｔ１に印加することができ、タップ２２４の位置は、全実効高（ｈＴＥ）の位相（Φ）がハンケル交差距離（Ｒｘ）での誘導表面ウェーブチルト角（ＷＲｘ）とほぼ等しいように、調整することができる。コイルのタップ２２４の位置は、この動作点に到達するまで調整することができ、この結果として、電流計２３６を通るグラウンド電流が最大に増大することになる。この時点で、結果として生じる誘導表面導波プローブ２００ｄによって励起された電界が、損失性導電媒体２０３の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合しており、結果として、損失性導電媒体２０３の表面に沿った誘導表面波の送出となる。これは、誘導表面導波プローブ２００から延びる放射に沿って電界強度を測定することにより、検証することができる。
補償端子Ｔ２を含む回路の共振は、帯電端子Ｔ１の取り付け、及び／又はタップ２２４を介して帯電端子Ｔ１に印加される電圧の調整で変化することがある。共振のために補償端子回路を調整することは、帯電端子の接続のその後の調整を助成するが、ハンケル交差距離（Ｒｘ）での誘導表面ウェーブチルト（ＷＲｘ）を確立することが必要ではない。システムを更に調整して、ＡＣ源２１２用のタップ２２７の位置をコイル２１５上の５０Ωの点になるように繰り返して調整し、電流計２３６を通るグラウンド電流を最大化するようにタップ２３３の位置を調整することにより、結合を向上することができる。補償端子Ｔ２を含む回路の共振は、タップ２２７及び２３３の位置が調整されると、又は他の構成要素がコイル２１５に取り付けられると、ドリフトすることがある。
他の実装形態では、コイル２１５からの電圧Ｖ２は、帯電端子Ｔ１に印加することができ、タップ２３３の位置は、全実効高（ｈＴＥ）の位相（Φ）がＲｘでの誘導表面ウェーブチルト角（Ψ）とほぼ等しいように、調整することができる。コイルのタップ２２４の位置は、動作点に到達するまで調整することができ、結果として、電流計２３６を通るグラウンド電流が実質的に最大に到達することになる。結果として生じる電界は、損失性導電媒体２０３の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合しており、損失性導電媒体２０３の表面に沿って誘導表面波が送出される。これは、誘導表面導波プローブ２００から延びる径方向に沿って電界強度を測定することにより、検証することができる。システムを更に調整して、ＡＣ源２１２用のタップ２２７の位置をコイル２１５上の５０Ωの点になるように繰り返して調整し、電流計２３６を通るグラウンド電流を最大化するようにタップ２２４及び／又は２３３の位置を調整することにより、結合を向上することができる。
図１２に戻って、誘導表面導波プローブ２００の動作は、誘導表面導波プローブ２００に関連付けられた動作条件の変化に対して調整するように制御することができる。例えば、プローブ制御システム２３０を使用して、誘導表面導波プローブ２００の動作を制御するために、結合回路２０９、並びに／又は帯電端子Ｔ１及び／若しくは補償端子Ｔ２の位置を制御することができる。動作条件としては、損失性導電媒体２０３の特性（例えば、導電率σ及び比誘電率εｒ）の変化、電界強度の変化、及び／又は誘導表面導波プローブ２００の負荷の変化を挙げることができるが、これらに限定されない。式（４１）〜（４４）から理解することができるように、屈折率（ｎ）、複素ブルースター角（θｉ，Ｂ及びΨｉ，Ｂ）、ウェーブチルト（｜Ｗ｜ｅｊΨ）、及び複素実効高（ｈｅｆｆ＝ｈｐｅｊΦ）は、例えば、気象条件から結果として生じる土の導電率及び誘電率の変化により影響を受けることがある。
例えば、導電率測定プローブ、誘電率センサ、グラウンド・パラメータ・メータ、電界計、電流モニタ、及び／又は負荷受信器などの装置を使用して、動作条件の変化をモニタして、プローブ制御システム２３０に現在の動作条件に関する情報を提供することができる。次に、プローブ制御システム２３０は、誘導表面導波プローブ２００に１つ以上の調整を行なって、誘導表面導波プローブ２００に対する指定された動作条件を維持することができる。例えば、湿度及び温度が変化すると、土の導電率もまた、変化することになる。導電率測定プローブ及び／又は誘電率センサは、誘導表面導波プローブ２００の周囲の複数の位置に配置することができる。一般的に、動作周波数に対するハンケル交差距離Ｒｘ又はその付近の導電率及び／又は誘電率をモニタすることが望ましいであろう。導電率測定プローブ及び／又は誘電率センサは、誘導表面導波プローブ２００の周囲の複数の位置（例えば、それぞれの象限内の）に配置することができる。
図１６を参照して、垂直軸ｚに沿って配置された帯電端子Ｔ１及び帯電端子Ｔ２を含む誘導表面導波プローブ２００ｅの例を示す。誘導表面導波プローブ２００ｅは、領域１を構成する損失性導電媒体２０３の上に配置されている。加えて、第２の媒体２０６は、損失性導電媒体２０３と境界界面を共有し、領域２を構成する。帯電端子Ｔ１及びＴ２は、損失性導電媒体２０３の上に配置される。帯電端子Ｔ１は、物理的高さＨ１に配置され、帯電端子Ｔ２は、高さＨ２で垂直軸ｚに沿ってＴ１の真下に配置され、Ｈ２は、Ｈ１未満である。誘導表面導波プローブ２００ｅによって提示される伝送構造の高さｈは、ｈ＝Ｈ１−Ｈ２である。誘導表面導波プローブ２００ｅは、励起源２１２を帯電端子Ｔ１及びＴ２に結合するプローブ結合回路２０９を含む。
帯電端子Ｔ１及び／又はＴ２は、実用的に可能な限り多くの電荷を保持するサイズにすることができる、電荷を保持することができる導体塊を含む。帯電端子Ｔ１は、自己容量Ｃ１を有し、帯電端子Ｔ２は、自己容量Ｃ２を有し、それらは、例えば、式（２４）を使用して決定することができる。帯電端子Ｔ２の真上の帯電端子Ｔ１の配置によって、帯電端子Ｔ１とＴ２との間に、相互静電容量ＣＭが生成される。帯電端子Ｔ１及びＴ２は、同一である必要はなく、それぞれが、別個のサイズ及び形状を有することができ、異なる導電材料を含むことができることに留意されたい。最終的に、誘導表面導波プローブ２００ｅによって送出される誘導表面波の電界強度は、端子Ｔ１上の電荷の量に正比例する。次に、電荷Ｑ１は、Ｑ１＝Ｃ１Ｖであるため、帯電端子Ｔ１に関連付けられた自己容量Ｃ１に比例し、式中、Ｖは、帯電端子Ｔ１に課される電圧である。
既定の動作周波数で動作するように適切に調整されると、誘導表面導波プローブ２００ｅは、損失性導電媒体２０３の表面に沿った誘導表面波を生成する。励起源２１２は、構造を励起するために誘導表面導波プローブ２００ｅに印加される既定の周波数の電気エネルギを生成することができる。誘導表面導波プローブ２００ｅによって生成された電磁界が、損失性導電媒体２０３と実質的にモード整合される場合、電磁界は、結果としてほとんど反射しない又は反射しない複素ブルースター角で入射する波面を実質的に合成する。したがって、表面導波路プローブ２００ｅは、放射波を生成しないが、損失性導電媒体２０３の表面に沿った誘導表面進行波を送出する。励起源２１２からのエネルギは、Ｚｅｎｎｅｃｋ表面電流として誘導表面導波プローブ２００ｅの実効伝送範囲内に配置された１つ以上の受信器に伝送することができる。
損失性導電媒体２０３の表面上の放射Ｚｅｎｎｅｃｋ表面電流Ｊρ（ρ）の漸近線を近接でＪ１（ρ）かつ遠方でＪ２（ρ）となるように、以下の式のように決定することができる。
式中、Ｉ１は、第１の帯電端子Ｔ１上の電荷Ｑ１を供給する誘導電流であり、Ｉ２は、第２の帯電端子Ｔ２上の電荷Ｑ２を供給する誘導電流である。上側帯電端子Ｔ１上の電荷Ｑ１は、Ｑ１＝Ｃ１Ｖ１により決定され、式中、Ｃ１は、帯電端子Ｔ１の絶縁静電容量である。Ｌｅｏｎｔｏｖｉｃｈ境界条件に従い、第１の帯電端子上の持ち上げられた振動する電荷Ｑ１の準静的電界により注入された損失性導電媒体２０３内の放射電流寄与である、
により得られる上述したＪ１に対する第３の成分が存在することに留意されたい。量Ｚρ＝ｊωμｏ／γｅは、損失性導電媒体の放射インピーダンスであり、式中、γｅ＝（ｊωμ１σ１−ω２μ１ε１）１／２である。
式（９０）及び（９１）により上述したような近接及び遠方の放射電流を表す漸近線は、複素量である。各種実施形態によれば、物理的表面電流Ｊ（ρ）は、大きさ及び位相において電流の漸近線に可能な限り近く整合するように合成される。すなわち、近接で、｜Ｊ（ρ）｜は、｜Ｊ１｜に対して接線となることになり、遠方で、｜Ｊ（ρ）｜は、｜Ｊ２｜に対して接線となることになる。また、各種実施形態によれば、Ｊ（ρ）の位相は、近接のＪ１の位相から遠方のＪ２の位相に遷移しなければならない。
誘導表面波を送出するように伝送の場所で誘導表面波モードに整合するために、遠方の表面電流｜Ｊ２｜の位相は、ｅ−ｊβ（ρ２−ρ１）に対応する伝搬位相に約４５度又は２２５度の定数を加えただけ、近接の表面電流｜Ｊ１｜の位相とは異ならなければならない。これは、
に対して、π／４付近に１つ及び５π／４付近に１つの、２つの根が存在するためである。適切に調整された合成放射表面電流は、以下の式である。
これは式（１７）と一致していることに留意されたい。マクスウェル方程式により、そのようなＪ（ρ）の表面電流は、自動的に、以下の式に従う電界を生成する。
したがって、整合されることになる誘導表面波モードに対する遠方の表面電流｜Ｊ２｜と近接の表面電流｜Ｊ１｜との間の位相の差は、式（１）〜（３）と一致する式（９３）〜（９５）のハンケル関数の特性に起因する。式（１）〜（６）及び（１７）並びに式（９２）〜（９５）によって表現される電界は、地上波の伝搬に関連付けられた放射電磁界ではなく、損失性の境界面に拘束された伝送線モードの性質を有することを認識することは重要である。
所与の位置での誘導表面導波プローブ２００ｅの所与の設計に対する適切な電圧の大きさ及び位相を得るために、反復的手法を使用することができる。具体的には、生成される放射表面電流密度を決定するために、端子Ｔ１及びＴ２への給電電流、帯電端子Ｔ１及びＴ２上の電荷、並びに損失性導電媒体２０３内のそれらの影像を考慮して、誘導表面導波プローブ２００ｅの所与の励起及び構成の解析を実行することができる。このプロセスは、所望のパラメータに基づいて所与の誘導表面導波プローブ２００ｅの最適な構成及び励起が決定されるまで、繰り返して実行することができる。所与の誘導表面導波プローブ２００ｅが最適なレベルで動作しているか否かを判定するのを助成するために、誘導表面導波プローブ２００ｅの位置での領域１の導電率（σ１）及び領域１の誘電率（ε１）に対する値に基づいて式（１）〜（１２）を使用して、誘導電界強度曲線１０３（図１）を生成することができる。そのような誘導電界強度曲線１０３は、測定された電界強度を誘導電界強度曲線１０３により示される大きさと比較して、最適な伝送が実現されているか否かを判定することができるように、動作に対する基準を提供することができる。
最適化された条件に到達するために、誘導表面導波プローブ２００ｅに関連付けられた様々なパラメータを調整することができる。誘導表面導波プローブ２００ｅを調整するために変更することができる１つのパラメータは、損失性導電媒体２０３の表面に対する帯電端子Ｔ１及び／又はＴ２の１つ又は両方の高さである。加えて、帯電端子Ｔ１とＴ２との間の距離又は間隔もまた、調整することができる。そのようにすることで、理解することができるように、帯電端子Ｔ１及びＴ２と損失性導電媒体２０３との間の相互静電容量ＣＭ又はなんらかの拘束電荷を最小化する又は別の方法で変更することができる。それぞれの帯電端子Ｔ１及び／又はＴ２のサイズもまた、調整することができる。帯電端子Ｔ１及び／又はＴ２のサイズを変更することにより、理解することができるように、対応する自己容量Ｃ１及び／又はＣ２、並びに相互静電容量ＣＭを変更することになる。
また更に、誘導表面導波プローブ２００ｅに関連付けられたプローブ結合回路２０９は、調整することができる別のパラメータである。調整は、プローブ結合回路２０９を構成する誘導リアクタンス及び／又は容量リアクタンスのサイズを調整することによって実現することができる。例えば、そのような誘導リアクタンスがコイルを含む場合、そのようなコイルの巻数を調整することができる。最終的に、プローブ結合回路２０９を調整して、プローブ結合回路２０９の電気的長さを変更し、それにより、帯電端子Ｔ１及びＴ２の電圧の大きさ及び位相に影響を及ぼすことができる。
理解することができるように、様々な調整を行うことにより実行される伝送の反復は、コンピュータモデルを使用することにより、又は物理的構造を調整することにより、実施することができることを留意されたい。上述の調整を行なうことにより、上述した式（９０）及び（９１）で規定される誘導表面波モードの同じ電流Ｊ（ρ）を近似する、対応する「近接」表面電流Ｊ１及び「遠方」表面電流Ｊ２を生成することができる。そうすることにより、結果として生じる電磁界は、損失性導電媒体２０３の表面上の誘導表面波モードに実質的に又は近似的にモード整合されることになる。
図１６の例に示さないが、誘導表面導波プローブ２００ｅの動作は、誘導表面導波プローブ２００に関連付けられた動作条件の変化に対して調整するように制御することができる。例えば、図１２に示されるプローブ制御システム２３０を使用して、誘導表面導波プローブ２００ｅの動作を制御するために、結合回路２０９、並びに／又は帯電端子Ｔ１及び／若しくはＴ２の位置及び／又はサイズを制御することができる。動作条件としては、損失性導電媒体２０３の特性（例えば、導電率σ及び比誘電率εｒ）の変化、電界強度の変化、及び／又は誘導表面導波プローブ２００ｅの負荷の変化を挙げることができるが、これらに限定されない。
ここで図１７を参照して、誘導表面導波プローブ２００ｆとして本明細書で表記された、図１６の誘導表面導波プローブ２００ｅの例を示す。誘導表面導波プローブ２００ｆは、損失性導電媒体２０３（例えば、地球）によって提示された平面に実質的に垂直な垂直軸ｚに沿って配置された帯電端子Ｔ１及びＴ２を含む。第２の媒体２０６は、損失性導電媒体２０３の上にある。帯電端子Ｔ１は、自己容量Ｃ１を有し、帯電端子Ｔ２は、自己容量Ｃ２を有する。動作中、電荷Ｑ１及びＱ２が、任意の所与の時点に帯電端子Ｔ１及びＴ２に印加される電圧に依存して、それぞれ帯電端子Ｔ１及びＴ２上に課される。相互静電容量ＣＭは、帯電端子Ｔ１とＴ２との間に、その間の距離に依存して存在し得る。加えて、拘束静電容量は、損失性導電媒体２０３に対するそれぞれの帯電端子Ｔ１及びＴ２の高さに依存して、それぞれの帯電端子Ｔ１及びＴ２と損失性導電媒体２０３との間に存在し得る。
誘導表面導波プローブ２００ｆは、帯電端子Ｔ１及びＴ２のうち対応する端子に結合された一対のリードを備えるコイルＬ１ａを含む誘導インピーダンスを有するプローブ結合回路２０９を含む。一実施形態では、コイルＬ１ａは、誘導表面導波プローブ２００ｆの動作周波数での波長の半分（１／２）の電気的長さを有するように規定される。
コイルＬ１ａの電気的長さは、動作周波数での波長の約半分（１／２）として規定されるが、コイルＬ１ａは、他の値での電気長で規定することができることが理解される。一実施形態によれば、コイルＬ１ａが動作周波数での波長の約半分の電気長を有するという事実は、帯電端子Ｔ１及びＴ２上に最大電圧差が生成されるという利点を提供する。それにもかかわらず、誘導表面導波プローブ２００ｆを調整して誘導表面波モードの最適な励起を得るときに、コイルＬ１ａの長さ又は直径は、増大又は減少させることができる。コイル長の調整は、コイルの１つ又は両方の端部に配置されたタップにより提供することができる。一実施形態では、誘導インピーダンスは、誘導表面導波プローブ２００ｆの動作周波数での波長の１／２より著しく短い又は長い電気長を有するように規定される場合とすることができる。
励起源２１２は、磁気結合によってプローブ結合回路２０９に結合することができる。具体的には、励起源２１２は、コイルＬ１ａに誘導結合されたコイルＬＰに結合される。これは、理解することができるように、リンク結合、タップ付きコイル、可変リアクタンス、又は他の結合手法により行うことができる。このために、理解することができるように、コイルＬＰは、一次コイルとして機能し、コイルＬ１ａは、二次コイルとして機能する。
所望の誘導表面波の伝送のために誘導表面導波プローブ２００ｆを調整するために、それぞれの帯電端子Ｔ１及びＴ２の高さは、損失性導電媒体２０３に対して、及び互いに対して、変更することができる。また、帯電端子Ｔ１及びＴ２のサイズを変更することができる。加えて、巻きを追加若しくは除去することにより、又はコイルＬ１ａのなんらかの他の寸法を変更することにより、コイルＬ１ａのサイズを変更することができる。コイルＬ１ａはまた、図１７に示すように、電気長を調整するための１つ以上のタップを含むことができる。帯電端子Ｔ１又はＴ２のいずれかに接続されたタップの位置もまた、調整することができる。
次に図１８Ａ、１８Ｂ、１８Ｃ、及び図１９を参照して、無線電力供給システムに表面誘導波を使用するための、一般化した受信回路の例を示す。図１８Ａ及び１８Ｂ〜１８Ｃは、それぞれ、線状プローブ３０３及び同調共振器３０６を含む。図１９は、本開示の各種実施形態に係る、磁気コイル３０９である。各種実施形態によれば、線状プローブ３０３、同調共振器３０６、及び磁気コイル３０９のうちのそれぞれ１つを用いて、各種実施形態による損失性導電媒体２０３の表面上の誘導表面波の形態で伝送された電力を受信することができる。上述したように、一実施形態では、損失性導電媒体２０３は、テレストリアル媒体（又は地球）を含む。
具体的に図１８Ａを参照して、線状プローブ３０３の出力端子３１２での開回路端子電圧は、線状プローブ３０３の実効高に依存する。このために、端子点の電圧は、以下の式のように計算することができる。
式中、Ｅｉｎｃは、１Ｖ／ｍでの線状プローブ３０３上に誘導された入射電界の強度であり、ｄｌは、線状プローブ３０３の方向に沿った積分の要素であり、ｈｅは、線状プローブ３０３の実効高である。電気的負荷３１５は、インピーダンス整合ネットワーク３１８を介して出力端子３１２に結合される。
線状プローブ３０３が上述したように誘導表面波を受けるとき、場合によって、共役インピーダンス整合ネットワーク３１８を介して電気的負荷３１５に印加することができる電圧が、出力端子３１２にわたって生じる。電気的負荷３１５への電力の流れを促進するために、後述するように、電気的負荷３１５は、線状プローブ３０３に実質的にインピーダンス整合されていなければならない。
図１８Ｂを参照して、誘導表面波のウェーブチルトに等しい位相シフトを保有するグラウンド電流励起コイル３０６ａは、損失性導電媒体２０３の上に持ち上げられた（又はつり下げられた）帯電端子ＴＲを含む。帯電端子ＴＲは、自己容量ＣＲを有する。加えて、損失性導電媒体２０３の上の帯電端子ＴＲの高さに依存して、帯電端子ＴＲと損失性導電媒体２０３との間に、拘束された静電容量（図示せず）もまた存在する。拘束された静電容量は、好ましくは実行可能な限り最小化されなければならないが、これは、すべての場合において全面的に必要でなくてもよい。
同調共振器３０６ａもまた、位相シフトΦを有するコイルＬＲを含む受信器ネットワークを含む。コイルＬＲの１つの端部は、帯電端子ＴＲに結合され、コイルＬＲの他方の端部は、損失性導電媒体２０３に結合される。受信器ネットワークは、コイルＬＲを帯電端子ＴＲに結合する垂直供給線導体を含むことができる。このために、コイルＬＲ（同調共振器ＬＲ−ＣＲと呼ばれる場合もある）は、帯電端子ＣＲ及びコイルＬＲが直列に配置されるとき、直列調整された共振器を含む。コイルＬＲの位相遅延は、帯電端子ＴＲのサイズ及び／若しくは高さを変更することにより、並びに／又は構造の位相Φがウェーブチルト角Ψに実質的に等しくなるようにコイルＬＲのサイズを調整することにより、調整することができる。垂直供給線の位相遅延もまた、例えば、導体長を変更することにより、調整することができる。
例えば、自己容量ＣＲにより提示されるリアクタンスは、１／ｊωＣＲとして計算される。理解することができるように、構造３０６ａの全静電容量はまた、帯電端子ＴＲと損失性導電媒体２０３との間の静電容量を含むことができ、構造３０６ａの全静電容量は、自己容量ＣＲ及びなんらかの拘束された静電容量の両方から計算することができることに留意されたい。一実施形態によれば、帯電端子ＴＲは、なんらかの拘束された静電容量を実質的に低減又は除去するような高さに上げることができる。拘束された静電容量の存在は、上述したように帯電端子ＴＲと損失性導電媒体２０３との間の静電容量の測定値から判定することができる。
別個の要素のコイルＬＲにより提示される誘導リアクタンスは、ｊωＬとして計算することができ、式中、Ｌは、コイルＬＲの集中素子インダクタンスである。コイルＬＲが分布素子である場合、その等価な端子点の誘導リアクタンスは、従来の手法によって決定することができる。構造３０６ａを整調するために、動作周波数での表面導波路へのモード整合のために位相遅延がウェーブチルトに等しいように、調整を行なうことになる。この条件下で、受信構造は、表面導波路に「モード整合」していると考えることができる。電力を負荷に結合するために、プローブと電気的負荷３２７との間に、構造周囲の変圧器リンク及び／又はインピーダンス整合ネットワーク３２４を挿入することができる。プローブ端子３２１と電気的負荷３２７との間にインピーダンス整合ネットワーク３２４を挿入することにより、電気的負荷３２７への最大電力伝送のための共役整合条件に影響を及ぼすことができる。
動作周波数での表面電流の存在下に置かれた場合、電力は、表面誘導波から電気的負荷３２７に送出されることになる。このために、電気的負荷３２７は、磁気結合、容量結合、又は導電（直接タップ）結合によって、構造３０６ａに結合することができる。結合ネットワークの素子は、理解することができるように、集中素子又は分布素子とすることができる。
図１８Ｂに示す実施形態では、磁気結合が用いられており、トランス一次コイルとして機能するコイルＬＲに対する二次コイルとして、コイルＬＳが配置されている。理解することができるように、コイルＬＳは、同じコア構造の周囲に幾何学的に巻いて、結合した磁束を調整することにより、コイルＬＲにリンク結合することができる。加えて、受信構造３０６ａは、直列同調した共振器を含むが、適切な位相遅延の並列同調共振器又は更に分布素子共振器もまた、使用することができる。
電磁界に浸漬された受信構造は、電界からのエネルギを結合することができるが、偏波整合した構造は、結合を最大化することにより、最も良好に機能し、導波モードへのプローブ結合に関する従来の規則を遵守しなければならないことを理解することができる。例えば、ＴＥ２０（横電気モード）導波路プローブは、ＴＥ２０モードで励起された従来の導波路からエネルギを抽出するために最適にすることができる。同様に、これらの場合では、モード整合及び位相整合した受信構造は、表面誘導波からの電力を結合するために最適化することができる。損失性導電媒体２０３の表面上の誘導表面導波プローブ２００によって励起された誘導表面波は、開放導波路の導波モードと考えることができる。導波路損失を除いて、ソースエネルギは、完全に回収することができる。有用な受信構造は、電界（E-field）結合、磁界（H-field）結合、又は表面電流で励起することができる。
受信構造を調整して、受信構造の近傍の損失性導電媒体２０３の局所的な特性に基づいて、誘導表面波との結合を増大又は最大化することができる。これを実現するために、受信構造の位相遅延（Φ）を調整して、受信構造での表面進行波のウェーブチルト角（Ψ）を整合することができる。適切に構成された場合、受信構造は、次に、複素深さｚ＝−ｄ／２での完全導電性影像グラウンド平面に対する共振のために同調することができる。
例えば、コイルＬＲ及びコイルＬＲと帯電端子ＴＲとの間に接続された垂直供給線を含む、図１８Ｂの同調した共振器３０６ａを含む受信構造を考えてみる。帯電端子ＴＲを損失性導電媒体２０３の上の規定された高さに配置して、コイルＬＲ及び垂直供給線の全位相シフトΦは、同調した共振器３０６ａの位置でのウェーブチルト角（Ψ）に整合することができる。式（２２）から、ウェーブチルトは、漸近的に以下の式になることを理解することができる。
式中、εｒは、比誘電率を含み、σ１は、受信構造の位置での損失性導電媒体２０３の導電率であり、εｏは、自由空間の誘電率であり、ω＝２πｆであり、ｆは、励起の周波数である。したがって、ウェーブチルト角（Ψ）は、式（９７）から決定することができる。
同調共振器３０６ａの全位相遅延（Φ＝θｃ＋θｙ）は、コイルＬＲによる位相遅延（θｃ）及び垂直供給線の位相遅延（θｙ）の両方を含む。垂直供給線の長さｌｗに沿った空間位相遅延は、θｙ＝βｗｌｗにより得ることができ、式中、βｗは、垂直供給線導体に対する伝搬位相定数である。コイル（又はヘリカル遅延線）に起因する位相遅延は、θｃ＝βｐｌＣであり、式中、ｌＣは、物理的長さであり、以下の式は、伝搬係数である。
式中、Ｖｆは、構造上の速度係数であり、λ０は、供給される周波数での波長であり、λｐは、速度係数Ｖｆから結果として生じる伝搬波長である。位相遅延（θｃ＋θｙ）のうちの１つ又は両方を調整して、位相シフトΦをウェーブチルト角（Ψ）に整合することができる。例えば、図１８ＢのコイルＬＲ上のタップ位置を調整して、コイルの位相遅延（θｃ）を調整し、全位相シフトをウェーブチルト角に整合する（Φ＝Ψ）ことができる。例えば、コイルの一部分を、図１８Ｂに示すようにタップ接続により回避することができる。垂直供給線導体もまた、タップを介してコイルＬＲに接続することができ、コイル上のタップの位置を調整して、全位相シフトをウェーブチルト角に整合することができる。
同調した共振器３０６ａの位相遅延（Φ）が調整されたら、次に、帯電端子ＴＲのインピーダンスを調整して、複素深さｚ＝−ｄ／２での完全導電性影像グラウンド平面に対して共振するよう同調することができる。これは、コイルＬＲ及び垂直供給線の進行波の位相遅延を変更することなく帯電端子Ｔ１の静電容量を調整することにより、実現することができる。この調整は、図９Ａ及び９Ｂに関して説明したものと同様である。
複素影像平面に対する損失性導電媒体２０３を「見下ろして」見たインピーダンスは、以下の式により得られる。
式中、
である。地球の上の垂直に偏波したソースに対して、複素影像平面の深さは、以下の式により得られる。
式中、μ１は、損失性導電媒体２０３の透磁率であり、ε１＝εｒεｏである。
同調共振器３０６ａの底部で、受信構造を「見上げて」見たインピーダンスは、図９Ａに示すようにＺ↑＝Ｚｂａｓｅである。以下の式の端子インピーダンスで、
（式中、ＣＲは、帯電端子ＴＲの自己容量である）、同調共振器３０６ａの垂直供給線導体を「見上げて」見たインピーダンスは、以下の式により得られる。
同調共振器３０６ａのコイルＬＲを「見上げて」見たインピーダンスは、以下の式により得られる。
損失性導電媒体２０３を「見下ろして」見たリアクタンス成分（Ｘｉｎ）を同調共振器３０６ａを「見上げて」見たリアクタンス成分（Ｘｂａｓｅ）と整合することにより、誘導表面導波モードへの結合を最大化することができる。
次に図１８Ｃを参照して、受信構造の上部に帯電端子ＴＲを含まない同調共振器３０６ｂの例を示す。この実施形態では、同調共振器３０６ｂは、コイルＬＲと帯電端子ＴＲとの間に結合された垂直供給線を含まない。したがって、同調共振器３０６ｂの全位相シフト（Φ）は、コイルＬＲによる位相遅延（θｃ）のみを含む。図１８Ｂの同調共振器３０６ａと同様に、コイルの位相遅延θｃを調整して、式（９７）から決定されたウェーブチルト角（Ψ）を整合することができ、これにより、結果としてΦ＝Ψとなる。表面導波モードに結合された受信構造を用いて電力抽出が可能であるが、受信構造を調整して、帯電端子ＴＲによって提供される可変リアクタンス負荷なしに誘導表面波との結合を最大化することは困難である。
図１８Ｄを参照して、受信構造を調整して、損失性導電媒体２０３の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合する例を示す流れ図１８０を示す。１８１で開始して、受信構造が（図１８Ｂの同調共振器３０６ａの）帯電端子ＴＲを含む場合、１８４で、帯電端子ＴＲは、損失性導電媒体２０３の上の定義された高さに配置される。誘導表面導波プローブ２００によって表面誘導波が確立されたら、帯電端子ＴＲの物理的高さ（ｈｐ）は、実効高より低いものとすることができる。物理的高さを選択して、帯電端子ＴＲ上の拘束電荷を低減又は最小化することができる（例えば、帯電端子の球直径の４倍）。受信構造が（例えば、図１８Ｃの同調共振器３０６ｂの）帯電端子ＴＲを含まない場合、流れは、１８７に進む。
１８７で、受信構造の電気的位相遅延Φは、損失性導電媒体２０３の局所的な特性によって定義された複素ウェーブチルト角Ψに整合される。ヘリカルコイルの位相遅延（θｃ）及び／又は垂直供給線の位相遅延（θｙ）は、Φをウェーブチルト（Ｗ）の角度（Ψ）に等しくするように調整することができる。ウェーブチルト角（Ψ）は、式（８６）から決定することができる。次に、電気的位相Φは、ウェーブチルト角に整合することができる。例えば、電気的位相遅延Φ＝θｃ＋θｙは、コイルＬＲの幾何学的パラメータ及び／又は垂直供給線導体の長さ（又は高さ）を変更することにより調整することができる。
次に１９０で、帯電端子ＴＲの負荷インピーダンスは、同調共振器３０６ａの等価影像平面モデルを共振させるように整調させることができる。受信構造の下の導電性影像グラウンド平面１３９（図９Ａ）の深さ（ｄ／２）は、式（１００）、及び局所的に測定することができる受信構造での損失性導電媒体２０３（例えば、地球）の値を使用して決定することができる。その複素深さを使用して、影像グラウンド平面１３９と損失性導電媒体２０３の物理的境界１３６（図９Ａ）との間の位相シフト（θｄ）は、θｄ＝βｏｄ／２を使用して決定することができる。次に、損失性導電媒体２０３を「見下ろして」見たようなインピーダンス（Ｚｉｎ）は、式（９９）を使用して決定することができる。この共振関係は、誘導表面波との結合を最大化すると考えることができる。
コイルＬＲの調整されたパラメータ及び垂直供給線導体の長さに基づいて、速度係数、位相遅延、並びにコイルＬＲ及び垂直供給線のインピーダンスを決定することができる。加えて、帯電端子ＴＲの自己容量（ＣＲ）は、例えば、式（２４）を使用して決定することができる。コイルＬＲの伝搬係数（βｐ）は、式（９８）を使用して決定することができ、垂直供給線に対する伝搬位相定数（βｗ）は、式（４９）を使用して決定することができる。自己容量並びにコイルＬＲ及び垂直供給線の決定された値を使用して、コイルＬＲを「見上げて」見たような同調共振器３０６ａのインピーダンス（Ｚｂａｓｅ）は、式（１０１）、（１０２）及び（１０３）を使用して決定することができる。
図９Ａの等価影像平面モデルはまた、図１８Ｂの同調共振器３０６ａにも適用される。同調共振器３０６ａを同調して、Ｚｂａｓｅのリアクタンス成分ＸｂａｓｅがＺｉｎのＸｉｎのリアクタンス成分を相殺する、又はＸｂａｓｅ＋Ｘｉｎ＝０であるように、帯電端子ＴＲの負荷インピーダンスＺＲを調整することにより、複素影像平面に対して共振させることができる。したがって、同調共振器３０６ａのコイルを「見上げた」物理的境界１３６（図９Ａ）でのインピーダンスは、損失性導電媒体２０３を「見下ろした」物理的境界１３６でのインピーダンスの共役である。負荷インピーダンスＺＲは、帯電端子ＴＲから見た電気的位相遅延Φ＝θｃ＋θｙを変更することなく帯電端子ＴＲの静電容量（ＣＲ）を変更することにより、調整することができる。反復的手法を採用して、導電性影像グラウンド平面１３９に対する等価影像平面モデルの共振のために負荷インピーダンスＺＲを同調することができる。この方法で、損失性導電媒体２０３（例えば、地球）の表面に沿った誘導表面導波モードへの電界の結合を、向上及び／又は最大化することができる。
図１９を参照して、磁気コイル３０９は、電気的負荷３３６にインピーダンス整合ネットワーク３３３を介して結合された受信回路を含む。誘導表面波からの電力の受信及び／又は抽出を促進するために、磁気コイル３０９は、誘導表面波の磁束Ｈφが磁気コイル３０９を通り、それによって、磁気コイル３０９内に電流を誘導して、その出力端子３３０で端子点電圧を生成するように、配置することができる。単一の巻きのコイルに結合された誘導表面波の磁束は、以下の式により表現される。
式中、Ｆは、結合した磁束であり、μｒは、磁気コイル３０９のコアの実効比透磁率であり、μｏは、自由空間の透磁率であり、
は、入射磁界強度ベクトルであり、
は、巻きの断面区間に垂直な単位ベクトルであり、ＡＣＳは、それぞれのループによって囲まれた区間である。磁気コイル３０９の断面区間にわたって均一な入射磁界への最大結合に向けたＮ巻きの磁気コイル３０９に対して、磁気コイル３０９の出力端子３３０で発生する開回路で誘導された電圧は、以下の式である。
式中、これらの変数は、上記で定義されている。磁気コイル３０９は、場合によって、分布した共振器として、又はその出力端子３３０にわたる外部コンデンサを有してのいずれかで、誘導表面波の周波数に同調して、次に、共役インピーダンス整合ネットワーク３３３を介して外部電気的負荷３３６にインピーダンス整合することができる。
磁気コイル３０９によって提示された結果として生じる回路及び電気的負荷３３６が適切に調整され、インピーダンス整合ネットワーク３３３を介して共役インピーダンス整合されることを仮定して、次に、磁気コイル３０９内に誘導された電流を用いて、電気的負荷３３６に最適に電力を供給することができる。磁気コイル３０９によって提示された受信回路は、グラウンドに物理的に接続する必要がないという利点を提供する。
図１８Ａ、１８Ｂ、１８Ｃ、及び図１９を参照して、線状プローブ３０３によって提示された受信回路、モード整合した構造３０６、及び磁気コイル３０９はそれぞれ、上述した誘導表面導波プローブ２００の実施形態のいずれか１つから伝送される電力の受信を促進する。このために、理解することができるように、受信したエネルギを使用して、共役整合ネットワークを介して電気的負荷３１５／３２７／３３６に電力を供給することができる。これは、放射された電磁界の形態で伝送されて受信器に受信することができる信号と対照的である。そのような信号は、非常に低い利用可能な電力を有し、そのような信号の受信器は、送信器に負荷を加えない。
線状プローブ３０３によって提示された受信回路、モード整合した構造３０６、及び磁気コイル３０９は、誘導表面導波プローブ２００に適用され、それによって、そのような受信回路が受ける誘導表面波を生成する励起源２１２（例えば、図３、図１２、及び図１６）に負荷を加えることになることもまた、上述した誘導表面導波プローブ２００を使用して生成される本誘導表面波の特性である。これは、上述した所与の誘導表面導波プローブ２００によって生成される誘導表面波が伝送線モードを含むという事実を反映している。対照として、放射電磁波を生成する放射アンテナを駆動する電源は、用いられる受信器の数に関わらず、受信器によって負荷を加えられない。
したがって、１つ以上の誘導表面導波プローブ２００、並びに線状プローブ３０３、同調したモード整合した構造３０６、及び／又は磁気コイル３０９の形態の１つ以上の受信回路は、ともに、無線分配システムを構成することができる。上述したような誘導表面導波プローブ２００を使用した誘導表面波の伝送の距離が周波数に依存することを考えると、広いエリアにわたって、かつグローバルにでも、無線電力分配を実現することが可能である。
今日幅広く研究された従来の無線送電／分配系は、放射電磁界からの「環境発電（energy harvesting）」、及び誘導又はリアクタンス性の近接場に結合するセンサをも含む。対照的に、本無線電力系は、遮断されない場合には永久に失われる放射の形態で電力を浪費しない。また、本開示の無線電力系は、従来の相互リアクタンス結合した近接場系と同様の非常に短い範囲に限定されない。本明細書で開示する無線電力系は、新規の表面誘導伝送線モードにプローブ結合し、これは、導波路により負荷に、又は遠方の発電機に直接結線された負荷に、電力を送出することと等価である。６０Ｈｚでの従来の高圧電力線における伝送損失に対して、非常に低周波数では小さな、伝送電界強度を維持するのに必要とされる電力に加えて表面導波路内で消散する電力を考慮しないで、発電機の電力のすべては、所望の電気的負荷のみに行く。電気的負荷の需要が終了すると、ソースの発電は、相対的に空いている。
次に、図２０Ａ〜図２０Ｅを参照して、以下の説明に関連して使用される各種回路図記号の例を示す。図２０Ａを具体的に参照して、誘導表面導波プローブ２００ａ、２００ｂ、２００ｃ、２００ｅ、２００ｄ、若しくは２００ｆ、又はそれらの任意の変形のいずれか１つを表す記号を示す。以下の図面及び説明では、この記号の表現は、誘導表面導波プローブＰと呼ばれる。以下の説明を簡単にするために、誘導表面導波プローブＰのあらゆる参照は、誘導表面導波プローブ２００ａ、２００ｂ、２００ｃ、２００ｅ、２００ｄ、若しくは２００ｆ、又はそれらの変形のうちのいずれか１つへの参照である。
同様に、図２０Ｂを参照して、線状プローブ３０３（例えば図１８Ａ）、同調した共振器３０６（図１８Ｂ〜図１８Ｃ）、又は磁気コイル３０９（例えば図１９）のいずれか１つを含むことができる、誘導表面波受信構造を表す記号を示す。以下の図面及び説明では、この記号の表現は、誘導表面波受信構造Ｒと呼ばれる。以下の説明を簡単にするために、誘導表面波受信構造Ｒのあらゆる参照は、線状プローブ３０３、同調した共振器３０６、若しくは磁気コイル３０９、又はそれらの変形のうちのいずれか１つへの参照である。
更に、図２０Ｃを参照して、線状プローブ３０３（図１８Ａ）を具体的に表す記号を示す。以下の図面及び説明において、この記号の表現は、誘導表面波受信構造ＲＰと呼ばれることになる。以下の説明を簡単にするために、誘導表面波受信構造ＲＰのあらゆる参照は、線状プローブ３０３又はその変形への参照である。
更に、図２０Ｄを参照して、同調した共振器３０６（図１８Ｂ〜図１８Ｃ）を具体的に表す記号を示す。以下の図面及び説明において、この記号の表現は、誘導表面波受信構造ＲＲと呼ばれることになる。以下の説明を簡単にするために、誘導表面波受信構造ＲＲのあらゆる参照は、同調した共振器３０６又はその変形への参照である。
更に、図２０Ｅを参照して、磁気コイル３０９（図１９）を具体的に表す記号を示す。以下の図面及び説明において、この記号の表現は、誘導表面波受信構造ＲＭと呼ばれることになる。以下の説明を簡単にするために、誘導表面波受信構造ＲＭのあらゆる参照は、磁気コイル３０９又はその変形への参照である。
多くの場合、誘導表面波を使用したエネルギ伝送には他の従来手段よりも比較的少ないインフラストラクチャが必要とされる。例えば、誘導表面波受信構造を使用して、誘導表面導波プローブにより生成された誘導表面波から電気エネルギを受信するときには、伝送線が必要とされない。加えて、誘導表面導波プローブの近くに発電を集中させることできる一方、複数の誘導表面波受信構造に、例えば、各位置への燃料の輸送を伴わずに、電力消費を分散させることができる。したがって、困難な地形上に、例えば非常時に、又は通常の電力インフラストラクチャを設置するには問題がある他の状況で、電力を素早く配備することができる。
図２１を参照して、本開示の各種実施形態による、モバイル誘導表面波送信局４００、モバイル電力リピータ４０９、及びモバイル誘導表面波受信局４０６を使用した電力分配の概要を示す例示を示す。モバイル誘導表面波受信局４０６は、更に詳細に後述するような携帯可能キットを備えることができる。一実施形態では、図２１に示すように、モバイル誘導表面波送信局４００を海上に配置し、第１の伝送範囲４０３内に第１の誘導表面波を生成することができる。他の実施形態では、モバイル誘導表面波送信局４００は、他の海上位置又は陸上位置に配置されてもよい。加えて、伝送範囲４０３は、図２１に示される場合より大きくてもよく、又はいくつかの実施形態では世界的規模であってもよい。
図２１では、複数のモバイル誘導表面波受信局４０６が陸上に配置されて示されている。モバイル電力リピータ４０９もまた、伝送範囲４０３内で陸上に配置される。モバイル電力リピータ４０９は、誘導表面波受信構造及び誘導表面導波プローブを含む。そのため、モバイル電力リピータ４０９は、海上又は何処か他の位置にある誘導表面波送信局４００によって送信された誘導表面波からエネルギを受信することができる。図２１に示すように、モバイル電力リピータ４０９は、海上の船舶にあるモバイル誘導表面波送信局４００により送信された誘導表面波から電気エネルギを受信し、第２の伝送範囲４１２内に所望の伝送周波数で第２の誘導表面波を生成する。第２の誘導表面波の周波数は、モバイル電力リピータ４０９により受信される誘導表面波の周波数とは異なっていてもよい。
モバイル誘導表面波受信局４０６のいくつかは伝送範囲４０３内にある一方、他の受信局は、伝送範囲４１２内ではあるが伝送範囲４０３の外にある。モバイル誘導表面波受信局４０６のそれぞれが誘導表面波受信構造を含み、第１の誘導表面波及び／又は第２の誘導表面波から電気エネルギを受信して、その位置の電気的負荷に電力を供給することができる。モバイル誘導表面波受信局４０６のうちの２つが、負荷４１５に給電するために相互接続されて示されている。この例では、例えば、複数のモバイル誘導表面波受信局４０６のそれぞれが定格で２ｋＶＡを受信し、負荷４１５は３ｋＶＡを必要とする場合、負荷４１５に電力供給するには、単一のモバイル誘導表面波受信局４０６では不十分である。一方、相互接続された２つの誘導表面波受信局４０６は、十分な電力を供給することができる。このようにして、モバイル機器及び相対的に最小限のインフラストラクチャを使用して、モバイル誘導表面波受信局４０６によって、すべての位置に電力を素早く分配することができる。
次に図２２Ａを参照して、本開示の各種実施形態によるモバイル誘導表面波送信局４００の例を例示する模式図を示す。モバイル誘導表面波送信局４００は、励起源４１８、整合ネットワーク４２１、及び誘導表面導波プローブ４２２を含む。示すように、励起源４１８は整合ネットワーク４２１に接続される。励起源４１８は、交流に変換される出力を有する発電機、ソーラーパネル、若しくはバッテリ、又は他の電源などの任意の適切な電源を備えることができる。整合ネットワーク４２１は、誘導表面導波プローブ４２２に接続される。いくつかの実施形態では、整合ネットワーク４２１は、コイルのタップ（図７を参照）との接続が行われる場合などには必要とされない。一実施形態によると、これらの構成要素は、各種実施形態による輸送用の硬質フレームに取り付けられる。
励起源４１８は、整合ネットワーク４２１（必要である場合）を通じて誘導表面導波プローブ４２２に加えられる電力を生成する。本明細書で説明する概念と一致して、整合ネットワーク４２１は、例えば、共役整合条件をもたらすことにより電力を最大化することを要求するとともに、各種実施形態による誘導表面導波プローブ４２２に電力を供給して、テレストリアル媒体に沿って進行する誘導表面波を生成する。
ここで図２２Ｂを参照して、本開示の各種実施形態によるモバイル電力リピータ４０９の例を例示する模式図を示す。モバイル電力リピータ４０９は、ＡＣ／ＡＣコンバータ４１１に接続される誘導表面波受信構造４１０を含む。ＡＣ／ＡＣコンバータ４１１の出力は、誘導表面導波プローブ４２２に接続される。加えて、示していないが、理解され得るように、電力伝送をより高めるために、誘導表面波受信構造４１０とＡＣ／ＡＣコンバータ４１１との間に、適切な整合ネットワークを使用することができる。一実施形態によると、これらの構成要素は、輸送用の硬質フレームに取り付けられる。
図２２Ｂに示される実施形態では、誘導表面導波プローブ４２１のための電力は、図２２Ａの励起源４１８ではなく誘導表面波受信構造４１０で生じる。この構成では、所与の位置で所望に応じて、電気エネルギを誘導表面波受信構造４１０により第１の周波数で受信して、誘導表面導波プローブ４２１により、第２の周波数でテレストリアル媒体に沿う誘導表面波として再送信することができる。一実施形態によると、伝送周波数を選択可能とすることができる。
図２３を参照して、本開示の各種実施形態によるモバイル誘導表面波送信局４００の例の例示を示す。この実施形態では、燃料を供給して、励起源４１８を備える燃料ベースの発電機を動作させるために、燃料貯蔵タンク４２４が接続される。励起源４１８は、誘導表面導波プローブ４２１に電気的に接続される。燃料貯蔵タンク４２４、励起源４１８、及び誘導表面導波プローブ４２１は、硬質フレーム４２７に取り付けられる。硬質フレーム４２７は、モバイル誘導表面波送信局４００の安全な輸送を可能にする。
この実施形態では、硬質フレーム４２７は、伸縮自在な天板を有するインターモーダルコンテナである。他の実施形態では、硬質フレーム４２７は、理解され得るように、貨車、トラックの荷台、トレーラ、パレット、又は別の輸送用の硬質構造を備えることができる。代わりに、硬質フレーム４２７は、金属製梁の網状構造又は他の構造を備えてもよい。硬質フレーム４２７は、例えば、クレーン、フォークリフト、ヘリコプタ、又は他の機械を使用することによって、モバイル誘導表面波送信局４００を、損傷を及ぼさずに移動可能又は支持可能とすることができる。追加の代替では、モバイル誘導表面波送信局４００の手動での移動を容易にするために、車輪を含むことができる。
一実施形態では、誘導表面導波プローブ４２１は伸縮支持構造上にあるので、保管及び輸送のために小型化することができる一方、誘導表面波を適切な効率で送信するのに必要なほどまでその帯電端子Ｔを上昇させることができる。代替的な実施形態では、帯電端子Ｔは、帯電端子Ｔを空中に吊り上げることを容易にするブーム構造に付けることができる。代わりに、帯電端子Ｔは、気球内のある量の揚力ガスを使用して吊り上げられてもよい。上述されたように帯電端子Ｔを所望の高さまで吊り上げるために使用される伸縮構造、ブーム構造、又は任意の他の構造は、非導電性構造である。そのような構造は、例えば、ガラス繊維、プラスチック類、及び他の材料などの非導電性材料を使用して構築することができる。
図２４Ａを具体的に参照して、電力受信キット４２９の例を示す例示を示す。電力受信キット４２９は、図２１に示される誘導表面波受信局４０６の１つを具現化することができる。一実施形態によると、電力受信キット４２９の構成要素は、コネクタ４３１を有する膨張可能な帯電端子４３０と、圧縮ガス容器４３３と、コネクタ４３７を有する接続ワイヤ４３６と、小型化可能な支持体４３９と、コネクタ４４３を有するグラウンド電極４４２と、コネクタ４４６を有する電力出力回路４４５と、場合によっては他の構成要素とを含む。電力受信キット４２９の各構成要素は、キットの他の構成要素との使用に対応するように設計される。各種コネクタは、雄、雌、雌雄同体又はジェンダーレスとすることができ、理解され得るように、キット構成要素を素早く確実に脱着するために、プラグ、レセプタクル、又は他のコネクタを備えることができる。加えて、コネクタは、構造的若しくは電子的な接続部又は両方のために、使用することができる。
高周波用途又は低電力用途などの特定の実施形態では、電力受信キット４２９の構成要素は、スーツケース又は小さなバッグに入れることができる。低周波用途又は高電力用途などの他の実施形態では、電力受信キット４２９の構成要素は、車両により輸送することができる。
膨張可能な帯電端子４３０は、本明細書で説明する実施形態及び概念に一致して、同調した共振器及び帯電端子を有する誘導表面波受信構造の一部として使用するように設計される。この実施形態は、適合したコネクタ、例えば、接続ワイヤ４３６のコネクタ４３７の少なくとも１つに対して素早く確実に脱着するために、コネクタ４３１を有する膨張可能な帯電端子４３０を示す。各種実施形態では、膨張可能な帯電端子４３０は、膨張可能な帯電端子４３０が上述された自己容量を有するように、アルミニウム箔などの導電性材料で作られてもよく、又はアルミニウムコーティングなどの導電性材料で被覆されてもよい。膨張すると、膨張可能な帯電端子４３０は、実質的に球状となることができる。他の実施形態は、膨張可能な帯電端子４３０に自己容量を持たせることを可能にする任意の形状とすることができる。他の実施形態は、膨張可能でなくてもよい。そのように、理解され得るように、電力受信キットの帯電端子は、導電性の球、ディスク、ループ、又は他の形態の帯電端子を備えることができる。各種実施形態では、帯電端子４３０は、例えば、上述されたような放電の可能性を低くするために、サイズを大きくしてもよい。膨張可能な帯電端子は、分解された電力受信キット４２９の一部として輸送されるときにより一層の小型化をもたらしうることに留意されたい。
圧縮ガス容器４３３は、例えば、膨張可能な帯電端子４３０を膨張させるために使用される圧縮ガスを含む。ガスは、理解され得るように、圧縮空気又は他のガスなどの任意の種類の圧縮ガスとすることができる。代わりに、圧縮ガス容器４３３は、水素、ヘリウム、又は他の揚力ガスなどの揚力ガスを含んでもよい。
接続ワイヤ４３６は、膨張可能な帯電端子４３０を電力出力回路４４５に接続するために使用される。各種実施形態として、接続ワイヤ４３６は、理解され得るように、任意の導電性材料、及び必要とされる電力を運ぶ任意のゲージ又はワイヤサイズのものとすることができ、保護用外被を有していても、有していなくてもよい。いくつかの実施形態では、接続ワイヤ４３６は、例えば、膨張可能な帯電端子４３０の適合したコネクタ４３１、及び電力出力回路４４５の適合したコネクタ４４６の少なくとも１つに対して素早く確実に脱着するために、コネクタ４３７を有することができる。
電力受信キット４２９の小型化可能な支持体４３９は、地球などの損失性導電性媒体の上に膨張可能な帯電端子４３０を支持するように設計される。一実施形態では、小型化可能な支持体４３９は、端部同士が接続された一連の棒として具現化することができる。小型化可能な支持体４３９の下端を地表に固定することができ、小型化可能な支持体４３９の上端を、膨張可能な帯電端子４３０に、同端子を支持するために接続することができる。他の実施形態では、小型化可能な支持体４３９の上端は、理解され得るように、支線を使用して更に支持することができる。いくつかの実施形態では、小型化可能な支持体４３９は、加えてグラウンド電極として使用することができる。小型化可能な支持体４３９の下端は加えて、理解され得るように、三脚又は他のベースなどのベースに固定することができる。小型化可能な支持体４３９は加えて、理解され得るように、手動、液圧、空気圧、若しくは別の方法で拡張可能な、拡張可能又は伸縮性の棒とすることができる。いくつかの実施形態では、小型化可能な支持体は、例えば、膨張可能な帯電端子４３０上の適合したコネクタ、又は電力出力回路４４５上の適合したコネクタに対して素早く確実に脱着するためにコネクタを有する。これらのコネクタは、小型化可能な支持体４３９をグラウンド電極として使用するために、構造的コネクタ、及び／又は電気的接続部、例えば、電力出力回路に接続するための電気コネクタを備えることができる。
グラウンド電極４４２は、電力出力回路４４５のコネクタ４４６の少なくとも１つに接続可能に設計されたコネクタ４４３を有する。グラウンド電極４４２は、任意の形状の任意の導電性材料で形成することができ、理解され得るように複数のグラウンド電極のうちの１つとすることができる。
電力出力回路４４５は、接続ワイヤ４３６のコネクタ４３７及びグラウンド電極４４２のコネクタ４４３に対して素早く確実に脱着するために、コネクタ４４６を有する。更なる実施形態では、構造的又は電子的な接続部について説明したような追加のコネクタを用いることができる。この実施形態では、電力出力回路４４５は、上述され、図１８Ｂに示したような、同調した共振器及び帯電端子を有する誘導表面波受信構造の一部として使用される。したがって、電力出力回路４４５は、出力回路内のコイル上の複数のタップと共に、図２４Ａに示されている。上述したように、誘導表面波の受信を同調させるために、動作周波数で帯電端子にモード整合させるために、位相遅延をウェーブチルトに等しくするべきである。位相は、コイル上のタップ位置を変更することによって、及び／又はコイルに沿って複数の既定のタップを含み、効率を最大化するように異なる既定のタップ位置間を切り替えることによって、調整することができる。
加えて、電力出力回路４４５は、電気的負荷に接続し電力供給するように設計され、理解され得るように、各種電気的負荷に電力供給するために、ＡＣ／ＤＣコンバータ、ＡＣ／ＡＣコンバータ及び他の回路を備えることができる。更に、電力出力回路４４５は、電力受信キット４２９により送出できる電力を制限するレギュレータを有することができる。
図２４Ｂは、完全に組み立てられ、負荷４１５に電力供給するために接続された後の、図２４Ａの電力受信キット４２９の例の例示である。個々の構成要素は、図２４Ａについて上述されたものと同じである。
次に、図２５Ａを参照して、本開示の各種実施形態による電力受信キット４５０を示す例示を示す。この実施形態では、電力受信キット４５０の構成要素は、次の通り、膨張可能な気球４５１、圧縮揚力ガス容器４５４、線状プローブワイヤ４５５、グラウンド電極４５６、及び電力出力回路４４５である。電力受信キット４５０の各構成要素は、電力受信キット４５０の他の構成要素との使用に対応するように設計される。電力受信キット４５０の各種構成要素は、他の構成要素から素早く確実に脱着するためにコネクタを有することもできる。各種コネクタは、雄、雌、雌雄同体又はジェンダーレスとすることができ、理解され得るように、キット構成要素を素早く確実に脱着するためにプラグ、レセプタクル、又は他のコネクタを備えることができる。加えて、コネクタは、構造的若しくは電子的な接続部又は両方のために、用いることができる。
膨張可能な気球４５１は、線状プローブワイヤ４５５に接続するために設計され、線状プローブワイヤ４５５を垂直に配置して、誘導表面波から電気エネルギを受信するために、線状プローブワイヤ４５５の重量を吊り上げるように設計される。いくつかの実施形態では、膨張可能な気球４５１は、線状プローブワイヤ４５５の適合したコネクタから素早く確実に脱着するためにコネクタを有することができる。
圧縮揚力ガス容器４５４は、気球４５１を膨張させるのに適した揚力ガスを収容する。揚力ガスは、理解され得るように、水素、ヘリウム、アンモニア、又は別の揚力ガスなど、吊り上げに適したガスとするべきである。
線状プローブワイヤ４５５は、膨張可能な気球４５１及び電力出力回路４４５に接続するとともに、上述されたような誘導表面波受信構造（例えば、図１８Ａ）の線状プローブとして使用するために設計される。そのためにも、線状プローブワイヤ４５５は、例えば、線状プローブワイヤ４５５を膨張可能な気球４５１の適合したコネクタに構造的に取り付けるとともに、電力出力回路４４５の適合したコネクタに構造的かつ電子的に取り付けるために、上述されたようなコネクタを有することができる。そのような構成では、線状プローブワイヤ４５５の長さを最適化することができる。例えば、最小のワイヤで最大電圧を得るためには、線状プローブワイヤ４５５の長さを、誘導表面波の波長の約４分の１とするべきである。地表から見て相対的に高いインピーダンスが、線状プローブワイヤ４５５の上端にあるように最大電圧を定め、地表から見て相対的に低いインピーダンスが、線状プローブワイヤ４５５の下端にあるように最大電圧を定める。
いくつかの実施形態では、線状プローブワイヤ４５５は、電圧が上端で最大となり、電流が下端で最小となるように、下端で最も太く、上端で最も細くすることができる。そのような構成では、膨張可能な気球４５１により吊り上げる必要がある重量が最小化される一方、線状プローブワイヤ４５５の下端での電流出力が最大化される。更なる実施形態では、線状プローブワイヤ４５５は、上端に細いワイヤセグメントを用いて、その線状プローブワイヤの下端に向かってより太いワイヤセグメントに連続的に接続された、セグメント化された線状プローブワイヤとすることができる。
グラウンド電極４５６は、電力出力回路４４５と接続するために設計され、任意の形状の任意の導電性材料とすることができ、理解され得るように複数のグラウンド電極のうちの１つとすることができる。そのためにも、グラウンド電極４５６は、グラウンド電極４５６を電力出力回路４４５の適合したコネクタに構造的かつ電子的に取り付けるために、上述されたようなコネクタを有することができる。
電力出力回路４４５は、線状プローブを有する誘導表面波受信構造の一部として使用される。電力出力を最大化するために、負荷４１５は、ここでは導電ワイヤ４５５である線状プローブに実質的にインピーダンス整合されるべきである。
加えて、電力出力回路４４５は負荷４１５に接続するように設計され、理解され得るように、各種負荷に適切に給電するために、ＡＣ／ＤＣコンバータ、ＡＣ／ＡＣコンバータ、及び他の回路を含むことができる。更に、電力出力回路４４５は、システムにより送出できる電力を制限するレギュレータを有することができる。また、各種実施形態として、電力出力回路４４５は、受信効率を制御したり、電力受信キット４５０を有効にしたり別の方法で制御したりするために使用できる、コントローラを含むことができる。
図２５Ｂは、完全に組み立てられ、負荷４１５に電力供給するために接続された、図２５Ａの電力受信キット４５０の例の例示である。個々の構成要素は、図２５Ａに上述されたものと同じである。
次に、図２６Ａを参照して、本開示の各種実施形態による電力受信キット４５８を示す例示を示す。この実施形態では、電力受信キット４５８の構成要素は、以下の通り、伸縮アンテナ４５９、グラウンド電極４６０、及び電力出力回路４４５である。電力受信キット４５８の各構成要素は、キットの他の構成要素との使用に適合するように設計される。電力受信キット４５８の各種構成要素はまた、他の構成要素から素早く確実に脱着するためにコネクタも有することもできる。各種コネクタは、雄、雌、雌雄同体又はジェンダーレスとすることができ、理解され得るように、キット構成要素を素早く確実に脱着するためにプラグ、レセプタクル、又は他のコネクタを備えることができる。加えて、コネクタは、構造的若しくは電子的な接続部又は両方のために、用いることができる。
伸縮アンテナ４５９は、電力出力回路４４５に接続するとともに、上述されたような線状プローブ誘導表面波受信構造（例えば、図１８Ａ）として使用するために設計される。そのためにも、伸縮アンテナ４５９は、例えば、伸縮アンテナ４５９を電力出力回路４４５の適合したコネクタに構造的に及び／又は電子的に取り付けるために、上述されたようなコネクタを有することができる。この構成では、伸縮アンテナ４５９の長さを最適化することができる。例えば、最小のアンテナで最大電圧を得るためには、伸縮アンテナ４５９の長さを、誘導表面波の波長の約４分の１とすることができる。地表から見て相対的に高いインピーダンスが、伸縮アンテナ４５９の上端に対する最大電圧を定め、地表から見て相対的に低いインピーダンスが、伸縮アンテナ４５９の下端にあるように最大電圧を定める。この実施形態の電力出力回路４４５は、図２５Ａを参照して上述された電力出力回路４４５と実質的に同様である。
図２６Ｂは、完全に組み立てられ、負荷４１５に電力供給するために接続された、図２６Ａの電力受信キット４５８の例の例示である。個々の構成要素は、図２６Ａについて上述されたものと同じである。
次に、図２７Ａを参照して、本開示の各種実施形態による電力受信キット４６２を示す例示を示す。この実施形態では、電力受信キット４６２の構成要素は、以下の通り、磁気コイル４６３及び電力出力回路４４５である。電力受信キット４６２の各構成要素は、キットの他の構成要素との使用に適合するように設計される。
磁気コイル４６３は、上述されたような誘導表面波受信構造（例えば、図１９）として使用するために設計される。誘導表面波から電力を受信及び／又は抽出するのを容易にするために、磁気コイル４６３は、誘導表面波の磁束が磁気コイル４６３を通過し、それにより磁気コイル４６３に電流を誘導するように配置することができる。例えば、磁気コイル４６３は、手動で配置したり、電力出力回路４４５内のコントローラなどのコントローラを使用して調節したりすることができる。磁気コイル４６３はまた、電力出力回路４４５の適合するコネクタから素早く確実に脱着するために、上述されたようなコネクタをも有することができる。
電力出力回路４４５は電気的負荷４１５に接続するように設計され、理解され得るように、各種負荷に適切に給電するために、ＡＣ／ＤＣコンバータ、ＡＣ／ＡＣコンバータ、及び他の回路を含むことができる。電力出力回路４４５は、電気的負荷と磁気コイル４６３とを実質的にインピーダンス整合することによって、負荷への電力出力を最大化することができる。更に、電力出力回路４４５は、システムにより送出できる電力を制限するレギュレータを有することができる。また、各種実施形態として、電力出力回路４４５は、受信効率を制御したり、電力出力を有効にしたり、別の方法で制御したりするために使用できるコントローラを含むことができる。
図２７Ｂは、完全に組み立てられ、負荷４１５に電力供給するために接続された、図２７Ａの電力受信キット４６２の例の例示である。個々の構成要素は、図２７Ａで上述されたものと同じである。
ここで図２８Ａを参照して、相互接続された複数の電力受信キット４６５Ａ〜４６５Ｄの例示を示す。相互接続された複数の電力受信キット４６５Ａ〜４６５Ｄのそれぞれは、それ自体、誘導表面波受信構造Ｒにより電力を受信している。
この実施形態では、電力受信キット４６５ＡのＡＣ出力ポートは、ＡＣ負荷である負荷４１５に結合される。電力受信キット４６５ＡのＤＣ相互接続ポートは、電力受信キット４６５ＢのＤＣ出力ポートに結合される。電力受信キット４６５ＢのＤＣ相互接続ポートは、電力受信キット４６５ＣのＤＣ出力ポートに結合される。電力受信キット４０６ＣのＤＣ相互接続ポートは、電力受信キット４６５ＤのＤＣ出力ポートに結合される、などである。複数の電力受信キットが、このようにして接続可能である。
この例示では、相互接続された複数の受信キット４６５Ａ〜４６５Ｄのそれぞれは、その利用可能な電力を、より下方に示される電力受信キットに供給する。この実施形態では、電力受信キット４６５Ｂ、４６５Ｃ、及び４６５Ｄは、ＤＣ入力及び出力のみを使用している。それらの相互接続は、それらがすべて実質的に同じ電圧で作動するならば、大型バスと同じように電気的に単純にすることができる。いくつかの実施形態では、レギュレータ及びダイオードなどの他の絶縁部及び保護部を使用することができる。更なる実施形態では、複数の受信キット４６５Ａ〜４６５Ｄの相互接続は、電圧、周波数、又は位相の１つ以上を整合させるＡＣ相互接続ポートを介することができる。電力受信キット４６５Ａは、そのＤＣ相互接続ポートを介して電力受信キット４６５Ｂ、４６５Ｃ、及び４６５Ｄに接続される。ＤＣ電力は、負荷４１５に電力供給するとともに、複数の電力受信キット４６５Ａ〜４６５Ｄからの電力を受容するのに十分大きな電力受信キット４６５Ａのインバータにより、ＡＣに変換される。例えば、各電力受信キットが、その誘導表面波受信構造を介して定格で１ＫＶＡを受信する場合、この構成では、電力受信キット４６５Ａは、その相互接続ポートを通して定格で少なくとも３ｋＶＡを受容するとともに、定格で少なくとも４ｋＶＡを出力するべきである。いくつかの実施形態では、電力受信キット４６５Ａ〜４６５Ｄはすべて、実質的に同様であり、実質的に同様の定格電力を有することができる。他の実施形態では、電力受信キット４６５Ａが最大の定格電力を有し、各受信キット４６５Ｂ、４６５Ｃ、及び４６５Ｄは、連続して低くなる定格電力を有することができる。
ここで図２８Ｂを参照して、相互接続された複数の電力受信キット４６６Ａと、相互接続された複数の電力受信キット４６６Ｂとが外部のコンバータ／インバータ４６７によるパワーインバージョンを受ける例を示す。外部のコンバータ／インバータ４６７は、各種実施形態の、ＡＣをＤＣに、ＡＣをＡＣに、又はＤＣをＡＣに変換することができる。一実施形態では、コンバータ／インバータ４６７は、ＡＣ負荷である負荷４１５に給電するために、相互接続された複数の電力受信キット４６５Ａ〜４６５Ｄから受信されたＤＣをＡＣに変換している。この構成は、例えば、大きな負荷に電力供給するために使用することができる。例えば、複数の電力受信キット４６６Ａ〜４６６Ｂの各電力受信キットが、その誘導表面波受信構造を通して定格で１ｋＶＡを受信し、その相互接続ポートで２ｋＶＡを受容し、３ＫＶＡを出力する場合、コンバータ／インバータ４６７は、相互接続ポートを通して定格で少なくとも６ｋＶＡを受容し、少なくとも６ｋＶＡを負荷４１５に出力するようにすべきである。コンバータ／インバータ４６７は、電力受信キットの追加の構成要素とみなすことができる。
次に図２９を参照して、本開示の各種実施形態による、図２５から図２７のキットなどの電力受信キットの電力出力回路４４５の例を例示する模式図を示す。
ここで、ＤＣ入力ポート４６９は、ＤＣパラレル回路４７２の入力に接続される。ＤＣ出力ポート４７５は、ＤＣパラレル回路４７２の出力、ＤＣ／ＡＣインバータ４７８の入力、及びＡＣ／ＤＣコンバータ４８１の出力に接続される。したがって、ＡＣ／ＤＣコンバータ４８１の出力は、ＤＣパラレル回路４７２、ＤＣ出力ポート４７５、及びＤＣ／ＡＣインバータ４７８に接続される。ＤＣ／ＡＣインバータ４７８の出力は変圧器４８４の一次側に接続される。変圧器４８４の二次側はＡＣ出力ポート４８７に接続される。ＡＣ出力ポート４９０は変圧器４９３の二次側に接続される。ＡＣ入力ポート４９６は、ＡＣパラレル回路４９９の入力に接続される。電力レギュレータ５０３の出力は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４８１の入力、変圧器４９３の一次側、及びＡＣパラレル回路４９９の出力に接続される。電力レギュレータ５０３の入力は、インピーダンス整合回路５０６の出力に接続される。インピーダンス整合回路５０６の入力はスイッチ５１２に接続される。スイッチ５１２は入力端子５１５に接続され、インピーダンス整合回路５０６と入力端子５１５との間の回路経路を開閉することができる。この実施形態では、入力端子５１５は、誘導表面波受信器Ｒの出力端子に接続するためのものである。入力端子５１５は、電力受信キットの他の構成要素から素早く確実に脱着するために、上述されたようなコネクタを備えることができる。
電力出力回路４４５は、レギュレータ５０３、インピーダンス整合回路５０６、及びスイッチ５１２に通信可能に接続された計算装置５１６を有する。他の実施形態では、計算装置５１６は加えて、例えば、コンバータ、インバータ、変圧器、相互接続回路、パラレル回路、又は、電力出力回路４４５の他の構成要素などの構成要素に通信可能に接続することができる。
計算装置５１６は、理解され得るように複数のコントローラを表すことができる。ここで、各種実施形態について、計算装置５１６は、プロセッサ５１８、メモリ５２１、ＧＰＳ受信器５２４、及びＩ／Ｏインターフェース５２７を備え、それらのすべては、当業者により理解され得るように、付随する制御／アドレスバスを有するデータバスを含むことができるローカルバス５３０に結合される。これに関して、計算装置５１６は、理解され得るように、コンピュータシステムによくみられるようにプロセッサ回路を備えることができる。プロセッサ５１８は複数のプロセッサを表すことができ、メモリ５２１は複数のメモリを表すことができる。制御システム５３３は、計算装置５１６の動作を調節するためにプロセッサ５１８により実行されるように、メモリ５２１に記憶されて示されている。Ｉ／Ｏインターフェース５２７は、通信用アンテナ及び入力装置５３６に接続されて示されている。入力装置５３６は、例えば、キーボード、マウス又は他の入力装置とすることができる。各種実施形態によると、Ｉ／Ｏインターフェース５２７はまた、非限定的に、ＬＡＮ、ＷＬＡＮ、セルラーネットワーク、又は他の適切な通信ネットワークなどのネットワークを通じて通信するための複数のネットワークインターフェースをも含むことができる。
計算装置５１６内には、計算装置５１６及び電力出力回路４４５の他の構成要素に電力供給するためのバッテリ５４０が示されている。バッテリ５４０は、例えば誘導表面波受信構造から、何らかの電力が受信される前に、電力出力回路の予備電力供給、セットアップ、及び制御を可能にする。電力出力回路４４５はまた、電力が受信されると、バッテリ５４０を充電するように構成することもできる。
電力出力回路４４５は、誘導表面波受信構造からの電力入力を電力入力端子５１５で受けるとともに、その出力ポートの１つを通してその電力を電気的負荷に効果的に出力するように構成される。ここでは、ＤＣ出力ポート４７５、ＡＣ出力ポート４８７、又はＡＣ出力ポート４９０。電気的負荷への電力を最大化するために、電力出力回路４４５は、誘導表面波受信構造と電気的負荷との間に共役整合条件をもたらすように構成されたインピーダンス整合回路５０６を有する。インピーダンス整合回路は、Ｉ／Ｏインターフェース５２７を通して計算装置５１６により制御可能である。
最大電力出力を制御するために、電力出力回路４４５は、最大電圧及び電気的負荷に流れることが可能な電流を制御するように構成されたレギュレータ５０３を有する。レギュレータ５０３は、安定した出力電流及び／又は電圧を設定するように機能することができる。
ほとんどの場合、誘導表面波受信構造はＡＣ電力を出力する。このＡＣ電力をＤＣ負荷に送出するために、電力出力回路４４５はＡＣ／ＤＣコンバータ４８１を有する。ＡＣ／ＤＣコンバータ４８１は加えて、理解され得るようにＤＣ電圧レギュレータを備えることができる。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ４８１は、後述するように、ＡＣパラレル回路４９９から受信した電力をＤＣ電力に変換することができる。
誘導表面波受信構造からのＡＣ電力は、受信された誘導表面波の周波数に対する周波数を有する。この周波数は、ＡＣ負荷の動作周波数となることはまずない。電力出力回路４４５は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４８１からのＤＣ電力を５０Ｈｚ又は６０Ｈｚなどの一般的な動作周波数のＡＣ電力に変換できるＤＣ／ＡＣインバータ４７８を有する。ＤＣ／ＡＣインバータ４７８は加えて、後述するように、ＤＣパラレル回路４７２から受信された電力をＡＣ電力に変換することができる。
ＤＣパラレル回路４７２は、例えば、図２８に示すように、複数の電力受信キット４６５Ａ〜４６５Ｄの相互接続を可能にする。例えば、ＤＣパラレル回路４７２は、ＤＣ入力ポート４６９を通して受信された電力が、ＡＣ／ＤＣコンバータ４８１の出力と同じＤＣ電圧となることを確実にするために用いることができる。ＤＣパラレル回路４７２及び電力出力回路４４５は加えて、電流の逆流を防止するためにダイオード又は他の構成要素を有することができる。ＤＣパラレル回路４７２は相互接続回路である。他の実施形態では、相互接続回路は代わりに、理解され得るように、直列回路又は相互接続のための他の構成とすることができる。他の実施形態では、ＤＣパラレル回路４７２は、通信中の相互接続された１つ以上の電力受信キットの入力及び出力の電圧を監視及び設定するために計算装置５１６に通信可能に接続することができる。電力受信キット４６５Ａ〜４６５Ｄが、例えば、単一の負荷に給電する場合、電力出力回路４４５は、不要な電力使用を最小化するために、相互接続に使用される出力以外のすべての出力をロックするように構成することもできる。
ＡＣパラレル回路４９９は、図２８に見られるように、複数の電力受信キット４６５の相互接続を可能にする。例えば、ＡＣパラレル回路４９９は、ＡＣ入力ポート４９６を通して受信された電力が、レギュレータ５０３の出力と同じＡＣ電圧、周波数、及び位相を有することを確実にするために用いることができる。この周波数が受信された誘導表面波の周波数に対するものであることを思い出されたい。この実施形態の構成では、ＡＣ入力ポート４９６は、同様の周波数に対して構成された他の電力受信キットからの入力を受けるように設計される。ＡＣパラレル回路４９９は電源相互接続回路である。他の実施形態では、相互接続回路は代わりに、理解され得るように、直列回路又は電源の相互接続のための他の構成とすることができる。他の実施形態では、ＡＣパラレル回路４９９は、通信中の相互接続された１つ以上の電力受信キットの入出力の電圧、位相、又は周波数を監視及び設定するために、計算装置５１６に通信可能に接続することができる。
他の実施形態では、電力出力回路４６８は、より多くの又はより少ない出力ポートを必要とする特定の目的のために構成することができる。例えば、電力出力回路４４５は、２つ以上のＤＣ電圧、及び２つ以上のＡＣ電圧で２つ以上のＡＣ周波数を出力するように構成することができる。代わりに、電力出力回路４４５は、ＤＣ電圧のみを出力するように構成され、ＤＣ／ＡＣインバータ４８４などの構成要素の省略を可能にすることができる。更に、電力出力回路４４５は、ＡＣパラレル回路４９９のみを介した相互接続又はＤＣパラレル回路４７２のみを介した相互接続を可能にすることができる。
このようにして、電力出力回路４４５は、誘導表面波受信構造からの電力を受信すること、この電力を電気的負荷に効果的に出力すること、及び複数の電力出力回路を電気的負荷に相互接続することを可能にする。計算装置５１６は、複数の電力出力回路の間で、上述された通信ネットワークを介した協調を可能にすることができる。計算装置５１６は、例えば、許可された電力受信キットを有効にしたり、許可されていない電力受信キットを有効にすることを拒否したり、又は電力受信キットの電力出力を制限したりできる中央システムと通信状態にあることもできる。
ここで図３０を参照して、本発明のある実施形態による電力受信キットの制御システム５３３の動作の一例を提示する流れ図を示す。代わりに、図３０の流れ図は、サーバ、コンピュータシステム、又は同様の装置に実装される方法の例のステップを示すものと見ることができる。図３０の流れ図の例により示される制御システム５３３の機能は、例えば、オブジェクト指向設計又は何らかの他のプログラミング構造で実装することができる。
機能がオブジェクト指向設計で実装されると仮定すると、各ブロックは、１つ以上のオブジェクトに包含される１つ以上の方法で実装できる機能を表す。制御システム５３３は、例えば、Ｃ、Ｃ＋＋又は他のプログラム言語などの複数のプログラム言語のうちのいずれか１つを使用して実装することができる。
ボックス５４１から始めて、制御システム５３３は、ステータス情報を中央システムに送る。ステータス情報は、例えば、ＧＰＳ位置、ユーザ情報、識別情報、電力使用情報、負荷要求、又は他の情報を含むことができる。他の実施形態では、中央システムがないこともある。
次に、ボックス５４３で、制御システム５３３は、電力受信キットが動作許可を有するかどうかを確認する。例えば、許可は、パスワード、ＧＰＳ位置、バイオメトリクス、又は別の方法により付与することができる。許可は、計算装置５１６のみを使用して確認されてもよく、又は上述された通信ネットワークのいずれかを使用した中央システムとの通信を必要としてもよい。電力受信キットが動作許可を有する場合、制御システム５３３はボックス５４６に進む。そうでなければ、制御システム５３３はボックス５４９に移る。
ボックス５４６で、制御システム５３３は電力受信キットを有効にし、ボックス５５２に進む。
ボックス５４９で、制御システム５３３は電力受信キットをシャットダウンし、ボックス５４１に戻る。例えば、制御システム５３３は、電力受信キットをシャットダウンするために、スイッチ５１２を開くことができる。他の実施形態では、シャットダウンは、電力受信キットの電力出力を制限するのみでもよく、又はステータス情報を使用して、電力受信キットをシャットダウンするか又は電力受信キットの電力出力を制限するかを判断してもよい。
ボックス５５２で、制御システム５３３は、許可がタイムアウトしたかどうかを確認する。例えば、電力受信キットは、連続使用のために許可され、タイムアウトを有していなくてもよく、又は特定の時間の間だけ許可されてもよい。許可がタイムアウトした場合、制御システム５３３はボックス５４９に移る。そうでなければ、制御システムはボックス５５５に進む。
ボックス５５５で、制御システム５３３は、受信器シャットダウンコマンドが出されているか又は別の方法でスケジュールされているかどうかを確認する。例えば、中央システムは、他の場所で利用可能な電力を解放するために、いくつかの受信器をシャットダウンする必要があることがある。この状況では、シャットダウンコマンドは、中央システムから送られる。別の例では、すべての発電を計算装置５１６のメモリ５２１に記憶されている所定のスケジュール及びシャットダウン時間通りとすることができる。また別の例では、中央システムは、他の理由で許可を無効にすることを要求することがある。シャットダウンコマンドが出されているか又は別の方法でスケジュールされている場合、制御システム５３３はボックス５４９に移り、そうでなければ、制御システム５３３はボックス５５８に進む。
ボックス５５８で、制御システム５３３は、電力受信キットが過負荷であるかどうかを確認する。例えば、計算装置５１６は、受信キットが過負荷であるかどうかを判定するために、レギュレータ５０３を使用して電力出力を監視することができる。代わりに、計算装置５１６は、過負荷条件が存在することを判断し計算装置５１６に通信できる中央システムに負荷情報を送ることができる。電力受信キットが過負荷である場合、制御システム５３３はボックス５４９に移り、そうでなければ、制御システム５３３はボックス５６１に進む。
ボックス５６１で、制御システム５３３は、出力ロックコマンドが出されているか又は別の方法でスケジュールされているかどうかを確認する。例えば、電力受信キットが、大きな負荷又は重要な負荷に電力供給するために他の電力受信キットと相互接続されている場合、不要な電力使用又は重要性の低い電力使用を防止するために、特定の出力ポートをロックすることが望ましいことがある。バッテリ電力が少ないときなどの別の例では、電力受信キットを完全に無効にするよりも、すべての電力出力ポートをロックすることが望ましいことがある。出力ロックコマンドが出されているか又は別の方法でスケジュールされている場合、制御システム５３３はボックス５６４に移り、そうでなければ、制御システム５３３はボックス５４１に進む。
ボックス５６４で、制御システム５３３は、電力受信キットの出力をロックし、ボックス５４１に進む。
図２９を参照して、本開示のある実施形態による計算装置５１６の概略ブロック模式図を示す。各計算装置５１６は、少なくとも１つのプロセッサ５１８及びメモリ５２１を含み、それらの両方がバス５３０に結合される。そのため、計算装置５１６は、例えば、少なくとも１つのサーバ、コンピュータ又は同様の装置を備えることができる。バス５３０は、例えば、理解され得るように、付随するアドレス／制御バスを有するデータバス又は他のバス構造を備えることができる。
メモリ５２１に記憶されているのは、データと、プロセッサ５１８により実行可能ないくつかの構成要素との両方である。加えて、オペレーティングシステムをメモリ５２１に記憶し、プロセッサ５１８により実行可能にすることができる。特に、メモリ５２１に記憶されプロセッサ５１８により実行可能なのは、例えば、制御システム５３３であり、場合によっては他のアプリケーションでもある。
理解され得るように、メモリ５２１に記憶されプロセッサ５１８により実行可能な他のアプリケーションがあってもよいことが理解される。本明細書で説明される任意の構成要素がソフトウェアの形式で実装される場合、例えば、Ｃ、Ｃ＋＋、Ｃ＃、Ｏｂｊｅｃｔｉｖｅ Ｃ、Ｊａｖａ（登録商標）、ＪａｖａＳｃｒｉｐｔ（登録商標）、Ｐｅｒｌ、ＰＨＰ、Ｖｉｓｕａｌ Ｂａｓｉｃ（登録商標）、Ｐｙｔｈｏｎ（登録商標）、Ｒｕｂｙ、Ｆｌａｓｈ（登録商標）、又は他のプログラム言語などの複数のプログラム言語のいずれか１つを用いることができる。
複数のソフトウェア構成要素がメモリ５２１に記憶され、プロセッサ５１８により実行可能である。これに関して、用語「実行可能」は、プロセッサ５１８により最終的に実行できる形式のプログラムファイルを意味する。実行可能プログラムの例は、例えば、メモリ５２１のランダムアクセス部分にロードされ、プロセッサ５１８により実行される形式の機械コードに翻訳され得るコンパイルされたプログラム、メモリ５２１のランダムアクセス部分にロードされ、プロセッサ５１８により実行可能なオブジェクトコードなどの適切な形式で表現され得るソースコード、又は別の実行可能プログラムにより解釈されて、プロセッサ５１８により実行される指令をメモリ５２１のランダムアクセス部分に生成するソースコードなどとすることができる。例えば、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、読出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ハードドライブ、ソリッドステートドライブ、ＵＳＢフラッシュドライブ、メモリカード、コンパクトディスク（ＣＤ）若しくはデジタル多目的ディスク（ＤＶＤ）などの光ディスク、フロッピーディスク、磁気テープ、又は他のメモリ構成要素を含むメモリ５２１の任意の部分又は構成要素に実行可能プログラムを記憶することができる。
本明細書では、メモリ５２１は、揮発性及び不揮発性の両方のメモリ並びにデータ記憶構成要素を含むものと定義される。揮発性構成要素は、電源喪失時にデータ値を保持しないものである。不揮発性構成要素は、電源喪失時にデータ値を保持するものである。したがって、メモリ５２１は、例えば、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、読出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ハードディスクドライブ、ソリッドステートドライブ、ＵＳＢフラッシュドライブ、メモリカードリーダを介してアクセスされるメモリカード、付随するフロッピーディスクドライブを介してアクセスされるフロッピーディスク、光ディスクドライブを介してアクセスされる光ディスク、適切なテープドライブを介してアクセスされる磁気テープ、及び／若しくは他のメモリ構成要素、又はこれらのメモリ構成要素の任意の２つ以上の組合せを備えることができる。加えて、ＲＡＭは、例えば、スタティックランダムアクセスメモリ（ＳＲＡＭ）、ダイナミックランダムアクセスメモリ（ＤＲＡＭ）、又は磁気ランダムアクセスメモリ（ＭＲＡＭ）及び他のそのような装置を備えることができる。ＲＯＭは、例えば、プログラマブル読出し専用メモリ（ＰＲＯＭ）、消去可能なプログラマブル読出し専用メモリ（ＥＰＲＯＭ）、電気的に消去可能なプログラマブル読出し専用メモリ（ＥＥＰＲＯＭ）、又は他の同様のメモリ装置を備えることができる。
また、プロセッサ５１８は、複数のプロセッサ５１８及び／又は複数のプロセッサコアを表すことができ、メモリ５２１は、並列処理回路でそれぞれ動作する複数のメモリ５２１を表すことができる。そのような場合、バス５３０は、複数のプロセッサ５１８の任意の２つの間、任意のプロセッサ５１８とメモリ５２１のいずれかとの間、又は任意の２つのメモリ５２１間などの通信を容易にする適切なネットワークとすることができる。バス５３０は、例えば負荷分散を行うなど、この通信を協調するように設計された追加のシステムを備えることができる。プロセッサ５１８は、電気的な構成又は何らかの他の利用可能な構成とすることができる。
本明細書で説明する制御システム５３３及び他の各種システムは、上述したような汎用ハードウェアにより実行されるソフトウェア又はコードで具現化することができるが、代わりに、同じものを専用のハードウェア又はソフトウェア／汎用ハードウェアと専用のハードウェアとの組合せで具現化することもできる。専用のハードウェアで具現化される場合、複数の技術のいずれか１つ又は組合せを用いる回路又は状態機械として、それぞれを実装することができる。これらの技術としては、非限定的に、１つ以上のデータ信号の適用時に各種論理機能を実施するための論理ゲートを有する個別の論理回路、適切な論理ゲートを有する特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、又は他の構成要素などを挙げることができる。そのような技術は、概して当業者によりよく知られているので、本明細書では詳細に説明しない。
図３０の流れ図は、制御システム５３３の部分が実施する機能及び動作を示している。ソフトウェアで具現化される場合、各ブロックは、指定された論理機能（単数又は複数）を実施するプログラム命令を含むコードのモジュール、セグメント、部分を表すことができる。プログラム命令は、プログラム言語で書かれた人間に読めるステートメントを含むソースコード、又はコンピュータシステム若しくは他のシステムのプロセッサなどの適切な実行システムにより認識可能な数値命令を含む機械コードの形式で具現化することができる。機械コードは、ソースコードなどから変換されてもよい。ハードウェアで具現化される場合、各ブロックは、指定された論理機能（単数又は複数）を実施する回路又は相互接続された複数の回路を表すことができる。
図３０の流れ図は特定の実行順序を示しているが、実行順序は、示されているものと異なってもよい。例えば、示される順序に対して２つ以上のブロックの実行順序を組み換えてもよい。また、図３０に連続して示される２つ以上のブロックを同時に実行してもよく、又は部分的に同時に実行してもよい。更に、いくつかの実施形態では、図３０に示されるブロックの１つ以上を飛ばしてもよく、又は省略してもよい。加えて、実用性の向上、計算、パフォーマンス測定、又はトラブルシューティング援助の提供などのために、任意数のカウンタ、状態変数、警告用セマフォ、又はメッセ−ジを、本明細書で説明する論理フローに加えてもよい。そのような変形のすべてが本開示の範囲内であることが理解される。
また、本明細書で説明する、ソフトウェア又はコードを含む任意の論理又はアプリケーションは、制御システム５３３を含めて、例えば、コンピュータシステム又は他のシステムのプロセッサなどの命令実行システムにより使用される又は同実行システムと接続される、任意の非一時的なコンピュータ可読媒体に具現化され得る。この意味で、論理は、例えば、コンピュータ可読媒体から読み込まれ命令実行システムにより実行され得る、命令及び宣言を含むステートメントを含むことができる。本開示のコンテキストでは、「コンピュータ可読媒体」は、命令実行システムにより使用される又は同実行システムと接続される、本明細書で説明する論理又はアプリケーションを含む、記憶する又は維持することができる、任意の媒体とすることができる。
コンピュータ可読媒体は、例えば、磁気、光学、又は半導体の媒体などの多くの物理媒体のいずれか１つを備えることができる。適切なコンピュータ可読媒体のより具体的な例としては、非限定的に、磁気テープ、磁気フロッピーディスケット、磁気ハードドライブ、メモリカード、ソリッドステートドライブ、ＵＳＢフラッシュドライブ、又は光ディスクが挙げられる。また、コンピュータ可読媒体は、例えば、スタティックランダムアクセスメモリ（ＳＲＡＭ）及びダイナミックランダムアクセスメモリ（ＤＲＡＭ）、又は磁気ランダムアクセスメモリ（ＭＲＡＭ）などのランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）とすることができる。加えて、コンピュータ可読媒体は、読出し専用メモリ（ＲＯＭ）、プログラマブル読出し専用メモリ（ＰＲＯＭ）、消去可能なプログラマブル読出し専用メモリ（ＥＰＲＯＭ）、電気的に消去可能なプログラマブル読出し専用メモリ（ＥＥＰＲＯＭ）、又は他の種類のメモリ装置とすることができる。
更に、本明細書で説明する任意の論理又はアプリケーションは、制御システム５３３を含めて、各種方法で実装及び構造化することができる。例えば、説明される１つ以上のアプリケーションを単一のアプリケーションのモジュール又は構成要素とすることができる。更に、本明細書で説明する１つ以上のアプリケーションを、共有若しくは別々の計算装置、又はそれらの組合せで実行することができる。例えば、本明細書で説明する複数のアプリケーションを、同じ計算装置、又は同じコンピューティング環境にある複数の計算装置で実行することができる。加えて、「アプリケーション」、「サービス」、「システム」、「エンジン」、「モジュール」などの用語は、交換可能とすることができ、限定することを意図していないことが理解される。
フレーズ「Ｘ、Ｙ、又はＺの少なくとも１つ」などの分離するための文言は、別の方法で具体的に指定しない限り、項目、用語などがＸ、Ｙ、若しくはＺのいずれか、又はそれらの任意の組合せ（例えば、Ｘ、Ｙ、及び／又はＺ）とすることができることを提示するために一般に使用されるようなコンテキストを伴う別の方法で理解される。したがって、そのような分離するための文言は、特定の実施形態が、Ｘのうちの少なくとも１つ、Ｙのうちの少なくとも１つ、又はＺのうちの少なくとも１つがそれぞれ存在することを必要とすることを、一般には意図しておらず、暗示するものでもない。
上記に加えて、本開示の各種実施形態としては、非限定的に、以下の項目で明らかにされる実施形態が挙げられる。
項目１．テレストリアル媒体に沿って進行する誘導表面波から電気エネルギを得るように構成された、少なくとも１つの誘導表面波受信構造と、電気的負荷に結合するように構成された電力出力部を有する電力出力回路であって、電気的負荷は、誘導表面波を生成する誘導表面導波プローブに結合された励起源において負荷として経験される、電力出力回路と、少なくとも１つの誘導表面波受信構造を電力出力回路に結合するように構成された、少なくとも１つのコネクタと、を備える、電力受信キット。
項目２．少なくとも１つの誘導表面波受信構造は、線状プローブと、線状プローブをテレストリアル媒体と電気的に結合するためのグラウンド電極と、を更に備える、項目１に記載の電力受信キット。
項目３．線状プローブは伸縮自在である、請求項２に記載の電力受信キット。
項目４．線状プローブはワイヤであり、電力受信キットは、少なくともワイヤの重量を吊り上げることができる気球を更に備える、項目２又は３に記載の電力受信キット。
項目５．電力受信キットは、気球が少なくともワイヤの重量を吊り上げることができるように、膨張可能な気球を満たすように構成された量の揚力ガスを更に備える、項目４に記載の電力受信キット。
項目６．少なくとも１つの誘導表面波受信構造は、コイルと、コイルをテレストリアル媒体と電気的に結合するためのグラウンド電極と、を備える、同調した共振器を更に備える、項目１に記載の電力受信キット。
項目７．同調した共振器は、テレストリアル媒体の上に持ち上げられる帯電端子と、帯電端子をコイルに結合するように構成された導体と、を更に備える、項目６に記載の電力受信キット。
項目８．電力受信キットは、帯電端子をテレストリアル媒体の上に持ち上げるための小型化可能な支持体を更に備える、項目７に記載の電力受信キット。
項目９．帯電端子は、導電性表面を有する膨張可能な帯電端子である、項目７又は８に記載の電力受信キット。
項目１０．電力出力回路は、複数の電力受信キットを利用して少なくとも１つの電気的負荷に給電するように構成された相互接続回路を更に備える、項目１〜９のいずれか一項に記載の電力受信キット。
項目１１．電力受信キットは、少なくとも１つの誘導表面波受信構造と、電力出力回路と、少なくとも１つのコネクタと、を収容する小型容器を更に備える、項目１〜１０のいずれか一項に記載の電力受信キット。
項目１２．小型容器はファラデーケージを備える、項目１１に記載の電力受信キット。
項目１３．少なくとも１つの誘導表面導波プローブを更に備え、少なくとも１つの誘導表面導波プローブは、電力出力回路の電力出力部に結合されるように構成されている、項目１〜１２のいずれか一項に記載の電力受信キット。
項目１４．少なくとも１つの誘導表面導波プローブは、損失性導電媒体の上に持ち上げられた少なくとも１つの発電用帯電端子であって、損失性導電媒体の複素ブルースター入射角（θｉ，Ｂ）で入射する波面を合成する、結果として生じる少なくとも１つの電界を生成するように構成された、少なくとも１つの発電用帯電端子を備える、項目１３に記載の電力受信キット。
項目１５．少なくとも１つの帯電端子に電気的に結合された給電ネットワークを更に備え、給電ネットワークは、誘導表面導波プローブの近傍にある損失性導電媒体に関連付けられた複素ブルースター入射角（θｉ，Ｂ）に関連付けられたウェーブチルト角（Ψ）に整合する位相遅延（Φ）をもたらす、項目１４に記載の電力受信キット。
項目１６．少なくとも１つの発電用帯電端子は、小型化可能な支持体により損失性導電媒体の上に持ち上げられている、項目１４又は１５に記載の電力受信キット。
項目１７．電力受信キットは、少なくとも１つの誘導表面波受信構造と、電力出力回路と、少なくとも１つのコネクタと、少なくとも１つの誘導表面導波プローブと、を収容する小型容器を更に備える、項目１〜１０及び１３〜１６のいずれか一項に記載の電力受信キット。
項目１８．誘導表面波受信構造及びインピーダンス整合回路と、電気的負荷に給電するための電力出力部のモバイルパッケージへのパッケージ化であって、インピーダンス整合回路は誘導表面波受信構造に接続可能である、パッケージ化と、モバイルパッケージをある場所に届けることと、誘導表面波受信構造をインピーダンス整合回路に接続することと、電力出力部を電気的負荷に結合することと、誘導表面波受信構造を使用して、テレストリアル媒体に沿って進行する誘導表面波から電気エネルギを受信することと、電気エネルギの電気的負荷への供給であって、電気的負荷は、誘導表面波を生成する誘導表面導波プローブに結合された励起源において負荷として経験される、電気エネルギの供給と、を含む方法。
項目１９．電力出力部を電気的負荷に結合することは、電気的負荷を供給するために、複数の誘導表面波受信構造に接続された複数の電力出力部を相互接続することを更に含む、項目１８に記載の方法。
項目２０．モバイルパッケージに少なくとも１つの帯電端子をパッケージ化することと、少なくとも１つの帯電端子を損失性導電媒体の上に持ち上げることと、電気エネルギを帯電端子に供給することと、損失性導電媒体の複素ブルースター入射角（θｉ，Ｂ）で入射する波面を合成する、結果として生じる少なくとも１つの電界を生成することと、を更に含む、項目１８又は１９に記載の方法。
上述した本開示の実施形態は、本開示の原理の明瞭な理解のために説明した実装形態の可能な例に過ぎないことを強調しなければならない。上述した実施形態（単数又は複数）に対して、本開示の趣旨及び原理から実質的に逸脱することなく、多くの変形及び改良を行なうことができる。そのような改良及び変形のすべては、本開示の範囲内として本明細書に含まれ、以下の特許請求の範囲によって保護されることを意図している。加えて、説明した実施形態の任意選択のかつ好ましい特徴及び改良のすべて、並びに従属請求項は、本明細書で教示した本開示のすべての態様に利用可能である。更に、従属請求項の個別の特徴、並びに説明した実施形態の任意選択のかつ好ましい特徴及び改良のすべては、互いに組合せ可能かつ交換可能である。
Claims (15)
- テレストリアル媒体に沿って進行する誘導表面波から電気エネルギを得るように構成された、少なくとも１つの誘導表面波受信構造と、
電気的負荷に結合するように構成された電力出力部を有する電力出力回路であって、前記電気的負荷は、前記誘導表面波を生成する誘導表面導波プローブに結合された励起源において負荷として経験される、電力出力回路と、
前記少なくとも１つの誘導表面波受信構造を前記電力出力回路に結合するように構成された、少なくとも１つのコネクタと、
を備える、電力受信キット。 - 前記少なくとも１つの誘導表面波受信構造は、
線状プローブと、
前記線状プローブを前記テレストリアル媒体と電気的に結合するためのグラウンド電極と、
を更に備える、請求項１に記載の電力受信キット。 - 前記線状プローブはワイヤであり、前記電力受信キットは、少なくとも前記ワイヤの重量を吊り上げることができる気球を更に備える、請求項２に記載の電力受信キット。
- 前記電力受信キットは、膨張可能な前記気球が少なくとも前記ワイヤの前記重量を吊り上げることができるように、前記気球を満たすように構成された量の揚力ガスを更に備える、請求項３に記載の電力受信キット。
- 前記少なくとも１つの誘導表面波受信構造は、
コイルと、
前記コイルを前記テレストリアル媒体と電気的に結合するためのグラウンド電極と、
を備える、同調した共振器を更に備える、請求項１に記載の電力受信キット。 - 前記同調した共振器は、
前記テレストリアル媒体の上に持ち上げられる帯電端子と、
前記帯電端子を前記コイルに結合するように構成された導体と、
を更に備える、請求項５に記載の電力受信キット。 - 前記電力出力回路は、複数の電力受信キットを利用して少なくとも１つの電気的負荷に給電するように構成された相互接続回路を更に備える、請求項１〜６のいずれか一項に記載の電力受信キット。
- 前記電力受信キットは、前記少なくとも１つの誘導表面波受信構造と、前記電力出力回路と、前記少なくとも１つのコネクタと、を収容する小型容器を更に備える、請求項１〜７のいずれか一項に記載の電力受信キット。
- 前記小型容器はファラデーケージを備える、請求項８に記載の電力受信キット。
- 少なくとも１つの誘導表面導波プローブを更に備え、前記少なくとも１つの誘導表面導波プローブは、前記電力出力回路の前記電力出力部に結合されるように構成されている、請求項１〜９のいずれか一項に記載の電力受信キット。
- 前記少なくとも１つの誘導表面導波プローブは、損失性導電媒体の上に持ち上げられる少なくとも１つの発電用帯電端子であって、前記損失性導電媒体の複素ブルースター入射角（θｉ，Ｂ）で入射する波面を合成する、結果として生じる少なくとも１つの電界を生成するように構成された、少なくとも１つの発電用帯電端子を備える、請求項１０に記載の電力受信キット。
- 前記少なくとも１つの帯電端子に電気的に結合された給電ネットワークを更に備え、前記給電ネットワークは、前記誘導表面導波プローブの近傍にある前記損失性導電媒体に関連付けられた複素ブルースター入射角（θｉ，Ｂ）に関連付けられたウェーブチルト角（Ψ）に整合する位相遅延（Φ）をもたらす、請求項１１に記載の電力受信キット。
- 誘導表面波受信構造及びインピーダンス整合回路と、電気的負荷に給電するための電力出力部の、モバイルパッケージへのパッケージ化であって、前記インピーダンス整合回路は前記誘導表面波受信構造に接続可能である、パッケージ化と、
前記モバイルパッケージをある場所に届けることと、
前記誘導表面波受信構造を前記インピーダンス整合回路に接続することと、
前記電力出力部を電気的負荷に結合することと、
前記誘導表面波受信構造を使用して、テレストリアル媒体に沿って進行する誘導表面波から電気エネルギを受信することと、
前記電気エネルギの電気的負荷への供給であって、前記電気的負荷は、前記誘導表面波を生成する誘導表面導波プローブに結合された励起源において負荷として経験される、電気エネルギの供給と、
を含む方法。 - 前記電力出力部を電気的負荷に結合することは、前記電気的負荷に供給するために、複数の誘導表面波受信構造に接続された複数の電力出力部を相互接続することを更に含む、請求項１３に記載の方法。
- 前記モバイルパッケージに少なくとも１つの帯電端子をパッケージ化することと、
前記少なくとも１つの帯電端子を損失性導電媒体の上に持ち上げることと、
前記電気エネルギを前記帯電端子に供給することと、
前記損失性導電媒体の複素ブルースター入射角（θｉ，Ｂ）で入射する波面を合成する、結果として生じる少なくとも１つの電界を生成することと、
を更に含む、請求項１３又は１４に記載の方法。
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