JP2018532363A - エネルギ消費ノードの誘導表面波受信への適応 - Google Patents
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Abstract
Description
本出願は、2015年9月9日に出願され出願番号14/849,372が付与された「Adaptation of Energy Consumption Node for Guided Surface Wave Reception」と題された同時係属の米国非仮出願に対する優先権及びその利点を主張するものであり、その出願は、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。
の特徴的な指数関数的減衰を有し、両対数目盛上で独特の屈曲部109を呈する。誘導電界強度曲線103及び放射電界強度曲線106は、点112で交差し、これは交差距離で発生する。交差点112での交差距離未満の距離で、誘導電磁界の電界強度は、放射電磁界の電界強度より、大部分の位置で著しく大きい。交差距離より大きな距離では、その反対となる。したがって、誘導電界強度曲線及び放射電界強度曲線103及び106は、誘導電磁界と放射電磁界との間の根本的な伝搬の差異を更に示している。誘導電磁界と放射電磁界との間の差異の非公式な説明のために、Milligan,T.のModern Antenna Design(McGraw−Hill,1st Edition,1985,8〜9ページ)が参照され、この文献は、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。
は、第2種及びn次の複素引数ハンケル関数であり、u1は、領域1の正の垂直(z)方向の伝搬定数であり、u2は、領域2の垂直(z)方向の伝搬定数であり、σ1は、領域1の導電率であり、ωは、2πf(式中、fは励起の周波数である)に等しく、εoは、自由空間の誘電率であり、ε1は、領域1の誘電率であり、Aは、発生源によって課される発生源定数であり、γは、表面波の放射伝搬定数である。
領域1では、以下の式が得られる。
放射伝搬定数γは、以下の式により得られ、
これは、複素表現であり、式中、nは、複素屈折率であり、以下の式により得られる。
上記の式のすべてにおいて、
であり、式中、εrは、領域1の比誘電率を含み、σ1は、領域1の導電率であり、εoは、自由空間の誘電率であり、μoは、自由空間の透磁率を含む。したがって、生成された表面波は、境界面に平行に伝搬し、境界面に垂直に指数関数的に減衰する。これは、消散として既知である。
式中、
は、正の垂直(+z)方向の単位法線であり、
は、上記の式(1)により表現される領域2の磁界強度である。式(13)は、式(1)〜(3)で示される電界及び磁界が結果として境界界面に沿った放射表面電流密度となることができることを意味し、放射表面電流密度は、以下の式により示すことができる。
式中、Aは、定数である。更に、誘導表面導波プローブ200に近接すると(ρ≪λに対して)、上記の式(14)は、以下のような挙動を有することを留意されたい。
負号は、電源電流(Io)が図3に示すように上向きに垂直に流れるときに、「近接(close-in)」グラウンド電流は径方向内向きに流れることを意味する。「近接」のHφに場を整合することにより、以下の式であることを決定することができる。
式中、式(1)〜(6)及び(14)において、q1=C1V1である。したがって、式(14)の放射表面電流密度は、以下の式のように言い換えることができる。
式(1)〜(6)及び(17)によって表現される電界は、地上波の伝搬に関連付けられた放射電磁界ではなく、損失性の境界面に拘束される伝送線モードの性質を有する。Barlow,H.M.及びBrown,J.の「Radio Surface Waves」(Oxford University Press,1962,1〜5ページ)を参照されたい。
これらの関数は、それぞれ、径方向内向きに
及び外向きに
伝搬する円筒状の波を表す。この定義は、e±jx=cos x±j sin xの関係に類似している。例えば、Harrington,R.F.の「Time−Harmonic Fields」(McGraw−Hill,1961,460〜463ページ)を参照されたい。
が外向き波であることは、Jn(x)及びNn(x)の級数定義から直接得られる、その独立変数を大きくした場合に漸近特性から認識することができる。誘導表面導波プローブから遠方では、
これは、ejωtを乗じると、
の空間的変動を有するej(ωt−kρ)の形態の外向きに伝搬する円筒状の波である。一次(n=1)解は、式(20a)から、以下の式のように決定することができる。
誘導表面導波プローブに近接すると(ρ≪λに対して)、一次かつ第2種のハンケル関数は、以下の式のようにふるまう。
これらの漸近表現は、複素量であることを留意されたい。xが実数量であるとき、式(20b)及び(21)は、
だけ位相が異なり、これは、45°又は等価的にλ/8の追加の位相前進又は「位相増加」に対応する。第2種の一次ハンケル関数の近接及び遠方の漸近線は、それらがρ=Rxの距離で等しい大きさである、ハンケル「交差」又は遷移点を有する。
式中、nは、式(10)の複素屈折率であり、θiは、電界の入射角である。加えて、式(3)のモード整合した電界の垂直成分は、漸近的に以下の式になる。
これは、端子電圧において上げられた帯電端子の静電容量の絶縁されたコンポーネント上の自由電荷qfree=Cfree×VTに線形に比例する。
式中、球の直径は、2aであり、M=a/2hであって、hは、球形端子の高さである。これで理解することができるように、端子高さhの増大により、帯電端子の静電容量Cは、低減する。直径の約4倍(4D=8a)以上の高さの帯電端子T1の高度に対して、電荷分布は、球形端子回りでほぼ均一であり、これは、誘導表面導波モードへの結合を向上することができることを示すことができる。
式中、θiは、面法線に対して測定した従来の入射角である。
に対して測定したθiの入射角を有する入射面に平行に偏波された入射電界を示す。Γ‖(θi)=0である場合、入射電界の反射は存在しないことになり、したがって、入射電界は、損失性導電媒体203の表面に沿った誘導表面導波モードに完全に結合されることになる。入射角が以下の式であるとき、式(25)の分子は、ゼロになることを理解することができる。
式中、x=σ/ωεoである。この複素入射角(θi,B)は、ブルースター角と呼ばれる。式(22)に戻って、式(22)及び(26)の両方において同じ複素ブルースター角(θi,B)の関係が存在することを理解することができる。
幾何学的に、図5Aの例示は、電界ベクトルEを以下の式により得ることができることを示唆する。
場の比は以下の式であることを意味する。
これは、複素数であり、大きさ及び位相の両方を有する。領域2内の電磁波に対して、ウェーブチルト角(Ψ)は、領域1との境界界面での波面の法線と境界界面の接線との間の角度に等しい。これは、放射状の円筒状の誘導表面波に関する電磁波の等位相面及びそれらの法線を示す、図5Bでより容易に理解することができる。完全導体との境界界面(z=0)において、波面法線は、境界界面の接線に平行であり、結果としてW=0となる。しかし、損失性誘電体の場合では、波面法線がz=0で境界界面の接線に平行ではないため、ウェーブチルトWは存在する。
複素ブルースター角(θi,B)に等しい入射角で、式(25)のフレネル反射係数は、以下の式により示すように、ゼロになる。
式(22)の複素数の場の比を調整することにより、入射電界を、反射が低減又は除去される複素角で入射するように合成することができる。この比を
として確立することにより、結果として複素ブルースター角で入射する合成された電界となり、反射をゼロにする。
これは、hpの物理高(又は長さ)を有するモノポールに対するものである。この表現は、構造に沿った波源分布の大きさ及び位相に依存するため、実効高(又は長さ)は、一般的に複素数である。構造の分布電流I(z)の積分は、構造の物理高(hp)にわたって実行され、構造の底部(又は入力)を介して上向きに流れるグラウンド電流(I0)に対して正規化される。構造に沿って分配された電流は、以下の式により表現することができる。
式中、β0は、構造上を伝搬する電流に対する伝搬係数である。図3の例では、ICは、誘導表面導波プローブ200aの垂直構造に沿って分配される電流である。
式中、Vfは、構造上の速度係数であり、λ0は、供給される周波数での波長であり、λpは、速度係数Vfから結果として生じる伝搬波長である。位相遅延は、グラウンド(杭)電流I0に対して測定される。
式中、Φは、グラウンド(杭)電流I0に対して測定された全位相遅延である。その結果として、誘導表面導波プローブ200の電気的実効高は、以下の式により近似することができる。
この式は、物理的高さhp≪λ0である場合に対するものである。Φの角度(又は位相シフト)でのモノポールの複素実効高heff=hpは、ソース電界を誘導表面導波モードに整合させ、誘導表面波を損失性導電媒体203上に送出させるように、調整することができる。
電気的に、幾何学的パラメータは、帯電端子T1の電気的な実効高(heff)によって、以下の式により関連付けられる。
式中、Ψi,B=(π/2)−θi,Bは、損失性導電媒体の表面から測定されたブルースター角である。誘導表面導波モードに結合するために、ハンケル交差距離での電界のウェーブチルトは、電気的な実効高とハンケル交差距離の比として表現することができる。
物理的高さ(hp)及びハンケル交差距離(Rx)の両方が実数量であるため、ハンケル交差距離(Rx)での所望の誘導表面ウェーブチルト角(Ψ)は、複素実効高(heff)の位相(Φ)に等しい。これは、コイルの供給点での位相、したがって、式(37)の位相シフトを変更することにより、複素実効高の位相Φを操作して、ハンケル交差点121での誘導表面導波モードのウェーブチルト角Ψに整合させることができる(Φ=Ψ)ことを意味する。
式中、x=σ/ωεoであり、ω=2πfである。導電率σ及び比誘電率εrは、損失性導電媒体203の試験測定値により決定することができる。面法線から測定される複素ブルースター角(θi,B)もまた、式(26)から、以下の式のように決定することができる。
又は、以下の式のように図5Aに示すように表面から測定される。
ハンケル交差距離(WRx)でのウェーブチルトもまた、式(40)を使用して見出すことができる。
式(44)から理解することができるように、複素実効高(heff)は、帯電端子T1の物理的高さ(hp)に関連付けられた大きさ、及びハンケル交差距離(Rx)でのウェーブチルト角(Ψ)に関連付けられた位相遅延(Φ)を含む。これらの変数及び選択された帯電端子T1の構成を用いて、誘導表面導波プローブ200の構成を決定することが可能である。
式中、Hは、ソレノイドコイルの軸方向長さであり、Dは、コイル直径であり、Nは、コイルの巻数であり、s=H/Nは、コイルの巻線間隔(又はらせんピッチ)であり、λoは、自由空間の波長である。この関係に基づいて、ヘリカルコイルの電気長又は位相遅延は、以下の式により得られる。
らせんがらせん状に巻かれている、又は短くかつ太い場合、原理は同じであるが、Vf及びθcは、試験的測定により得る方がより容易である。ヘリカル伝送線の特性(波動)インピーダンスに対する表現もまた、以下の式のように導出されている。
式中、hwは、導体の垂直長さ(又は高さ)であり、aは、半径である(mks単位での)。ヘリカルコイルと同様に、垂直給電線導体の進行波の位相遅延は、以下の式により得ることができる。
式中、βwは、垂直給電線導体に対する伝搬位相定数であり、hwは、垂直給電線導体の垂直長さ(又は高さ)であり、Vwは、ワイヤ上の速度係数であり、λ0は、供給周波数での波長であり、λwは、速度係数Vwから結果として生じる伝搬波長である。均一な円筒形導体に対して、速度係数は、Vw≒0.94又は約0.93〜約0.98の範囲の定数である。支柱が均一な伝送線であると考えられる場合、その平均特性インピーダンスは、以下の式により近似することができる。
式中、均一な円筒形導体に対してVw≒0.94であり、aは、導体の半径である。単線給電線の特性インピーダンスに対するアマチュア無線文献で用いられてきた代替的表現は、以下の式により得ることができる。
式(51)は、単線フィーダに対するZwが周波数と共に変化することを意味する。位相遅延は、静電容量及び特性インピーダンスに基づいて決定することができる。
であり、式中、
であり、式(12)に示すようである。次に、影像電荷の複素数の間隔は、境界面が誘電体又は完全導体のいずれかである場合には発生しない追加の位相シフトに、外部電界が遭遇することを意味する。損失性導電媒体では、波面法線は、領域1と領域2との間の境界界面ではなくz=−d/2の導電性影像グラウンド平面130の接線に平行である。
損失性の地球133では、伝搬定数及び波動の特性インピーダンスは、以下の式である。
法線入射に対して、図8Bの等価表現は、特性インピーダンスが空気のもので(zo)、γoの伝搬定数を有し、長さがz1であるTEM伝送線と等価である。そのようにして、図8Cの短絡した伝送線に対して境界面で見た影像グラウンド平面のインピーダンスZinは、以下の式により得られる。
図8Cの等価モデルに関連付けられた影像グラウンド平面のインピーダンスZinを図8Aの法線入射波のインピーダンスに等しくして、z1について解くことにより、短絡(完全導電性影像グラウンド平面139)までの距離が、以下の式のように得られる。
式中、逆双曲線正接に対する級数展開の第一項のみがこの近似に関して考慮されている。空気領域142内では、伝搬定数は、γo=jβoであるので、Zin=jZotanβoz1(これは実数z1に対する単なる虚数である)であるが、zeは、σ≠0である場合に複素数値である。したがって、z1が複素距離である場合のみ、Zin=Zeである。
加えて、「影像電荷」は、実電荷に「等しくかつ反対」であることになるので、深さz1=−d/2での完全導電性影像グラウンド平面139の電位は、ゼロであることになる。
(式中、CTは、帯電端子T1の自己容量である)、垂直給電線導体221(図7)を「見上げて」見たインピーダンスは、以下の式により得られる。
コイル215(図7)を「見上げて」見たインピーダンスは、以下の式により得られる。
誘導表面導波プローブ200の底部で、損失性導電媒体203を「見下して」見たインピーダンスは、Z↓=Zinであり、これは以下の式により得られる。
式中、Zs=0である。
次に、電気的位相Φは、ウェーブチルト角に整合することができる。この角度(又は位相)の関係は、表面波を送出するときに次に考慮される。例えば、電気的位相遅延Φ=θc+θyは、コイル215(図7)の幾何学的パラメータ及び/又は垂直給電線導体221(図7)の長さ(又は高さ)を変更することにより調整することができる。Φ=Ψに整合することにより、境界界面で複素ブルースター角を有するハンケル交差距離(Rx)以上で電界を確立して、表面導波モードを励起して損失性導電媒体203に沿って進行波を送出することができる。
式中、cは光速である。複素屈折率は、以下の式である。
これは式(41)から得られ、式中、x=σ1/ωεoであり、ω=2πfoである。複素ブルースター角は、以下の式である。
これは式(42)から得られる。式(66)を使用して、ウェーブチルトの値は、以下の式として決定することができる。
したがって、ヘリカルコイルは、Φ=Ψ=40.614°に整合するように調整することができる。
式(49)から、垂直給電線導体の位相遅延は、以下の式である。
θc=28.974°=40.614°−11.640°であるようにヘリカルコイルの位相遅延を調整することにより、Φは、Ψに等しいことになり、誘導表面導波モードに整合する。ΦとΨとの間の関係を示すために、図11は、周波数の範囲にわたる両方のグラフを示す。Φ及びΨの両方が周波数依存であるため、それらの対応する曲線が約1.85MHzで互いに交差することがわかる。
式(35)からの伝搬係数は、以下の式である。
θc=28.974°で、ソレノイドコイルの軸方向長さ(H)は、式(46)を使用して、以下の式のように決定することができる。
この高さは、垂直給電線導体が接続されるヘリカルコイル上の位置を決定し、結果として、8.818巻(N=H/s)のコイルとなる。
導電性影像グラウンド平面の複素深さは、式(52)から、以下の式のように近似することができる。
導電性影像グラウンド平面と地球の物理的境界との間の対応する位相シフトは、以下の式により得られる。
式(65)を使用して、損失性導電媒体203(すなわち、地球)を「見下ろして」見たインピーダンスは、以下の式のように決定することができる。
そして境界でのリアクタンス成分は整合される。
垂直給電線導体を「見上げて」見たインピーダンスは、式(63)により、以下の式のように得られる。
式(47)を使用して、ヘリカルコイルの特性インピーダンスは、以下の式のように得られる。
コイルを「見上げて」見たインピーダンスは、式(64)により、以下の式のように得られる。
式(79)の解と比較すると、リアクタンス成分が反対かつおおよそ等しく、したがって、互いの共役であることを理解することができる。したがって、完全導電性影像グラウンド平面から図9A及び9Bの等価影像平面モデルを「見上げて」見たインピーダンス(Zip)は、抵抗のみ、又はZip=R+j0である。
の特徴的な指数関数的減衰を有し、両対数目盛上で独特の屈曲部109を呈する。
の項が優位である距離(≧Rx)で入射するように、図3の十分な高さH1(h≧RxtanΨi,B)である。無線伝送及び/又は電力供給系に役立つように、1つ以上の誘導表面導波プローブと共に、受信回路を用いることができる。
式中、ΦUは、上側帯電端子T1に適用される位相遅延であり、ΦLは、下側補償端子T2に適用される位相遅延であり、β=2π/λpは、式(35)からの伝搬係数であり、hpは、帯電端子T1の物理的高さであり、hdは、補償端子T2の物理的高さである。追加のリード長さを考慮する場合、それらは、帯電端子リード長さzを帯電端子T1の物理的高さhpに、及び補償端子リード長さyを補償端子T2の物理的高さhdに加えることにより、以下の式に示すように考慮することができる。
より低い実効高を使用して、全実効高(hTE)を調整し、図5Aの複素実効高(heff)に等しくすることができる。
これは、ウェーブチルトWの定義に等しい。最後に、所望のハンケル交差距離Rxであるとして、hTEを調整して、入射光線のウェーブチルトをハンケル交差点121で複素ブルースター角に整合させることができる。これは、hp、ΦU、及び/又はhdを調整することにより、実現することができる。
代替の実施形態では、補償端子T2は、高さhdに配置することができ、ここで、Im{ΦL}=0である。これを、図15Aにグラフで示し、この図は、ΦUの虚部及び実部のグラフ、それぞれ172及び175を示す。補償端子T2は、高さhdに配置され、ここで、グラフ172で図示するようにIm{ΦU}=0である。この固定した高さで、コイルの位相ΦUは、グラフ175で図示するようにRe{ΦU}から決定することができる。
式中、I1は、第1の帯電端子T1上の電荷Q1を供給する誘導電流であり、I2は、第2の帯電端子T2上の電荷Q2を供給する誘導電流である。上側帯電端子T1上の電荷Q1は、Q1=C1V1により決定され、式中、C1は、帯電端子T1の絶縁静電容量である。Leontovich境界条件に従い、第1の帯電端子上の持ち上げられた振動する電荷Q1の準静的電界により注入された損失性導電媒体203内の放射電流寄与である、
により得られる上述したJ1に対する第3の成分が存在することに留意されたい。量Zρ=jωμo/γeは、損失性導電媒体の放射インピーダンスであり、式中、γe=(jωμ1σ1−ω2μ1ε1)1/2である。
に対して、π/4付近に1つ及び5π/4付近に1つの、2つの根が存在するためである。適切に調整された合成放射表面電流は、以下の式である。
これは式(17)と一致していることに留意されたい。マクスウェル方程式により、そのようなJ(ρ)の表面電流は、自動的に、以下の式に従う電界を生成する。
したがって、整合されることになる誘導表面波モードに対する遠方の表面電流|J2|と近接の表面電流|J1|との間の位相の差は、式(1)〜(3)と一致する式(93)〜(95)のハンケル関数の特性に起因する。式(1)〜(6)及び(17)並びに式(92)〜(95)によって表現される電界は、地上波の伝搬に関連付けられた放射電磁界ではなく、損失性の境界面に拘束された伝送線モードの性質を有することを認識することは重要である。
式中、Eincは、1V/mでの線状プローブ303上に誘導された入射電界の強度であり、dlは、線状プローブ303の方向に沿った積分の要素であり、heは、線状プローブ303の実効高である。電気的負荷315は、インピーダンス整合ネットワーク318を介して出力端子312に結合される。
式中、εrは、比誘電率を含み、σ1は、受信構造の位置での損失性導電媒体203の導電率であり、εoは、自由空間の誘電率であり、ω=2πfであり、fは、励起の周波数である。したがって、ウェーブチルト角(Ψ)は、式(97)から決定することができる。
式中、Vfは、構造上の速度係数であり、λ0は、供給される周波数での波長であり、λpは、速度係数Vfから結果として生じる伝搬波長である。位相遅延(θc+θy)のうちの1つ又は両方を調整して、位相シフトΦをウェーブチルト角(Ψ)に整合することができる。例えば、図18BのコイルLR上のタップ位置を調整して、コイルの位相遅延(θc)を調整し、全位相シフトをウェーブチルト角に整合する(Φ=Ψ)ことができる。例えば、コイルの一部分を、図18Bに示すようにタップ接続により回避することができる。垂直供給線導体もまた、タップを介してコイルLRに接続することができ、コイル上のタップの位置を調整して、全位相シフトをウェーブチルト角に整合することができる。
式中、
である。地球の上の垂直に偏波したソースに対して、複素影像平面の深さは、以下の式により得られる。
式中、μ1は、損失性導電媒体203の透磁率であり、ε1=εrεoである。
(式中、CRは、帯電端子TRの自己容量である)、同調共振器306aの垂直供給線導体を「見上げて」見たインピーダンスは、以下の式により得られる。
同調共振器306aのコイルLRを「見上げて」見たインピーダンスは、以下の式により得られる。
損失性導電媒体203を「見下ろして」見たリアクタンス成分(Xin)を同調共振器306aを「見上げて」見たリアクタンス成分(Xbase)と整合することにより、誘導表面導波モードへの結合を最大化することができる。
式中、Fは、結合した磁束であり、μrは、磁気コイル309のコアの実効比透磁率であり、μoは、自由空間の透磁率であり、
は、入射磁界強度ベクトルであり、
は、巻きの断面区間に垂直な単位ベクトルであり、ACSは、それぞれのループによって囲まれた区間である。磁気コイル309の断面区間にわたって均一な入射磁界への最大結合に向けたN巻きの磁気コイル309に対して、磁気コイル309の出力端子330で発生する開回路で誘導された電圧は、以下の式である。
式中、これらの変数は、上記で定義されている。磁気コイル309は、場合によって、分布した共振器として、又はその出力端子330にわたる外部コンデンサを有してのいずれかで、誘導表面波の周波数に同調して、次に、共役インピーダンス整合ネットワーク333を介して外部電気的負荷336にインピーダンス整合することができる。
Claims (15)
- エネルギ消費ノードであって、
テレストリアル媒体に沿って進行する誘導表面波から電気エネルギを得るように構成された誘導表面波受信構造と、
分配系であって、前記誘導表面波受信構造の出力に結合され、前記得られた電気エネルギを、前記分配系に結合可能な電気的負荷に分配するように構成され、前記電気的負荷は前記誘導表面波を生成している誘導表面導波プローブに結合される励起源において負荷として経験される、分配系と、
を備えることを特徴とするノード。 - 前記分配系が、前記誘導表面波受信構造から前記電気的負荷への電力伝送を最大化するために前記誘導表面波受信構造の出力と前記電気的負荷の入力との間に結合されたインピーダンス整合ネットワークを含むことを特徴とする請求項1に記載のノード。
- 前記誘導表面波によって得られた前記電気エネルギが、動作周波数の交流(AC)を含み、前記分配系が、
前記ACを直流(DC)に変換するために前記誘導表面波受信構造と前記電気的負荷との間に結合されたAC/DCコンバータと、
DC電圧レギュレータであって、前記DC電圧レギュレータの出力に結合可能なDC電力バスの電圧レベルを特定の電圧範囲内に維持するために前記AC/DCコンバータの出力に結合された、DC電圧レギュレータと、
を含むことを特徴とする請求項1又は2のいずれか一項に記載のノード。 - 前記分配系が、
前記DC電力バスに結合されたDC負荷センターと、
前記DC負荷センターに結合された少なくとも1つのDC電源コンセントであって、前記電気的負荷の電源接続を受けてDC電力を前記電気的負荷に提供するように構成された、DC電源コンセントと、
を含むことを特徴とする請求項3に記載のノード。 - 前記分配系が、前記DC負荷センターで、前記DC電力バスの前記電圧レベルと異なる電圧レベルのDC電力を提供するために、前記DC電力バスと前記DC負荷センターの入力との間に結合されたDC/DCコンバータを含むことを特徴とする請求項4に記載のノード。
- 前記分配系が、
前記DCを少なくとも1つの所定電圧及び周波数のACに変換するために前記DC電力バスに結合されたDC/AC電力インバータ装置と、
前記DC/AC電力インバータ装置の出力に結合されたAC負荷センターと、
前記AC負荷センターに結合された少なくとも1つのAC電源コンセントであって、前記電気的負荷の電源接続を受けてAC電力を前記電気的負荷に提供するように構成された、AC電源コンセントと、
を含むことを特徴とする請求項3乃至5のいずれか一項に記載のノード。 - 前記DC/AC電力インバータ装置が、複数の前記所定電圧を提供するように相互接続された少なくとも2つのDC/AC電力インバータを含むことを特徴とする請求項3乃至6のいずれか一項に記載のノード。
- 前記誘導表面波によって得られた前記電気エネルギが、動作周波数及び公称電圧の交流(AC)を含み、前記分配系が、
前記公称電圧を前記電気的負荷に適合した異なる電圧に変換し、前記異なる電圧を前記動作周波数で特定の電圧範囲内に維持するために前記誘導表面波受信構造と前記電気的負荷との間に結合されたAC電圧コンバータを含むことを特徴とする請求項1乃至7のいずれか一項に記載のノード。 - 前記DC電力バスに結合可能なバックアップDC電源と、
前記誘導表面波受信構造からの前記得られた電気エネルギの遮断を感知し、遮断に応答して前記DC電力レギュレータを前記DC電力バスから切断し、前記誘導表面波受信構造からの電気エネルギ受信が復旧するまでDCバックアップ電源を前記DC電力バスに接続するための電力切り替え回路と、
を備えることを特徴とする請求項3乃至8のいずれか一項に記載のノード。 - 前記ノードが建造物を含み、前記誘導表面波受信構造が、
前記建造物の上部に配置されたグラウンド電流励起コイルと、
前記建造物の上の帯電端子であって、垂直給電線導体を介して前記コイルの上部端子に電気的に結合された、帯電端子と、
前記テレストリアル媒体内の接地杭であって、前記コイルの下部端子に電気的に結合された、接地杭と、
を含む、同調した共振器であることを特徴とする請求項1乃至9のいずれか一項に記載のノード。 - 前記ノードが建造物を含み、前記誘導表面波受信構造が、磁気コイルであって、前記磁気コイルのためのボビンとして前記建造物の少なくともいくつかの構造要素を用いて形成された、磁気コイルであることを特徴とする請求項1乃至10のいずれか一項に記載のノード。
- エネルギ消費ノードであって、
損失性導電媒体に沿って進行する誘導表面波から電気エネルギを得るための誘導表面波受信構造であって、
前記損失性導電媒体の上方にある帯電端子と、
前記帯電端子と前記損失性導電媒体との間に結合された受信器ネットワークであって、前記誘導表面波に関連付けられたウェーブチルト角(Ψ)であって、前記誘導表面波受信構造の近傍における前記損失性導電媒体の特性に少なくとも部分的に基づいた、ウェーブチルト角(Ψ)に整合する位相遅延(Φ)を有する、受信器ネットワークと、
を有する、誘導表面波受信構造と、
分配系であって、受信された電気エネルギを前記分配系に結合可能な電気的負荷に分配するために前記誘導表面波受信構造に結合された、分配系と、
を備えることを特徴とするノード。 - 前記ノードが建造物を含み、前記分配系が前記建造物内にあることを特徴とする請求項12に記載のノード。
- 前記ノードが建造物を含み、前記分配系の少なくとも一部が、異なる建造物内にあることを特徴とする請求項12又は13に記載のノード。
- 前記ノードが建造物を含み、前記誘導表面波受信構造が、前記建造物に隣接して配置されることを特徴とする請求項13に記載のノード。
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