CN108352708A - 对于引导表面波接收的能量消耗节点的适配 - Google Patents
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Abstract
在一个示例中公开了一种能量消耗节点。该节点包括被配置为从沿着地面介质行进的引导表面波获得电能的引导表面波接收结构。该节点还包括分布系统,该分布系统被耦合到引导表面波接收结构并且被配置为将获得的电能分布到可耦合到分布系统的电负载。
Description
相关申请的交叉引用
本申请要求于2015年9月9日提交并且被授予申请号14/849,372的、题目为“Adaptation of Energy Consumption Node for Guided Surface Wave Reception”的共同未决(co-pending)美国非临时申请的优先权和权益,并且其全部内容通过引用并入本文。
本申请涉及题目为“Excitation and Use of Guided Surface Wave Modes onLossy Media”的共同未决的美国非临时专利申请,其于2013年3月7日提交并且被授予申请号13/789,538,并且其于2014年9月11日以公开号US2014/0252886A1进行公开,并且其全部内容通过引用并入本文。本申请还涉及题目为“Excitation and Use of Guided SurfaceWave Modes on Lossy Media”的共同未决的美国非临时专利申请,其于2013年3月7日提交并且被授予申请号13/789,525,并且其于2014年9月11日以公开号US2014/0252865A1进行公开,并且其全部内容通过引用并入本文。本申请还涉及题目为“Excitation and Use ofGuided Surface Wave Modes on Lossy Media”的共同未决的美国非临时专利申请,其于2014年9月10日提交并且被授予申请号14/483,089,并且其全部内容通过引用并入本文。本申请还涉及题目为“Excitation and Use of Guided Surface Waves”的共同未决的美国非临时专利申请,其于2015年6月2日提交并且被授予申请14/728,507,并且其全部内容通过引用并入本文。本申请还涉及题目为“Excitation and Use of Guided Surface Waves”的共同未决的美国非临时专利申请,其于2015年6月2日提交并且被授予申请号14/728,492,并且其全部内容通过引用并入本文。
背景技术
一个多世纪以来,通过无线电波发送的信号涉及使用传统的天线结构发射的辐射场。与无线电科学相反,上个世纪的电功率分布系统涉及沿导电体引导的能量的传输。自20世纪初以来,这种对射频(radio frequency,RF)和功率传输之间区别的理解就已存在。
发明内容
本公开的实施例涉及引导表面波接收的能量消耗的系统和方法。
在一个实施例中,其中,能量消耗节点包括引导表面波接收结构,其被配置为从沿着地面介质行进的引导表面波获得电能。能量消耗节点还包括耦合到引导表面波接收结构的输出的分布系统。分布电系统被配置为将所获得的电能分布到可耦合到分布系统的电负载。电负载作为耦合到生成引导表面波的引导表面波导探头的激励源处的负载。
在另一实施例中,其中,能量消耗节点包括引导表面波接收结构,以从沿有损传导介质行进的引导表面波获得电能。接收结构具有在有损传导介质上升高的电荷端子、和接收器网络。接收器网络被耦合在电荷端子和有损传导介质之间,具有匹配与引导的表面波相关联的波倾斜角(Ψ)的相位延迟(Φ)。波倾角(Ψ)至少部分基于接收结构附近的有损传导介质的特性。能量消耗节点还包括耦合到导波接收表面结构的分布系统,以将接收到的电能分布到可耦合到分布系统的电负载。
在另一实施例中,用于适配对于引导表面波接收的能量消耗节点的方法包括在节点处安装引导表面波接收结构以接收以沿着地面介质行进的引导表面波的形式的电能,以及将在引导表面波接收结构处接收到的电能供应给耦合到引导表面波接收结构的电负载。
本公开的其他系统、方法、特征和优点对于本领域技术人员在研究以下附图和详细描述后将会或者变得显而易见。旨在将所有这些附加的系统、方法、特征和优点包括在本说明书内、在本公开的范围内,并且由所附权利要求保护。
另外,所描述的实施例的所有可选的和优选的特征以及修改可用于在此教导的整个公开内容的所有方面。此外,从属权利要求的各个特征以及所描述的实施例的所有可选的和优选的特征以及修改可以彼此组合并且可互换。
附图说明
参考以下附图可以更好地理解本公开的许多方面。附图中的组件不一定是按比例的,而是将重点放在清楚地图示本公开的原理上。而且,在附图中,相似的附图标记指定遍及多个视图的对应的部分。
图1是描绘作为用于引导电磁场和辐射电磁场的距离的函数的场强的图表。
图2是图示根据本公开的各种实施例的具有用于引导表面波的发送的两个区域的传播界面的图。
图3是图示根据本公开的各种实施例的针对图2的传播界面布置的引导表面波导探头的图。
图4是根据本公开的各种实施例的一阶汉克尔(Hankel)函数的逼近和远离渐近线的幅度的示例的绘图。
图5A和5B是图示根据本公开的各种实施例的由引导表面波导探头合成的电场的复数入射角(complex angle of incidence)的图。
图6是图示根据本公开的各种实施例的位于图5A的电场与有损传导介质以布鲁斯特(Brewster)角相交的位置处的电荷端子的升高的效果的图形表示。
图7是根据本公开的各种实施例的引导表面波导探头的示例的图形表示。
图8A至8C是图示根据本公开的各种实施例的图3和图7的引导表面波导探头的等效镜像平面模型的示例的图形表示。
图9A和9B是图示根据本公开的各种实施例的图8B和图8C的等效镜像平面模型的单线传输线和经典传输线模型的示例的图形表示。
图10是图示根据本公开的各种实施例的调整图3和图7的引导表面波导探头以沿着有损传导介质的表面发射引导表面波的示例的流程图。
图11是图示根据本公开的各种实施例的在图3和图7的引导表面波导探头的波倾斜角与相位延迟之间的关系的示例的图。
图12是图示根据本公开的各种实施例的引导表面波导探头的示例的图。
图13是图示根据本公开的各种实施例的以复数布鲁斯特角入射合成电场以匹配在汉克尔交叉距离处的引导表面波导模式的图形表示。
图14是根据本公开的各种实施例的图12的引导表面波导探头的示例的图形表示。
图15A包括根据本公开的各种实施例的引导表面波导探头的电荷端子T1的相位延迟(ΦU)的虚部和实部的示例的绘图。
图15B是根据本公开的各种实施例的图14的引导表面波导探头的示意图。
图16是图示根据本公开的各种实施例的引导表面波导探头的示例的图。
图17是根据本公开的各种实施例的图16的引导表面波导探头的示例的图形表示。
图18A至18C描绘了根据本公开的各种实施例的可用于接收以由引导表面波导探头发射的引导表面波形式发送的能量的接收结构的示例。
图18D是图示根据本公开的各种实施例的调整接收结构的示例的流程图。
图19描绘了接收根据本公开的各种实施例的可用于接收以由引导表面波导探头发射的引导表面波形式发送的能量的附加的接收结构的示例。
图20A至图20E是根据本公开的实施例的参考本公开可用的各种示意性符号的示例。
图21是根据本公开的实施例的能量消耗节点的框图。
图22A是根据本公开的实施例的具有调谐的谐振器引导表面波接收结构的能量消耗节点的示意性透视表示。
图22B是根据本公开的实施例的图22A的能量消耗节点的示意性外部表示。
图23A是根据本公开的实施例的具有调谐的谐振器引导表面波接收结构的另一能量消耗节点的示意性透视表示。
图23B是根据本公开的实施例的图23A的能量消耗节点的示意性外部表示。
图24A是根据本公开的实施例的具有磁线圈引导表面波接收结构的能量消耗节点的示意性透视表示。
图24B是根据本公开的实施例的具有磁线圈引导表面波接收结构的另一能量消耗节点的示意性透视表示。
图25A是根据本公开的实施例的具有线性探头引导表面波接收结构的能量消耗节点的示意性透视表示。
图25B是根据本公开的实施例的图25A的能量消耗节点的示意性外部表示。
图26是根据本公开的实施例的一组能量消耗节点的示意图。
图27是根据本公开的实施例的包括可与图21至图26的引导表面波接收结构一起使用的功率分布系统的能量消耗节点的电气框图。
图28A至图28C是根据本公开的实施例的可与图27的分布系统一起使用的DC到AC功率逆变器装置的示意性框图。
图29是根据本公开的实施例的适配对于引导表面波接收的能量消耗节点的方法的流程图。
具体实施方式
首先,应该建立一些术语来提供对所遵循的概念的讨论中的清晰。首先,如本文所设想的,在辐射电磁场和引导电磁场之间划清形式区别。
如本文所设想的,辐射电磁场包括以不受波导限制的波的形式从源结构发出的电磁能。例如,辐射电磁场通常是离开诸如天线的电气结构并通过大气或其他介质传播并且不受任何波导结构限制的场。一旦辐射电磁波离开诸如天线的电气结构,它们就继续在独立于它们的源的传播介质(例如空气)中传播,直到它们耗散为止,而不管源是否继续操作。一旦辐射电磁波,除非被截获,否则它们是不可恢复的,并且如果不被截获,则辐射的电磁波中固有的能量永远损失。诸如天线的电气结构被设计为通过最大化辐射电阻与结构损耗电阻的比率来辐射电磁场。无论接收器是否存在,辐射的能量都会在空间中传播并损失。辐射场的能量密度由于是几何发散所以是距离的函数。因此,本文使用的以其所有形式的术语“辐射”是指电磁传播的这种形式。
引导电磁场是其能量集中在具有不同电磁特性的介质之间的边界内或附近的传播电磁波。在这个意义上,引导电磁场是受限于波导的电磁场,并且可以被表征为由在波导中流动的电流传送。如果没有负载接收和/或耗散在引导电磁波中传送的能量,则除了在引导介质的传导性中被耗散之外,不会有能量损失。换句话说,如果没有用于引导电磁波的负载,则不会消耗能量。因此,除非存在电阻性负载,否则生成引导电磁场的发生器或其他源不会传递真实功率。为此,这样的发生器或其他源基本上空闲地运行直到出现负载。这类似于运行发生器以产生在没有电负载的电力线上传输的60赫兹电磁波。应该注意的是,引导电磁场或波与所谓的“传输线模式”是等同的。这与其中为了生成辐射波而始终提供真实功率的辐射电磁波形成对比。与辐射电磁波不同,在能量源关闭之后,引导电磁能量不会继续沿有限长度的波导传播。因此,本文使用的以其所有形式的术语“引导”是指电磁传播的这种传输模式。
现在参考图1,所示出的是在以伏特/米为单位的任意基准以上的以分贝(dB)为单位的场强的曲线图100,其作为log-dB曲线图上的以千米为单位的距离的函数,以进一步图示辐射电磁场和引导电磁场之间的区别。图1的图形100描绘了引导场强曲线103,其示出了作为距离的函数的引导电磁场的场强度。该引导场强曲线103与传输线模式基本相同。而且,图1的图形100描绘辐射场强曲线106,其示出作为距离的函数的辐射电磁场的场强。
感兴趣的是分别用于引导波和用于辐射传播的曲线103和曲线106的形状。辐射场强曲线106几何地下降(1/d,其中d是距离),其在对数-对数坐标上被描绘为直线。另一方面,引导场强曲线103具有特性指数衰减并且在对数-对数坐标上表现出区别的拐点109。引导场强曲线103和辐射场强曲线106在点112处相交,其发生在穿越距离(crossing distance)处。在小于交叉点112处的穿越距离的距离处,引导电磁场的场强在大多数位置处明显大于辐射电磁场的场强。在大于穿越距离的距离处,情况正好相反。因此,引导场强曲线103和辐射场强曲线106进一步图示了引导电磁场和辐射电磁场之间的基本传播差异。对于引导电磁场和辐射电磁场之间的差异的非正式讨论,可参考Milligan,T.,Modern Antenna Design,McGraw-Hill,1985年第1版,第8-9页,其通过引用整体并入本文中。
以上所做的辐射电磁波和引导电磁波之间的区别容易正式地表达,并置于严格的基础上。这两种不同的解决方案可以从同一个线性偏微分等式显露出来,即波动方程,从施加于问题的边界条件解析出来。用于波动方程的格林(Green)函数本身包含了辐射波和引导波的本质之间的区别。
在真空中,波动方程是微分算子,其特征函数拥有在复数波数平面上的特征值的连续谱。这个横向电磁(transverse electro-magnetic,TEM)场被称为辐射场,并且那些传播场被称为“赫兹(Hertzian)波”。然而,在存在传导边界的情况下,波动方程数学地加上边界条件导致波数的频表示,其由连续频谱加上离散谱的总和组成。为此,可参考Sommerfeld,A.,“Uber die Ausbreitung der Wellen in der DrahtlosenTelegraphie,”Annalen der Physik,Vol.28,1909,第665-736页。另见Sommerfeld,A.,“Problems of Radio,”;Collin,R.E.,其被公开于Partial Differential Equations in Physics–Lectures on Theoretical Physics:Volume VI的第六章,Academic Press,1949年,第236-289和295-296页;Collin,R.E.,“Hertzian Dipole Radiating Over a LossyEarth or Sea:Some Early and Late 20th Century Controversies,”IEEE Antennas and Propagation Magazine,Vol.46,No.2,2004年4月,第64-79页;以及Reich,H.J.,Ordnung,P.F,Krauss,H.L.,and Skalnik,J.G.,Microwave Theory and Techniques,Van Nostrand,1953年,第291-293页,这些参考文献中的每一个都通过引用整体并入本文。
术语“地波”和“表面波”标识两个截然不同的物理传播现象。表面波从产生平面波频谱中的离散分量的不同的极点分析地出现。参见例如Cullen,A.L.的“The Excitationof Plane Surface Waves”,(Proceedings of the IEE(British),Vol.101,Part IV,1954年8月,第225-235页)。在这种情况下,表面波被认为是引导表面波。表面波(在Zenneck-Sommerfeld引导波意义上)物理地和数学地与地波(在Weyl-Norton-FCC意义上)不同,地波现在对无线电广播非常熟悉。这两种传播机制起因于在复平面上不同类型的特征值谱(连续或离散)的激励。如图1的曲线103所示,引导表面波的场强随距离呈指数函数衰减(非常类似于有损波导中的传播)并且类似于与地波的经典赫兹辐射相反的径向传输线中的传播,其球形地传播、具有特征值的连续、如图1的曲线106所示的几何地下降、并且来自分支切割积分。正如由C.R.Burrows在“The Surface Wave in Radio Propagation over PlaneEarth”(Proceedings of the IRE,Vol.25,No.2,1937年2月,第219-229页)和“TheSurface Wave in Radio Transmission”(Bell Laboratories Record,Vol.15,1937年6月,第321-324页)中实验地证明的,垂直天线辐射地波,但不发射引导表面波。
总而言之,首先,对应于分支切割积分的波数特征值谱的连续部分产生辐射场,并且其次,离散谱以及由被积分的轮廓包围的极点引起的相应的残差和导致非TEM行进表面波,其在横向于传播的方向上呈指数衰减。这种表面波是引导传输线模式。为了进一步解释,可以参考Friedman,B.,Principles and Techniques of Applied Mathematics,Wiley,1956年,第214、283-286、290、298-300页。
在自由空间中,天线激励了波动方程的连续特征值,其是辐射场,其中具有Ez和Hφ同相的向外传播RF能量永远损失。另一方面,波导探头激励离散特征值,这导致传输线传播。参见Collin,R.E.,Field Theory of Guided Waves,McGraw-Hill,1960年,第453、474-477页。尽管这样的理论分析已经维持了在有损均匀(homogeneous)介质的平面或球面上发射开放表面引导波的假设可能性,但是在一个多世纪以来,工程技术中还没有已知的结构已经存在,用于以任何实际效率来实现这一点。不幸的是,由于它出现在20世纪初期,所以以上提出的理论分析已经基本上只剩下理论,并且还没有已知的结构用于实际上实现在有损均匀介质的平面或球面上发射开放表面引导波。
根据本公开的各种实施例,描述了各种引导表面波导探头,其被配置为激励沿着有损传导介质的表面耦合到引导表面波导模式的电场。这种引导电磁场在幅度和相位上与有损传导介质表面上的引导表面波模式基本上模式匹配。这种引导表面波模式也可以被称为Zenneck波导模式。由于本文描述的引导表面波导探头激励的合成场与有损传导介质表面上的引导表面波导模式基本上模式匹配的事实,沿着有损传导介质的表面发射以引导表面波形式的引导电磁场。根据一个实施例,有损传导介质包括诸如地球的陆地介质。
参考图2,所示的是传播界面,其提供对由Jonathan Zenneck在1907年推导的麦克斯韦方程的边界值解的检查,如在他的论文Zenneck,J.,“On the Propagation of PlaneElectromagnetic Waves Along a Flat Conducting Surface and their Relation toWireless Telegraphy,”Annalen der Physik,Serial 4,Vol.23,1907年9月20日,第846-866页中所提出的。图2示出了用于沿着被指定为区域1的有损传导介质和被指定为区域2的绝缘体之间的界面径向地传播波的圆柱坐标。区域1可以包括例如任何有损传导介质。在一个示例中,这样的有损传导介质可以包括诸如地球或其他介质的陆地介质。区域2是与区域1共享边界界面并且相对于区域1具有不同构成参数的第二介质。区域2可以包括例如任何绝缘体,诸如大气或其他介质。这种边界界面的反射系数仅对于在复数布鲁斯特角处的入射达到零。参见Stratton,J.A.,Electromagnetic Theory,McGraw-Hill,1941年,第516页。
根据各种实施例,本公开提出了各种引导表面波导探头,其产生与包括区域1的有损传导介质的表面上的引导表面波导模式基本上模式匹配的电磁场。根据各种实施例,这种电磁场基本上合成了以能够导致零反射的有损传导介质的复数布鲁斯特角入射的波前。
为了进一步解释,在区域2中,假定ejωt场变化,并且其中ρ≠0且z≥0(其中z是垂直于区域1的表面的垂直坐标,并且ρ是圆柱坐标中的径向维度),满足沿着界面的边界条件的麦克斯韦方程组的Zenneck的闭形精确解由以下电场和磁场分量表示:
在区域1中,假定ejωt场变化,并且其中ρ≠0和z≤0,满足沿着界面的边界条件的麦克斯韦方程组的Zenneck的闭形精确解由以下电场和磁场分量表示:
在这些表达式中,z是垂直于区域1的表面的垂直坐标,ρ是径向坐标,是第二类的n阶复变汉克尔函数,u1是区域1中正垂直(z)方向上的传播常数,u2是区域2中垂直(z)方向上的传播常数,σ1是区域1的传导率,ω等于2,其中f是激励的频率,εo是自由空间的介电常数,ε1是区域1的介电常数,A是由源施加的源常数,以及γ是表面波径向传播常数。
±z方向上的传播常数通过在区域1和区域2之间的界面以上和以下分离波动方程来确定,并施加边界条件。在区域2中,该运用(exercise)给出,
并且在区域1中,给出:
u1=-u2(εr-jx) (8)
径向传播常数γ由下式给出:
这是一个复数表达式,其中n是复折射率,由下式给出:
在所有的上述等式中,
其中εr包括区域1的相对介电常数,σ1是区域1的传导率,εo是自由空间的介电常数,以及μo包括自由空间的磁导率。因此,所产生的表面波平行于界面传播,并垂直于界面指数地衰减。这已知为消散(evanescence)。
因此,等式(1)-(3)可以被认为是圆柱对称的、径向传播波导模式。参见Barlow,H.M.,和Brown,J.,Radio Surface Waves,牛津大学出版社,1962年,第10-12、29-33页。本公开详述激励这种“开放边界”波导模式的结构。具体地,根据各种实施例,引导表面波导探头被提供给适当尺寸的电荷端子,该电荷端子被馈送电压和/或电流并且相对于区域2和区域1之间的边界界面被放置。参考图3,这可以被更好地理解,图3示出了引导表面波导探头200a的示例,该引导表面波导探头200a包括沿垂直轴线z升高到有损传导介质203(例如地球)上方的电荷端子T1,垂直轴线z正交于由有损传导介质203呈现的平面。有损传导介质203构成区域1,并且第二介质206构成区域2并与有损传导介质203共享边界界面。
根据一个实施例,有损传导介质203可以包括诸如行星地球的陆地介质。为此,这样的陆地介质包括其上包括的所有结构或构造,无论是自然的还是人造的。例如,这样的陆地介质可以包括诸如岩石、土壤、沙子、淡水、海水、树木、植物之类的自然元素以及构成我们的星球的所有其他自然元素。另外,这种陆地介质可以包括人造元素,诸如混凝土、沥青、建筑材料和其他人造材料。在其他实施例中,有损传导介质203可以包括除地球之外的一些介质,不管是天然存在的还是人造的。在其他实施例中,有损传导介质203可以包括其他介质,诸如人造表面和诸如汽车、飞机、人造材料(诸如胶合板、塑料片或其他材料)或其它介质的结构。
在有损传导介质203包括陆地介质或地球的情况下,第二介质206可以包括地面以上的大气。因此,大气可以被称为“大气介质”,它包含空气和构成地球的大气的其他元素。另外,第二介质206可能包括相对于有损传导介质203的其他介质。
引导表面波导探头200a包括馈送网络209,馈送网络209经由例如垂直馈送线导体将激励源212耦合到电荷端子T1。根据各种实施例,电荷Q1被施加在电荷端子T1上以基于在任何给定时刻施加到端子T1的电压来合成电场。根据电场(E)的入射角(θi),可以使电场基本上模式匹配到包括区域1的有损传导介质203的表面上的引导表面波导模式。
通过考虑等式(1)-(6)的Zenneck闭型解,区域1和区域2之间的Leontovich阻抗边界条件可以表示为:
其中是正垂直(+Z)方向上的单位法线,以及是上述等式(1)表示的区域2中的磁场强度。等式(13)意味着等式(1)-(3)中指定的电场和磁场可以导致沿着边界界面的径向表面电流密度,其中径向表面电流密度可以通过下式指定:
其中A是常数。此外,应该注意的是,趋近(close-in)到引导表面波导探头200(对于ρ<<λ),上面的等式(14)具有性态(behavior):
负号表示当源电流(Io)如图3所示垂直向上流动时,“趋近”地电流径向向内流动。通过用于Hφ“趋近”的场匹配,可以确定:
其中,在等式(1)-(6)和(14)中,q1=C1V1。因此,等式(14)的径向表面电流密度可以重新表示为:
由等式(1)-(6)和(17)表示的场具有受限于有损界面(而不是与地波传播相关的辐射场)的传输线模式的性质。参见Barlow,H.M.和Brown,J.,Radio Surface Waves,牛津大学出版社,1962年,第1-5页。
在这一点上,针对这些波动方程的解,提供等式(1)-(6)和(17)中使用的汉克尔函数的性质的回顾(review)。人们可以观察到,第一类和第二类的n阶汉克尔函数被定义为第一类和第二类的标准贝塞尔(Bessel)函数的复数组合:
这些函数分别表示径向向内传播的圆柱形波和径向向外传播的圆柱形波该定义类似于关系e±jx=cos x±j sin x。参见,例如,Harrington,R.F.,Time- Harmonic Fields,McGraw-Hill,1961年,第460-463页。
是一个输出波,其可以从它的大幅角(argument)渐近性态中识别出来,该大幅角渐近性态从Jn(x)和Nn(x)的系列定义中直接获得,从引导表面波导探头的远离(far-out):
当乘以ejωt时,其是具有空间变化的形式ej(ωt-kρ)的向外传播的圆柱形波。可以从等式(20a)确定一阶(n=1)的解:
趋近到引导表面波导探头(对于ρ<<λ),一阶和二阶汉克尔函数表现为:
请注意,这些渐近表达式是复数量(complex quantities)。当x是实数时,等式(20b)和(21)在相位上相差其对应于45°的额外相位提前或“相位提升”或等同于λ/8。第二类的一阶汉克尔函数的趋近或远离渐近线具有汉克尔“交叉”或转折点,在这里,它们在ρ=Rx的距离处的幅度相等。
因此,在汉克尔交叉点之外,“远离”表示相对于汉克尔函数的“趋近”表示占优势。到汉克尔交叉点(或汉克尔交叉点距离)的距离可以通过使对于-jγρ的等式(20b)和(21)相等进行求解,并求解Rx。在x=σ/ωεo的情况下,可以看出,远离和趋近汉克尔函数渐近线是频率相关的,随着频率降低,汉克尔交叉点移出。还应该注意的是,汉克尔函数渐近线也可以随着有损传导介质的传导率(σ)变化而变化。例如,土壤的传导率可以随着天气条件的变化而变化。
参考图4,所示的是1850kHz的操作频率下、对于σ=0.010mhos/m的传导率和相对介电常数εr=15的区域1,等式(20b)和(21)的一阶汉克尔函数的幅度的曲线图。曲线115是等式(20b)的远离(far-out)渐近线的幅度,并且曲线118是等式(21)的趋近(close-in)渐近线的幅度,其中汉克尔交叉点121出现在Rx=54英尺的距离处。虽然幅度相等,但在汉克尔交叉点121处的两条渐近线之间存在相位偏移。也可以看出,汉克尔交叉距离远小于操作频率的波长。
考虑到区域2中Zenneck闭形解的等式(2)和(3)给出的电场分量,可以看出,Ez和Eρ的比率渐近地传递到
其中,n是等式(10)的复折射率,并且θi是电场的入射角。另外,等式(3)的模式匹配电场的垂直分量渐近地传递到
其与端电压处升高的电荷端子的电容的隔离分量上的自由电荷线性地成比例,qfree=Cfree×VT。
例如,图3中升高的电荷端子T1的高度H1影响电荷端子T1上的自由电荷的量。当电荷端子T1接近区域1的地平面时,该端子上的大部分电荷Q1被“束缚”。随着电荷端子T1升高,被束缚的电荷减少,直到电荷端子T1达到基本上所有的隔离的电荷都是自由的的高度。
电荷端子T1的增加的电容升高的优点在于升高的电荷端子T1上的电荷被进一步从接地平面移除,导致自由电荷qfree的量增加以将能量耦合到引导表面波导模式。随着电荷端子T1被从接地平面移开,电荷分布变得更均匀地分布在端子表面周围。自由电荷的量与电荷端子T1的自电容有关。
例如,球形端子的电容可以表示为地平面之上的物理高度的函数。在高于理想地面的物理高度h处的球体的电容由下式给出:
Ce1evated sphere=4πεoa(1+M+M2+M3+2M4+3M5+…) (24)
其中球体的直径为2a,并且其中M=a/2h,h为球形端子的高度。如可以看出的,端子高度h的增加减小了电荷端子的电容C。可以示出,对于高度约为直径四倍(4D=8a)或更高的电荷端子T1的高度,电荷分布在球形端子附近是近似均匀的,这可以改善到引导表面波导模式的耦合。
在充分隔离的端子的情况下,导电球形的自电容可以近似为C=4πεoa,其中a是以米为单位的球的半径,并且盘(disk)的自电容可以近似为C=8εoa,其中a是以米为单位的盘的半径。电荷端子T1可以包括任何形状,例如球体、盘、圆柱体、圆锥体、环面、罩、一个或多个环、或者任何其它随机形状或形状的组合。可以确定等效的球形直径并将其用于放置电荷端子T1。
参考图3的示例可以进一步理解这一点,其中电荷端子T1在有损传导介质203上方的物理高度hp=H1处被升高。为了减少“束缚”电荷的影响,电荷端子T1可以位于至少是电荷端子T1的球体直径(或等效球体直径)的四倍的物理高度处,以减小束缚的电荷效应。
接下来参考图5A,所示的是由图3的电荷端子T1上的升高的电荷Q1产生的电场的射线光学解释。如在光学中一样,最小化入射电场的反射可以改善和/或最大化被耦合到有损传导介质203的引导表面波导模式中的能量。对于平行于入射平面(不是边界界面)极化的电场(E||),可以使用菲涅尔(Fresnel)反射系数确定入射电场的反射量,其可以表示为
其中,θi是相对于表面法线测量的常规入射角。
在图5A的示例中,射线光学解释示出了平行于具有相对于表面法线测量的入射角θi的入射平面极化的入射场。当Γ||(θi)=0时,入射电场将不会反射,并且因此,入射电场将沿着有损传导介质203的表面完全耦合到引导表面波导模式中。可以看出,等式(25)的分子在入射角为下式时变为零
其中,x=σ/ωεo。这种复数入射角(θi,B)被称为布鲁斯特角。返回参考等式(22),可以看出,在等式(22)和(26)两者中都存在相同的复数布鲁斯特角(θi,B)关系。
如图5A所示,电场矢量E可以被描绘为平行于入射平面极化的输入(incoming)非均匀平面波。可以从独立的水平和垂直分量将电池矢量E创建为
几何地,图5A中的图示表明电场矢量E可以由下式给出
Eρ(ρ,z)=E(ρ,z)cosθi,以及 (28a)
这意味着场比率是
称为“波倾斜”的广义参数W在本文中被称为水平电场分量与垂直电场分量的比率,由下式给出:
其是复数并且具有幅度和相位。对于区域2中的电磁波,波倾角(Ψ)等于与区域1的边界界面处的波前法线和边界界面的切线之间的角度。这在图5B中可以更容易看到,图5B图示了电磁波的等相位表面以及它们对于径向圆柱引导表面波的法线。在具有理想导体的边界界面(z=0)处,波前法线平行于边界界面的切线,导致W=0。然而,在有损介质的情况下,因为波前法线与z=0处的边界界面的切线不平行,所以存在波倾斜W。
将等式(30b)应用于引导表面波给出:
当入射角等于复数布鲁斯特角(θi,B)时,等式(25)的菲涅耳(Fresnel)反射系数消失,如下式所示:
通过调整等式(22)的复数场比率,可以合成入射场,使其以减小或消除反射的复数角度入射。将该比率建立为导致合成电场以复数布鲁斯特角入射,使得反射消失。
电有效高度的概念可以提供对于以下进一步的见解:利用引导表面波导探头200合成具有复数入射角的电场。对于具有物理高度(或长度)hp的单极子,电有效高度heff已经被定义为:
由于表达式取决于沿着该结构的源分布的幅度和相位,所以有效高度(或长度)通常是复数。该结构的分布电流I(z)的积分在该结构的物理高度(hp)上进行,并且被归一化为通过该结构的基部(或输入)向上流动的地电流(I0)。沿着该结构的分布电流可以表示为:
I(z)=ICcos(β0z) (34)
其中,β0是在该结构上传播的电流的传播因子。在图3的示例中,IC是沿着引导表面波导探头200a的垂直结构分布的电流。
例如,考虑馈送网络209,其包括位于该结构基部的低损耗线圈(例如,螺旋线圈)和连接在该线圈与电荷端子T1之间的垂直馈送线导体。由于线圈(或螺旋延迟线)引起的相位延迟为:θc=βplC,其中,物理长度为lC,传播因子为:
其中,Vf是该结构上的速度因子,λ0是供应频率下的波长,并且λp是由速度因子Vf产生的传播波长。相对于地(桩)电流I0测量相位延迟。
另外,沿着垂直馈送线导体的长度lw的空间相位延迟可以由下式给出:θy=βwlw,其中βw是用于垂直馈送线导体的传播相位常数。在一些实施方式中,空间相位延迟可以近似为θy=βwhp,,因为引导表面波导探头200a的物理高度hp与垂直馈送线导体长度lw之间的差异远小于供应频率(λ0)处的波长。结果,通过线圈和垂直馈送线导体的总相位延迟为Φ=θc+θy,并且从物理结构的底部馈送到线圈顶部的电流是:
IC(θc+θy)=I0ejΦ (36)
其中,相对于地(桩)电流I0测量的总相位延迟Φ。因此,对于物理高度hp<<λ0的情况,引导表面波导探头200的电有效高度可以近似为:
可以调整在角度(或相移)Φ处的单极子的复数有效高度heff=hp,以使得源场匹配引导表面波导模式并且使得在有损传导介质203上发射引导表面波。
在图5A的示例中,使用射线光学来图示在汉克尔交叉距离(Rx)121处具有复数布鲁斯特入射角r入射角(θi,B)的入射电场(E)的复数角三角学。回想等式(26),对于有损传导介质,布鲁斯特角是复数的,并由下式指定:
在电学上,几何参数通过下式由电荷端子T1的电有效高度(heff)相关:
Rxtanψi,B=Rx×W=heff=hpejΦ (39)
其中ψi,B=(π/2)-θi,B是从有损传导介质的表面测量的布鲁斯特角。为了耦合到引导表面波导模式中,在汉克尔交叉距离处的电场的波倾斜可以表示为电有效高度与汉克尔交叉距离的比率:
由于物理高度(hp)和汉克尔交叉距离(Rx)都是实数量,所以在汉克尔交叉距离(Rx)处的所需的引导表面波倾斜角(Ψ)等于复数有效高度(heff)的相位(Φ)。这意味着通过改变线圈供电点处的相位并且因此改变等式(37)中的相移,复数有效高度的相位Φ可以被操纵,以匹配在汉克尔交叉点121处引导表面波导模式的波倾斜角Ψ:Φ=Ψ。
在图5A中,描绘了具有沿着有损传导介质表面的长度Rx的相邻边以及在Rx处的汉克尔交叉点121与电荷端子T1的中心之间延伸的射线124和在汉克尔交叉点121与电荷端子T1之间的有损传导介质表面127之间测量的复数布鲁斯特角ψi,B的直角三角形。在电荷端子T1位于物理高度hp处并且被具有适当相位延迟Φ的电荷激励的情况下,所得到的电场在汉克尔交叉距离Rx处并以布鲁斯特角角对有损传导介质边界界面入射。在这些条件下,可以在没有反射或基本上可以忽略的反射的情况下激励引导表面波导模式。
如果在不改变有效高度(heff)的相移Φ的情况下降低电荷端子T1的物理高度,则所产生的电场在距引导表面波导探头200减少的距离处以布鲁斯特角与有损传导介质203相交。图6图形地图示出降低电荷端子T1的物理高度对电场以布鲁斯特角角入射的距离的影响。随着高度从h3减小到h2再减小到h1,电场以布鲁斯特角角与有损传导介质(例如,地球)相交的点更靠近电荷端子的位置移动。然而,如等式(39)所示,电荷端子T1的高度H1(图3)应该等于或高于物理高度(hp),以激励汉克尔函数的远离分量。利用位于有效高度(Rx)或在有效高度(Rx)以上的电荷端子T1,如图5A所示,可以在汉克尔交叉距离(Rx)121或超过汉克尔交叉距离(Rx)121处以布鲁斯特入射角(ψi,B=(π/2)-θi,B)照射有损传导介质203。为了减小或最小化电荷端子T1上的束缚电荷,如上所述,该高度应该是电荷端子T1的球形直径(或等效球形直径)的至少四倍。
引导表面波导探头200可以被配置为建立具有波倾斜的电场,该波倾斜对应于以复数布鲁斯特角照射有损传导介质203的表面的波,从而通过与在(或超过)Rx处的汉克尔交叉点121处的引导表面波模式基本上模式匹配来激励径向表面电流。
参考图7,所示的是包括电荷端子T1的引导表面波导探头200b的示例的图形表示。AC源212充当电荷端子T1的激励源,其通过包括诸如例如螺旋线圈的线圈215的馈送网络209(图3)耦合到引导表面波导探头200b。在其他实施方式中,AC源212可以通过主线圈感应耦合到线圈215。在一些实施例中,可以包括阻抗匹配网络以改善和/或最大化AC源212到线圈215的耦合。
如图7所示,引导表面波导探头200b可以包括沿垂直轴z放置的上部电荷端子T1(例如,在高度hp处的球体),该垂直轴z与由有损传导介质203呈现的平面基本正交。第二介质206位于有损传导介质203上方。电荷端子T1具有自电容CT。在操作期间,取决于在任何给定时刻施加到端子T1的电压,电荷Q1被施加在端子T1上。
在图7的示例中,线圈215在第一端耦合到地桩218并且经由垂直馈送线导体221耦合到电荷端子T1。在一些实施方式中,可以使用如图7所示的线圈215的抽头(tap)224调整到电荷端子T1的线圈连接。线圈215可以由AC电源212通过线圈215下部的抽头227以操作频率致能。在其它实施方式中,AC电源212可以通过主线圈感应耦合到线圈215。
引导表面波导探头200的构造和调整基于各种操作条件,诸如传输频率、有损传导介质的条件(例如,土壤传导率σ和相对介电常数εr)以及电荷端子T1的尺寸。折射率可以由等式(10)和(11)计算为:
其中,x=σ/ωεo且ω=2πf。可以通过有损传导介质203的测试测量来确定传导率σ和相对介电常数εr。从表面法线测量的复数布鲁斯特角(θi,B)也可以从等式(26)确定为
或者,从如图5A所示的表面测量为:
在汉克尔交叉距离(WRx)处的波倾斜也可以使用公式(40)求出。
也可以通过使得对于-jγρ的等式(20b)和(21)相等解并如图4所示求解Rx来求出汉克尔交叉距离。然后可以使用汉克尔交叉距离和复数布鲁斯特角根据等式(39)确定电有效高度为:
heff=hpejΦ=Rxtanψi,B (44)
如从等式(44)可以看到的,复数有效高度(heff)包括与电荷端子T1的物理高度(hp)相关联的幅度和与要在汉克尔交叉距离(Rx)处的波倾斜角(Ψ)相关联的相位延迟(Φ)。利用这些变量和所选择的电荷端子T1配置,可能确定引导表面波导探头200的配置。
利用位于物理高度(hp)处或高于物理高度(hp)的电荷端子T1,馈送网络209(图3)和/或将馈送网络连接至电荷终端T1的垂直馈送线可以被调整,以将电荷端子T1上的电荷Q1的相位(Φ)与波倾斜(W)角(Ψ)相匹配。可以选择电荷端子T1的大小,以为施加在端子上的电荷Q1提供足够大的表面。通常,希望使电荷端子T1尽可能大。电荷端子T1的大小应该足够大以避免周围空气的电离,这可能导致电荷端子周围的放电或火花。
螺旋缠绕线圈的相位延迟θc可根据麦克斯韦方程确定,正如Corum,K.L.和J.F.Corum,“RF Coils,Helical Resonators and Voltage Magnification by CoherentSpatial Modes”,Microwave Review,Vol.7,No.2,2001年9月,第36-45页中所讨论的那样,其全部内容通过引用并入本文。对于具有H/D>1的螺旋线圈,沿着线圈的纵轴的波的传播速度(υ)与光速(c)的比率,或“速度因子”,由下式给出:
其中,H是螺线管螺旋线的轴向长度,D是线圈直径,N是线圈的匝数,s=H/N是线圈的匝间距(或螺旋线螺距),并且λo是自由空间波长。基于这种关系,螺旋线圈的电长度或相位延迟由下式给出:
如果螺旋线螺旋卷绕或螺旋线短而且粗,则原理相同,但通过实验测量更容易获得Vf和θc。对于螺旋传输线的特性(波)阻抗的表达式也被推导为:
该结构的空间相位延迟θy可以使用垂直馈送线导体221(图7)的行进波相位延迟来确定。理想地面上方的圆柱形垂直导体的电容可以表示为:
其中,hw是导体的垂直长度(或高度),并且a是半径(以mks为单位)。与螺旋线圈一样,垂直馈送线导体的行进波相位延迟可由下式给出:
其中,βw是垂直馈送线导体的传播相位常数,hw是垂直馈送线导体的垂直长度(或高度),Vw是线上的速度因子,λ0是供应频率下的波长,并且λw是由速度因子Vw产生的传播波长。对于均匀的圆柱形导体,速度因子是Vw≈0.94的常数,或者在约0.93至约0.98的范围内。如果天线杆(mast)被认为是均匀的传输线,则其平均特性阻抗可以近似为:
其中,对于均匀的圆柱形导体,Vw≈0.94,并且a是导体的半径。已经在业余无线电文献中被使用的用于单线馈送线的特性阻抗的替代表达式可以由下式给出:
等式(51)意味着单线馈送线的Zw随频率而变化。相位延迟可以基于电容和特性阻抗来确定。
如图3所示,在电荷端子T1位于有损传导介质203以上的情况下,可以调整馈送网络209,以利用使复合有效高度(heff)的相移(Φ)等于汉克尔交叉距离处的波倾斜角(Ψ),或Φ=Ψ,来激励电荷端子T1。当满足该条件时,由在电荷端子T1上振荡的电荷Q1产生的电场耦合到沿着有损传导介质203的表面行进的引导表面波导模式中。例如,如果布鲁斯特角(θi,B)、与垂直馈送线导体221(图7)相关联的相位延迟(θy)和线圈215(图7)的配置是已知的,则抽头224(图7)的位置可以被确定并且被调整,以在具有相位Φ=Ψ的电荷端子T1上施加振荡电荷Q1。可以调整抽头224的位置,以将行进的表面波最大化耦合到引导表面波导模式。超过抽头224的位置的过量的线圈长度可被去除以减小电容效应。垂直线高度和/或螺旋线圈的几何参数也可以改变。
在有损传导介质203的表面上到引导表面波导模式的耦合可以通过调谐引导表面波导探头200用于相对于与电荷端子T1上的电荷Q1相关联的复数镜像平面进行驻波共振来改善和/或优化。通过这样做,可以针对电荷端子T1上的增加的和/或最大的电压(并且因此电荷Q1)来调整引导表面波导探头200的性能。重新参考图3,可以使用镜像理论分析来检查区域1中的有损传导介质203的影响。
物理地,放置在理想导电平面以上的升高的电荷Q1吸引理想导电平面上的自由电荷,其然后在升高的电荷Q1下方的区域中“堆积”。在理想导电平面上产生的“束缚”电的分布类似于钟形曲线。升高的电荷Q1的电势,加上在其下面的感应的“堆积”电荷的电势的叠加,迫使理想的导电平面的零等势面。可以使用镜像电荷的经典概念来获得描述理想导电平面上方的区域中的场的边界值问题解决方案,其中来自升高的电荷的场与来自理想导电平面以下的相应“镜像”电荷的场叠加。
也可以通过假设在引导表面波导探头200以下存在有效镜像电荷Q1'来针对于有损传导介质203使用这种分析。如图3所示,有效镜像电荷Q1'关于导电镜像接地平面130与电荷端子T1上的电荷Q1一致。然而,镜像电荷Q1'不仅处于某个真实深度并且与电荷端子T1上的主电源电荷Q1180°异相位,如它们将处于理想的导体的情况。而是,有损传导介质203(例如,陆地介质)呈现相移镜像。也就是说,镜像电荷Q1'处于有损传导介质203的表面(或物理边界)下方的复数深度处。对于复数镜像深度的讨论,可以参考Wait,J.R.,“ComplexImage Theory—Revisited,”IEEE Antennas and Propagation Magazine,Vol.33,No.4,1991年8月,第27-29页,其全部内容通过引用并入本文。
代替在等于电荷Q1的物理高度(H1)的深度处的镜像电荷Q1',导电镜像地平面130(表示理想导体)位于复数深度z=-d/2并且镜像电荷Q1'出现在由-D1=-(d/2+d/2+H1)≠H1给出的复数深度(即,“深度”具有幅度和相位)。对于地球上的垂直极化源,
其中,如等式(12)所示,
反过来,镜像电荷的复数间距意味着外场将会遇到当界面是电介质或理想导体时不会遇到的额外相移。在有损传导介质中,波前法线z=-d/2处而不是在区域1和2之间的边界界面处平行于导电镜像接地平面130的切线。
考虑图8A所图示的情况,其中,有损传导介质203是具有物理边界136的有限传导地球133。有限传导地球133可以由如图8B所示的理想传导镜像地平面139代替,其位于在物理边界136下方的复数深度z1。当向下看物理边界136处的界面时,该等效表示展现相同的阻抗。图8B的等效表示可以被建模为等效传输线,如图8C所示。等效结构的横截面表示为(z方向)端负载传输线,其中理想传导镜像平面的阻抗为短路(zs=0)。深度z1可以通过将俯视地球的TEM波阻抗等同于观察图8C的传输线看到的镜像地平面阻抗zin来确定。
在图8A的情况下,上部区域(空气)142中的传播常数和波固有阻抗是:
在有损地球133中,传播常数和波固有阻抗是:
对于正交入射,图8B的等效表示等同于TEM传输线,其特性阻抗是空气的特性阻抗(z0),其传播常数为γo,其长度为z1。这样,在图8C的短路传输线的界面处看到的镜像地平面阻抗zin由下式给出:
Zin=Zotanh(γoz1) (59)
令与图8C的等效模型相关联的镜像地平面阻抗zin与图8A的正交入射波阻抗相等并求解z1,给出到短路(理想导电镜像地平面139)的距离为:
其中,只有反向双曲正切的级数展开的第一项被考虑用于该近似。注意,在空气区域142中,传播常数是γo=jβo,所以Zin=jZotanβoz1(其对于实数z1是完全虚数量),但是如果σ≠0,则ze是复合值。因此,只有当z1是复数距离时,Zin=Ze。
由于图8B的等效表示包括理想传导镜像地平面139,所以位于地球表面(物理边界136)处的电荷或电流的镜像深度等于镜像地平面139的另一侧上的距离z1,或在地球表面(位于z=0)之下的d=2×z1。因此,到理想传导镜像地平面139的距离可以近似为:
另外,“镜像电荷”将与真实电荷“相等且相反”,因此在深度z1=-d/2处的理想传导镜像地平面层139的电势将为零。
如图3所示,如果电荷Q1在地球表面的上方被升高了距离H1,则镜像电荷Q1'驻留在该表面下方的复数距离D1=d+H1处,或者在镜像地平面下方的复数距离d/2+H1处。图7的引导表面波导探头200b可以建模为等效单线传输线镜像平面模型,其可以基于图8B的理想传导镜像地平面139。图9A示出等效单线传输线镜像平面模型的示例,以及图9B图示包括图8C的短路传输线的等效传统传输线模型的示例。
在图9A和9B的等效镜像平面模型中,Φ=θy+θc是参考地球133(或有损传导介质203)的引导表面波导探头200的行进波相位延迟,θc=βpH是以度表示的物理长度H的线圈215(图7)的电长度,θy=βwhw是以度表示的物理长度hw的垂直馈送线导体221(图7)的电长度,并且θd=βod/2是镜像地平面139和地球133(或有损传导介质203)的物理边界136之间的相移。在图9A和9B的示例中,Zw是升高的垂直馈送线导体221的特性阻抗,单位为欧姆,Zc是线圈215的特性阻抗,单位为欧姆,并且ZO是自由空间的特性阻抗。
在引导表面波导探头200的基部处,“向上看”到该结构中所看到阻抗是Z↑=Zbase。负载阻抗为:
其中CT是电荷端子T1的自电容,“向上看”到垂直馈送线导体221(图7)中所观察到的阻抗由下式给出:
“向上看”到线圈215(图7)所观察到的阻抗由下式给出:
在引导表面波导探头200的基部处,“向下看”到有损传导介质203中所观察到的阻抗是Z↓=Zin,,其由下式给出:
其中,Zs=0。
忽略损失,当在物理边界136处Z↓+Z↑=0时,等效镜像平面模型可以被调谐到共振。或者,在低损失情况下,在物理边界136处X↓+X↑=0,其中X是相应的电抗分量。因此,“向上看”到引导表面波导探头200的在物理边界136处的阻抗是“向下看”到有损导电介质203的在物理边界136处的阻抗的共轭。通过调整电荷端子T1的负载阻抗ZL同时保持行进波相位延迟Φ等于介质的波倾斜角Ψ,使得Φ=Ψ,其改善和/或最大化探头的电场沿着有损传导介质203(例如地球)的表面到引导表面波导模式的耦合,图9A和9B的等效镜像平面模型可以相对于镜像地平面139被调谐到共振。以这种方式,等效复数镜像平面模型的阻抗是纯电阻,其在探头结构上保持叠加的驻波,以使端子T1上的电压和升高的电荷最大化,并且通过等式(1)-(3)和(16)使传播表面波最大化。
从汉克尔解来看,由引导表面波导探头200激励的引导表面波是向外传播的行进 波。在引导表面波导探头200(图3和7)的电荷端子T1和地桩218之间沿着馈送网络209的源分布实际上由该结构上的行进波和驻波的叠加组成。在电荷端子T1位于物理高度hp处或位于物理高度hp的上方的情况下,通过馈送网络209移动的行进波的相位延迟和与有损传导介质203相关联的波倾斜角匹配。该模式匹配允许沿着有损传导介质203发射行进波。一旦针对行进波建立了相位延迟,就调整电荷端子T1的负载阻抗ZL以使探头结构相对于镜像地平面(图3的130或图8的139)进入驻波共振,其处于复数深度-d/2。在那种情况下,从镜像地平面看到的阻抗具有零电抗并且电荷端子T1上的电荷被最大化。
行进波现象与驻波现象的区别在于:(1)长度为d的传输线(有时称为“延迟线”)段上的行进波的相位延迟(θ=βd)是由于传播时间延迟;而(2)驻波的位置依赖相位(由正向和反向传播波组成)取决于线长度传播时间延迟和不同特性阻抗的线段之间界面处的阻抗变换这两者。除了由于正弦稳态下操作的传输线段的物理长度而产生的相位延迟之外,存在由于比率Zoa/Zob导致的阻抗不连续处的额外反射系数相位,其中Zoa和Zob是传输线的两段的特性阻抗,诸如特性阻抗Zoa=Zc的螺旋线圈部分(图9B)和特性阻抗Zob=Zw的垂直馈送线的直线段(图9B)。
作为这种现象的结果,可以使用具有差异很大的特性阻抗的两个相对较短的传输线段来提供非常大的相移。例如,可以制造由传输线的两段构成的探头结构,其中一个是低阻抗和一个高阻抗,总共物理长度例如为0.05λ,以便提供相当于0.25λ共振的90°的相移。这是由于特性阻抗的大幅跳跃。以这种方式,物理上短的探头结构可以电气地长于组合的两个物理长度。这在图9A和9B中图示,其中阻抗比率中的不连续性提供相位的大幅跳跃。阻抗不连续性在各段连接在一起的情况下提供了实质性的相移。
参考图10,所示的是流程图150,其图示了调整引导表面波导探头200(图3和图7)以与有损导电介质的表面上的引导表面波导模式基本模式匹配的示例,其沿着有损传导介质203(图3)的表面发射引导表面行进波。从153开始,引导表面波导探头200的电荷端子T1被放置在有损传导介质203上方限定的高度处。利用有损传导介质203的特性和引导表面波导探头200的操作频率,也可以通过使对于-jγρ的等式(20b)和(21)的幅度相等并且如图4所示求解Rx来求出汉克尔交叉距离。可以使用等式(41)来确定复折射率(n),然后可以根据等式(42)确定复数布鲁斯特角(θi,B)。然后可以根据等式(44)确定电荷端子T1的物理高度(hp)。电荷端子T1应该位于或高于物理高度(hp)以激励汉克尔函数的远离分量。当发射表面波时,最初会考虑这种高度关系。为了减小或最小化电荷端子T1上的束缚电荷,该高度应该是电荷端子T1的球形直径(或等效球直径)的至少四倍。
在156处,电荷端子T1上的升高的电荷Q1的电相位延迟Φ与复数波倾斜角Ψ匹配。可以调整螺旋线圈的相位延迟(θc)和/或垂直馈送线导体的相位延迟(θy),以使Φ等于波倾斜(W)角(Ψ)。基于等式(31),波倾斜角(Ψ)可以根据下式确定:
然后电相位Φ可以与波倾斜角匹配。当发射表面波时,下一步考虑这种角度(或相位)关系。例如,可以通过改变线圈215(图7)的几何参数和/或垂直馈送线导体221(图7)的长度(或高度)来调整电相位延迟Φ=θc+θy。通过匹配Φ=Ψ,可以在边界界面处以复数布鲁斯特角在汉克尔交叉距离(Rx)或超出汉克尔交叉距离(Rx)处建立电场,以激励表面波导模式并且沿着有损传导介质203发射行进波。
接下来在159处,调谐电荷端子T1的负载阻抗以共振引导表面波导探头200的等效镜像平面模型。图9A和9B的传导镜像地平面139(或图3的130)的深度(d/2)可以使用等式(52)、(53)和(54)以及可以测量的有损传导介质(例如,地球)203的值来确定。使用该深度,可以使用θd=βod/2来确定镜像地平面139与有损传导介质203的物理边界136之间的相移(θd)。然后可以使用等式(65)确定“向下看”到有损传导介质203所观察到的阻抗(Zin)。这种共振关系可以被认为是最大化发射的表面波。
基于线圈215的调整参数和垂直馈送线导体221的长度,线圈215和垂直馈送线导体221的速度因子、相位延迟和阻抗可以使用等式(45)至(51)来确定。另外,可以使用例如等式(24)来确定电荷端子T1的自电容(CT)。可以使用等式(35)来确定线圈215的传播因子(βp),并且可以使用等式(49)来确定垂直馈送线导体221的传播相位常数(βw)。使用自电容和线圈215和垂直馈送线导体221的所确定的值,可以使用等式(62)、(63)和(64)来确定如“向上看”线圈215所观察到的引导表面波导探头200的阻抗(Zbase)。
可以通过调整负载阻抗ZL使得引导表面波导探头200的等效镜像平面模型被调谐为共振,使得Zbase的电抗分量Xbase抵消Zin的电抗分量Xin或Xbase+Xin=0。因此,“向上看”到引导表面波导探头200的在物理边界136处的阻抗是“向下看”到有损传导介质203的在物理边界处的阻抗的共轭。可以通过改变电荷端子T1的电容(CT)而不改变电荷端子T1的电相位延迟Φ=θc+θy来调整负载阻抗ZL。可以采取迭代方法来调谐负载阻抗ZL用于相对于传导镜像地平面139(或130)等效镜像平面模型的共振。以这种方式,可以改善和/或最大化电场到沿着有损传导介质203(例如地球)的表面到引导表面波导模式的耦合。
通过用数值示例说明情况可以更好地理解这一点。考虑引导表面波导探头200,其包括顶部具有电荷端子T1、物理高度hp的顶部负载的垂直桩,其中通过在1.85MHz的操作频率(fo)下的螺旋线圈和垂直馈线路激励电荷端子T1。对于16英尺的高度(H1)和具有εr=15的相对介电常数和σ1=0.010mhos/m的传导率的有损传导介质203(例如,地球),可以计算针对fo=1.850MHz的多个表面波传播参数。在这些条件下,汉克尔交叉距离可以被求出为Rx=54.5英尺且物理高度hp=5.5英尺,其远低于电荷端子T1的实际高度。尽管可以使用H1=5.5英尺的电荷端子高度,但较高的探头结构减小了束缚电容,允许电荷端子T1上的更大百分比的自由电荷,提供了更大的场强度和行进波的激励。
波长可以确定为:
其中,c是光速。复数折射率是:
根据等式(41),其中x=σ1/ωεo,且ω=2πfo,根据等式(42),复数布鲁斯特角为:
使用等式(66),波倾斜值可以被确定为:
因此,可以调整螺旋线圈以匹配Φ=Ψ=40.614°。
垂直馈送线导体(近似为直径为0.27英寸的均匀圆柱形导体)的速度因子可以给出为Vw≈0.93。由于hp<<λo,所以垂直馈送线导体的传播相位常数可近似为:
根据公式(49),垂直馈送线导体的相位延迟为:
θy=βwhw≈βwhp=11.640° (72)
通过调整螺旋线圈的相位延迟使得θc=28.974°=40.614°-11.640°,Φ将等于Ψ以匹配引导表面波导模式。为了说明Φ和Ψ之间的关系,图11示出了频率范围上方的两者的图。由于Φ和Ψ都与频率有关,所以,可以看出它们各自的曲线在大约1.85MHz处相互交叉。
对于具有0.0881英寸的导体直径、30英寸的线圈直径(D)和4英寸的匝间距(s)的螺旋线圈,可以使用等式(45)确定线圈的速度因子为:
并且根据等式(35),传播因子是:
在θc=28.974°的情况下,可以使用等式(46)确定螺线管螺旋的轴向长度(H),使得:
这个高度确定了螺旋线圈上连接垂直馈送线导体的位置,导致具有8.818匝(N=H/s)的线圈。
在线圈和垂直馈送线导体的行进波相位延迟被调整为与波倾斜角度匹配(Φ=θc+θy=Ψ)的情况下,可以调整电荷端子T1的负载阻抗(ZL)以用于引导表面波探头200的等效镜像平面模型的驻波共振。根据所测量的地球的介电常数、传导率和磁导率,可以使用等式(57)确定径向传播常数:
并且传导镜像接地平面的复数深度可以根据等式(52)近似为:
其中,传导镜像地平面和地球的物理边界之间的对应的相移由下式给出:
θd=βo(d/2)=4.015-j4.73° (78)
使用等式(65),“向下看”到有损传导介质203(即,地球)所观察到的阻抗可以被确定为:
Zin=Zotanh(jθd)=Rin+jXin=31.191+j26.27ohms欧姆 (79)
通过将“向下看”到有损传导介质203所观察到的电抗分量(Xin)与“向上看”到引导表面波探头200所观察到的电抗分量(Xbase)进行匹配,可以最大化到引导表面波导模式的耦合。这可以通过调整电荷端子T1的电容而不改变线圈和垂直馈送线导体的行进波相位延迟来实现。例如,通过将电荷端子电容(CT)调整到61.8126pF,根据等式(62),负载阻抗为:
并且,边界处的电抗分量相匹配。
使用公式(51),垂直馈送线导体(具有0.27英寸的直径(2a))的阻抗由下式给出:
并且“向上看”到垂直馈送线导体所观察的的阻抗由等式(63)给出为:
使用公式(47),螺旋线圈的特性阻抗由下式给出为:
并且在基部处“向上看”到线圈所观察到的的阻抗由等式(64)给出为:
当与等式(79)的解相比时,可以看出,电抗分量是相反的并且近似相等,并且因此,是彼此的共轭。因此,从理想传导镜像地平面“向上看”到图9A和图9B中的等效镜像平面模型所观察到的阻抗(Zip)仅为电阻性的或Zip=R+j0。
当通过将馈送网络的行进波相位延迟与波倾斜的角度相匹配来建立由引导表面波导探头200(图3)产生的电场并且探头结构相对于理想传导镜像接地平面在复数深度z=-d/2共振时,这些场与有损传导介质表面上的引导表面波导基本上模式匹配,沿着有损传导介质的表面发射引导表面行进波。如图1所示,引导电磁场的引导场强曲线103具有特性指数衰减并且在对数-对数坐标上表现出区别的拐点109。
总之,无论在分析上还是在实验上,在引导表面波导探头200的结构上的行进波分量在其上端都具有与表面行进波的波倾斜角(Ψ)相匹配的相位延迟(Φ)(Φ=Ψ)。在这种情况下,表面波导可被认为是“模式匹配”。此外,引导表面波导探头200的结构上的共振驻波分量在电荷端子T1处具有VMAX,并且在镜像平面139(图8B)下具有VMIN,其中在复数深度z=-d/2处,而不是在有损传导介质203(图8B)的物理边界136处的连接处,Zip=Rip+j0。最后,电荷端子T1具有图3的足够高度H1,使得以复数布鲁斯特角入射到有损传导介质203上的电磁波在距离(≥Rx)处出射(out),其中项占主导。接收电路可以与一个或多个引导表面波导探头一起使用以促进无线传输和/或功率传递系统。
重新参考图3,可以控制引导表面波导探头200的操作,以调整与引导表面波导探头200相关联的操作条件的变化。例如,自适应探头控制系统230可以用于控制馈送网络209和/或电荷端子T1以控制引导表面波导探头200的操作。操作条件可以包括但不限于有损传导介质203的特性(例如,传导率σ和相对介电常数εr)的变化、引导表面波导探头200的场强变化和/或负载变化。从等式(31)、(41)和(42)可以看出,折射率(n)、复数布鲁斯特角(θi,B)和波倾斜(|W|ejΨ)可以受到例如天气条件导致的土壤传导率和介电常数的变化的影响。
诸如例如传导率测量探头、介电常数传感器、地面参数仪表、场仪表、电流监测器和/或负载接收器的设备可以用于监测操作条件的变化并且将关于当前操作条件的信息提供给自适应探头控制系统230。然后,探头控制系统230可以对引导表面波导探头200进行一个或多个调整,以维持对于引导表面波导探头200的指定操作条件。例如,当湿度和温度变化时,土壤的传导率也会变化。传导率测量探头和/或介电常数传感器可以被置于传导表面波导探头200周围的多个位置处。通常,希望监测汉克尔交叉距离Rx处或汉克尔交叉距离Rx周围的对于操作频率的传导率和/或介电常数。传导率测量探头和/或介电常数传感器可以被置于引导表面波导探头200周围的多个位置处(例如,在每个象限中)。
传导率测量探头和/或介电常数传感器可以被配置为周期性地评估传导率和/或介电常数,并将信息通信给探头控制系统230。信息可以通过网络被通信到探头控制系统230,该网络诸如但不限于LAN、WLAN、蜂窝网络或其他适当的有线或无线通信网络。基于监测的传导率和/或介电常数,探头控制系统230可以评估折射率(n)、复数布鲁斯特角角(θi,B)和/或波倾斜(|W|ejΨ)的变化并且调整引导表面波导探头200以保持馈送网络209的相位延迟(Φ)等于波倾斜角(Ψ)和/或维持引导表面波导探头200的等效镜像平面模型的共振。这可以通过调整例如θy、θc和/或CT来实现。例如,探头控制系统230可以调整电荷端子T1的电荷端子T1的自电容和/或施加到电荷端子T1的相位延迟(θy,θc),以将引导表面波的电发射效率保持在或接近其最大值。例如,可以通过改变端子的大小来改变电荷端子T1的自电容。也可以通过增加电荷端子T1的大小来改善电荷分布,这可以降低从电荷端子T1放电的机会。在其他实施例中,电荷端子T1可以包括可以被调整以改变负载阻抗ZL的可变电感。可以通过改变线圈215(图7)上的抽头位置和/或通过包括沿着线圈215的多个预定义的抽头并且在不同的预定义抽头位置之间切换来调整施加到电荷端子T1的相位,从而最大化发射效率。
场或场强(FS)仪表也可以分布在引导表面波导探头200周围以测量与引导表面波相关联的场的场强。场或FS仪表可以被配置为检测场强和/或场强(例如,电场强度)的变化并且将该信息通信给探头控制系统230。该信息可以通过网络被通信到探头控制系统230,该网络诸如但不限于LAN、WLAN、蜂窝网络或其他适当的通信网络的网络来实现。当负载和/或环境条件在操作期间改变或改变时,可以调整引导表面波导探头200以维持FS仪表位置处的指定场强以确保向接收器及其供应的负载的适当的电力传输。
例如,可以调整施加到电荷端子T1的相位延迟Φ=θy+θc以匹配波倾斜角(Ψ)。通过调整一个或两个相位延迟,可以调整引导表面波导探头200以确保波倾斜对应于复数布鲁斯特角。这可以通过调整线圈215(图7)上的抽头位置来改变供应给电荷端子T1的相位延迟。供应给电荷端子T1的电压电平也可以增大或减小以调整电场强度。这可以通过调整激励源212的输出电压或者通过调整或重新配置馈送网络209来实现。例如,可以调整用于AC电源212的抽头227(图7)的位置以增加通过电荷端子T1观察到的电压。在预定范围内保持场强度水平可以改善接收器的耦合、减小地电流损失、并且避免干扰来自其他导引导表面波导探头200的传输。
探头控制系统230可以用硬件、固件、由硬件执行的软件或其组合来实现。例如,探头控制系统230可以包括处理电路,该处理电路包括处理器和存储器,两者都可以耦合到本地接口,诸如例如具有伴随的控制/地址总线的数据总线,如本领域普通技术人员可以理解的。探头控制应用可以由处理器执行以基于监测到的条件来调整引导表面波导探头200的操作。探头控制系统230还可以包括用于与各种监测设备通信的一个或多个网络接口。通信可以通过网络,网络诸如但不限于LAN、WLAN、蜂窝网络或其他适当的通信网络。探头控制系统230可以包括例如,诸如服务器、台式计算机、膝上型计算机或具有相同能力的其他系统的计算机系统。
返回参考图5A的示例,示出了复数角三角学用于在汉克尔交叉距离(Rx)处具有复数布鲁斯特角(θi,B)的电荷端子T1的入射电场(E)的射线光学解释。回想一下,对于有损传导介质,布鲁斯特角是复数的,并由等式(38)来指定。在电学上,几何参数通过等式(39)由电荷端子T1的电有效高度(heff)相关。由于物理高度(hp)和汉克尔交叉距离(Rx)都是实数量,因此,汉克尔交叉距离处所需的引导表面波倾斜角度(WRx)等于复数有效高度(heff)的相位(Φ)。在电荷端子T1放置于物理高度hp并且被具有适当相位Φ的电荷激励的情况下,所得到的电场在汉克尔交叉距离Rx处并以布鲁斯特角入射有损传导介质边界界面。在这些条件下,可以在没有反射或基本上可以忽略的反射的情况下激励引导表面波导模式。
然而,等式(39)意味着引导表面波导探头200的物理高度可以相对较小。虽然这会激励引导表面波导模式,但这会导致过大的束缚电荷而几乎没有自由电荷。为了补偿,电荷端子T1可以升高到适当的高度以增加自由电荷的量。作为一个示例经验法则,电荷端子T1可以被放置在电荷端子T1的有效直径的大约4-5倍(或更多)的高度处。图6图示了将电荷端子T1升高到图5A所示的物理高度(hp)的上方的效果。增加的高度导致波倾斜与有损传导介质入射的距离超过汉克尔交叉点121(图5A)。为了改善引导表面波导模式下的耦合并因此提供更大的引导表面波的发射效率,可以使用较低的补偿端子T2来调整电荷端子T1的总有效高度(hTE),使得在汉克尔交叉距离处的波倾斜处于布鲁斯特角。
参考图12,所示的是引导表面波导探头200c的示例,其包括升高的电荷端子T1和沿着垂直轴z布置的较低的补偿端子T2,垂直轴z正交于由有损传导介质203呈现的平面。在这方面,虽然可以使用两个或更多个电荷和/或补偿端子TN的一些其他布置,但是电荷端子T1直接设置在补偿端子T2的上方。根据本公开的实施例,引导表面波导探头200c布置置在有损传导介质203的上方。构成区域1的有损传导介质203与构成区域2的第二介质206共享边界界面。
引导表面波导探头200c包括将激励源212耦合到电荷端子T1和补偿端子T2的耦合电路209。根据各种实施例,取决于在任何给定时刻施加到端子T1和T2的电压,电荷Q1和Q2可以被施加在相应的电荷和补偿端子T1和T2上。I1是经由端子引线向电荷端子T1馈送电荷Q1的传导电流,并且I2是经由端子引线向补偿端子T2上馈送电荷Q2的传导电流。
根据图12的实施例,电荷端子T1以物理高度H1被放置在有损传导介质203的上方,并且补偿端子T2位于物理高度H2处沿着垂直轴z直接被放置在T1的下方,其中H2小于H1。传输结构的高度h可以计算为h=H1-H2。电荷端子T1具有隔离(或自身)电容C1,并且该补偿端子T2具有隔离(或自身)电容C2。取决于T1和T2之间的距离,互电容CM也可以存在于端子T1和T2之间。在操作期间,取决于在任何给定时刻施加到电荷端子T1和补偿端子T2的电压,电荷Q1和Q2被分别施加在电荷端子T1和补偿端子T2上。
接下来参考图13,所示的是由在图12的电荷端子T1和补偿端子T2上的升高的电荷Q1产生的效应的射线光学解释。随着电荷端子T1升高到射线与有损传导介质在大于汉克尔交叉点121的距离处以布鲁斯特角相交的高度,如线163所示,补偿终端T2可以用于通过补偿增加的高度来调整hTE。补偿端子T2的效果是减小引导表面波导探头的电有效高度(或有效地升高有损介质界面),使得在汉克尔交叉距离处的波倾斜处于布鲁斯特角处,如线166所示。
总有效高度可以被写为与电荷端子T1相关联的上部有效高度(hUE)和与补偿端子T2相关联的下部有效高度(hLE)的叠加,使得:
其中,ΦU是施加到上部电荷端子T1的相位延迟,ΦL是施加到下部补偿端子T2的相位延迟,=2π/λp是来自公式(35)的传播因子,hp是电荷端子T1的物理高度以及hd是补偿端子T2的物理高度。如果考虑额外的引线长度,则可以通过将电荷端子引线长度z与电荷端子T1的物理高度hp相加并将补偿端子引线长度y与补偿端子T2的物理高度hd相加来考虑它们,如下式所示:
可以使用下部有效高度来将总有效高度(hTE)调整为等于图5A的复数有效高度(heff)相等。
可使用等式(85)或(86)来确定补偿端子T2的下部盘的物理高度和馈送端子的相位角,以获得汉克尔交叉距离处的期望波倾斜。例如,等式(86)可以被重写为施加到电荷端子T1的相移,作为补偿端子高度(hd)的函数给出:
为了确定补偿端子T2的位置,可以利用上面讨论的关系。首先,如等式(86)所示,总有效高度(hTE)是上部电荷端子T1的复数有效高度(hUE)与下部补偿端子T2的复数有效高度(hLE)的叠加。其次,入射角的正切可以被几何地表示为:
这等于波倾角W的定义。最后,考虑到期望的汉克尔交叉距离Rx,可以调整hTE以使入射光线的波倾斜与汉克尔交叉点121处的复数布鲁斯特角相匹配。这可以通过调整hp、ΦU和/或hd来实现。
当在引导表面波导探头的示例的背景下讨论时,可以更好地理解这些概念。参考图14,所示的是包括上部电荷端子T1(例如,高度hT处的球体)和下部补偿端子T2(例如,高度hd处的盘)的引导表面波导探头200d的示例的图形表示,上部电荷端子T1和下部补偿端子T2沿垂直线z被放置,该垂直线z基本上正交于由有损传导介质203呈现的平面。在操作期间,取决于在任何给定的时刻施加到终端T1和T2的电压,电荷Q1和Q2分别地被施加在电荷端子T1和补偿端子T2上。
AC电源212充当电荷端子T1的激励源,其通过包括线圈215(诸如,例如螺旋线圈)的耦合电路209耦合到引导表面波导探头200d。如图14所示,AC源212可以通过抽头227跨接线圈215的下部,或者可以通过主线圈与线圈215电感耦合。线圈215可以耦合到第一端处的地桩218和第二端处的电荷端子T1。在一些实施方式中,可以使用线圈215的第二端处的抽头224来调整到电荷端子T1的连接。补偿端子T2被放置于有损传导介质203(例如地面或地球)之上并基本上平行于该有损传导介质203,并且通过耦合到线圈215的抽头233被致能。位于线圈215和地桩218之间的电流表236可以用于提供引导表面波导探头的基部处的电流流量(I0)的幅度的指示。可替换地,可以在耦合到地桩218的导体周围使用电流钳,以获得电流流量(I0)的幅度的指示。
在图14的示例中,线圈215经由垂直馈送线导体221耦合到第一端处的地桩218和第二端处的电荷端子T1。在一些实施方式中,到电荷端子T1的连接可以使用如图14所示的线圈215第二端的抽头224进行调整。线圈215可以由AC电源212通过线圈215下部的抽头227以操作频率被致能。在其他实施方式中,AC源212可以通过主线圈感应耦合到线圈215。补偿端子T2通过耦合到线圈215的抽头233被致能。位于线圈215和地桩218之间的电流表236可以用于提供引导表面波导探头200d的基部处的电流的幅度的指示。可替换地,可以在耦合到地桩218的导体周围使用电流钳,以获得电流的幅度的指示。补偿端子T2放置于有损传导介质203(例如地面)的上方并基本上平行于该有损传导介质203。
在图14的示例中,到位于线圈215上的电荷端子T1的连接位于用于补偿端子T2的抽头233的连接点的上方。这样的调整允许增加的电压(并且因此更高的电荷Q1)被施加到上部电荷端子T1。在其他实施例中,电荷端子T1和补偿端子T2的连接点可以颠倒。可以调整引导表面波导探头200d的总有效高度(hTE)以激励在汉克尔交叉距离Rx处具有引导表面波倾斜的电场。也可以通过使得用于-jγρ的等式(20b)和(21)的幅度相等并且如图4所示求解Rx来求出汉克尔交叉距离。折射率(n)、复数布鲁斯特角(θi,B和Ψi,B)、波倾斜(|W|ejΨ)和复数有效高度(heff=hpejΦ)可以如关于上述等式(41)-(44)中所描述的来确定。
利用所选择的电荷端子T1的配置,可以确定球形直径(或有效球形直径)。例如,如果电荷端子T1没有被配置为球形,则端子配置可以被建模为具有有效球形直径的球形电容。可以选择电荷端子T1的大小以为施加在端子上的电荷Q1提供足够大的表面。通常,希望使电荷端子T1尽可能大。电荷端子T1的大小应该足够大以避免周围空气的电离,这可能导致电荷端子周围的放电或火花。为了减少电荷端子T1上的束缚电荷的量,在电荷终端T1上提供用于发射引导表面波的自由电荷的期望高度应该是有损传导电介质(例如,地球)上方的有效球形直径的至少4-5倍。补偿端子T2可以用于调整引导表面波导探头200d的总有效高度(hTE)以激励在Rx处具有引导表面波倾斜的电场。补偿端子T2可以放置在电荷端子T1的下方hd=hT-hp处,其中,hT是电荷端子T1的总物理高度。由于补偿端子T2的位置固定并且相位延迟ΦU被施加到上部电荷端子T1,所以可以使用等式(86)的关系来确定施加到下部补偿端子T2的相位延迟ΦL,使得:
在替代的实施例中,补偿端子T2可以放置在高度hd处,其中Im{ΦL}=0。这在图15A中图形地图示出,其分别示出了ΦU的虚部和实部的曲线172和175。补偿端子T2被放置于高度hd处,其中Im{ΦU}=0,如曲线图172中所图形地图示出的。在该固定高度处,线圈相位ΦU可以从Re{ΦU}确定,如曲线图175中所图形地图示出的。
在AC源212耦合到线圈215(例如,在50Ω点以最大化耦合)的情况下,可以调整抽头233的位置以使补偿端子T2与线圈的至少一部分在操作频率下并联共振。图15B示出了图14的一般电连接的示意图,其中,V1是从AC电源212通过抽头227施加到线圈215的下部的电压,V2是抽224处的供应给上部电荷端子T1的电压,以及V3是通过抽头233施加到下部补偿端子T2的电压。电阻Rp和Rd分别表示电荷端子T1和补偿端子T2的接地返回电阻。电荷端子T1和补偿端子T2可以被配置为球形、圆柱体、环形体、环、罩或电容性结构的任何其他组合。可以选择电荷端子T1和补偿端子T2的大小,以为施加在端子上的电荷Q1和Q2提供足够大的表面。通常,希望使电荷端子T1尽可能大。电荷端子T1的大小应该足够大以避免周围空气的电离,这可能导致电荷端子周围的放电或火花。例如,可以使用等式(24)来确定电荷端子T1和补偿端子T2的自电容Cp和Cd。
如图15B所示,共振电路由线圈215的电感的至少一部分、补偿端子T2的自电容Cd以及与补偿端子T2相关联的接地返回电阻Rd形成。通过调整施加到补偿端子T2的电压V3(例如,通过调整线圈215上的抽头233位置)或通过调整补偿端子T2的高度和/或大小来调整Cd,可以建立并联共振。线圈抽头233的位置可以被调整用于并联共振,这将导致通过接地桩218并通过电流表236的地电流以达到最大点。在补偿端子T2的并联共振已经建立之后,用于AC源212的抽头227的位置可以被调整到线圈215上的50Ω点。
来自线圈215的电压V2可以被施加到电荷端子T1,并且可以调整抽头224的位置,使得总有效高度(hTE)的相位(Φ)近似等于在汉克尔交叉距离(WRx)处的引导表面波倾斜(WRx)角。线圈抽头224的位置可以被调整,直到达到该操作点为止,这导致通过电流表236的地电流增加到最大值。此时,由引导表面波导探头200d激励得到的(resulant)场与有损传导介质203的表面上的引导表面波导模式基本上模式匹配,导致沿着有损传导介质203的表面发射引导表面波。这可以通过沿着从引导表面波导探头200径向延伸测量的场强来验证。
包括补偿端子T2的电路的共振可以随着电荷端子T1的附接和/或随着通过抽头224施加到电荷端子T1的电压的调整而改变。当调整用于共振的补偿端子电路辅助电荷端子连接的后续调整时,不需要在汉克尔交叉距离(Rx)处建立引导表面波倾斜(WRx)。通过迭代地将用于AC电源212的抽头227的位置调整到线圈215上的50Ω点并且调整抽头233的位置以最大化通过电流表236的地电流,可以进一步调整系统以改善耦合。包括补偿端子T2的电路的共振可以随着抽头227和233的位置被调整或者当其他部件被附接到线圈215时而偏移。
在其他实施方式中,来自线圈215的电压V2可以被施加到电荷端子T1,并且可以调整抽头233的位置,使得总有效高度(hTE)的相位(Φ)近似等于在Rx处的引导表面波倾斜角(Ψ)。可以调整线圈分接头224的位置,直到达到操作点,导致通过电流表236的接地电流基本上达到最大值。合成场与有损的传导介质203的表面上的引导表面波导模式基本上模式匹配,并且引导表面波沿有损的传导介质203的表面发射。这可以通过测量沿着从引导表面波导探头200径向延伸的场强来验证。通过迭代地将AC电源212的分接头227的位置调整到线圈215上的50Ω点并且调整分接头233和或224的位置以最大化通过电流表236的地电流,可以进一步调整系统以改善耦合。
重新参考图12,可以控制引导表面波导探头200的操作,以调整与引导表面波导探头200相关联的操作条件的变化。例如,探头控制系统230可以用于控制耦合电路209和/或电荷端子T1和/或补偿端子T2的位置以控制引导表面波导探头200的操作。操作条件可以包括但不限于有损传导介质203的特性(例如,传导率σ和相对介电常数εr)的变化、场强的变化和/或引导表面波导探头200的负载的变化。从等式(41)-(44)可以看出,折射率(n)、复数布鲁斯特角(θi,B和ψi,B)、波倾斜(|W|ejΨ)和复数有效高度(heff=hpejΦ)可能受到例如天气条件导致的土壤传导率和介电常数的变化的影响。
诸如例如传导率测量探头、介电常数传感器、地面参数仪表、场仪表、电流监测器和/或负载接收器的设备可以用于监测操作条件的变化并向探头控制系统提供关于当前操作条件的信息。探头控制系统230然后可以对引导表面波导探头200进行一个或多个调整,以维持对于引导表面波导探头200的指定操作条件。例如,当湿度和温度的变化时,土壤的传导率也将变化。传导率测量探头和/或介电常数传感器可以被置于引导表面波导探头200周围的多个位置处。通常,希望监测汉克尔交叉距离Rx处或汉克尔交叉距离Rx周围的对于操作频率的传导率和/或介电常数。传导率测量探头和/或介电常数传感器可以被置于引导表面波导探头200周围的多个位置(例如,在每个象限中)。
接着参考图16,所示的是引导表面波导探头200e的示例,该引导表面波导探头200e包括沿垂直轴z布置的电荷端子T1和电荷端子T2。引导表面波导探头200e布置在构成区域1的有损传导介质203的上方。另外,第二介质206与有损传导介质203共享边界界面并构成区域2。电荷端子T1和T2被放置在有损传导介质203的上方。电荷端子T1被放置在高度H1处,并且电荷端子T2在高度H2处沿着垂直轴线z被直接放置在T1的正下方,其中H2小于H1。由引导表面波导探头200e呈现的传输结构的高度h是h=H1–H2。引导表面波导探头200e包括将激励源212耦合到电荷端子T1和T2的探头耦合电路209。
电荷端子T1和/或T2包括可以容纳(hold)电荷的传导块,其可以被调整大小以在实际可能的情况下容纳尽可能多的电荷。电荷端子T1具有自电容C1,并且电荷端子T2具有自电容C2,其可以使用例如等式(24)确定。通过将电荷端子T1直接放置在电荷端子T2上方,在电荷端子T1和T2之间形成互电容CM。请注意,电荷端子T1和T2不需要相同,但是每个电荷端子可以具有单独的大小和形状,并且可以包括不同的传导材料。最终,由引导表面波导探头200e发射的引导表面波的场强与终端T1上的电荷量成正比。由于Q1=C1V,所以电荷Q1又与与电荷端子T1相关联的自电容C1成比例,其中V是施加在电荷端子T1上的电压。
当适当地调整以在预定的操作频率下操作时,引导表面波导探头200e沿着有损传导介质203的表面产生引导表面波。激励源212可以产生预定频率的电能,该电能被施加到引导表面波导探头200e以激励该结构。当由引导表面波导探头200e产生的电磁场与有损传导介质203基本上模式匹配时,电磁场基本上合成以复数布鲁斯特角入射的波前,其导致很少或没有反射。因此,表面波导探头200e不产生辐射波,而是沿着有损传导介质203的表面发射引导表面行进波。来自激励源212的能量可以作为泽内克(Zenneck)表面电流传输到位于引导表面波导探头200e的有效传输范围内的一个或多个接收器。
可以确定有损传导介质203的表面上的径向泽内克表面电流Jρ(ρ)的渐近线为J1(ρ)趋近和J2(ρ)远离,其中:
趋近(ρ<λ/8):
远离(ρ>>λ/8):
其中I1是馈送给第一电荷端子T1上的电荷Q1的传导电流,并且I2是馈送给第二电荷端子T2上的电荷Q2的传导电流。上部电荷端子T1上的电荷Q1由Q1=C1V1确定,其中C1是电荷端子T1的隔离电容。注意到,存在由给出的上述的J1的第三分量,其根据Leontovich边界条件得出,并且是由第一电荷端子Q1上的升高的振荡电荷的准静态电场泵送(pump)的有损传导介质203中的径向电流贡献。量Zρ=jωμo/γe是有损传导介质的径向阻抗,其中,γe=(jωμ1σ1-ω2μ1ε1)1/2。
由等式(90)和(91)提出的表示径向电流趋近和远离的渐近线是复数量。根据各种实施例,合成物理表面电流J(ρ)以尽可能接近地在幅度和相位上匹配当前渐近线。也就是说,趋近|J(ρ)|与|J1|相切,远离|J(ρ)|与|J2|相切。而且,根据各种实施例,J(ρ)的相位应该从J1趋近的相位过渡到J2远离的相位。
为了匹配传输位置处的引导表面波模式以发射引导表面波,通过对应于的传播相位加上大约45度或225度的常数,表面电流|J2|远离的相位应当与表面电流|J1|趋近的相位不同。这是因为有两个根,一个接近π/4,而另一个接近5π/4。适当调整的合成径向表面电流是:
请注意,这与公式(17)一致。根据麦克斯韦方程,这种J(ρ)表面电流自动创建符合以下等式的场:
因此,用于要匹配的引导表面波模式的表面电流|J2|远离和表面电流|J1|趋近之间的相位的差异是归因于等式(93)-(95)中汉克尔函数的特性,其与等式(1)-(3)是一致的。认识到由等式(1)-(6)和(17)以及等式(92)-(95)表示的场(而不是与地波传播相关联的辐射场)具有受限于有损界面的传输线模式的本质是重要的。
为了获得用于给定位置处的引导表面波导探头200e的给定设计的适当电压幅度和相位,可以使用迭代方法。具体地,考虑端子T1和T2的馈送电流、电荷端子T1和T2上的电荷以及它们在有损传导介质203以中的镜像来执行对引导表面波导探头200e的给定的激励和配置的分析,以确定所产生的径向表面电流密度。可以迭代地执行该过程,直到基于期望的参数确定对于给定的引导表面波导探头200e的最佳配置和激励。为了辅助确定给定的引导表面波导探头200e是否以最佳水平操作,可以基于在引导表面波导探头200e的位置处的区域1的传导率(σ1)和区域1的介电常数(ε1)的值,用等式(1)-(12)来生成引导场强曲线103(图1)。这样的引导场强度曲线103可以提供操作的基准,使得可以将测量的场强与由引导场强曲线103指示的大小进行比较,以确定是否已经实现最佳传输。
为了达到最佳状态,可以调整与引导表面波导探头200e相关联的各种参数。可以改变以调整引导表面波导探头200e的一个参数是电荷端子T1和/或T2中的一个或两个相对于有损传导介质203的表面的高度。另外,电荷端子T1和T2之间的距离或间隔也可以被调整。这样做时,可以最小化或另外改变互电容CM或电荷端子T1和T2与有损传导介质203之间的任何束缚电容。各个电荷端子T1和/或T2的大小也可以被调整。通过改变电荷端子T1和/或T2的大小,如可以理解的,将改变各个自电容C1和/或C2以及互电容CM。
另外,可以调整的另一个参数是与引导表面波导探头200e相关联的耦合电路209。其可以通过调整构成耦合电路209的电感和/或电容电抗的大小来实现。例如,在这种感应电抗包括线圈的情况下,可以调整这种线圈上的匝数。最终,可以对耦合电路209进行调整以改变耦合电路209的电长度(electrical length),从而影响电荷端子T1和T2上的电压幅度和相位。
注意,通过进行各种调整而执行的传输迭代可以通过使用计算机模型或通过调整可理解的物理结构来实现。通过进行上述调整,可以产生近似于上述的等式(90)和(91)中指定的引导表面波模式的相同电流J(ρ)的对应的“趋近”表面电流J1和“远离”表面电流J2。这样做时,所得到的电磁场将基本上或近似地模式匹配于有损传导介质203的表面上的引导表面波模式。
尽管未在图16的示例中示出,但可以控制引导表面波导探头200e的操作以针对与引导表面波导探头200相关联的操作条件的变化进行调整。例如,图12中示出的探头控制系统230可以用于控制耦合电路209和/或电荷端子T1和/或T2的位置和/或大小,以控制引导表面波导探头200e的操作。操作条件可以包括但不限于有损传导介质203的特性(例如,传导率σ和相对介电常数εr)的变化、场强的变化和/或引导表面波导探头200e的负载的变化。
现在参考图17,所示的是图16中的引导表面波导探头200e的示例,在此表示为引导表面波导探头200f。引导表面波导探头200f包括沿着垂直轴z放置的电荷端子T1和T2,该垂直轴z基本正交于由有损传导介质203(例如地球)呈现的平面。第二介质206位于有损传导介质203的上方。电荷端子T1具有自电容C1,并且电荷端子T2具有自电容C2。在操作期间,取决于在任何给定时刻施加到电荷端子T1和T2的电压,电荷Q1和Q2分别被施加在电荷端子T1和T2上。取决于T1和T2之间的距离,电荷端子T1和T2之间可存在互电容CM。另外,取决于各个电荷端子T1和T2相对于有损传导介质203的高度,各个电荷端子T1和T2与有损传导介质203之间可以存在束缚电容。
引导表面波导探头200f包括耦合电路209,耦合电路209包括电感阻抗,电感阻抗包括线圈L1a,线圈L1a具有分别耦合到电荷端子T1和T2中的一对引线。在一个实施例中,线圈L1a被指定为具有引导表面波导探头200f的操作频率下的波长的一半(1/2)的电长度。
尽管线圈L1a的电长度被指定为接近操作频率下的波长的一半(1/2),但是可以理解的是,线圈L1a可以被指定为具有其他值的电长度。根据一个实施例,线圈L1a具有操作频率下的波长的接近一半的电长度的事实提供了在电荷端子T1和T2上产生最大电压差的优点。尽管如此,当调整引导表面波导探头200f以获得引导表面波模式的最佳激励时,线圈L1a的长度或直径可以增大或减小。线圈长度的调整可以通过位于线圈一端或两端的抽头提供。在其他实施例中,可以是这样的情况,即电感阻抗被指定为具有明显小于或大于引导表面波导探头200f的操作频率下的波长的1/2的电长度。
激励源212可以通过磁耦合耦合到耦合电路209。具体地,激励源212耦合到感应耦合到线圈L1a的线圈LP。这可以通过链路耦合、抽头线圈、可变电抗或如可以理解的其他耦合方法来完成。为此,如可以理解的那样,线圈LP用作主线圈,并且线圈L1a用作辅线圈。
为了调整引导表面波导探头200f以传输期望的引导表面波,可以相对于有损传导介质203并相对于彼此改变各个电荷端子T1和T2的高度。而且,电荷端子T1和T2的大小可以改变。另外,线圈L1a的大小可以通过增加或消除匝数或通过改变线圈L1a的一些其他维度(dimension)参数来改变。线圈L1a还可以包括用于调整电长度的一个或多个抽头,如图17所示。连接到电荷端子T1或T2的抽头的位置也可以被调整。
接下来参考图18A、18B、18C和19,所示出的是用于在无线功率传输系统中使用表面引导波的普遍的接收电路的示例。图18A和18B-18C分别包括线性探头303和调谐共振器306。图19是根据本公开的各种实施例的磁线圈309。根据各种实施例,线性探头303、调谐共振器306和磁线圈309中的每一个都可以用于接收根据各种实施例的以在有损传导介质203的表面上的引导表面波的形式传输的功率。如上所述,在一个实施例中,有损传导介质203包括陆地介质(或地球)。
具体参考图18A,线性探头303的输出端子312处的开路端子电压取决于线性探头303的有效高度。为此,端点电压可以被计算为:
其中,Einc是以伏特/米表示的在线性探头303上感应的入射电场的强度,dl是沿着线性探偷303的方向的积分元素,并且he是线性探头303的有效高度。电负载315通过阻抗匹配网络318耦合到输出端子312。
当线性探头303经受如上所述的引导表面波时,跨输出端子312产生电压,该电压可以视情况通过共轭阻抗匹配网络318施加到电负载315。为了促进到电负载315的功率流动,电负载315应如下所述的与线性探头303基本上阻抗匹配。
参考图18B,具有等于引导表面波的波倾斜的相移的地电流激励线圈306a包括在有损传导介质203的上方升高(或悬置)的电荷端子TR。电荷端子TR具有自电容CR。另外,取决于有损传导介质203上方的电荷端子TR的高度,在电荷端子TR和有损传导介质203之间也可以存在束缚电容(未示出)。束缚电容应该优选地被尽可能地最小化,尽管这在每一种情况下都不是完全必要的。
调谐共振器306a还包括包含具有相移Φ的线圈LR的接收器网络。线圈LR的一端耦合到电荷端子TR,线圈LR的另一端耦合到有损传导介质203。接收器网络可以包括将线圈LR耦合到电荷端子TR的垂直供应线导体。为此,当电荷端子CR和线圈LR串联放置时,线圈LR(其也可以被称为调谐共振器LR-CR)包括串联调整的共振器。线圈LR的相位延迟可以通过改变电荷端子TR的大小和/或高度,和/或调整线圈LR的大小来调整,使得该结构的相位Φ基本上等于波倾斜角Ψ。垂直供应线的相位延迟也可以通过例如改变导体的长度来调整。
例如,由自电容CR呈现的电抗计算为1/jωCR。注意,结构306a的总电容还可以包括电荷端子TR和有损传导介质203之间的电容,其中结构306a的总电容可以根据自电容CR和任何束缚电容来计算,如可以理解的。根据一个实施例,电荷端子TR可以被升高到一定的高度,以基本上减少或消除任何束缚电容。如先前所讨论的,可以根据电荷端子TR和有损传导介质203之间的电容测量来确定束缚电容的存在。
由分立元件线圈LR呈现的感抗可以计算为jωL,其中L是线圈LR的集总元件(lumped-element)电感。如果线圈LR是分布式元件,则其等效端点感抗可以通过常规方法确定。为了调谐结构306a,可以进行调整,使得相位延迟等于波倾斜,以便模式匹配到操作频率下的表面波导。在这种条件下,接收结构可以被认为是与表面波导“模式匹配”。围绕结构和/或阻抗匹配网络324的变压器链路可以被插入到探头和电负载327之间以便将功率耦合给负载。在探头端子321和电负载327之间插入阻抗匹配网络324可以实现用于将最大化的电力递送到电负载327的共轭匹配条件。
当存在操作频率下的表面电流时,功率将从表面引导波传递送到电负载327。为此,电负载327可以通过磁耦合、电容耦合或传导(直接抽头)耦合的方式耦合到结构306a。耦合网络的元件可以是集总组件或分布式元件,如可以理解的。
在图18B所示的实施例中,采用磁耦合,其中线圈LS相对于用作变压器初级线圈的线圈LR被定位为次级线圈。可以通过将线圈LS几何地缠绕在相同的磁芯结构上并且调整耦合的磁通量而将线圈LS链接耦合到线圈LR。如可以理解的。另外,尽管接收结构306a包括串联调谐的共振器,但也可以使用并联调谐的共振器或者甚至是适当的相位延迟的分布式元件共振器。
尽管沉浸在电磁场中的接收结构可以耦合来自场的能量,但可以认识到,极化匹配结构通过使耦合最大化而运行得最好,并且应该观察用于探头耦合到波导模式的常规规则。例如,TE20(横向电模式)波导探头对于从TE20模式中激励的常规波导中提取能量可能是最佳的。类似地,在这些情况下,模式匹配和相位匹配的接收结构可以针对来自表面引导波的耦合功率进行优化。由有损传导介质203的表面上的引导表面波导探头200激发的引导表面波可以被认为是开放波导的波导模式。排除波导损失,可以完全恢复源能量。有用的接收结构可以是电场耦合,磁场耦合或表面电流激励。
基于接收结构附近的有损传导介质203的局部特性,可以调整接收结构以增加或最大化与引导表面波的耦合。为了实现这一点,可以调整接收结构的相位延迟(Φ)以匹配接收结构处的表面行进波的波倾斜角(Ψ)。如果适当地配置,则接收结构然后可以被调谐用于相对于在复数深度z=-d/2处的理想传导镜像地平面的共振。
例如,考虑包括图18B的调谐共振器306a的接收结构,其包括线圈LR和连接在线圈LR与电荷端子TR之间的垂直供应线。在电荷端子TR放置于有损传导介质203上方的限定(defined)高度的情况下,线圈LR和垂直供应线的总相移Φ可以与在调谐共振器306a的位置处的波倾斜角(Ψ)匹配。从等式(22)可以看出,波倾斜渐近地传递到
其中,εr包括相对介电常数,并且σ1是在接收结构位置处的有损传导介质203的传导率,εo是自由空间的介电常数,并且ω=2πf,其中,f是激励频率。因此,可以根据等式(97)确定波倾斜角(Ψ)。
调谐共振器306a的总相移(Φ=θc+θy)包括通过线圈LR的相位延迟(θc)和垂直供应线的相位延迟(θy)。沿着垂直供应线的导体长度lw的空间相位延迟可以由θy=βwlw给出,其中βw是垂直供应线导体的传播相位常数。由于线圈(或螺旋延迟线)引起的相位延迟为:θc=βplC,其中,物理长度为lC和传播因子为
其中,Vf是结构上的速度因子,λ0是供应频率下的波长,以及λp是根据速度因子Vf产生的传播波长。可以调整相位延迟(θc+θy)中的一个或两个,以使相移Φ与波倾斜角(Ψ)匹配。例如,可以在图18B的线圈LR上调整抽头位置以调整线圈相位延迟(θc)以使总相移与波倾斜角匹配(Φ=Ψ)。例如,如图18B所示,线圈的一部分可以被抽头连接旁路。垂直供应线导体也可以经由抽头连接到线圈LR,可以调整线圈上的抽头的位置以使总相移与波倾斜角相匹配。
一旦调整了共振器306a的相位延迟(Φ),电荷端子TR的阻抗然后就可以被调整,以调谐相对于在复数深度z=-d/2处的理想传导镜像地平面的共振。这可以通过调整电荷端子T1的电容而不改变线圈LR和垂直供应线的行进波相位延迟来实现。这些调整与关于图9A和9B所描述的相似。
“向下看”到有损传导介质203到复数镜像平面所观察到的阻抗由下式给出:
Zin=Rin+jXin=Zotanh(jβo(d/2)) (99)
其中,对于地球上的垂直极化源,复数镜像平面的深度可由下式给出:
其中,μ1是有损传导介质203的磁导率并且ε1=εrεo。
在调谐共振器306a的基部处,如图9A所示,“向上看”到接收结构中所观察到的的阻抗是Z↑=Zbase。终端阻抗为:
其中,CR是电荷端子TR的自电容,“向上看”到调谐共振器306a的垂直供应线导体中所观察到的阻抗由下式给出:
并且“向上看”到调谐共振器306a的线圈LR中所看到的阻抗由下式给出:
通过将“向下看”到有损传导介质203中所观察到的电抗元件(Xin)与“向上看”到调谐共振器306a中所观察到的电抗元件(Xbase)进行匹配,可以使到引导表面波导模式的耦合最大化。
接下来参考图18C,所示的是在接收结构的顶部不包括电荷端子TR的调谐共振器306b的示例。在该实施例中,调谐共振器306b不包括耦合在线圈LR与电荷端子TR之间的垂直供应线。因此,调谐共振器306b的总相移(Φ)仅包括通过线圈LR的相位延迟(θc)。如图18B的调谐共振器306a,线圈相位延迟θc可以被调整以匹配根据等式(97)确定的波倾斜角(Ψ),其导致Φ=Ψ。尽管在接收结构耦合到表面波导模式的情况下功率提取是可能的,但是难以调整接收结构以在没有由电荷端子TR提供的可变电抗负载的情况下最大化与引导表面波的耦合。
参考图18D,所示的是流程图180,其图示了调整接收结构以与有损传导介质203的表面上的引导表面波导模式基本模式匹配的示例。从181开始,如果接收结构包括电荷端子TR(例如,图18B的调谐共振器306a的电荷端子TR),则在184,电荷端子TR被放置在有损传导介质203上方的限定的高度处。由于表面引导波已经由引导表面波导探头200建立,所以电荷端子TR的物理高度(hp)可以低于有效高度的物理高度。可以选择物理高度以减小或最小化电荷端子TR上的束缚电荷(例如,电荷端子的球形直径的四倍)。如果接收结构不包括电荷端子TR(例如,图18C的调谐共振器306b的电荷端子TR),那么流程进行到187。
在187处,接收结构的电相位延迟Φ与由有损传导介质203的局部特性定义的复数波倾斜角Ψ匹配。螺旋线圈的相位延迟(θc)和/或垂直供应线的相位延迟(θy)可被调整以使Φ等于波倾斜(W)角(Ψ)。波倾斜角(Ψ)可以由公式(86)确定。电相位Φ然后可以与波倾斜角匹配。例如,可以通过改变线圈LR的几何参数和/或垂直供应线导体的长度(或高度)来调整电相位延迟Φ=θc+θy。
接下来在190,电荷端子TR的负载阻抗可以被调谐,以共振被调谐的共振器306a的等效镜像平面模型。接收结构下方的传导镜像地平面139(图9A)的深度(d/2)可以使用等式(100)以及可以在本地测量的接收结构处的有损传导介质203(例如地球)的值来确定。使用该复数深度,可以使用θd=βod/2来确定镜像地平面139与有损传导介质203的物理边界136(图9A)之间的相移(θd)。然后可以使用等式(99)确定“向下看”到有损传导介质203中所观察到的阻抗(Zin)。这种共振关系可以被认为是最大化与引导表面波的耦合。
基于调整后的线圈LR的参数和垂直供应线导体的长度,可以确定线圈LR和垂直供应线路的速度因子、相位延迟和阻抗。另外,可以使用例如等式(24)来确定电荷端子TR的自电容(CR)。可以使用等式(98)确定线圈LR的传播因子(βp),并且可以使用等式(49)确定垂直供应线的传播相位常数(βw)。使用自电容和线圈LR和垂直供应线的确定的值,可以使用等式(101)、(102)和(103)来确定“向上看”到线圈LR中所观察到的调谐的共振器306a的阻抗(Zbase)。
图9A的等效镜像平面模型也适用于图18B的调谐的共振器306a。通过调整电荷端子TR的负载阻抗ZR,使得Zbase的电抗分量Xbase抵消Zin的电抗分量Xin,或者Xbase+Xin=0,可以将调谐的共振器306a调谐到相对于复数镜像平面的共振。因此,“向上看”到调谐共振器306a的线圈的在物理边界136(图9A)处的阻抗是“向下看”到有损传导介质203的在物理边界136处的阻抗的共轭。可以通过改变电荷端子TR的电容(CR)而不改变由电荷端子TR看到的电相位延迟Φ=θc+θy来调整负载阻抗ZR。可以采取迭代方法来调谐负载阻抗ZR以用于等效镜像平面模型相对于传导镜像地平面139的共振。以这种方式,电场沿着有损传导介质203(例如地球)的表面到引导表面波导模式的耦合可以被改进和/或最大化。
参考图19,电磁线圈309包括通过阻抗匹配网络333耦合到电负载336的接收电路。为了便于从引导表面波接收和/或提取功率,电磁线圈309可被放置成使得引导表面波的磁通量穿过磁线圈309,由此在磁线圈309中感应出电流并在其输出端子330处产生端点电压。耦合到单匝线圈的引导表面波的磁通量被表示为:
其中,是耦合磁通量,μr是磁线圈309的磁芯的有效相对磁导率,μo是自由空间的磁导率,是入射磁场强度矢量,是正交于匝的横截面的单位矢量,以及ACS是每个回路所包围的面积。对于定向用于最大程度地耦合到在电磁线圈309的横截面上是均匀的入射磁场的N匝磁线圈309,出现在磁线圈309的输出端子330处的开路感应电压是:
其中变量在上面定义。电磁线圈309可以被调谐到引导表面波频率,或者被调谐作为分布式共振器或者与跨过其输出端子330的外部电容器一起被调谐,视情况而定可以,并且然后通过共轭阻抗匹配网络333与外部电负载336阻抗匹配。
假设由磁线圈309和电负载336呈现的结果电路经由阻抗匹配网络333被适当地调整并且共轭阻抗匹配,则然后可以采用在磁线圈309中感应的电流来最优地为电负载336供电。由磁线圈309呈现的接收电路提供了一个优点,因为它不必物理地连接到地面。
参考图18A、18B、18C和19,每个由线性探头303、模式匹配结构306和磁线圈309呈现的接收电路都有助于接收从上述引导表面波导探头200的任何一个实施例传输的功率。为此,如可以理解的,所接收的能量可以用于经由共轭匹配网络向电负载315/327/336供电。这与在接收器中可能接收到的以辐射电磁场形式发送的信号形成对比。这样的信号具有非常低的可用功率,并且这种信号的接收器不会加载发射器。
使用上述引导表面波导探头200产生的该引导表面波的特性还在于,由线性探头303、模式匹配结构306和磁线圈309呈现的接收电路将加载激励源212(例如,图3、12和16),该激励源被施加到引导表面波导探头200,从而产生这样的接收电路所经受的引导表面波。这反映了由上述给定的引导表面波导探头200产生的引导表面波包括传顺线模式的事实。相反,驱动产生辐射电磁波的辐射天线的电源不由接收器加载,无论所使用的接收器的数量是多少。
因此,一个或多个引导表面波导探头200和以线性探头303、调谐模式匹配结构306和/或磁线圈309的形式的一个或多个接收电路一起可以组成无线分布系统。假定使用如上所述的引导表面波导探头200的传输引导表面波的距离取决于频率,则可以在跨广阔的区域甚至全局范围内实现无线功率分布。
如今广泛研究的传统的无线功率传输/分布系统包括来自辐射场的“能量收获”以及还包括耦合到感应近场或电抗近场的传感器。相反,目前的无线功率系统不会以辐射的形式浪费功率,如果不被截取的话,功率将永远损失。目前公开的无线功率系统也不像传统的互感耦合近场系统那样被限于极短的距离。本文公开的无线功率系统探头耦合到新颖的表面引导传输线模式,这相当于通过波导向负载递送功率或直接有线的(连接)到远处的功率发生器的负载。不计算维持传输场强所需的功率加上表面波导中耗散的功率,其在极低频率下,相对于传统高压电力线在60赫兹时的传输损失而言微不足道,所有的发生器功率都只能达到所需的电负载。当电负载需求终止时,源功率发生相对空闲。
接下来参考图20A-E,示出了参考下面的讨论而使用的各种示意性符号的示例。具体参考图20A,示出了表示引导表面波导探头200a、200b、200c、200e、200d或200f中的任何一个的符号;或其任何变型。在下面的附图和讨论中,该符号的描述将被称为引导表面波导探头P。在下面的讨论中为了简单起见,对引导表面波导探头P的任何引用是对以下各项中的任何一个的引用:引导表面波导探头200a、200b、200c、200e、200d或200f;或其变型。
类似地,参考图20B,示出了表示可以包括线性探头303(图18A)、调谐谐振器306(图18B-图18C)或者电磁线圈309(图19)中的任何一个的引导表面波接收结构的符号。在下面的附图和讨论中,这个符号的描述将被称为引导表面波接收结构R。在下面的讨论中为了简单起见,对引导表面波接收结构R的任何引用是对以下各项中的任何一个的引用:线性探头303、调谐谐振器306、或磁线圈309;或其变型。
此外,参考图20C,示出了具体表示线性探头303(图18A)的符号。在下面的附图和讨论中,这个符号的描述将被称为引导表面波接收结构RP。为了简化以下讨论,对引导表面波接收结构RP的任何引用是对线性探头303或其变型的引用。
此外,参考图20D,示出了具体表示调谐谐振器306(图18B-图18C)的符号。在下面的附图和讨论中,这个符号的描述将被称为引导表面波接收结构RR。在下面的讨论中为了简单起见,对引导表面波接收结构RR的任何引用是对调谐共振器306或其变型的引用。
此外,参考图20E,示出了具体表示磁线圈309(图19)的符号。在下面的附图和讨论中,这个符号的描述将被称为引导表面波接收结构RM。在下面的讨论中为了简单起见,对引导表面波接收结构RM的任何引用是对电磁线圈309或其变型的引用。
除了相对较短的距离之外,电力已经经由电导体分布,电导体直接或通过电力网络或电网(power grid)从电源连接到电力负载消耗电力的节点。这种能量消耗节点可以采取多种形式:小型或大型;相对于电源可移动或静止;永久性的、半永久性的或临时性的。这些节点中的一种包括建筑物。这些建筑物可能具有住宅的、工业的、商业的或其他性质。特别是在永久性或半永久性建筑物的情况下,电力通常源自电力公用事业公司(公用或私人),并且通常服务于地理区域内的大量建筑物。多个电力公用事业公司通常在共享电网中互连,以便根据需要在它们之间共享电力。
然而,在许多地方都担心电网日益脆弱。电网中的某个地方的故障可能使电网的其他区域过载并导致大范围的停电。此外,在诸如飓风、地震和野火等自然灾害发生概率增大的地区,即使发电站和能源消耗节点均未受损,电网的损坏或破坏也可能导致长期停电。维护和/或增加电力网络的财务和/或环境成本非常重要。此外,在一些地理区域和/或地缘政治环境中,将建筑物连接到有线电网是不切实际的或不可能的。
现在考虑能量消耗节点,并参考图21,能量消耗节点400包括引导表面波接收结构R。接收结构R被配置为从沿有损传导介质415行进的引导表面波获得电能。在一些示例中,有损传导介质415是地面介质-即地球。在一些示例中,接收结构R包括耦合在接收结构R的电荷端子与有损传导介质415之间的馈送网络,其具有和与引导表面波相关联的波倾斜角(Ψ)匹配的相位延迟(Φ),波倾斜角(Ψ)至少部分地基于接收结构R附近的有损传导介质415的特性。
能量消耗节点400还包括电耦合到引导表面波接收结构R的输出的分布系统420。分布系统420被配置为将由接收结构R接收或获得的电能分布给电负载430,该电负载430可以被电耦合到分布系统420。负载430可以可移除地耦合到分布系统420,如在例如家用电器(诸如计算机、电视机、厨房电器等)的情况下。负载430可替代地可以永久地或半永久地耦合到分布系统420,如在例如电中央加热系统、中央空调系统等的情况下。电负载430作为耦合到生成引导表面波的引导表面波导探头的激励源处的负载。
现在更详细地考虑能量消耗节点中的引导表面波接收结构R的一个示例,并且参考图22A-图22B,建筑物440A是能量消耗节点。建筑物440A可以是住宅的、商业的、工业的或其他类型的建筑物。建筑物440A可以是单一单元设施(例如,由一个家庭或组织占用)、或多个单元设施(例如,具有多个单元的建筑物,每个单元由不同家庭或不同组织占用)。
引导表面波接收结构RA被安装在建筑物440A处。更特别地,接收结构RA至少部分地被安装在建筑物440A内。根据一个实施例,接收结构RA是调谐谐振器RR(图20D)。接地电流激励线圈412被设置在建筑物440A的上部442A内。上部442A可以是例如阁楼或上层。线圈412以线圈412的轴线413相对于地面介质基本上垂直的方向安装,尽管线圈412可以以任何其他方位安装。将线圈412安装在上部442A中有利地定位线圈412,以避免接近人或动物,其电容可能干扰由接收结构RA接收引导表面波。如本文所定义并参考图21至图29所使用的,术语“接近”包括身体接触以及接近度。将线圈412安装在上部442A中还有利地防止雨水或雪接触线圈412,这也可能干扰由接收结构RA接收引导表面波。在一些示例中,线圈412可以被涂覆诸如例如玻璃纤维或塑料的非导电材料或被包裹在诸如例如玻璃纤维或塑料的非导电材料中,以便进一步保护线圈。
电荷端子414被设置在建筑物440A上方并且经由垂直馈送线导体415电耦合到线圈412的上端子416。垂直馈送线导体415可以穿过建筑物440A的屋顶或侧壁。电荷端子414和垂直馈送线导体415可以以这种方式构造,以承受该场所处预期的环境条件(包括风、降水和其他条件)的范围。根据各种实施例,垂直馈送线导体415可以包括例如刚性导电杆、井架或其他类型的支撑结构。另外,位于建筑物440A外部的垂直馈送线导体415的部分可以由不导电的外壳444保护。线圈412的下端子417经由导体419被电耦合到地面介质中的地桩418。导体419可以穿过建筑物440A的侧壁或底层。位于建筑物440A外部的导体419的任何部分可以由不导电的外壳445保护或覆盖。外壳444、445还可以提供或辅助接收结构R的安放和结构刚度以及完整性。
线圈412被电耦合到分布系统(诸如分布系统420(图21)),以向分布系统提供电能。该耦合可以通过磁、电容或导电(直接分接)耦合来执行,或通过如上所述的其他手段来执行。
现在考虑能量消耗节点中的引导表面波接收结构R的另一示例,并且参考图23A-图23B中,建筑物440B是类似于建筑物440A的能量消耗节点。
引导表面波接收结构RB被安装在建筑物440B处。更特别地,接收结构RB至少部分地安装在建筑物440B的外部。根据所示的实施例,接收结构RB是调谐谐振器RR(图20D)。线圈412被设置在邻接建筑物440B的升高位置处。将线圈412安装在升高的位置有利地将线圈412定位在地面上的人或动物可达的范围之上,人或动物的电容可能干扰由接收结构RB接收引导表面波。线圈412以线圈412的轴线413相对于地面介质基本上垂直的方位安装,尽管线圈412可以根据需要被设置在其他方位。在一个示例中,线圈412使用不导电支架或类似的紧固件安放到建筑物440B的外壁。在另一个示例中,线圈412与建筑物440B的外壁间隔开。在建筑物440B具有金属(或其他导电的)屋顶的情况下,将线圈412与建筑物440B间隔开可以减轻屋顶对接收结构RB的操作的任何不利影响。
在示例中,线圈412、垂直馈送线导体415和导体419中的一个或多个被封闭在非导电外壳中。在一些示例中,外壳被构造成给接收结构RB美学上可接受的外观。在某些情况下,建筑物的外观由政府或私人机构管控,(例如,诸如业主协会)。在图23B的示例中,线圈412和导体419被封闭在外壳449中,并且可以由外壳449物理地支撑,外壳449抵靠建筑物440B定位并且呈现预期外部房屋特征(例如,诸如壁炉)的外观。在这种情况下,外壳449可以是从地面延伸至线圈412的至少顶部并呈现砖或混凝土或与房屋的外观相兼容的其他材料的外观的高大结构。另外,外壳448封闭并且物理地支撑垂直馈送线导体415,并呈现预期的外部房屋特征(诸如,例如,壁炉上方的烟囱)的外观。外壳448、449还防止雨水或雪接触线圈412,这可能干扰由接收结构RB接收引导表面波。
线圈412被电耦合到分布系统(诸如分布系统420(图21)),以向分布系统提供电能。该耦合可以通过磁、电容或导电(直接分接)耦合来执行,或通过如上所述的其他手段来执行。
现在考虑能量消耗节点中的引导表面波接收结构R的另一示例,并且参考图24A,建筑物440C是类似于建筑物440A的能量消耗节点。
引导表面波接收结构RC被安装在建筑物440C处。根据图24A中所示的实施例,接收结构RC是磁线圈RM(图20E)。接收结构RC的线圈450C被安装在上部442C处的建筑物440C内。上部442C可以是建筑物440C的阁楼或上层。将线圈450C安装在上部442C中有利地将线圈450C定位成远离人或动物的附近,人或动物的电容可能干扰由接收结构RC接收引导表面波的。将线圈450C安装在上部442C中还有利地防止雨水或雪接触接收结构RC,这也可能干扰由接收结构RC接收引导表面波。在一些示例中,线圈450C可以被涂覆诸如例如玻璃纤维或塑料的非导电材料或包裹在诸如例如玻璃纤维或塑料的非导电材料中,以进一步保护线圈450C。
接收结构RC的线圈450C以线圈450C的轴线453C相对于地面介质基本上水平的方位安装。线圈450C的轴线453C被进一步定向在相对于引导表面波的方向上,该方向使得通过线圈450C导向的磁通量最大化,以最大化在接收结构RC处获得的电能。线圈450C的引线452C、454C被电耦合到分布系统(诸如分布系统420(图21)),以便向分布系统提供电能。在一个示例中,通过如上所述的导电耦合来执行耦合。
现在考虑能量消耗节点中的引导表面波接收结构R的另一示例,并且参考图24B,建筑物440D是类似于建筑物440A的能量消耗节点。
引导表面波接收结构RD被安装在建筑物440D处。根据所示的实施例,接收结构RD是磁线圈RM(图20E)。接收结构RD的线圈450D被安装在建筑物440D内。线圈450D使用建筑物的结构元件中的至少一些来形成作为用于磁线圈450D的绕线筒。在建筑物440D中,建筑物的屋顶、墙壁和地板的内部结构元件形成线圈450D的绕线筒。线圈450D的布线可以通过非导电支架或其他紧固件固定到屋顶、墙壁和地板的内部。将线圈布线设置在建筑物440D内防止雨水或雪接触接收结构RD,这也可能干扰由接收结构RD接收引导表面波。线圈450D的布线可以通过将导线涂覆非导电材料(例如,诸如玻璃纤维或塑料)或包裹在非导电材料(例如,诸如玻璃纤维或塑料)中来得到进一步的保护。这可以在诸如例如屋顶泄漏的情形下进一步保护线圈。此外,将布线设置在建筑物440D的内部墙壁之后以及设置在内部地板之下有利地避免了人或动物接近布线,人或动物的电容可能干扰由接收结构RD接收引导表面波。
由于由建筑物440D的结构元件形成的绕线筒的尺寸可以相对较大,所以线圈450D有利地提供大的横截面积。这有助于与引导表面波相关联的相应大量的磁通量通过线圈450D被导向,从而有助于从入射到接收结构RD的引导表面波接收更大量的电能。
线圈450D可能更适合用于新构造,其中线圈布线可以被安装在构造过程中的适当点处。为了利用基于磁线圈的引导波接收结构RM改造现有建筑物,使用线圈450C的引导表面波接收结构RC(图24A)可能更合适,因为对建筑物进行大量内部修改以安装线圈450D可以被避免。
在线圈450D的替代示例中,可以使用屋顶和阁楼地板的内部结构元件作为线圈450D的绕线筒来形成线圈布线。这导致围绕建筑物440D的上部442D形成的线圈具有较小的横截面积,但是其高于在建筑物440D的上部442C处的地面介质的表面。
另外,多个不同的线圈450C或450D可以被安装在单一结构中。这种不同的线圈450D/450D可以相对于彼此定位在不同的方位,以便能够从与具有相对于建筑物440C和440D的不同原点(和相应的不同方位)的引导表面波相关联的磁场获得能量。为此,可以从由一个或多个引导表面波导探头P发送的多个不同的引导表面波获得能量。
接收结构RD的线圈450D以线圈450D的轴线453D相对于地面介质基本上水平的方位来安装,虽然线圈450D可以根据入射引导表面波的起源或其他考虑因素根据需要安装在其他方位上。由于建筑物440D的墙壁可能不会相对于引导表面波以最佳方向来定向以最大化在接收结构RD处获得的电能,所以线圈450D的布线可以在内表面上成角度以便将线圈450D的轴线453D定向在使接收结构RD处获得的电能最大化的方向上。可替换地,线圈450D的轴线453D可以在次优方向上对齐,但是其中线圈450D的大的横截面积仍然可以允许磁通量穿过线圈450D以获得充分的电能来为在接收结构RD处获得的预期电力负载提供电力。
线圈450D的引线452D、454D被电耦合到分布系统(诸如分布系统420(图21)),以便向分布系统提供电能。在一个示例中,通过如上所述的导电耦合或其他类型的耦合来执行耦合。
现在考虑能量消耗节点中的引导表面波接收结构R的另一示例,并且参考图25A-25B,建筑物440E是类似于建筑物440A的能量消耗节点。
引导表面波接收结构RE被安装在建筑物440B处。根据所示的实施例,接收结构RE是线性探头RP(图20C)。线性探头RP可以包括偶极(如图所示)或具有接地连接的单极。上部导体460基本上垂直地设置在也基本上垂直设置的下部导体464的上方。导体460、464基本上沿公共轴线463定位。在一个示例中,上导体460的至少一部分突出通过建筑物440E的墙壁或屋顶。上导体460在其下端处具有引线461,下导体464在其上端处具有引线465。在一个示例中,下导体464的下端466被连接到地。在另一示例中,下端466未被连接。
上导体460可以被封闭在非导电外壳468中。下导体464可以被封闭在非导电外壳469中。外壳468、469可以通过非导电支架或紧固件被附接到建筑物440E。外壳468、469可以为导体460、464提供结构支撑和完整性,并且将它们保持在适当的位置和对齐。壳体468、469还可以防止雨水或雪接触接收结构RE,和/或人或动物接近接收结构RE,这两者都可能干扰由接收结构接收引导表面波。
引线461、465被电耦合到分布系统(诸如分布系统420(图21)),以向分布系统提供电能。在一个示例中,通过导电耦合来执行耦合。
在图22A至图25B中,每个建筑物(能量消耗节点)包括引导表面波接收结构R。现在参考图26考虑建筑物群包括多个间隔开的建筑物。建筑物群可以包括位于地理、组织和/或政治单位中的至少一些建筑物,诸如邻域、分部(subdivision)或城镇或城市。
图26的示例性建筑物群470可以包括三个建筑物472A、472B、472C。建筑物472A包括引导表面波接收结构R 473,而建筑物472B、472C不包括。然而,建筑物472B、472C包括分布系统476B、476C以分别向耦合到这些分布系统476B、476C的电负载供电。建筑物472A还包括分布系统476A。分布系统476A-476C中的一些或全部可以不同。由建筑物472A中的引导表面波接收结构R 473获得的电能经由电力总线475被提供给建筑物472B、472C。因此,引导表面波接收结构R 473获得整个建筑物群470的电能。分布系统476A-476C在下文中更详细地讨论。
在替代实施例中,建筑物群470可以是单一建筑物,并且建筑物472A-472C可以是该建筑物内的不同单元。
现在考虑另一能量消耗节点,并参考图27,能量消耗节点500包括引导表面波接收结构R 510。接收结构R 510被配置为从沿有损传导介质行进的引导表面波获得电能。在一个例子中,有损传导介质是诸如地球的地面介质。节点500还包括电耦合到引导表面波接收结构510的输出512的功率分布系统520。分布系统520被配置为将由接收结构510获得的电能分布给可以被电耦合到分布系统520的至少一个电负载。
引导表面波接收结构R 510可以表示多个这种接收结构R,其以平行或串联电路来设置以能够从一个或多个引导表面波获得更多能量。为此,多个接收结构R可以从以多个不同频率发送的多个引导表面波获得能量。这样以来,可以采用多个匹配网络522,每个匹配网络522与对应的引导表面波接收结构R一起使用。为此,如可以理解的,多个接收结构R可以在被转换为DC电压的相应的频率处生成相应的AC电压输出,其中多个DC电压输出被施加到公共DC总线。
瞬态保护电路515被连接在接收结构R 510的两个输出512之间。保护电路515保护能量消耗节点免受可能损坏或破坏节点500、接收结构R 510、分布系统520和/或耦合到分布系统520的电负载的雷击或其他电磁干扰。保护电路515可以包括气体放电管、齐纳二极管、TVS(transient voltage suppression,瞬态电压抑制)二极管、金属氧化物变阻器和/或其他瞬态抑制设备。当保护电路515被这样的干扰激活时,可以防止接收结构R 510在短时间内接收电力。如后面将要讨论的那样,由于干扰引起的电涌可以被抑制,并且备用电源可以确保所连接的电力负载的持续操作而不会中断电力。这种备用电源可以包括在需要时采用备用电池的不间断电源系统(uninterruptible power system,UPS)。
分布系统520可配置为向各种电力负载提供多种多样的AC和DC电力。可以在各种电压、电流、频率和相位处提供AC电力,并且可以在各种电压和电流处提供DC电力以匹配每个特定电负载的规格。
接收结构R 510的输出512被耦合到阻抗匹配网络522的输入。阻抗匹配网络522被配置为最大化从引导表面波接收结构R 510到电负载的功率传输并且尽量最小化不想要的反射。根据接收结构R 510的类型,阻抗匹配网络522可以是网络318(图18A)、324(图18B-C)或333(图19)中的一个。
接收结构R 510在由接收结构R 510(和发送引导表面波导探头P)预定的工作频率下提供电能。这个频率可能远大于通常由电力公用事业公司或者通过本地或备用AC电源(诸如,例如,气体、丙烷或其他发电机)的输出提供的50-60Hz AC。为了向在由接收结构R510获得的电能的相同预定工作频率下使用AC电力的电力负载提供电能,功率分布系统520可以包括耦合到阻抗匹配网络522的输出的AC电压转换器524(也被称为AC到AC转换器)。AC电压转换器524将以第一频率从阻抗匹配网络522输出的电能的电压转换为以第二期望频率由电负载使用的电压。AC电压转换器524还可以包括在特定电压范围内调节来自阻抗匹配网络522的AC电压和/或执行其他电力调控功能的电路系统。
AC电压转换器524的输出被提供给AC负载中心526。AC负载中心526可以(例如,经由断路器)提供电路控制和/或过电流保护。AC电力转而从负载中心526分布到电源插座528。不同的电源插座528可以被连接到负载中心526处的不同分支电路。电源插座528被配置为接收从电负载的电力连接并为该负载提供电力。在一些示例中,电源插座528的物理特征匹配用于电压和/或频率的AC电力连接器的预定标准。
如前所述,要连接到分布系统520的许多AC电负载可以使用来自由接收结构R 510获得的电能的不同电压、电流、频率和/或相位下的AC电力。许多其他电负载在DC电力上操作。为了适应这种宽范围的负载,由接收结构R 510输出的电能通过电耦合到匹配网络522的输出的AC到DC转换器530转换为DC。在一个示例中,AC到DC转换器530包括包含变压器和滤波器的整流器电路。在一些示例中,AC电压倍增器电路可以先于整流器电路,以便在整流之前增加AC电压。AC到DC转换器530的输出被电耦合到DC电压调节器532。DC电压调节器532保持在预定容差内的恒定电压,而不管从接收结构R 510输出的电能的波动范围如何。在一些示例中,DC电压倍增器电路可以先于DC电压调节器532或被包括在DC电压调节器532中以增加DC电力总线上的电压。在一个示例中,AC到DC转换器530和直流电压调节器532的功能由AC到DC电力供应来提供。来自DC电压调节器532的DC输出被供应给DC电力总线550。DC电力总线550的布线被适当地调整尺寸以适应分布系统520的其他电气元件的总预期电流消耗以及连接到分布系统520的电力负载。考虑到总线550的总长度和预期电流消耗的最大值,DC电力总线550的布线也被适当地调整尺寸以最小化总线550上的端到端电压降。并且,有可能各种组件可以被采用来稳定DC电压(诸如DC扼流圈等)。
并且如前所述,可以提供备用DC电源540以确保在接收结构R 510上发生雷击时不中断电力或防止接收结构R 510短时间接收电力的其它电磁干扰的情况下提供连接的电负载的持续操作。DC电源540可以是足够容量的电池、电容储存或DC发电机,以在给定的时间量内向预期的负载提供电力。自动切换电路545控制DC电压调节器532或DC电源540的输出是否连接到DC电源总线550。自动切换电路545感测从DC电压调节器532的输出何时变得不足。如果和当这种情况发生时,切换电路545自动地将DC电源540连接到DC电力总线550,并且自动地将DC电压调节器532的输出与DC电力总线550断开。切换以这种方式完成以便不中断在DC电力总线550上供应的电力。
自动切换电路545还感测DC电压调节器532的输出何时恢复正常。当该恢复发生时,再次在不中断在DC电力总线550上供应的电力的情况下,切换电路545自动地将DC电压调节器532的输出连接到DC电力总线550,并且自动地将DC电源540从DC电力总线550断开。在一些示例中,自动切换电路545还可以抑制可能在DC电压调节器532的输出处发生的瞬态电涌,从而防止这些电涌呈现在DC电力总线550上。可替换地,这样的浪涌抑制电路可以被包括在DC电压调节器532中和/或分布系统520中的其他地方。在一些示例中,DC电源540和切换电路545形成或用作DC电力总线550的不间断电力供应。
在DC电源540和自动切换电路545不包括在分布系统520中的示例中,DC电压调节器532的输出直接连接到DC电力总线550。
可以从在DC电力总线550上提供的DC电力来生成期望的电压、电流、频率和相位的数量下的AC电力。大多数地理或地缘政治实体(诸如国家)已经采用了用于他们的AC电力的规格的标准。这些标准通常包括50Hz或60Hz的频率,以及100V至127V或220V至240V范围中的、单相的电压。许多也提供具有频率为50Hz或60Hz的三相AC电力。由于这种标准的广泛采用,今天大量的电负载使用这些规格中的一个或多个的AC电力进行操作。
在连接到电力公用事业公司的AC干线或连接到本地发电机的电力输出的能量消耗节点500中,AC干线电力线554将根据本地标准的AC电力带入节点500的AC负载中心552。作为接收结构510和功率分布系统520的能量消耗节点500中的安装的一部分,在接收结构510的操作之前,AC干线电力线554被断开(如虚线所示)。在一些示例中,来自AC干线的电力将不再被使用,AC干线电力线554被永久断开和/或移除。在其它示例中,来自AC干线的电力可以被用作从接收结构获得的电力的备用(或反之亦然),当不需要来自AC干线的电力或来自AC干线的电力不可用时,手动或自动开关(未示出)可以将AC干线电力线554与AC负载中心552断开。
代替AC干线,AC电力从功率逆变器装置556提供给交流负载中心552。DC电力总线550被连接到功率逆变器装置556的输入,并且功率逆变器装置556的N个输出558被连接到AC负载中心552。功率逆变器装置556从在DC总线550上供应的DC电力在一个或多个期望的电压和/或相位处(直到最大电流)生成期望频率的AC电力。功率逆变器装置556和输出558将在后面更详细地讨论。
在一些示例中,AC负载中心552(例如,经由断路器)提供控制电路和/或过电流保护。AC电力经由M线561从负载中心552分布到至少一个电源插座560。不同的电源插座560可以被连接到负载中心552处的不同分支电路。在许多节点500中,大量电源插座被分布在整个节点500的固定的壁挂位置处,每个电源插座都连接到特定的分支电路。电源插座560被配置为从电负载接收电力连接并向该负载提供电力。根据一个实施例,功率逆变器556可以根据传统标准(例如,120伏特处的60Hz等)生成AC电压,使得已知大多数电负载将被设计成以这种常规AC标准电压来操作,现有的电力系统可以继续操作。以这种方式,现有的结构可以被改造成通过引导表面波来接收电力并且仍然操作现有的电负载。
在一些示例中,电源插座560的物理特征(例如,插座的尺寸和形状及其连接)匹配用于局部区域中使用的电压和/或频率的AC电力连接器的预定标准。在一些示例中,三相AC功率从功率逆变器装置556供应到AC负载中心552,并且三相和单相AC功率两者依次被提供给功率出口560中的不同的一个。线561的数量M可以与来自功率逆变器装置556的线558的数量N相关。更少线M 561可以被连接到单相电源插座560,并且更多线M 561可以被连接到三相电源插座560。
在一些示例中,可以由功率逆变器装置556产生的最大电流可以被调整尺寸以匹配AC负载的预期电流消耗。在一些示例中,在总电流消耗超过可以由功率逆变器装置556产生的最大电流的情况下,AC负载中心552中的过电流保护电路系统自动断开连接到AC负载中心552的电负载中的至少一些。在一些示例中,在总电流消耗超过可以由布置556产生的最大电流的情况下,功率逆变器装置556中的过电流保护电路系统自动关断布置556。
功率分布系统520可以包括功率逆变器装置566、AC负载中心562和AC电源插座570的一个或多个附加组575。每组可以被用于以不同频率、(多个)电压、(多个)相位和/或最大电流将AC电力提供给电负载。功率逆变器装置566、AC负载中心562和AC电源插座570分别与功率逆变器装置556、AC负载中心552和AC电源插座560相同或相似。
与AC电力不同,许多电负载使用DC输入电力来操作。这种负载包括但不限于诸如膝上型或笔记本计算机、平板计算机、移动电话、游戏系统等的电子设备。插入节点500中的AC电源插座的AC到DC电力适配器通常被用于使用AC为这些负载供电。在一些示例中,分布系统520提供DC电力以在不使用电力适配器的情况下直接为DC负载供电。
第一DC负载中心572被直接连接到DC电力总线550,并且以DC电力总线550的VDC电压电平供应DC电力。DC负载中心552可以提供对于系统的电路控制和/或过电流保护。DC电力从DC负载中心572分布到电耦合到DC负载中心572的至少一个DC电源插座580。不同的电源插座580可以被分布在整个节点500上。DC电源插座580被配置为接收从DC电负载的电力连接并为该负载提供电力。DC电源插座的标准还没有被大多数司法管辖区正式采用,但是某些诸如+12V的汽车点烟器插孔和高达+5V的USB插孔通常被各种电负载使用,并且在一些示例中,DC电源插座580可以使用这种插孔,这是特定电压的事实上的标准。
功率分布系统520可以包括一个或多个DC负载中心582,其以不同于DC电力总线550的VDC电压的电压供应DC电力。电连接到DC电力总线550的DC到DC转换器585将DC电力总线550的VDC电压转换成不同的电压。不同电压可以高于或低于DC电力总线550的VDC电压。在一些示例中,DC-DC转换器585可以产生的最大电流可以被调整大小以匹配将被连接到DC负载中心582的DC负载的预期的总电流消耗。在一些示例中,在总电流消耗超过可以由DC到DC转换器585产生的最大电流的情况下,DC负载中心582中的过电流保护电路系统自动断开连接到DC负载中心582的电负载中的至少一些。在一些示例中,在总电流消耗超过可以由DC到DC转换器585产生的最大电流的情况下,DC到DC转换器585中的过电流保护电路系统自动关断DC到DC转换器585。可以针对与将由分布系统520供应的DC电力总线550的VDC电压不同的每一个DC电压而提供DC负载中心582、DC到DC转换器585和一个或多个电源插座590的组595。
如上所述,并除了图27之外还参考图26,诸如建筑物472B和472C的一些能量消耗节点不包括接收结构473。反而,电力总线475在建筑物472A、472B、472C之间运载电力并将电力提供给分布系统476B、476C。
包括接收结构473的建筑物472A的分布系统476A向电力总线475供应电力。在一个示例中,电力总线475供应DC电力,并且DC电力总线550连接到电力总线475。在一个示例中,电力总线475供应AC电力,并且功率逆变器556、566的输出连接到电力总线475。电力总线475可以向分布系统476B、476C提供一种或多种类型的电力。电力总线475的布线对于总线475的长度、被供应的电力的特性以及在建筑物处的总电流消耗适当的调整尺寸。
分布系统476B、476C是分布系统520的子集。对于由电力总线475供应的AC电力,分布系统476B、476C分别包括AC负载中心552或562以及电源插座560或570。对于由电力总线475供应的DC电力,分布系统476B、476C包括DC电力总线550,并且可以包括以下各项中的一个:功率逆变器装置556、566、DC/DC转换器585、负载中心552、562、572、582、和/或电源插座560、570、580、590。
现在更详细地考虑功率逆变器装置556、566,并参考图28A-图28C,每个功率逆变器装置600A、600B、600C包括耦合到DC电力总线550的至少一个DC到AC功率逆变器610。
功率逆变器装置600A输出第一电压和频率的单相AC电力。功率逆变器610A的输入被连接到DC电力总线550。功率逆变器610A在输出1和2之间的第一电压处生成AC。输出1变成功率逆变器装置600A的线路(L)输出,并且输出2变成功率逆变器装置600A的中性(N)输出。还提供接地输出。因此,功率逆变器装置600A具有到AC负载中心的3个输出连接。
功率逆变器装置600B输出第二和第三电压以及相同频率的单相AC电力。第三电压是第二电压的两倍。两个功率逆变器610B610C的输入被连接到DC电力总线550。每个功率逆变器610B、610C在其输出1和2之间的第二电压处生成AC。功率逆变器610B的输出2被连接到功率逆变器610C的输出1,并且该连接变成功率逆变器装置600B的中线(N)输出。功率逆变器610B的输出1变成功率逆变器装置600B的线路A(LA)输出,并且输出2变成功率逆变器装置600B的线路B(LB)输出。第二电压存在于线路A(LA)输出和中线之间,以及线路B(LB)输出和中线之间。由于功率逆变器610B的输出2和功率逆变器610C的输出1的连接为中线,所以在线路A(LA)输出和线路B(LB)输出之间存在第三电压。还提供接地输出。因此,功率逆变器装置600B具有到AC负载中心的4个输出连接。功率逆变器610B、610C的控制电路可以互连,使得所生成的AC的相位在两个功率逆变器之间协调。
功率逆变器装置600C输出第四和第五电压以及相同频率的三相AC功率。每相的AC电压与其他相隔120度。三个功率逆变器610D、610E、610F的控制电路被互连,使得所生成的AC的相位在功率逆变器之间适当地协调。每个功率逆变器610D、610E、610F的输入被连接到DC电力总线550。每个功率逆变器610D、610E、610F在其输出1和2之间的第四电压处生成AC,并且因此第四电压呈现于线路A(LA)输出和中线之间,线路B(LB)输出和中线之间以及线路C(LC)输出和中线之间。第五电压呈现于线路A(LA)输出和线路B(LB)输出之间,线路B(LB)输出和线路C(LC)输出之间以及线路C(LC)输出和线路A(LA)输出之间。由于阶段性,第五电压电平是第四电压电平的3的平方根(1.7333)倍。功率逆变器装置600C具有到AC负载中心的5个输出连接。虽然功率逆变器610D、610E、610F以Y形连接示出,但是它们可替换地以三角(Delta)连接互连,其中不存在中线(并且因此不存在第四生成的电压)并且其中存在到AC负载中心的4个连接。
现在考虑适配对于引导表面波接收的能量消耗节点的方法的流程图,并且参考图29,方法700在710处开始,在能量消耗节点处安装引导表面波接收结构以接收引导表面波形式的电能。方法700在730处通过将在引导表面波接收结构处接收的电能供应给耦合到引导表面波接收结构的电负载继续。
安装710可以包括在712处将预先存在的电能源从节点断开。在714处,安装710可以包括保护所安装的引导表面波结构免于接近外部导电或电容本体。在716处,安装710可以包括将所安装的引导表面波结构的至少一部分封闭在非导电外壳中。在718处,能量消耗节点可以是建筑物。在720处,安装710可以包括在建筑物外部安装结构,并且将所安装的结构的至少一部分封闭在非导电外壳内。在722处,非导电外壳可以具有与本地美学标准兼容的形式。在724处,安装710可以包括在建筑物处安装引导表面波导结构,并且将结构的线圈设置在建筑物的上部。在726处,安装724可以包括以相对于引导表面波的方位将线圈定位在建筑物内,以最大化接收到的电能。
除前述之外,本公开的各种实施例包括但不限于以下项中阐述的实施例。
项1.一种能量消耗节点,包括:引导表面波接收结构,被配置为从沿着地面介质行进的引导表面波获得电能;以及分布系统,耦合到引导表面波接收结构的输出并且被配置为将所获得的电能分布到可耦合到分布系统的电负载,该电负载作为耦合到生成引导表面波的引导表面波导探头的激励源处的负载。
项2.根据项1的节点,其中分布系统包括:阻抗匹配网络,耦合在引导表面波接收结构的输出与电负载的输入之间,以最大化从引导表面波接收结构到电负载的最大功率传送。
项3.根据项1或2中任一项的节点,其中由引导表面波获得的电能包括在工作频率下的交流电(AC),并且其中该分布系统包括:AC到DC转换器,耦合在引导表面波接收结构与电负载之间以将AC转换为直流电(DC);以及DC电压调节器,耦合到AC到DC转换器的输出以在特定电压范围内维持可耦合到DC电压调节器的输出的DC电力总线的电压电平。
项4.根据项3的节点,其中分布系统包括:耦合到DC电力总线的DC负载中心;以及耦合到DC负载中心的至少一个DC电源插座,该电源插座被配置为接收电负载的电力连接以向电负载提供DC电力。
项5.根据项4的节点,其中分布系统包括:DC到DC转换器,耦合在DC电力总线与DC负载中心的输入之间,以在DC负载中心处提供以与DC电力总线的电压电平不同的电压电平的DC电力。
项6.根据项3至5中任一项的节点,其中分布系统包括:DC到AC功率逆变器装置,耦合到DC功率总线以将DC转换成至少一个预定电压和频率的AC;AC负载中心,耦合到DC到AC功率逆变器装置的输出;以及耦合到AC负载中心的至少一个AC电源插座,该电源插座被配置为接收电负载的电力连接以向电负载提供AC电力。
项7.根据项3-6中任一项的节点,其中DC到AC功率逆变器装置包括:互连的至少两个DC到AC功率逆变器,以提供多个预定电压。
项8.根据项1-7中任一项的节点,其中由引导表面波获得的电能包括在工作频率和额定电压下的交流电(AC),并且其中分布系统包括:AC电压转换器,耦合在引导表面波接收结构与电负载之间,以将额定电压转换成与电负载兼容的不同电压并且将不同电压维持在工作频率下的特定电压范围内。
项9.根据项1-8中任一项的节点,包括:瞬态保护电路,耦合跨越引导表面波接收结构的输出端。
项10.根据项3-9中任一项的节点,包括:可连接到DC电力总线的备用DC电源;以及功率转换电路,用于感测从引导表面波接收结构中获得的电能的中断,并且响应于将DC电力调节器从DC功率总线断开的中断并且将DC备用电源连接到DC电力总线直到从引导表面波接收结构接收电能恢复。
项11.根据项1-10中任一项的节点,其中节点包括建筑物,并且其中,引导表面波接收结构是调谐谐振器,包括:设置在建筑物的上部的接地电流激励线圈;建筑物上方的电荷端子经由垂直馈送线导体电耦合到线圈的上端子;以及地面介质中的以及电耦合到线圈的下端子的地桩。
项12.根据项1-11中任一项的节点,其中引导表面波接收结构是线性探头。
项13.根据项1-12中任一项的节点,其中节点包括建筑物,并且其中引导表面波接收结构是设置在建筑物中的磁线圈。
项14.根据项1-13中任一项的节点,其中节点包括建筑物,并且其中引导表面波接收结构是使用建筑物的至少一些结构元件作为磁线圈的绕线筒而形成的磁线圈。
项15.一种能量消耗节点,包括:引导表面波接收结构,用于从沿有损传导介质行进的引导表面波获得电能,该接收结构具有在有损传导介质上方升高的电荷端子;以及接收器网络,耦合在电荷端子和有损传导介质之间,具有匹配与引导表面波相关联的波倾斜角(Ψ)的相位延迟(Φ),该波倾斜角(Ψ)至少部分地基于接收结构附近的有损传导介质的特性;以及分布系统,耦合到引导表面波接收结构以将接收到的电能分布到可耦合到分布系统的电负载。
项16.根据项15的节点,其中节点包括建筑物,并且其中分布系统在建筑物中。
项17.根据项15或16中任一项的节点,其中节点包括建筑物,并且其中分布系统的至少一部分在不同的建筑物中。
项18.根据项16的节点,其中节点包括建筑物,并且其中引导表面波接收结构被设置邻近建筑物。
项19.根据项16的节点,其中节点包括建筑物,并且其中引导表面波接收结构的至少一部分被设置在建筑物内。
项20.一种用于适配对于引导表面波接收的能量消耗节点的方法,包括:在节点处安装引导表面波接收结构以接收沿着地面介质行进的引导表面波的形式的电能;以及将在引导表面波接收结构处接收到的电能供应给耦合到引导表面波接收结构的电负载。
项21.根据项20所述的方法,包括:在供应之前将先前存在的电能源从能量消耗节点断开。
项22.根据项20或21中任一项的方法,包括:保护所安装的引导表面波接收结构的至少一部分不与外部导电或电容本体接近。
项23.根据项20-22中任一项的方法,其中安装包括:将所安装的引导表面波接收结构的至少一部分封闭在非导电外壳中。
项24.根据项21-23中任一项的方法,其中节点包括建筑物,并且其中安装还包括:在建筑物外部安装引导表面波导接收结构;并且将所安装的引导表面波接收结构的至少一部分封闭在非导电外壳内。
项25.根据项24所述的方法,其中非导电外壳具有与本地美学标准兼容的形式。
项26.根据项20-23中任一项的方法,其中节点包括建筑物,并且其中安装还包括:在建筑物处安装引导表面波导接收结构;以及将引导表面波接收结构的线圈设置在建筑物的上部中。
项27.根据项26的方法,包括:将线圈相对于引导表面波的方位被定位在建筑物内以最大化接收到的电能。
本公开的上述实施例仅仅是为了清楚理解本公开的原理而阐述的实施方式的可能示例。在不实质地偏离本公开的精神和原理的情况下,可以对上述实施例做出许多变化和修改。所有这些修改和变化都旨在被包括在本公开的范围内并且由以下权利要求保护。另外,所描述的实施例和从属权利要求的所有可选的和优选的特征和修改可用于本文教导的公开的所有方面。此外,从属权利要求的各个特征以及所描述的实施例的所有可选的和优选的特征以及修改可以彼此组合并且可以彼此互换。
Claims (15)
1.一种能量消耗节点,包括:
引导表面波接收结构,被配置为从沿着地面介质行进的引导表面波获得电能;和
分布系统,耦合到所述引导表面波接收结构的输出并且被配置为将所获得的电能分布到可耦合到所述分布系统的电负载,所述电负载作为耦合到生成引导表面波的引导表面波导探头的激励源处的负载。
2.根据权利要求1所述的节点,其中所述分布系统包括:
阻抗匹配网络,耦合在所述引导表面波接收结构的输出与所述电负载的输入之间,以最大化从所述引导表面波接收结构到所述电负载的功率传送。
3.根据权利要求1或2中任一项所述的节点,其中由所述引导表面波获得的电能包括在工作频率下的交流电(AC),并且其中所述分布系统包括:
AC到DC转换器,耦合在所述引导表面波接收结构与所述电负载之间以将所述AC转换成直流电(DC);和
DC电压调节器,耦合到所述AC到DC转换器的输出,以在特定电压范围内维持可耦合到所述DC电压调节器的输出的DC电力总线的电压电平。
4.根据权利要求3所述的节点,其中所述分布系统包括:
耦合到DC电力总线的DC负载中心;和
耦合到所述DC负载中心的至少一个DC电源插座,所述电源插座被配置为接收电负载的电力连接以向所述电负载提供DC电力。
5.根据权利要求4所述的节点,其中所述分布系统包括:
DC到DC转换器,耦合在所述DC电力总线和所述DC负载中心的输入之间,以在所述DC负载中心处提供与所述DC电力总线的电压电平不同的电压电平的DC电力。
6.根据权利要求3-5中任一项所述的节点,其中所述分布系统包括:
DC到AC功率逆变器装置,耦合到所述DC电力总线以将所述DC转换成至少一个预定电压和频率的AC;
AC负载中心,耦合到所述DC到AC功率逆变器装置的输出;和
至少一个AC电源插座,耦合到所述AC负载中心,所述电源插座被配置为接收所述电负载的电力连接以向所述电负载提供AC电力。
7.根据权利要求3-6中任一项所述的节点,其中所述DC到AC功率逆变器装置包括:
至少两个DC到AC功率逆变器互连以便提供多个预定电压。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的节点,其中由所述引导表面波获得的电能包括在工作频率和额定电压下的交流电(AC),并且其中所述分布系统包括:
AC电压转换器,耦合在所述引导表面波接收结构与所述电负载之间,以将所述额定电压转换为与所述电负载兼容的不同电压并且将所述不同电压维持在所述工作频率下的特定电压范围内。
9.根据权利要求3-8中任一项所述的节点,包括:
可连接到所述DC电力总线的备用DC电源;和
功率转换电路,用于感测从引导表面波接收结构中获得的电能的中断,以及响应于将DC电力调节器从所述DC电力总线断开的中断并将DC备用电源连接到所述DC电力总线直到从引导表面波接收结构接收电能被恢复。
10.根据权利要求1-9中任一项所述的节点,其中所述节点包括建筑物,并且其中所述引导表面波接收结构是调谐谐振器,所述调谐谐振器包括:
设置在建筑物上部的接地电流激励线圈;
建筑物上方的电荷端子,其经由垂直馈送线导体电耦合到线圈的上端子;和
地面介质中的、电耦合到线圈的下端子的地桩。
11.根据权利要求1-10中的任一项所述的节点,其中所述节点包括建筑物,并且其中所述引导表面波接收结构是使用建筑物的至少一些结构元件作为用于所述磁线圈的绕线筒而形成的磁线圈。
12.一种能量消耗节点,包括:
引导表面波接收结构,用于从沿有损传导介质行进的引导表面波获得电能,所述接收结构具有:
在有损传导介质上方升高的电荷端子,以及
接收器网络,耦合在所述电荷端子和所述有损传导介质之间,具有匹配与所述引导表面波相关联的波倾斜角(Ψ)的相位延迟(Φ),所述波倾斜角(Ψ)至少部分地基于接收结构附近的有损传导介质的特性;
和
分布系统,耦合到所述引导表面波接收结构,以将接收到的电能分布到可耦合到所述分布系统的电负载。
13.根据权利要求12所述的节点,其中所述节点包括建筑物,并且其中所述分布系统在所述建筑物中。
14.根据权利要求12或13中任一项所述的节点,其中所述节点包括建筑物,并且其中所述分布系统的至少一部分在不同的建筑物中。
15.根据权利要求13所述的节点,其中所述节点包括建筑物,并且其中所述引导表面波接收结构被设置近邻所述建筑物。
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