JP2018117423A - 電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】５レベル電力変換器を停止するとき、±２Ｅ以上の相電圧変化が発生して負荷寿命を短縮する。【解決手段】相モジュールを構成する半導体スイッチのゲート状態遷移信号を、所定のデッドタイム期間に固定してデッドタイム期間とし、所定のデッドタイム期間経過後に半導体スイッチのゲート状態を、遷移前から遷移後へ移動させる際に１個ずつ半導体スイッチのゲート状態を変化させる。また、相モジュールの直流電源を半導体スイッチで構成された直流モジュールとする場合、直流モジュールの半導体スイッチのゲート信号を変化させない待機状態で維持する。【選択図】 図２

Description

本発明は、電力変換装置の起動もしくは停止時の制御方法に係わり、特に５レベルの相電圧の変化量を小さくする５レベル電力変換装置のゲート制御方法に関するものである。

図７は５レベルの相電圧を出力可能な電力変換装置を構成する電力変換器の部分図を示したものである。この回路は三相構成で、４つの直流電源を直列に接続して＋２Ｅ，＋Ｅ，ＮＰ，−Ｅ，−２Ｅの５つの端子（電圧）を作り、この５つの端子を半導体スイッチＳ１〜Ｓ８の制御により三相の出力端子ＡＣＵ、ＡＣＶ、ＡＣＷに接続する。相モジュール毎に半導体スイッチ８個、ダイオード２個から構成されている。

なお、半導体スイッチには、ＩＧＢＴなどのゲート端子を持つ電力用半導体素子が用いられる。半導体スイッチは、ゲート端子に入力する信号（ゲート信号）によってオン、オフ制御される。さらに、半導体スイッチには、図７のＳ１〜Ｓ８に示すように逆並列にダイオード（還流ダイオード）が接続されている。

端子＋２Ｅは半導体スイッチＳ１とＳ２を介して、端子＋Ｅに接続される。端子−２Ｅは半導体スイッチＳ８とＳ７を介して、端子−Ｅに接続される。半導体スイッチＳ１とＳ２の中間よりＳ３とＳ４を介して、端子ＡＣに接続する。同様に、半導体スイッチＳ８とＳ７の中間よりＳ６とＳ５を介して、端子ＡＣに接続する。

また、半導体スイッチＳ３とＳ４の中間よりダイオードＤ１を介して、端子ＮＰに接続する。同様に、半導体スイッチＳ６とＳ５の中間よりダイオードＤ２を介して、端子ＮＰに接続する。このように接続することで、５レベル電力変換器が構成される。

表１に、図７で示す５レベル電力変換器において、ＮＰ端子を基準とした相電圧（ＡＣＵ、ＡＣＶ、ＡＣＷ端子の電圧）の電圧レベルと、その時の各スイッチのオン／オフ状態を示す。また、表１に示すように状態遷移信号Ｎが定められる。なお、状態遷移信号Ｎについては後述する。

マルチレベル電力変換装置としては、特許文献１〜特許文献３などが公知となっている。

特開２０１４−１７６２８１ 特開２０１５−１２７２６ 特開２０１５−４７０５６

電力変換器では、相電圧の変化量が大きいと電力変換器の負荷（モータなど）のサージ電圧が高くなり、負荷の寿命が劣化する。そのため、相電圧の変化量は最少であることが望ましい。しかし、図７の５レベル電力変換器の停止時には、相モジュール毎のすべての半導体スイッチＳ１〜Ｓ８をオフとする。この時、相電圧の変化が±２Ｅ以上となるモードがある。

この停止処理について、状態遷移信号Ｎ＝５５（相電圧レベル：２Ｅ）から各スイッチのゲート信号を同時にオフして、Ｎ＝５１（Ｓ１〜Ｓ８がすべてオフの状態）へ遷移する際の動作を図８に示す。図８の破線は、出力電流Ｉが正の場合の電流経路であり、一点鎖線は、出力電流Ｉが負の場合の電流経路である。

なお、状態遷移信号Ｎ＝５５，Ｎ＝５１での各半導体スイッチの状態は、後述の表３にも示している。

Ｎ＝５５では電流Ｉの向きによらず出力電圧は２Ｅとなる。この状態から停止処理によりゲート信号を全てオフにすると、Ｎ＝５１へ直接遷移する。Ｎ＝５１では、電流が正のとき電流は半導体スイッチＳ８，Ｓ６，Ｓ５の還流ダイオードを通るために出力電圧は−２Ｅになり、電流が負の場合にはＳ１，Ｓ３，Ｓ４の還流ダイオードを通るため、出力電圧は２Ｅとなる。電流の向きが正の場合、出力電圧は２Ｅから−２Ｅに遷移するため、４Ｅの相電圧変化となる。

前述のように、相電圧の変化量は最少であることが望ましい。５レベル電力変換器では最少の相電圧変化はＥであり、停止処理においては図８のＮ＝５１で示すようにゲート信号を全て同時にオフする場合では、これを満足することができない。

したがって、本発明が目的とするところは、電力変換器の起動もしくは停止時において、相電圧変化を小さくする電力変換装置の制御方法を提供することにある。

本発明は、端子＋２Ｅと端子＋Ｅとの間に直列接続された第１，第２半導体スイッチと、端子−２Ｅと端子−Ｅとの間に直列接続された第８，第７半導体スイッチと、第１，第２半導体スイッチの中間と交流端子との間に直列接続された第３，第４半導体スイッチと、第８，第７半導体スイッチの中間と交流端子との間に直列接続された第６，第５半導体スイッチと、第３，第４半導体スイッチの中間と端子ＮＰとの間に接続された第１ダイオードＤ１と、第５，第６半導体スイッチの中間と端子ＮＰとの間に接続された第２ダイオードＤ２と、を備えた相モジュールを有し、相モジュールの＋２Ｅ，＋Ｅ，ＮＰ，−Ｅ，−２Ｅの端子に直流電源を接続する電力変換装置の制御方法において、電力変換装置の起動もしくは停止時に、前記相モジュールの半導体スイッチのスイッチング状態間の遷移は、ゲート信号の変化が半導体スイッチ１個のみの状態とすることを特徴とする。

また、その一態様として、前記電力変換装置は三相分の相モジュールを備えることを特徴とする。

また、その一態様として、前記相モジュールの直流電源は、複数の半導体スイッチからなる直流モジュールで構成され、前記相モジュールの停止時に前記直流モジュールの各半導体スイッチのゲート信号を変化させずに待機し、待機時間は、相モジュールの各半導体スイッチのゲート信号がオフするまでの時間以上とすることを特徴とする。

また、その一態様として、前記直流モジュールの各半導体スイッチのゲート信号は、前記電力変換装置の起動時に変化させずに待機し、待機時間は、相モジュールの各半導体スイッチのゲートイネーブル信号がオンするまでの時間以上とすることを特徴とする。

また、その一態様として、前記電力変換装置の起動若しくは停止時の前記直流モジュールの待機時間は、前記相モジュールのオフ若しくはオン時のシーケンス時間をＴｓｅｑ_-ｐｈ、デッドタイムをＴｄ、待機時間をＴｓｅｑ_-ｄｃとしたときＴｓｅｑ_-ｄｃ≧Ｔｓｅｑ_-ｐｈ＋Ｔｄとしたことを特徴とする。

また、その一態様として、前記直流モジュールは、端子＋２Ｅと端子＋Ｅとの間に直列接続された第９，第１０半導体スイッチと、端子＋Ｅと端子ＮＰとの間に直列接続された第１１，第１２半導体スイッチと、端子ＮＰと端子−Ｅとの間に直列接続された第１３，第１４半導体スイッチと、端子−Ｅと端子−２Ｅとの間に直列接続された第１５，第１６半導体スイッチと、第９，第１０半導体スイッチの中間と、第１１，第１２半導体スイッチの中間との間に接続された第１フライングキャパシタと、第１３，第１４半導体スイッチの中間と、第１５，第１６半導体スイッチの中間との間に接続された第２フライングキャパシタと、端子＋２Ｅと端子ＮＰとの間に接続された第１直流電源と、端子−２Ｅと端子ＮＰとの間に接続された第２直流電源と、を備えたことを特徴とする。

以上のとおり、本発明によれば、電力変換器の起動もしくは停止時において、予め決められたパターンでゲート信号を操作することで相電圧の変化量を最少に抑制できる。またこれにより、電力変換器の負荷のサージ電圧を抑制でき、負荷の寿命を向上できるものである。

本発明の実施形態を示すゲート状態遷移図。 本発明によるゲート状態遷移図。 本発明によるゲート状態遷移図。 電力変換器の単相分構成図。 電力変換器停止時の各半導体スイッチのゲートイネーブル信号図。 電力変換器起動時の各半導体スイッチのゲートイネーブル信号図。 ５レベル電力変換器の回路構成図。 従来の５レベル電力変換器のゲート全遮断図。

本発明は、図７もしくは図４に示す５レベル電力変換器のゲート出力処理を行うための制御方法に関するもので、電力変換装置の起動・停止時などの過渡運転時や定常運転時にデッドタイム・最小オン時間の生成を行って相電圧の急変を抑制するものである。特許文献１に示す方式では、状態遷移図による３レベルインバータに対するゲート遷移方式を提案しているが、これを図７の５レベル電力変換器でも適用できるように拡張したもので、以下図に基づいて説明する。

５レベル電力変換器では、２Ｅ，Ｅ，ＮＰ，−Ｅ，−２Ｅのいずれかの電圧を出力する際には、各相４個の半導体スイッチがオンしており、表１に示す５つの相電圧（出力電圧）の状態（Ｎ＝５５，４４，３３，２２，１１）に対応する。この５個の状態間を遷移する際に通過するのがデッドタイム状態であり、各相３個の半導体スイッチがオンしている４個の状態（Ｎ＝５４，４３，３２，２１）を持つ。

表２で示すようにデッドタイム状態では、遷移前と遷移後に共通の３個の半導体スイッチがオンしており、電流の向きにより相電圧は遷移前もしくは遷移後の状態となる。このように定義されたデッドタイム状態を通過することで、直流側の電源短絡を防止するだけでなく、遷移毎の相電圧の変動を±Ｅに抑制でき、スイッチング時の相電圧変動を抑制できる。

ここで、デッドタイム中でのスイッチ素子のオン、オフ状態の遷移（ゲート状態遷移）について説明する。

図７の５レベル電力変換器では、相電圧レベルが２Ｅ→ＥまたはＥ→２Ｅに移行するとき、Ｓ１とＳ２の同時オンによる短絡状態を回避するために、Ｓ１とＳ２を同時にオフさせる期間（デッドタイム）を設ける。同様に、相電圧レベルが−２Ｅ→−Ｅまたは−Ｅ→−２Ｅに移行するとき、Ｓ７とＳ８の同時オンによる短絡状態を回避するために、Ｓ７とＳ８を同時にオフさせる期間（デッドタイム）を設ける。

デッドタイムにおける動作例として、状態遷移信号Ｎ＝５５（相電圧レベル：２Ｅ）からＮ＝４４（相電圧レベル：Ｅ）へ遷移する際の動作を図１に示す。図１の破線は、出力電流Ｉが正の場合の電流経路である。一点鎖線は、出力電流Ｉが負の場合の電流経路である。

Ｎ＝５５では、電流の向きによらず出力電圧は２Ｅとなる。Ｎ＝５５からＮ＝４４へ遷移する際に通過するデッドタイム状態がＮ＝５４であり、Ｎ＝４４とオン状態が重なるＳ３，Ｓ４，Ｓ７はそのままに、Ｓ１をオフさせてＮ＝５５からＮ＝５４に遷移する。

Ｎ＝５４では、電流が正の場合は電流がＳ２の還流ダイオードを通るために出力電圧はＥになり、電流が負の場合はＳ１の還流ダイオードを通るため、出力電圧は２Ｅとなる。所定のデッドタイム期間はＮ＝５４に状態を固定し、デッドタイム期間とする。

所定のデッドタイム期間が経過後にＳ２をオンさせてＮ＝５４からＮ＝４４へ遷移する。Ｎ＝４４では、電流の向きによらず出力電圧はＥとなる。このように、遷移前から遷移後へ移動させる際に１個ずつスイッチング状態を変化させ、半導体スイッチのゲート状態を変化させることで、デッドタイム処理を実現する。

本発明では、さらにこのスイッチング状態の遷移（ゲート状態遷移）を、デッドタイム中だけではなく装置の起動時や停止時に対しても拡張するもので、２個の素子がオンしているＮ＝５３，４２，３１の３状態、１個の素子がオンしているＮ＝５２，４１の２状態、全ての素子がオフ状態であるＮ＝５１の１状態をそれぞれ定義する。

各スイッチング状態間の遷移はゲート信号の変化が半導体スイッチ１個のみの状態で可能であり、図２のゲート状態遷移図に示すように制限される。このようにゲートの信号状態を変化させることで、起動と停止時においても相電圧の急変を抑制する。

表３に、各状態遷移番号Ｎにおける相電圧（出力電圧）とスイッチ状態を示す。表中の「１」はスイッチオン状態、「０」はスイッチオフ状態を示す。

図３は、停止処理時のＮ＝５５からＮ＝５１へ遷移する際に、図２による遷移制限を行った場合の遷移状態を示したものである。

図８に示すＮ＝５５からゲート信号を全て同時にオフする場合とは異なり、図２に示す状態遷移図によりＮ＝５５→５４→５３→５２→５１と遷移を制限すれば、遷移毎の電圧変化は±Ｅに抑制できる。これにより、装置停止時に相電圧の変化量を最少にできる。

また、過電流などによる一時的なゲートブロック状態（一定の短時間のみ、各スイッチのゲート信号をオフさせる状態）からの復帰時においても有効であり、ゲート信号全停止状態のＮ＝５１から、Ｎ＝５５，４４，３３，２２，１１のいずれかの状態に直接遷移すると２Ｅ以上の相電圧変化が発生する可能性があるが、図２に示すように遷移することで、相電圧の変化量を±Ｅに抑制できる。本発明では、このゲートブロック状態からの復帰の動作も、起動処理動作の一種とみなす。

したがって、実施例１によれば、予め決められたパターンでゲートを操作することで相電圧の変化量を最少に抑制でき、かつ定常運転中のデッドタイム処理と起動・停止処理を共通に実施できるものである。

なお、本発明は、図７に示す３相変換器以外にも適用でき、１相、２相、４相以上の５レベル電力変換器にも適用できるものである。

図４は第２の実施例に適用されるマルチレベル電力変換装置の単相分の構成図を示したもので、この電力変換装置についいては特許文献３の図２３によって公知となっている。

直流モジュールＤＭは、端子Ａ（＋２Ｅ）と端子Ｂ（＋Ｅ）との間に直列接続された第９，第１０半導体スイッチＳａ，Ｓｂと、端子Ｂ（＋Ｅ）と端子Ｃ（ＮＰ）との間に直列接続された第１１，第１２半導体スイッチＳｃ，Ｓｄと、端子Ｃ（ＮＰ）と端子Ｄ（−Ｅ）との間に直列接続された第１３，第１４半導体スイッチＳｅ，Ｓｆと、端子Ｄ（−Ｅ）と端子Ｅ（−２Ｅ）との間に直列接続された第１５，第１６半導体スイッチＳｇ，Ｓｈと、第９，第１０半導体スイッチＳａ，Ｓｂの中間と、第１１，第１２半導体スイッチＳｃ，Ｓｄの中間との間に接続された第１フライングキャパシタＦＣＰと、第１３，第１４半導体スイッチＳｅ，Ｓｆの中間と、第１５，第１６半導体スイッチＳｇ，Ｓｈの中間との間に接続された第２フライングキャパシタＦＣＮと、端子Ａ（＋２Ｅ）と端子Ｃ（ＮＰ）との間に接続された第１直流電源ＤＣＰと、端子Ｅ（−２Ｅ）と端子Ｃ（ＮＰ）との間に接続された第２直流電源ＤＣＮと、を備えている。

なお、相モジュールＰＭについては、特許文献３の図２３では半導体スイッチとして２直列のＩＧＢＴ（Ｓｕ４ａ，Ｓｕ４ｂとＳｕ５ａ，Ｓｕ５ｂ）および２直列ダイオード（Ｄｕ１ａ，Ｄｕ１ｂとＤｕ２ａ，Ｄｕ２ｂ）となっているが、図４で示す相モジュールＰＭでは１つのＩＧＢＴ（Ｓ５，Ｓ４）、１つのダイオード（Ｄ２，Ｄ１）で表しており、他の相モジュールＰＭは図７と同一構成であることからその説明を省略する。

直流モジュールＤＭは、４つのキャパシタ（第１，第２直流電源ＤＣＰ，ＤＣＮ，第１，第２フライングキャパシタＦＣＰ，ＦＣＮ）と８つの半導体スイッチＳａ〜Ｓｈにより構成されている。各相モジュールＰＭの入力端子ａ〜ｅを、直流モジュールＤＭの出力端子Ａ〜Ｅに並列に接続する。３相の場合には、相モジュールが３台、直流モジュールＤＭの出力端子Ａ〜Ｅに接続されることになる。

また、直流モジュールＤＭは、第１，第２直流電源ＤＣＰ，ＤＣＮの電圧を２Ｅ［Ｖ］、第１，第２フライングキャパシタＦＣＰ，ＦＣＮの電圧をＥ［Ｖ］に保つ。これにより、直流モジュールＤＭの出力端子Ａ〜Ｅの電位は、ＮＰ点を基準として表４となり、相モジュールＰＭは直流モジュールＤＭの電位を選択することで５つの電位を出力する。また、端子Ｏに電流Ｉが流れ、これにより、５レベル電力変換器が構成される。図４における半導体スイッチのスイッチングパターンを表５に示す。

ここで、相モジュールＰＭの電圧出力指令を[＋２Ｅ],[＋Ｅ],[ＮＰ],[−Ｅ],[−２Ｅ]とし、直流モジュールＤＭの電圧指令を[ＤＤ],[ＣＤ],[ＤＣ],[ＣＣ]とする。電圧出力指令[＋２Ｅ]は、中性点端子Ｎに対しての出力端子Ｏの電圧指令が２Ｅであることを意味する。[＋Ｅ],[ＮＰ],[−Ｅ],[−２Ｅ]も同様である。電圧出力指令[ＮＰ]は、中性点端子ＮＰに対しての出力端子Ｏの電圧指令が０Ｖであることを意味する。

また、直流モジュールＤＭの電圧指令の［Ｄ］は電流Ｉが正のときの放電指令、［Ｃ］は充電指令を意味する。電圧指令の１つ目は第１フライングキャパシタＦＣＰの指令、２つ目は第２フライングキャパシタＦＣＮの指令である。例えば、電圧指令［ＣＤ］の場合、第１フライングキャパシタＦＣＰは充電指令、第２フライングキャパシタＦＣＮは放電指令を意味する。また、表５中の１はゲートオン（ゲート信号がオン状態）、０はゲートオフ（ゲート信号がオフ状態）を意味する。半導体スイッチは、ゲートオン時にオン状態、ゲートオフ時にオフ状態となる。

図４に示すような５レベル電力変換器において、すべての半導体スイッチのゲート信号を同時にオフにして装置を停止する場合を例に挙げる。この場合、スイッチ特性によって各半導体スイッチがオフとなる順序がばらつく恐れがある。これにより、（相電圧であるＯ端子−ＮＰ端子間電圧）の変化が±２Ｅ以上となるレベルスキップが発生して、モータ等の負荷に対して過度な電圧サージが印加される可能性がある。

実施例１では、図２で示すように相モジュールの半導体スイッチのゲートオフの順序を規定することで、相電圧のレベルスキップを抑制していたが、これは、図７のＮＰ端子に対しての＋２Ｅ端子、＋Ｅ端子、−Ｅ端子、−２Ｅ端子の各電位が安定しているという前提条件で動作する。しかし、図４ではこれらの電位を出力する直流モジュールＤＭにも半導体スイッチが存在するため、装置の停止動作において、相モジュールＰＭの半導体スイッチより先に直流モジュールＤＭの半導体スイッチがオフした場合、相電圧にレベルスキップが発生する可能性がある。

実施例２では、直流モジュールＤＭに半導体スイッチを用いた場合のレベルスキップを防止するものである。

装置の停止時に、直流モジュールの半導体スイッチをゲートオフする時間に遅延を持たせ、相モジュールの半導体スイッチのゲートオフがすべて終わってから、直流モジュールの半導体スイッチをゲートオフする。すなわち、実施例１で示した相モジュールの半導体スイッチのゲートオフ順序の後に、直流モジュールの半導体スイッチのゲート信号をオフする。そのためには、ゲート信号はゲート指令信号とゲートイネーブル信号の論理積で出力される場合、ゲートイネーブル信号に待機時間を設ければ実現可能になる。この待機時間中は、直流モジュールの半導体スイッチのゲート信号は変化させないことになる。

図５に基づいて具体的に説明する。図５は装置停止時の各半導体スイッチのゲートイネーブル信号を示したもので、直流モジュールＤＭの半導体スイッチＳａ〜Ｓｈのゲート信号は、時刻ｔ０で表５の［ＤＤ］，［ＣＤ］，［ＤＣ］，［ＣＣ］で示す何れかの状態を待機時間中に保持する。これにより、待機時間中にＳａ〜Ｓｈはオン→オフに変化することがないため、直流モジュールＤＭの出力端子の電位は表４の値に保持される。したがって、待機時間中に相モジュールＰＭの半導体スイッチＳ１〜Ｓ８が図５に示す順序でゲートオフしても、レベルスキップは発生しない。

装置の起動時も同様の動作を行う。起動時の動作は図６を用いて説明する。直流モジュールＤＭの半導体スイッチＳａ〜Ｓｈのゲート信号は、時刻ｔ０で表５の［ＤＤ］，［ＣＤ］，［ＤＣ］，［ＣＣ］で示す何れかの状態を待機時間中に保持する。

これにより、待機時間中にＳａ〜Ｓｈのゲート信号は変化することがないため、直流モジュールの出力端子の電位は表１の値のいずれかに保持される。したがって、待機時間中に相モジュールの半導体スイッチが図６に示す順序でゲートオンしても、レベルスキップは発生しない。そして、すべての相モジュールの半導体スイッチＳ１〜Ｓ８のゲートイネーブル信号がオン状態となった時に待機時間が終了して、Ｓａ〜Ｓｈのゲート信号の変化を許可する。

直流モジュール用の待機時間は、相モジュールの遮断シーケンス時間（起動もしくは停止時に相モジュールのスイッチング状態の遷移が完了するのに要する時間）にデッドタイムを加算した値以上であればよい。そこで遮断シーケンス時間をＴｓｅｑ＿ｐｈ、デッドタイムＴｄ、待機時間をＴｓｅｑ＿ｄｃとすると遮断に必要な時間は下式で表現される。
Ｔｓｅｑ＿ｄｃ ≧ Ｔｓｅｑ＿ｐｈ ＋ Ｔｄ
以上、この実施例によれば、半導体スイッチを直流モジュールに使用したマルチレベル電力変換装置において、装置の起動および停止時に直流モジュールの出力端子の電位が変化しないため、相モジュールの出力に意図しない電位変動（レベルスキップ）の発生を防止することができる。また、意図しない電位変動がないため、モータ等の負荷に過度なサージ電圧が印加されず、これによって負荷の劣化が防止され、負荷の寿命が向上するものである。

Ｓ１〜Ｓ８… 半導体スイッチ
Ｄ１，Ｄ２… ダイオード
ＤＭ… 直流モジュール
ＰＭ… 相モジュール
Ｓａ〜Ｓｈ… ダイオード
ＤＣＰ，ＤＣＮ…第１，第２直流電源
ＦＣＰ，ＦＣＮ…第１，第２フライングキャパシタ

Claims (6)

1. 端子＋２Ｅと端子＋Ｅとの間に直列接続された第１，第２半導体スイッチと、
   端子−２Ｅと端子−Ｅとの間に直列接続された第８，第７半導体スイッチと、
   第１，第２半導体スイッチの中間と交流端子との間に直列接続された第３，第４半導体スイッチと、
   第８，第７半導体スイッチの中間と交流端子との間に直列接続された第６，第５半導体スイッチと、
   第３，第４半導体スイッチの中間と端子ＮＰとの間に接続された第１ダイオードＤ１と、
   第５，第６半導体スイッチの中間と端子ＮＰとの間に接続された第２ダイオードＤ２と、を備えた相モジュールを有し、相モジュールの＋２Ｅ，＋Ｅ，ＮＰ，−Ｅ，−２Ｅの端子に直流電源を接続する電力変換装置の制御方法において、
   電力変換装置の起動もしくは停止時に、前記相モジュールの半導体スイッチのスイッチング状態間の遷移は、ゲート信号の変化が半導体スイッチ１個のみの状態とすることを特徴とする電力変換装置の制御方法。
2. 前記電力変換装置は三相分の相モジュールを備えることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置の制御方法。
3. 前記相モジュールの直流電源は、複数の半導体スイッチからなる直流モジュールで構成され、前記相モジュールの停止時に前記直流モジュールの各半導体スイッチのゲート信号を変化させずに待機し、待機時間は、相モジュールの各半導体スイッチのゲート信号がオフするまでの時間以上とすることを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置の制御方法。
4. 前記直流モジュールの各半導体スイッチのゲート信号は、前記電力変換装置の起動時に変化させずに待機し、待機時間は、相モジュールの各半導体スイッチのゲートイネーブル信号がオンするまでの時間以上とすることを特徴とする請求項３記載の電力変換装置の制御方法。
5. 前記電力変換装置の起動若しくは停止時の前記直流モジュールの待機時間は、前記相モジュールのオフ若しくはオン時のシーケンス時間をＴｓｅｑ_-ｐｈ、デッドタイムをＴｄ、待機時間をＴｓｅｑ_-ｄｃとしたときＴｓｅｑ_-ｄｃ≧Ｔｓｅｑ_-ｐｈ＋Ｔｄとしたことを特徴とする請求項３又は４記載の電力変換装置の制御方法。
6. 前記直流モジュールは、
   端子＋２Ｅと端子＋Ｅとの間に直列接続された第９，第１０半導体スイッチと、
   端子＋Ｅと端子ＮＰとの間に直列接続された第１１，第１２半導体スイッチと、
   端子ＮＰと端子−Ｅとの間に直列接続された第１３，第１４半導体スイッチと、
   端子−Ｅと端子−２Ｅとの間に直列接続された第１５，第１６半導体スイッチと、
   第９，第１０半導体スイッチの中間と、第１１，第１２半導体スイッチの中間との間に接続された第１フライングキャパシタと、
   第１３，第１４半導体スイッチの中間と、第１５，第１６半導体スイッチの中間との間に接続された第２フライングキャパシタと、
   端子＋２Ｅと端子ＮＰとの間に接続された第１直流電源と、
   端子−２Ｅと端子ＮＰとの間に接続された第２直流電源と、
   を備えたことを特徴とする請求項４又は５記載の電力変換装置の制御方法。

Images