JP2018110513A - 定電流および定電圧出力の独立した調節をともなう複出力単一磁気コンポーネントコンバーターのための制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】複数の出力ならびに定電流（ＣＣ）および／または定電圧（ＣＶ）制御をともなう電力コンバータを提供する。【解決手段】電力コンバータは、一次巻線と共通戻り線を共なう複数の独立して制御及び調節される出力を提供する複数の出力巻線とを含む。出力は、定電流及び又は定電圧を独立して調節するように結合される。二次制御ブロックは、共通戻り線に結合された同期整流器スイッチを制御し、一次側電力スイッチとスイッチングを同期して、一次巻線及び複数の出力巻線の相補的な伝導を提供するように結合される。複数の制御される電力パルススイッチは、複数の出力巻線に結合される。出力の各々からの電力パルスの要求は、二次制御ブロックを通して一次スイッチ制御ブロックに伝達されて、一次側電力スイッチをオンに切り替え、電力パルスを複数の出力巻線及び制御される電力パルススイッチを通して出力に伝達する。【選択図】図１

Description

関連出願の相互参照
本出願は、２０１６年１２月１日に出願された、米国仮特許出願第６２／４２８，９６２号の利益を主張し、同出願の内容が参照により本明細書に組み込まれる。

本出願は、概して、スイッチング電源に関し、より具体的には、本発明は、電子回路に給電する調節された定電流および定電圧出力をともなう複出力コンバーターに関する。

複数の出力ならびに定電流（ＣＣ：ｃｏｎｓｔａｎｔ ｃｕｒｒｅｎｔ）および／または定電圧（ＣＶ：Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｖｏｌｔａｇｅ）制御をともなう電力コンバーターが注目を集めており、ＣＶモードにおける様々なレベルの調節される出力電圧、およびＣＣモードにおける制御される調節される電流を必要とする用途において、それらのコスト、体積、および効率の面で利点があるので広く使用される。複数の出力は、複数の負荷にわたって印加され、制御および調節された各出力負荷需要に基づいて、独立して制御される。

現在までに開発された複出力コンバーターの多くで、１つの出力のみが正確に調節され得る。それらは、コストを上げて、電力コンバーターの寸法を大きくする、独立して調節される複数の二次巻線および磁気コンポーネントを必要とし得る。

以下の図を参照しながら、本発明の非限定的かつ非網羅的な実施形態が説明され、異なる図の中の同様な参照符号は、別段の指定がない限り、同様な部分を示す。

一例において、独立して調節される定電流および定電圧負荷に結合され得る単一磁気コンポーネントおよび複出力を含む、例示的な電力コンバーターの概括的な構造および回路ブロックを示す。 図２Ａは、それらの需要に基づく、一次から二次出力への電力パルスの伝達のための一次および二次スイッチングのシーケンシャル管理を示す。 図２Ｂ及び図２Ｃはそれらの需要に基づく、一次から二次出力への電力パルスの伝達のための一次および二次スイッチングのシーケンシャル管理を示す。 ＣＶ／ＣＣ出力の単一の磁気的な独立した調節をともなう複出力電力コンバーターの例示的な概略図を示す。 ＣＣ出力における複数のＬＥＤ（ｌｉｇｈｔ ｅｍｉｔｔｉｎｇ ｄｉｏｄｅ）列におけるＣＶ／ＣＣ出力および電流シェアリングの独立した調節のための複出力制御ブロックの内部ブロックを示す。 ＣＣ出力における複数のＬＥＤ列の電流シェアリングおよび制御のための例示的な回路である。 複出力ＣＣ／ＣＶ独立制御をともなう電力コンバーターの定電流ＣＣ出力における複数のＬＥＤ列における分散された（位相シフトされた）調光のための位相シフトされたＰＷＭパルスを示す。 複出力ＣＣ／ＣＶが独立して制御される、電力コンバーターにおけるＬＥＤ列の負荷を搭載したＣＣ出力に対するいくつかの信号波形を示す。 本出願に従った、複出力ＣＣ／ＣＶ独立制御をともなう電力コンバーターにおけるオフ期間のバリエーション（８Ａ）および関係する状態変化（８Ｂ）である。 本出願に従った、図８Ａおよび図８Ｂに示される例に従った制御プロセスに基づく、および、複出力ＣＣ／ＣＶ独立制御をともなう電力コンバーターにおける負荷条件に基づく、状態変化を概説するフロー図である。 本発明の教示に従った、さらに異なる別の一実施形態に従った、複出力ＣＣ／ＣＶ独立制御をともなう電力コンバーターにおける負荷変化に基づく、状態変化に対して使用され得る別の例示的な工程を概説するフロー図を示す。

図面中の複数の図にわたり、対応する参照符号が、対応する構成要素を示す。当業者は、図中の要素が簡潔かつ明確であるように描かれることと、一定の縮尺で描かれるとは限らないこととを理解すると考えられる。例えば、図中のいくつかの要素の寸法は、本発明の様々な実施形態をより理解しやすくするために、他の要素より誇張される場合があり得る。さらに、市販に適した実施形態において有用または必要な、一般的だがよく理解される要素は、多くの場合、本発明に係るこれらの様々な実施形態の図が見づらくなるのを防ぐために、描かれない。

以下の説明では、説明される実施形態を十分に理解できるように、例えば、デバイスの種類、電圧、コンポーネント値、回路などの特定の詳細事項が記載される。しかし、当業者は、これらの特定の詳細事項が、説明される実施形態を実施するために必要ではない場合があり得ることを理解すると考えられる。説明される実施形態を理解しにくくならないように、よく知られた回路構造および要素が詳細には説明されないか、または、ブロック図の形態で示されることがさらに理解される。

本明細書中での、「一実施形態（ｏｎｅ ｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「一実施形態（ａｎ ｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「一例（ｏｎｅ ｅｘａｍｐｌｅ）」、または「一例（ａｎ ｅｘａｍｐｌｅ）」についての言及は、実施形態または例との関連で説明される特定の特徴、構造、または特性が本発明の少なくとも１つの実施形態に含まれることを意味する。従って、本明細書中の様々な場所で使用する「一実施形態において（ｉｎ ｏｎｅ ｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「一実施形態において（ｉｎ ａｎ ｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「一例（ｏｎｅ ｅｘａｍｐｌｅ）」または「例（ａｎ ｅｘａｍｐｌｅ）」という語句は、すべてが同じ実施形態または例に関するとは限らない。さらに、特定の特徴、構造、または特性は、１つまたは複数の実施形態または例において、任意の適切な組み合わせ、および／または部分的組み合わせで組み合わされ得る。特定の特徴、構造、または特性は、説明される機能を提供する集積回路、電子回路、結合論理回路、または他の適切な構成要素に含まれ得る。加えて、本明細書とともに提供される図が当業者への説明を目的としていることが理解される。

本出願の場合において、トランジスタが「オフ状態」または「オフ」であるとき、トランジスタは実質的に電流を流さない。逆に、トランジスタが「オン状態」または「オン」であるとき、トランジスタは実質的に電流を流すことができる。例示として、一実施形態において、高電圧トランジスタは、第１の端子であるドレインと第２の端子であるソースとの間において高電圧がサポートされる、Ｎチャネル金属−酸化物−半導体電界効果トランジスタ（ＮＭＯＳ：Ｎ−ｃｈａｎｎｅｌ ｍｅｔａｌ−ｏｘｉｄｅ−ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）を備える。高電圧ＭＯＳＦＥＴは、集積型制御装置回路により駆動されて、負荷に提供されるエネルギーを調節する電力スイッチを備える。本開示の目的において、「グランド」または「グランド電位」は、基準電圧または基準電位を表し、この基準電圧または基準電位に対して、電子回路または集積回路（ＩＣ：Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ）のすべての他の電圧または電位が規定または測定される。

電子機器用途のための二次側定電流（ＣＣ）および定電圧（ＣＶ）制御装置をともなう複出力が開示される。それは、独立したＣＣ／ＣＶ調節を一体化し、ＣＶ出力は、正確な基準電圧を含み、ＣＣ出力は、調整可能な負荷電流を含み得る。例示的な一用途において、ＣＣ出力は、モニタースクリーン（例えば、ＬＥＤ列および調整可能な調光電流をともなうＴＶモニターデバイス）の調光可能ＬＥＤ列（例えば、アレイ）に対して使用され得る。制御装置における制御ループは、ＣＣおよびＣＶ出力の正確で独立した調節を提供する。

複出力ＣＣ／ＣＶ独立制御は、時間スロット分配制御（ＴＳＰＤＣ：Ｔｉｍｅ Ｓｌｏｔ Ｐｏｗｅｒ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）工程を使用して、すべての出力を高精度に最適化されたタイミングで調節し得る。

一例における提案されるコンバーターのトポロジーは、複数の独立して調節される定電圧および／または定電流出力をともなう用途を対象とした単一段複出力フライバックコンバーターである。このような製品に対する例示的な対象は、例えば、４０〜５０Ｖの電圧降下をともなう、調節された調整可能な（例えば、調光する）定電流出力を必要とするバックライトＬＥＤの平行な列（例えば、アレイ）のためのＣＣ制御される出力に加えて、各出力に対する厳しい調節精度要件を満たさなければならない論理回路、ＵＳＢ、および音声に給電するための１つまたは複数のＣＶ制御される出力をともなう、モニターおよびＴＶ用途を含み得る。

以下の説明および例示的な図面において、独立して制御されるＣＣ／ＣＶ複出力の概念が、主に、エネルギー伝達要素（例えば、変圧器）における二次巻線の直列結合とともに示されることが理解される。しかし、それは、限定とみなされてはならず、用途および複数の出力の各々における負荷電力要件に基づいて、独立して調節されるＣＶ／ＣＣ出力が、直列巻線、並列巻線、または直列巻線と並列巻線との両方の任意の結合の組み合わせで構成され、本発明の教示に従って、独立して制御および調節される出力のすべてに対する共通戻り線をともない得ることが理解される。

図１は、単一磁気コンポーネントおよび複数の独立して調節される出力を含む例示的な電力コンバーターの概括的な構造および回路ブロックを示し、複数の独立して調節される出力は、一例において、独立した負荷に結合され得、独立した負荷の各々は、本発明の教示に従った動作のための調節された定電流または定電圧を必要とし得る。

図１においてＡＣライン電圧Ｖ_ＡＣ１０５は、入力整流器および入力回路（例えば、フィルタおよび保護コンポーネント）を通して、一次スイッチングデバイス１３０に結合された磁気コンポーネント１２０にかかる電力コンバーターに対する入力電圧Ｖｉｎ１１５を生成する。一次スイッチングデバイス１３０は、一次スイッチング制御ブロック１６１により制御される。一次スイッチングデバイス１３０のオン状態とオフ状態との間で制御されるスイッチングは、電力コンバーターの入力に結合された一次巻線１２１から、より大きな個数であり得る二次巻線を含む複数の二次巻線１２２、１２３、および１２４に電力パルスを伝達し得る。二次巻線１２２、１２３、および１２４は、一次巻線１２１と同じ磁心にすべて巻かれ、一緒に電気的および磁気的に結合されて、複数の二次出力（ポート）、一例において、Ｓｅｃ１ １３２、Ｓｅｃ２ １３３からＳｅｃ（ｎ）１３４までを生成する。複数の二次巻線１２２、１２３、および１２４が単一磁気コンポーネント１２０内に直列結合された巻線として示されるが、他の例において、複数の二次巻線１２２、１２３、および１２４が、独立して制御および調節される出力のすべてに対して、直列巻線、並列巻線、または直列巻線と並列巻線との両方の組み合わせの任意の組み合わせで結合され得ることが理解される。個々のスイッチＳＷ１ １４２、ＳＷ２ １４３からＳＷ（ｎ）１４４までの複数の二次の制御されるスイッチングデバイス１４０は、一次巻線１２１からより多くの電力を必要とする複数の調節される出力の各々までの電力パルスの伝達を選択的に制御し得る。

戻り線１３５／１５５上の同期整流器スイッチ（ＳＲ：ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ ｓｗｉｔｃｈ）１４５は、一次スイッチングデバイス１３０のスイッチング動作を二次側における同期整流器スイッチＳＲ１４５と同期する二次ＳＲ制御ブロック１６２を通して制御される。図示された例において、１つのＳＲスイッチ１４５が、共通戻り線である戻り線１３５／１５５に結合されるように示される。他の例において、複数の同期整流器スイッチが、出力巻線の戻り線の一部またはすべてに結合され得ることが理解される。二次ＳＲ制御ブロック１６２は、電力コンバーターの二次側からＳＲフィードバック制御信号１６６を…、および、制御信号１６７を生成して、同期整流器ＳＲスイッチ１４５のスイッチングを一次スイッチングデバイス１３０と同期する。一例（例えば、電力コンバーターのフライバックトポロジー）において、一次スイッチングデバイス１３０がオンに切り替えられたとき、同期整流器スイッチＳＲ１４５がオフ状態に留まり、二次側へのエネルギーの伝達を防ぎ、エネルギーが磁気コンポーネントに貯蔵されるようにする。一次スイッチングデバイス１３０がオフに切り替わったとき、同期整流器スイッチＳＲ１４５がオン状態にスイッチングすることにより、磁気コンポーネント内の蓄積されたエネルギーが、制御されるスイッチングデバイスの選択された状態に基づいて、より多くの電力を必要とする出力負荷に伝達され得る電力パルスを生成する。複数の調節および独立して制御される定電圧ＣＶ負荷、定電流ＣＣ負荷、または定電圧ＣＶ負荷と定電流ＣＣ負荷との両方（例えば、Ｌｏａｄ１、Ｌｏａｄ２からＬｏａｄ（ｎ）まで）を含み得る負荷ブロック１５０は、独立して制御および調節される出力のすべてに対して、単一の共通戻り線ＲＴＮ１５５を基準とする整流されたＤＣ出力電圧Ｖ_Ｏ１ １５２、Ｖ_Ｏ２ １５３からＶ_Ｏ（ｎ）１５４を受信する。

出力電圧の整流、および、入力から電力コンバーターの個々の出力の各々までの電力パルスの選択的伝達は、二次スイッチングデバイス１４０のブロック内における制御されるスイッチにより実行される。各出力から複出力フィードバック信号１６８を受信することによる複出力制御ブロック１６３は、複出力制御信号１６９を生成し、複負荷ブロック１５０内の各負荷の独立した調節を制御する。一次および二次制御信号が異なるグランドレベルを基準とする絶縁フライバックなどの絶縁コンバータートポロジーにおいて、一次スイッチング制御ブロック１６１は二次ＳＲ制御ブロック１６２からのガルバニック絶縁を備えなければならない。一例において、一次スイッチング制御ブロック１６１と二次ＳＲ制御ブロック１６２との間において要求される通信は、絶縁された通信リンク１６５を通して提供され得る。複出力制御ブロック１６３と二次ＳＲ制御ブロック１６２とは、制御信号１７０を直接的にやりとりして、スイッチングデバイスのステータスを確認して、一次スイッチングデバイスからの電力パルスを要求し得る。一例において、一次スイッチング制御１６１と二次ＳＲ制御１６２と複出力制御１６３との３つの制御ブロックは、１つの単一パッケージＩＣ制御装置１６０に含まれ得る。

図２Ａ、２Ｂ、および２Ｃは、各負荷需要に基づく一次から二次出力への電力パルスの伝達のための一次および二次スイッチングのシーケンシャル管理を示す。

図２Ａは、Ｎ個の可能な出力に対する、それらの負荷需要に基づいたシーケンシャルな電力伝送ための概括的なフロー図を示す。開始点２０１から、リンク２１８を介して、出力の電力需要が監視される。条件（すなわち、判定）ブロック２０３において、いずれかの出力が電力を必要としているか否かが確認される。「Ｎｏ」２０４である場合、処理は、監視リンク２１８にループバックする。「Ｙｅｓ」２０５である場合、条件ブロック２０６において、Ｎ個のすべての出力が電力を必要としているか否かがフィードバック信号を通して確認される。「Ｙｅｓ」２０７である場合、すなわち言い換えると、すべての出力が電力を同時に必要としている場合、ブロック２０８において、電力パルスがＮ個のすべての出力にシーケンシャルに伝送される。電力パルスの分配を必要とする複数の出力のシーケンシングの一例が、図２Ｃに示される。

選択肢「Ｎｏ」２０９において、限られた数の出力が電力を必要としている場合、条件（すなわち、判定）ブロック２１０において、１つを上回る出力が電力を要求している（または、必要としている）か否かが判定される。選択肢「Ｎｏ」２１３において、１つの出力のみが電力を必要としているとき、ブロック２１４において、すべての電力伝送パルスを、そのフィードバックが基準閾値を上回るほど上昇するまで、必要としている出力に割り当てることが決定される。その一方で、依然として１つを上回る出力が電力を必要としている場合、すなわち選択肢「Ｙｅｓ」２１１である場合、ブロック２１２において、電力パルスが、同時に電力の需要のあるすべての出力にシーケンシャルに伝送される。すべての出力フィードバック信号をそれらの電力の需要について確認するこの工程は、「電力需要を監視」リンク２１５および２１６を介して定期的に反復されるように開始リンク２１８に戻り、すべての出力の高速で公平な調節を提供する。

図２Ｂは、各出力からのエネルギー（すなわち、電力）伝達要求パルスをイネーブルする、フィードバックエラー検出の単純な論理図を示す。図２Ｂに示す例は、２つの調節されるＣＶ出力と第３の出力とを含む電力コンバーターのために示され、これは、定電圧ＣＶまたは定電流ＣＣ負荷のために任意選択的に選択され得、ＣＣ制御は、ＣＣ負荷のための特別な制御の特徴をもつ異なる基準をもつ。

図２Ｂにおいて３つの電圧比較器ＶＣＶ１ ２４０、ＶＣ２ ２５０、およびＶＣ３ ２６０は、それぞれ、それらの反転端子２４３、２５３、および２６３において、フィードバック信号ＦＢ１ ２４２、ＦＢ２ ２５２、およびＦＢ３ ２６２を受信する。３つのフィードバック信号ＦＢ１ ２４２、ＦＢ２ ２５２、およびＦＢ３ ２６２は、３つの独立して制御および調節されるＣＶ出力を表す。これらの信号は、これらの信号が、電圧比較器ＶＣＶ１ ２４０、ＶＣＶ２ ２５０、およびＶ_ＣＶ３ ２６０の非反転入力端子２４４、２５４、および２６４のそれぞれに印加される単一の変更された閾値基準信号２２６と比較され得るように、異なる伝達比で拡縮される。基準信号２２６は、変更（または、補償）された基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２２１から、加算器２２０を通してＣＶ変更信号Ｖ_ｍｏｄ ＣＶ２２４を加算することにより生成される。

ＣＶ出力からのフィードバック信号が閾値基準信号２２６未満に低下したときは、いつも、関係するＣＶ比較器の出力信号（ＣＶ１ ２４６、ＣＶ２ ２５６、またはＣＶ３ ２６６）が、その特定の電力を必要としている出力に対するエネルギー伝達要求パルスをイネーブルするように高くなる。

図２Ｂに示す例において、第４の比較器ＶＣＣ２７０により表される定電流ＣＣ負荷のための出力オプションが存在し、第３の定電圧ＣＶ出力において定電流ＣＣ負荷が置換する事例において、第４の比較器ＶＣＣ２７０が比較器Ｖ_ＣＶ３ ２６０を置換し得る。この場合、フィードバック端子ＦＢ３ ２６２は、ＶＣＣ比較器２７０の反転入力２７３に結合され、ＶＣＣ比較器２７０の非反転入力２７４は、加算器２３０を通して、ＣＣ変更信号Ｖ_ｍｏｄＣＣ２３４を制御基準電圧に加算することにより生成された閾値基準に結合される。

図２Ｃは、図２Ｂのブロック図に示される３つの独立して調節される出力制御論理を含む電力コンバーターのための電力パルス伝送シーケンシングオプションのための表２８０を示す。これは、すべての出力に同時に電力の需要があるときの電力パルスの分配を示す。このようなシーケンシングは、すべての出力の高速で最適な調節のために、電力パルスの適切な分配を管理する。図２Ｃの表２８０における左列は、電力伝達パルスのインターバルの間におけるシーケンスを示し、複出力の電力需要が変化するまで、これが反復する。

第１の行２８１、シーケンス１において、定電圧出力ＣＶ１が、電力パルス伝送を受信する。第２の行２８２、シーケンス２において、定電圧出力ＣＶ２が、電力パルス伝送を受信する。第３の行２８３、シーケンス３において、定電圧出力ＣＶ３、または定電流負荷の場合は、定電流出力ＣＣが、電力パルス伝送を受信する。次の行２８４、シーケンス４において、より簡単な遷移のために、電力パルスが定電圧出力ＣＶ２に戻り、シーケンス５、行５ ２８５において、電力パルスが出力ＣＶ１に伝送された後、シーケンス６において、行２８６において任意選択的なＣＶ３またはＣＣ出力に電力パルスを伝送することに戻る。次のシーケンス（行７ ２８７、行８、２８８、および行９ ２８９）において、同じパターンの電力パルス伝送が続く。

図３は、スイッチング要素ＳＷ３３２に結合されたエネルギー伝達要素としてフライバック変圧器３１０を含むフライバックコンバーターとして動作する複出力電力コンバーター３００の一例を示す。図３に示すフライバック構成は、（ＡＣラインおよび入力整流器からの）入力電圧Ｖｉｎ３０５に結合され、入力電圧Ｖｉｎ３０５は、スイッチングデバイスＳＷ３３２に直列な変圧器（単一磁気コンポーネント）３１０の一次巻線Ｌ１ ３１１に印加される。同じ磁心上における複出力巻線３１２、３１３、および３１４が、直列に一緒に電気的に結合され、ガルバニック絶縁により、入力巻線３１１に磁気結合される。図３における複出力電力コンバーターの例は、調節された電圧Ｖ_Ｏ１ ３７１およびＶ_ｏ２ ３６１をもつ２つの独立して制御される定電圧ＣＶ出力と、電圧降下Ｖｏ３ ３５０をともなって（一例において、ＬＥＤ負荷列３９０などの）定電流負荷に、調節される電流Ｉ_ｏ３ ３５０を提供する定電流ＣＣ出力とを含む。

第１のＣＶ出力Ｖ_Ｏ１ ３７１は、第１の電力パルス伝達スイッチ３１９を通して二次巻線３１４に結合される。第２のＣＶ出力Ｖ_Ｏ２ ３６１は、第２の電力パルス伝達スイッチ３１７とダイオード３１６とを通して、二次巻線３１３に結合される。図３に示す例における電力コンバーター３００の第３の出力は、調節される電流Ｉ_Ｏ３ ３５０と負荷依存電圧降下Ｖ_Ｏ３ ３５１とをともなうＣＣ出力として示され、整流器ダイオード３１５を通して二次巻線３１２に結合される。すべての３つの二次出力に対して、戻り電流路が、同期整流器ＭＯＳＦＥＴスイッチ３２０を通して二次巻線３１４の低電位側に結合された戻り線Ｒｔｎ３８０を通る。第１のＣＶ出力Ｖ_ｏ１ ３７１が、二次巻線３１４にかかる電圧を受信することが理解される。第２のＣＶ出力Ｖ_Ｏ２ ３６１は、二次巻線３１３および３１４の全体にかかる電圧を受信し、ＣＣ出力Ｖ_Ｏ３ ３５１に対する電圧は、３つの二次巻線３１２、３１３、および３１４のすべてにかかる総電圧に関係する。複二次巻線変圧器３１０の設計において、すべての出力の組み合わせおよび合算に対する適切な巻数比が考慮されなければならない。

複出力電力コンバーターでは、単出力フライバックコンバーターとは異なり、一次スイッチが導通しており、二次側におけるすべてのスイッチがオフであるとき、変圧器の二次側における電圧を規定する伝導路がない。変圧器の一次対二次の巻数比と一次側入力電圧とに基づいて、変圧器の二次接続における電圧が高くなり得る。ツェナーダイオード３１８（および、ＭＯＳＦＥＴ３１９のボディダイオード）がなければ、電圧が寄生容量に依存し、設計ごとに様々であり得る。クランピングツェナーダイオード３１８は、ＭＯＳＦＥＴ３１９のボディダイオードと一緒に、一次スイッチがオンに切り替えられたときのＭＯＳＦＥＴ３１９のドレインにおける電圧を決定する。ツェナーダイオード３１８は、二次コンポーネントに対する過剰な電圧ストレスを防ぐ。複出力電力コンバーター３００の全体的な制御は、電力スイッチ３３２のドレイン３３１に入るスイッチ電流Ｉ_ｓｗ３０８に応答して、スイッチング信号３３８を通して一次電力スイッチ３３２のスイッチングを制御する一次制御ブロック３３４からなる。スイッチ電流Ｉ_ｓｗ３０８は、電力スイッチ３３２のソース３３３を通して検出され得る（Ｉ_ｓｎｓ３３７）。コンデンサ３３９は、一次グランド３０１を基準として一次制御３３４の一次電源端子ＢＰＰに結合される。

二次制御ブロック３３６は、同期整流器ＳＲ３２０のスイッチングを制御および同期して、単出力設計（すなわち、非複出力設計）のための出力を調節し得る。一次巻線と二次巻線との間における絶縁、および、絶縁された一次基準グランド３０１と二次基準グランド３０２とに起因して、一次制御３３４と二次制御３３６とがガルバニック絶縁を備え、（例えば、絶縁リンク３３５を通して）光学的または磁気的にのみ通信して、一次ＳＷ３３２スイッチと二次ＳＲ３２０スイッチとのスイッチングを同期し得る。一例において、ＳＲスイッチ３２０のドレインは、出力巻線３１４の低電位側およびすべての複数の出力のための戻り線に結合され、抵抗器３２２を通して、一次電力スイッチ３３２のオフ切り替え状況を検出するための二次制御ブロック３３６における順方向（ＦＷＤ：ｆｏｒｗａｒｄ）ピンに結合される。ＳＲスイッチ３２０のためのゲーティング／制御信号は、二次グランド端子Ｇｎｄ３２４に結合されたＳＲスイッチ３２０のソース端子を基準とする。二次制御ブロック３３６のための電源電圧は、端子ＢＰＳ３２５を通したものであり、戻りグランド３８０を基準としてコンデンサ３２６にかかる。複出力制御ブロック３４０に対するコンデンサ３８６にかかる二次電源および電源ＢＰ３８７は、複出力のうちの１つから提供される。始動中、Ｖ_Ｏ１が十分速く上昇しないとき、制御電源は、より高い電圧レベルをとる他の出力から取得され得る。

複出力制御３４０は、ブロック３４２「複出力信号処理およびインターフェースブロック」と、信号３４３を通してリンクされたブロック３４５「ＬＥＤ電流シェアリングおよび調光制御」を含み得る。複出力制御３４０における端子は、表３９９「複出力制御ブロックのための外部端子ラベルの表」に列記される。一例において（端子の数および性質は、この例に限定されない）、複出力制御３４０におけるこれらの端子は、以下を含み得る。

ＣＣ出力において１つのＬＥＤ列のみが使用される一例において、複出力制御ブロックにおける列電流（Ｉ_ｃｃ１、Ｉ_ｃｃ２、…Ｉ_{ｃｃ（ｍ）}）のためのすべての入力端子が一緒に短絡され得ることが理解される。

一例において、第１のＣＶ出力Ｖ_Ｏ１ ３７１のためのフィードバック信号ＦＢ１は、出力コンデンサＣ_Ｏ１ ３７４をまたぐ抵抗分圧器３７２および３７３を通して提供される。第２のＣＶ出力Ｖ_Ｏ２ ３６１のためのフィードバック信号ＦＢ２は、出力コンデンサＣ_Ｏ２ ３６４をまたぐ抵抗分圧器３６２および３６３を通して提供され、同様に、第３のＣＣ出力Ｖ_Ｏ３ ３５１のためのフィードバック信号ＦＢ３は、出力コンデンサＣ_Ｏ３ ３５４をまたぐ抵抗分圧器３５２および３５３を通して提供される。

外部コンデンサ３７８は、端子Ｃ_Ｄｒ１ ３７７から、第１のＣＶ出力Ｖ_Ｏ１ ３７１における第１の電力パルススイッチ３１９の制御端子に適用される。同様に、別の外部コンデンサ３６８が、端子Ｃ_Ｄｒ２ ３６７から、第２のＣＶ出力Ｖ_Ｏ２ ３６１における第２の電力パルススイッチ３１７の制御端子に適用される。

第１のＣＶ出力Ｖ_Ｏ１ ３７１のための電力制限値は、端子Ｐ_Ｌｉｍ１ ３９４から戻りグランドＲｔｎ３８０までの外部抵抗３８４により規定される。同様に、第２のＣＶ出力Ｖ_Ｏ２ ３６１のための電力制限値は、端子Ｐ_Ｌｉｍ２ ３８３から戻りグランドＲｔｎ３８０までの別の外部抵抗３８３により規定される。定電流端子ＣＣ−Ｃｎｔｒｌ３９２は、戻りグランドＲｔｎ３８０に結合された外部コンデンサ３８２を通してさらに規定される。

一例において、一次制御３３４および二次制御３３６ブロックは、外部の電力スイッチ３３２を制御する単一のＩＣに一体化およびパッケージ化される。設計を簡略化する別の一例において、電力スイッチ３３２は、さらに、一次制御３３４および二次制御３３６と同じＩＣにパッケージ化される。さらに異なる別の一例において、電力スイッチ３３２、一次制御３３４、二次制御３３６、および複出力制御は、すべて単一のＩＣに含まれる。

要約すると、本発明の教示に従った、単一の磁気的な複出力ＣＣ／ＣＶコンバーターのための制御スキームは、次のような相関された機能を使用して３つの適切に同期された制御セクションを通して実装される。
・ピーク電流制御をともなう傾斜期間変調（ＲＴＭ：Ｒａｍｐ Ｔｉｍｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）組み込みエンジンを含む一次電力スイッチオン・オフ制御のための一次制御装置。絶縁リンク（例えば、磁気リンク）を通した二次制御ブロックからのパルスの受信時に、一次がすぐパルスを発する。ピーク電流は、ＲＴＭエンジンにより規定される。
・二次側制御装置は、ＳＲ ＭＯＳＦＥＴを駆動して、一次スイッチ制御に需要パルスを生成する。
・各出力負荷および電力需要に基づいて、電力パルスを割り当てることにより複出力の各々における出力量を調節する電流／電圧調節のための複出力制御ブロック。それは、検出電流抵抗器にわたる電圧降下を調節することにより、複数のＬＥＤ列における電流および全電流を制御する電流シェアリングブロックをさらに含む。このブロックは、さらに、すべての列における電流が等しくなることを確実にし得る。

単一磁気コンポーネントを含む複出力電力コンバーターにおける複出力ＣＶおよびＣＣ独立調節のための複出力制御ブロックの内部ブロックおよび端子の詳細な例が図４において説明される。

図４は、図１に示す複出力制御ブロック１６３、または図３に示す３４０の内部機能ブロックおよび制御信号の一例を示す。図示されるように、すべてのＣＶ出力からのフィードバック信号ＦＢ_（１）４２２_（１）、ＦＢ_（２）４２３_（２）、…ＦＢ_（ｎ）４２２_（ｎ）、および、電力制限閾値信号ＰＬｉｍ_（１）４２４_（１）、ＰＬｉｍ_（２）４２４_（２）、…４２４_（ｎ）は、複出力信号処理ブロック４２０により受信される。定電流出力のためのフィードバック／制御信号は、適切な場合には、ＣＣ_{−ＣＮＴＲＬ}信号４２３により示される。複出力信号処理ブロック４２０は、各出力から受信された電力需要およびＦＢ情報に基づいて、信号４２６_（１）、４２６_（２）、…４２６_（ｎ）を、ドライバブロックである第１の高側ＭＯＳＦＥＴドライブ４３０_（１）、第２の高側ＭＯＳＦＥＴドライブ４３０_（２）、…第ｎの高側ＭＯＳＦＥＴドライブ４３０_（ｎ）のそれぞれに送信する。これらのドライバブロックは、さらに、電源電圧ＢＰ４１２、および、出力ＣＶ電圧Ｖ_{ＣＶ（１）}４３２_（１）、Ｖ_{ＣＶ（２）}４３２_（２）、…Ｖ_{ＣＶ（ｎ）}４３２_（ｎ）のそれぞれを受信して、駆動信号ＤＲ_（１）４３４_（１）、ＤＲ_（２）４３４_（２）、ＤＲ_（ｎ）４３４_（ｎ）を生成し、複出力の各々における電力パルススイッチを制御する。

ＢＰ調節器４１０は、ＢＰ端子４１２における電圧を調節する。通常動作中、ＢＰ調節器４１０は、一次源として複出力（例えば、Ｖ_{ＣＶ（２）}４３２_（２））のうちの１つを使用する。しかし、この出力が低いとき（例えば、始動中）、それは、他の出力（例えば、Ｖ_{ＶＣＶ（３）}またはＶ_ＬＥＤ４１１）を使用し得る。ＢＰ調節器は、複出力制御ブロックと二次制御ブロックとの両方に対して十分な電力を提供しなければならない。

高電圧ＨＶシャント４１４と低電圧ＬＶシャント４１５とが、ピーク充電にさらされ得るいくつかのＣＶ出力端子における電圧を制限するために必要であり得る。図４に示す例において、ＨＶシャント４１４は、Ｖ_ＣＶ３／Ｖ_ＬＥＤ端子における電圧を最大許容値に制限するために使用され、ＬＶシャント４１５は、Ｖ_{ＣＶ（１）}端子における電圧を制限するために使用される。

端子ＰＷＭ／ＡＤｉｍ４８０における信号のレベルは、ＬＥＤ列のアナログまたはデジタル調光オプションの間における決定または識別を行い得る。信号レベルＰＷＭ／ＡＤｉｍ４８０がＶ_ＲＥＦ４４１を上回っている場合、ＰＷＭ信号４４３である比較器４４２の出力信号がハイとなり、複出力信号処理ブロック４２０を通して、デジタル調光を選択する。または、ＬＥＤ電流シェアリングおよび調光制御である制御ブロック４５０を通るＡＤｉｍ信号４５８は、ＬＥＤ列のためにアナログ調光を選択する。比較器４６２は、Ｖ_Ｌｏｗ閾値４６１と比較してＰＷＭ／ＡＤｉｍ信号の低レベルを検出して、複出力信号処理ブロック４２０に対してＬＯＷ４６３信号を生成する。複出力信号処理ブロック４２０は、さらに、信号Ｅｎａｂｌｅ４５３をＬＥＤ電流シェアリングおよび調光制御ブロック４５０に、およびＶｓａｔ４５４をＬＥＤ電流シェアリングおよび調光制御ブロック４５０から伝達することを要求する。同様に、信号４６５および４６６が、二次制御（ブロック３３６、図３）へのインターフェースであるブロック４６０に、およびブロック４６０から伝達される。二次制御（ブロック３３６、図３）に送信される、および二次制御（ブロック３３６、図３）から受信される必要な信号は、以下を含み得る。
１）二次制御からの順方向制御（ＦＷＣ：ｆｏｒｗａｒｄ ｃｏｎｔｒｏｌ）信号４４６（一次電力スイッチのオン切り替えおよびオフ切り替え状況を提供する二次ＭＯＳＦＥＴ ＳＲドレインにおけるＦＷＤ端子情報である、図３に示す３４６）
２）二次制御へのＲｅｑ信号４４７（ＣＶまたはＣＣ出力からの電力パルス要求である、図３に示す３４７）。
３）二次制御からの肯定信号Ａｃｋ４４８（電力パルスの要求を肯定する、図３に示す３４８）。
４）同期整流器ＭＯＳＦＥＴ一次３２０の駆動信号、同期整流器（ＳＲ）信号４４９（二次制御端子ＳＲ３２１からの、図３に示す３４９が、さらに、インターフェースブロック４６０を通して複出力制御により受信される。

ＬＥＤ電流シェアリングおよび調光制御ブロック４５０は、図５の例に示されるように個々のＬＥＤ列のすべてから電流を受信して処理する責任を負う。各ＬＥＤ列からの電流であるＩ_{ＣＣ（１）}４５６_（１）、Ｉ_{ＣＣ（２）}４５６_（２）、…Ｉ_{ＣＣ（ｍ）}４５６_（ｍ）、および、ＬＥＤ列の検出された電流の全体Ｉｓ４５５が、ＬＥＤ電流シェアリングおよび調光制御ブロック４５０において受信および処理される（図３において、各ＬＥＤ列電流Ｉ_{ＣＣ（１）}からＩ_{ＣＣ（ｍ）}および抵抗器３８１におけるＩｓの電圧降下信号）。ＨＶクランプモジュール４５１は、ＬＥＤ列電流端子（Ｉ_ＣＣ端子）において任意の可能なＨＶ条件をクランプし得る。一例において、電流シェアリングおよび調光制御ブロック４５０は、電流源にわたって十分な電圧を提供してＬＥＤ列における電流を正確に制御するために、ＬＥＤ列のアノードにおける電圧を調節する。判り難くなるのを避けるために、異常検出および保護のために必要とされる複出力制御ブロック４４０の主要でない機能は、図４の例に示されないことが理解される。

複出力電力コンバーターの一実施形態において、ＣＣ出力は、一例においてＴＶまたはＰＣモニターにおいて使用される、電流調節されるＬＥＤ負荷列のために使用され得る。複数の並列なＬＥＤ列のための電流シェアリングおよび調光機能は、図４に示す制御ブロックＬＥＤ電流シェアリングおよび調光制御４５０、または図３に示す３４５により提供される。ＬＥＤ列における電流シェアリングのための複数の選択肢が存在し、一例において、調節は、（限界レベル未満に下がらない）ＬＥＤ列のうちの最小電圧をもつＬＥＤ列に応答して、実施され得る。ＬＥＤの調光機能（その例示的な用途が、モニターにおいてスクリーンの明度を調整することであり得る）は、（５０ｋＨｚから数百ｋＨｚの範囲内の）スイッチング周波数と比較すると、線形電流コマンドに比例したアナログ調光により、または、デジタルＰＷＭ調光（１００Ｈｚから数十ｋＨｚの範囲内）により実施され得る。デジタルＰＷＭ調光は、各列における電流のサンプル・ホールド工程により、同相ＰＷＭパルスを使用し得るか、または、位相シフトされたＰＷＭパルス（例えば、図６参照）を使用して、列における最小電圧降下を検出し得る。位相シフトされたＰＷＭ調光において、ＬＥＤ負荷のための改善された視覚性能、およびより高度に時間分散された電力需要が達成される。これは、可聴ノイズを減らし、効率を高める。複出力制御におけるＬＥＤ電流シェアリングおよび調光制御の一例（図４に示す４５０、または図３に示す３４５）が、図５に提示される。

図５は、一例において、ＴＶまたはモニタースクリーンバックライトにおいて使用され得る多並列ＬＥＤ列５９０（インデックス１、…ｍ）にわたる調節される電流Ｉ_{Ｏ（ＣＣ）}５５０および電圧Ｖ_{Ｏ（ＣＣ）}５５１をともなう定電流出力における電流シェアリング（並列電流分配）の実装例のための例示的な回路ブロック図を示す。電流源としての各ＬＥＤ列は、複出力制御ブロック５４０（例えば、図３に示す３４０、または図４に示す４４０）におけるＬＥＤ電流シェアリングおよびＰＷＭ調光制御ブロック５１０の入力端子Ｉ_ＣＣ１ ５５６_（１）、Ｉ_ＣＣ２ ５５６_（２）、…Ｉ_{ＣＣ（ｍ）}５５６_（ｍ）に結合される。調光実装例の他の例において、アナログ線形調光信号が使用され得ることが理解される。インデックス１、２、…、ｍを付した列電流は、各列にそれぞれ結合された電流源５１６_（１）、５１６_（２）、…５１６_（ｍ）により提示され、ＰＷＭパルス５１１によりオンに切り替わるようにすべてが同時に制御されるそれぞれのＰＷＭスイッチ５１４_（１）、５１４_（２）、…５１４_（ｍ）を通して導通し得る。

図５に示す本発明の一実施形態において、ＰＷＭ信号の単一の源を含む単純な実装例のために、ＬＥＤ列の複数のチャンネルのすべてが、同時かつ同相でオンに切り替わるように有効化される。しかし、すべてのＬＥＤ列の同相制御は、より低いＰＷＭ周波数（数十ｋＨｚ）に起因して、望ましくない揺らめき／フリッカーを引き起こし得る。代替オプションは、図６に提示される、ＬＥＤ列の複数のチャンネルの各々に対する位相シフトされたＰＷＭ信号である。

図５における例示的な調節ループは、ＬＥＤ列におけるＣＣ出力の出力電圧を制御するために使用され得る。ＣＣ出力電圧（図３に示すＶ_Ｏ３ ３５１）は、電流源にわたる電圧降下を最小化することにより調節される。電流源５１６_（１）、５１６_（２）、…５１６_（ｍ）が非常に短いセッティング期間をサポートするので、この構成は、より高いＰＷＭ周波数を可能にし得る。ＰＷＭスイッチ５１４_（１）、５１４_（２）、…５１４_（ｍ）のオン期間中の電流源５１６_（１）、５１６_（２）、…５１６_（ｍ）における電圧降下は、順方向バイアスダイオード５１２_（１）、５１２_（２）、…５１２_（ｍ）を通して相互コンダクタンス増幅器５２０の非反転入力５１１に結合され得る。ＰＷＭスイッチ５１４_（１）、５１４_（２）、…５１４_（ｍ）のオフ期間中、および、電流源５１６_（１）、５１６_（２）、…５１６_（ｍ）が導通していないとき、増幅器５２０の非反転入力５１１は、抵抗器５２２を通して電源電圧Ｖ_ＢＰ５２５にプルアップされ得る。図５に示す増幅器５２０は、電流源における最低電圧を、所定のＶ_Ｒｅｆ５２１と比較し得る電圧制御される電流源である。ＰＷＭ信号５３１がハイであり、スイッチ５３０、ＰＷＭスイッチ５１４_（１）、５１４_（２）、…５１４_（ｍ）、および電流源５１６_（１）、５１６_（２）、…５１６_（ｍ）が導通しているとき、相互コンダクタンス増幅器５２０は、その非反転入力５１１と反転入力におけるＶ_Ｒｅｆ５２１との電圧差に比例した電流をコンデンサ５３５に出力する。コンデンサ５３５における電圧は、定電流出力のフィードバック信号（図３に示すＦＢ３ ３５５）のための基準電圧として使用されて、閉ループにおいて図３に示す定電流出力Ｖ_Ｏ３ ３５１における電圧降下を調節する。

一例において、ＣＣ出力における複数の並列ＬＥＤ列のための位相シフトされたＰＷＭパルスは、揺らめき／フリッカーの少ないＬＥＤ列のより均一な出力光を取得するために使用され得る。本例において、それは、ＬＥＤ列のより時間分散された電力需要により達成される。これは、可聴ノイズを減らし、効率を高める。図６は、４チャンネルＬＥＤ列のための位相シフトされたデジタルＰＷＭ制御パルスの一例を、４チャンネルの位相シフトされたＰＷＭ動作をともなう、定電流出力負荷のための時間軸６１０におけるそれらの相対的なタイミングとともに示す。上部の波形ＰＷＭ−ＩＮは、入来信号を示し、ＰＷＭ１からＰＷＭ４の波形は、４つの電流源のための位相シフトされたＰＷＭ信号を示す。一例において、これらの波形は、ＣＣ出力における並列な４つのＬＥＤ負荷列に対するデジタル電流制御のために生成されるＰＷＭ位相シフトされたパルスを示す。低周波（例えば、１０ｋＨｚ）入力ＰＷＭ、ＰＷＭ−ＩＮ６２０は、周期Ｔ_ＰＷＭ６０２、ハイ持続期間６２２、およびロー持続期間６２４をともなって生成される。一例において、第１のＬＥＤ列は、ハイ持続期間６３２とロー持続期間６３４とが入力ＰＷＭ信号と同相（すなわち、ゼロ位相シフト）であるＰＷＭ１ ６３０により制御される。他の３つのＬＥＤ列は、各ＰＷＭ期間中、相互に比較して対称にシフト（または、遅延）された、信号ＰＷＭ２ ６４０、ＰＷＭ６５０、およびＰＷＭ４ ６６０により制御される。

言い換えると、第１のＬＥＤ列は、ハイ信号６３２中にオンとなる。第２のＬＥＤ列は、第１の列（ＰＷＭ１制御信号６３０）から（１／４）×Ｔ_ＰＷＭ遅延（または、シフト）をともなうハイ信号６４２中にオンとなる。第３のＬＥＤ列は、第２の列（ＰＷＭ２制御信号６４０）から（１／４）×Ｔ_ＰＷＭ遅延（または、シフト）をともなうハイ信号６５２中にオンとなり、第４の列は、第３のＬＥＤ列（ＰＷＭ３制御信号６５０）から（１／４）×Ｔ_ＰＷＭ遅延（または、シフト）をともなってオンに切り替わる。ＰＷＭ周波数がいくぶん低く（例えば、１００Ｈｚから数十ｋＨｚ）、オン持続期間（ハイ信号）がいくぶん短い場合であっても、各ＰＷＭ期間（Ｔ_ＰＷＭ）中におけるＰＷＭ制御パルスの４チャンネル対称分配は、（例えば、モニターまたはＴＶのバックライト用途において）光の一様な分布をもたらす。

図７は、各列における電流調節の同相デジタルＰＷＭ制御を含む、ＬＥＤ列に結合した定電流出力のための信号波形のうちのいくつかを示す。横軸７１０は時間であり、縦軸は、それらの相対的なタイミングをともなって示されるいくつかの制御信号を示す。上部の波形７２０は、固定したＬＥＤ負荷をともなう通常動作中の、ＬＥＤ列（ＬＥＤ出力）の定電流ＣＣ出力における電圧リップル変動を示す。各リップル周期７２１中、立ち上がり期間７２３は、ＣＣ出力への電力伝送を示し、立ち下がり期間７２５は、ＣＣ出力キャパシタンス（図３に示すＣ_Ｏ３ ３５４）における放電持続期間である。立ち上がり７２４のピークは、ＣＣ出力における最大許容電圧により規定され、低谷電圧降下、点７２２は、各ＬＥＤ列の許容電圧降下を上回る余裕内に留まらなければならない。

第２のグラフＰＷＭ７３０は、論理ハイ７３２を使用したすべての列のための同相ＰＷＭパルスを示し、論理ロー７３４は、すべてのＬＥＤ列における同時調光を制御し得る。

第３のグラフ７４０は、複出力制御ブロック（図３に示す３４０）から二次制御ブロック（図３に示す３３６）への二次要求パルス（図３に示すＲｅｑ３４７）を示す。これらの二次要求パルスは、複数のＣＶまたはＣＣ出力のうちの任意の１つにより開始され得る。二次要求パルスおよびＣＣ出力からＬＥＤ列への電力需要は、二次要求（例えば、７４１、７４３、または７４５）がハイなったとき、論理ハイ（例えば、７５１、７５３、または７５５）になるように、グラフ７５０においてＬＥＤ出力イネーブルパルスから区別され得る。他の要求パルスのうちのいくつかが、ＣＶ出力のための目標とされる。これらの要求パルス（例えば、７５２、７５４、その他）に対してＬＥＤ出力イネーブルパルスがローであるので、これらのパルス（例えば、７４２、７４４、その他）が区別され得る。

図８Ａおよび図８Ｂは、段階的な負荷またはライン変化中における状態変化に対するホールドオフ期間の変化の例示的な工程のための非常に単純化した傾向を示す。図８Ａにおいて、横の時間軸８１０は、異なる負荷またはライン条件に対する縦軸８２０における一次電力スイッチの異なる駆動パルスに対する、拡大して分割した時間スケールを表す。各駆動パルスは、図８Ｂに示される動作の異なる状態に対する異なる負荷またはライン条件および電力コンバーター変化に対して、オフ期間（および、その結果としてスイッチング周波数）が様々である。言い換えると、一次スイッチがオフに保持される時間長（すなわち、ホールドオフ期間）は、段階的な負荷またはライン変化に応答して、各状態変化において変えられる。一例において、複出力信号処理ブロック（例えば、図４に示す４２０）は、段階的な負荷またはライン変化に応答して、一次スイッチのホールドオフ期間を変化させるための、状態変化を実装するデジタル処理を含み得る。

すべての状態／動作モードにおいてすべてのスイッチング駆動パルスのオン期間が一定に留まるが、負荷が低負荷に向かって変化するとき、各状態におけるオフ期間が負荷軽減により延びて、スイッチング周期を延ばし、スイッチング周波数を下げる、固定オン期間制御が使用され得ることが理解される。
Ｔｏｎ［０］＝Ｔｏｎ［１］＝Ｔｏｎ［２］＝…＝Ｔｏｎ［ｉ］＝…
＝Ｔｏｎ［ｋ−１］＝Ｔｏｎ［ｋ］＝Ｔｏｎ
Ｔｏｆｆ［０］＜Ｔｏｆｆ［１］＜Ｔｏｆｆ［２］＜…＜Ｔｏｆｆ［ｉ］＜…
＜Ｔｏｆｆ［ｋ−１］＜Ｔｏｆｆ［ｋ］
従って、オン期間Ｔｏｎは、状態［０］８５１から状態［ｋ］８５５の各状態に対して固定される。しかし、オフ期間Ｔｏｆｆは、状態［０］８５１から状態［ｋ］８５５まで変化または増加する。

図８Ｂに示される例に示されるように、複出力信号処理ブロック（例えば、図４に示す４２０）は、負荷が減少するにつれて、状態［０］８５１からリンク８６１を通って状態［１］８５２まで、およびリンク８６２を通って状態［２］８５３まで、動作の状態を変えるために、複数の状態［０〜ｋ］を横断し得る。最終的に、破線リンク８６３により示されるいくつかのさらなる状態の後、複出力信号処理ブロックは、状態［ｋ−１］８５４まで、およびリンク８６４を通って最小負荷に対する最終状態［ｋ］８５５まで動作の状態を変え得る。状態［ｋ］８５５における最小負荷から状態［０］８５１における最大負荷まで負荷が再度大きくなるように戻るとき、複出力信号処理ブロックは、この工程を反転して、戻りリンク８７４、８７３、８７２、および８７１を通って状態［０］８５１に戻り得る。

図８Ａにおいて、このような要求されるスイッチング周波数変動の一例として、象徴的なスイッチングサイクルは、固定オン期間Ｔｏｎ（８４１、８４２、８４３、８４４、および８４５）、および、異なる／変化するオフ期間Ｔｏｆｆ［０］８３１、Ｔｏｆｆ［１］８３２、Ｔｏｆｆ［２］８３３、…Ｔｏｆｆ［ｋ−１］８３４、およびＴｏｆｆ［ｋ］８３５を示し、その結果、それぞれ変化期間Ｔｓｗ［０］８２１、Ｔｓｗ［１］８２２、Ｔｓｗ［２］８２３、…Ｔｓｗ［ｋ−１］８２４、およびＴｓｗ［ｋ］８２５をもたらす。

図９は、複出力信号処理ブロックは、通常動作中、図８Ｂにおいて説明されるように状態［ｉ］を調整して、ホールドオフ期間選択を変化させ、適応型の調節を提供することを実施し得る工程を描いた簡略したフロー図を示す。上述のように、ＣＶ／ＣＣ出力調節モジュールは、電力スイッチに単一の要求信号出力を提供する調節モジュールにおいて処理される複出力の各々のフィードバックピンを通して電力の入来要求／需要を調節する。電力パルスを受信する次の出力の選択は、出力スケジューリング制御ブロックにより実行され得る（例えば、図２Ａおよび図２Ｂ）。通常動作中、適応型の調節のために使用されるホールドオフ期間は、定電圧ＣＶ出力、定電流ＣＣ出力のために選択され得るか、または、各出力の独立してＣＶまたはＣＣ調節をともなう複出力コンバーターにおけるものであり得る。

単出力コンバーターにおいて、出力調節モジュール（例えば、二次制御装置）は、ＦＢ信号を通した電力の入来要求（または、需要）に基づいて、ＣＶまたはＣＣ出力を調節し得る。その一方で、複出力コンバーターでは、上述のように、各ＦＢピンを通して各出力から電力の要求または需要を受信する複出力調節の特別な／第３の制御モジュール（例えば、図３に示す３４０）が存在する。ＦＢ情報は、複出力信号処理モジュール（例えば、図４に示す４２０）における関係する比較器により処理されて、二次制御モジュール（例えば、図３に示す３３６）に要求信号（例えば、図４に示すＲｅｑ４４７）を提供し得、これが、一次電力スイッチのためのオン切り替えコマンドを開始する。

図９における概略フロー図は、異なる負荷条件に基づいて、状態変化を示す。開始点９０１およびブロック９０３の後、デフォルト状態［ｉ］は、最小「０」から最大「ｋ」までの状態ステップの任意の状態番号であり得る。工程は、リンク９０５により条件ブロック９１０に続き、一次オフ期間が終了する前に複出力信号処理ブロックにより要求信号がトリガーされたか否かが検証される。イネーブル信号のトリガー前にオフ期間が終了した場合、すなわち選択肢「ＮＯ」９１４の場合、条件ブロック９３０において、状態インデックス「ｉ」＜最大インデックス「ｋ」か否かが判定される。言い換えると、状態が最大状態「ｋ」にまだ達していないか否かが確認される。回答が「Ｙｅｓ」９３２であり、現在の状態が依然として最大状態ｋ未満である場合、次のステップは、［ｉ］から［ｉ＋１］に状態を上げ、このことが、インデックスｉ＝ｋであるとき、最小負荷に達するまで、低下する負荷に起因して、一次スイッチのホールドオフ期間を延ばす。また、回答が「Ｎｏ」９３４であり、状態が既に最大の可能な状態にある場合、ブロック９７０は、それが状態［最大インデックス＝「ｋ」］に留まることを示す。状態をより高い状態に上げた／上昇させた、または最大状態に留まった後、ループは、リンク９５５を通して、リンク９０５上の開始確認点９０４にループバックし、工程が繰り返される。

その一方で、条件ブロック９１０から、一次オフ期間が終了した後、要求がトリガーされた場合（リンク「Ｙｅｓ」９１２）、状態インデックスｉ＞０か否かが判定される次の条件ブロック９２０において、状態インデックスが０より大きいか否かが検証される。回答が「Ｎｏ」９２４であり、状態が依然として０にある場合、処理は、状態［０］に留まる（ブロック９６０）。回答が「Ｙｅｓ」９２２であり、状態インデックスが０より大きい場合、次のステップブロック９４０において、状態は、［ｉ］から［ｉ−１］に引き下げられ、このことが、インデックスｉ＝０であるとき、最大負荷に達するまで、上昇する負荷に起因して、一次スイッチのホールドオフ期間を短くする。状態を０（最小状態）に維持した後、または、状態をより低い状態まで減らした／引き下げた後、リンク９４５を通るループが、リンク９０５上の開始確認点９０４までループバックして反復する。

言い換えると、オフ期間が終了する前に一次スイッチイネーブル信号がトリガーした場合、動作状態は、最小状態［０］に向けて引き下げられなければならないと、または、オフ期間が終了した後に一次スイッチイネーブル信号がトリガーした場合、動作状態は、最大状態［ｋ］に向けて押し上げられなければならないと結論づけられ得る。

図８Ａおよび図８Ｂおよび図９に示すフロー図と比較して、図１０は、複出力信号処理ブロックが実施して、本発明の教示に従った、独立ＣＣ／ＣＶ制御をともなう複出力電力コンバーターの任意の出力における負荷変化に応答して、一次スイッチのホールドオフ期間を変化させるように実施し得る、デジタル制御されるホールドオフ期間工程制御の第２の／別の例／実施形態を示す。

開始１００１において、リンク１００２を通り、条件ブロック１００５が、いずれかの二次巻線が放電（一次電力スイッチのオン期間中にフライバック変圧器に貯蔵されたエネルギーを出力に伝達すること）を始めたか否かを判定する。例えば、一例において、いずれかの二次巻線の放電の開始は、一例において、抵抗器３２２を通して二次巻線の戻り線に結合された、ＦＷＤ端子（例えば、図３に示す３２３）における放電状態信号の検出により判定され得る。二次巻線の放電が開始されていない場合（Ｎｏ１００８）、処理が開始点にループバックし、二次巻線の放電が始まるのを待つ。その一方で、二次巻線の放電が始まっているとき（Ｙｅｓ１００６）、ブロック１０１０においてホールドオフデジタル信号が論理ハイ（すなわち、ホールドオフ＝１）に設定され、Ｔｉｍｅｒをリセットする。ブロック１０１０の出力１０１２は、次に、条件ブロック１０１５に進行し、条件ブロック１０１５は、過渡状態の検出（例えば、負荷またはライン条件における変化の検出）が存在するか否かを判定する。負荷またはラインにおける何らかの変化が検出された場合（Ｙｅｓ１０１７）、ブロック１０２５において、ホールドオフ信号のデジタル信号が論理ロー（すなわち、ホールドオフ＝０）に設定される。次に、リンク１０２６を通り、処理が、最終ブロック１０６０に続き、最終ブロック１０６０において、目標（Ｔａｒｇｅｔ）ホールドオフ期間値は、Ｔｉｍｅｒの関数である第１の値に設定され（すなわち、Ｔａｒｇｅｔ＝ｆ（Ｔｉｍｅｒ））、処理は、リンク１００３を通って開始点１００２にループバックする。

条件ブロック１０１５において、負荷における変化が検出されない（例えば、過渡負荷条件が検出されない）場合、処理は、Ｎｏ１０１８を通って条件ブロック１０２０に続き、条件ブロック１０２０において、Ｔｉｍｅｒが既に目標時間値に達しているか否かが確認される。Ｔｉｍｅｒがまだ目標ホールドオフ期間値に達していない場合、（Ｎｏ１０２４）、処理は、ノード１０１２にループバックし、条件ブロック１０１５において、負荷の変化が検出されたか否かを、および、条件ブロック１０２０において、Ｔｉｍｅｒが、目標ホールドオフ期間値に既に達しているか否かを再度確認する。その一方で、条件ブロック１０１５において負荷の変化が検出される前に、Ｔｉｍｅｒ値が目標ホールドオフ期間値に達したとき（Ｙｅｓ１０２２）、ホールドオフ期間信号が、次のステップ、ブロック１０３０においてゼロに設定される。ブロック１０３０の後に、別の条件ブロック１０４０が続いて、以前の要求が依然として係属中であるか、または満了であるか否かを検証する。以前の要求が依然として係属中である場合（Ｙｅｓ１０４４）、目標ホールドオフ期間値は、タイマーの関数である第２の値に設定され（すなわち、Ｔａｒｇｅｔ＝ｆ（Ｔｉｍｅｒ））、処理がリンク１００３を通してループバックし、開始点１００２に戻る。

しかし、以前のスイッチング要求が満了し、係属中ではない場合（Ｎｏ１０４２）、条件ブロック１０５０において、新しい要求が受信されたか否かが確認される。新しい要求がまだ受信されていない場合、（Ｎｏ１０５４）、処理が、条件ブロック１０５０にループバックして、新しい要求が受信されるのを待ち（Ｙｅｓ１０５２）、最終ブロック１０６０に進行して、目標ホールドオフ期間値がＴｉｍｅｒの関数である第３の値に設定され（すなわち、Ｔａｒｇｅｔ＝ｆ（Ｔｉｍｅｒ））、処理が、リンク１００３を通ってループバックして開始点１００２に戻る。

例示的な実施形態の上記の説明は、要約で説明される事項を含め、網羅的であることも、開示される形態または構造そのものへの限定であることも意図されない。本明細書において説明される主題の特定の実施形態および例は、例示を目的としており、本発明のより広い趣旨および範囲から逸脱することなく様々な同等な変更が可能である。実際、特定の例示的な電流、電圧、抵抗、デバイス寸法などが説明のために提示されることと、本発明の教示に従った他の実施形態および例において他の値も使用し得ることとが理解される。

Claims (26)

1. 電力コンバーターであって、
   前記電力コンバーターの入力に結合された一次巻線と複数の出力巻線とを含む単一磁気コンポーネントであって、
   前記複数の出力巻線の各々が、電力を必要とする独立して制御および調節される出力の各々から受信されたフィードバック信号に応答して、前記独立して制御および調節される出力を提供するように結合され、
   前記複数の出力巻線がいずれも、前記独立して制御および調節される出力のすべてのための共通戻り線に対して電気的に接続され、
   調節される出力が、定電流出力もしくは定電圧出力、または、定電流負荷と定電圧出力との両方を独立して調節するように結合された、
   前記単一磁気コンポーネントと、
   前記単一磁気コンポーネントの前記一次巻線に結合された一次側電力スイッチと、
   前記一次側電力スイッチを制御して、前記電力コンバーターの入力から前記複数の出力巻線に電力パルスを伝達するように結合された一次スイッチ制御ブロックと、
   前記共通戻り線に結合された同期整流器スイッチまたは、出力巻線の戻り線の一部またはすべてに結合された複数の同期整流器スイッチと、
   前記同期整流器スイッチを制御して、前記一次側電力スイッチとスイッチングを同期し、前記一次巻線および前記複数の出力巻線の相補的な伝導を提供するように結合された二次制御ブロックと、
   前記独立して制御および調節される出力に、複数の制御される電力パルススイッチを通して、前記複数の出力巻線が結合されるように、前記複数の出力巻線に結合された前記複数の制御される電力パルススイッチであって、
   前記独立して制御および調節される出力の各々からの電力パルスの要求が、前記二次制御ブロックを通して前記一次スイッチ制御ブロックに伝達されて、前記一次側電力スイッチをオンに切り替えて、前記電力パルスを、前記複数の出力巻線に、および、制御される電力パルススイッチを通して前記独立して制御および調節される出力に、伝達する、
   前記電力パルススイッチと、
   を備える、前記電力コンバーター。
2. 前記複数の出力巻線がいずれも、前記独立して制御および調節される出力のすべてのための前記共通戻り線に直列に電気的に接続された、
   請求項１に記載の前記電力コンバーター。
3. 前記複数の出力巻線が、直列巻線、並列巻線、または直列巻線と並列巻線との両方の組み合わせで結合された、
   請求項１に記載の前記電力コンバーター。
4. 定電流（ＣＣ）出力における定電流負荷が、複数の並列な発光ダイオード（ＬＥＤ）列を備える、
   請求項１に記載の前記電力コンバーター。
5. 前記一次スイッチ制御ブロックが、一次グランドを基準として、前記一次側電力スイッチのスイッチングを制御するように結合された、
   請求項１に記載の前記電力コンバーター。
6. 前記一次側電力スイッチのオン切り替えが、前記二次制御ブロックから前記電力パルスの前記要求を受信したことに応答するものであり、前記一次側電力スイッチのオフ切り替えが、傾斜期間変調（ＲＴＭ）エンジンに基づいて、および、一次電流パルスがピーク電流制限値に達したときに、決定される、
   請求項５に記載の前記電力コンバーター。
7. 前記二次制御ブロックが、二次グランドを基準として、前記共通戻り線に結合された前記同期整流器スイッチを駆動するように結合された、
   請求項６に記載の前記電力コンバーター。
8. 前記二次制御ブロックが、ガルバニック絶縁リンクを通した前記一次スイッチ制御ブロックに対する要求パルスを生成するように結合された、
   請求項７に記載の前記電力コンバーター。
9. 前記ガルバニック絶縁リンクが、磁気／誘導リンクである、
   請求項８に記載の前記電力コンバーター。
10. 前記一次スイッチ制御ブロックが、二次制御ブロックから受信された前記要求パルスに応答して、スイッチング駆動パルスを生成するように結合された、
    請求項８に記載の前記電力コンバーター。
11. それぞれの前記フィードバック信号および電力需要に応答して、定電圧または定電流をもつように調節される前記独立して制御および調節される出力のすべてを調節するように結合された複出力制御ブロックをさらに備え、
    前記複出力制御ブロックが、複出力信号処理およびインターフェース制御ブロックを含む、
    請求項１に記載の前記電力コンバーター。
12. 前記ＬＥＤ列に結合された定電流出力にかかる電圧を制御するように、および、前記定電流出力における全電流を調節するように結合された電流シェアリングおよび調光制御ブロックをさらに備え、電流シェアリングブロックが、前記ＬＥＤ列における電流を等化するようにさらに結合された、
    請求項１１に記載の前記電力コンバーター。
13. 前記一次スイッチ制御ブロックおよび前記二次制御ブロックが、単一の集積回路に一体化された、
    請求項１に記載の前記電力コンバーター。
14. 前記一次スイッチ制御ブロックと前記二次制御ブロックと前記複出力制御ブロックとが、単一の集積回路に一体化された、
    請求項１に記載の前記電力コンバーター。
15. 一次電力スイッチが、独立した外部の電力スイッチであるか、または、前記一次スイッチ制御ブロック、前記二次制御ブロック、および前記複出力制御ブロックとともに前記単一の集積回路に一体化された、
    請求項１４に記載の前記電力コンバーター。
16. 前記ＬＥＤ列における前記電流を正確に制御するための、電流源にわたる十分な電圧を提供するために、前記電流シェアリングおよび調光制御ブロックが、前記ＬＥＤ列のアノードにおける電圧を調節する、
    請求項１２に記載の前記電力コンバーター。
17. 前記電流シェアリングおよび調光制御ブロックが、各前記ＬＥＤ列における電流のアナログ線形制御による前記ＬＥＤ列の調光機能を含む、
    請求項１６に記載の前記電力コンバーター。
18. 前記電流シェアリングおよび調光制御ブロックが、各前記ＬＥＤ列における電流源に直列に結合されたスイッチのＰＷＭ制御により実施されるＰＷＭ調光を備える、前記ＬＥＤ列の調光機能を含む、
    請求項１６に記載の前記電力コンバーター。
19. 前記ＰＷＭ調光が、前記ＬＥＤ列の同相調光により実行される、
    請求項１８に記載の前記電力コンバーター。
20. 前記ＰＷＭ調光は、前記ＬＥＤ列の位相シフトされた調光により実行される、
    請求項１８に記載の前記電力コンバーター。
21. 前記複出力制御ブロックが、
    前記二次制御ブロックとのインターフェースをとるように、および前記二次制御ブロックと信号をやりとりするように結合された前記二次制御ブロックへのインターフェースと、
    前記二次制御ブロックへのインターフェースに結合された複出力信号処理ブロックと、
    をさらに備え、
    前記二次制御ブロックへのインターフェースが、前記複出力信号処理ブロックから複出力の前記電力パルス要求を受信するように、および、前記二次制御ブロックに要求信号を伝達するように結合され、
    前記二次制御ブロックへのインターフェースが、電力パルス要求信号の受信を是認する前記二次制御ブロックからの肯定信号を受信するように結合され、一次および二次スイッチにおけるスイッチング動作を同期するために前記複出力制御ブロックに伝達される同期整流器（ＳＲ）の有効化信号と順方向制御（ＦＷＣ）信号とを受信するようにさらに結合される、
    請求項１１に記載の前記電力コンバーター。
22. 前記複出力信号処理ブロックが、負荷変化に応答して、一次スイッチのホールドオフ期間を調整するようにさらに結合された、
    請求項２１に記載の前記電力コンバーター。
23. 前記複出力信号処理ブロックが、負荷の上昇に応答して、前記一次スイッチの前記ホールドオフ期間を短くするようにさらに結合され、
    前記複出力信号処理ブロックが、負荷の低下に応答して、前記一次スイッチの前記ホールドオフ期間を延ばすようにさらに結合された、
    請求項２２に記載の前記電力コンバーター。
24. 前記複出力信号処理ブロックが、複数の状態を通りながら横断して、負荷変化に応答して、前記一次スイッチの前記ホールドオフ期間を変化させるようさらに結合された、
    請求項２３に記載の前記電力コンバーター。
25. 前記複出力信号処理ブロックが、一次オフ期間が終了する前にトリガーされた前記要求信号に応答して、前記一次スイッチの前記ホールドオフ期間を短くするようにさらに結合され、
    前記複出力信号処理ブロックが、前記一次オフ期間が終了する前に前記要求信号がトリガーされないこと応答して、前記一次スイッチの前記ホールドオフ期間を延ばすようにさらに結合された、
    請求項２３に記載の前記電力コンバーター。
26. 前記複出力信号処理ブロックが、
    前記一次スイッチのオン切り替えに応答して、ホールドオフ信号をハイに設定し、タイマーをリセットする工程と、
    前記タイマーが目標ホールドオフ期間値に達する前に負荷の変化が検出されたとき、前記ホールドオフ信号をローに設定して、前記目標ホールドオフ期間値を、前記タイマーの関数である第１の値に等しく設定する工程と、
    負荷の変化が検出されず、前記タイマーが前記目標ホールドオフ期間値に達しており、および係属中の要求が存在するとき、前記ホールドオフ信号をローに設定し、前記目標ホールドオフ期間値を前記タイマーの関数である第２の値に等しく設定する工程と、
    負荷の変化が検出されず、前記タイマーが前記目標ホールドオフ期間値に達しており、係属中の要求が存在せず、新しい要求が発せられたとき、前記ホールドオフ信号をローに設定して、前記目標ホールドオフ期間値を前記タイマーの関数である第３の値に等しく設定する工程と、
    を反復するようにさらに結合された、
    請求項２３に記載の前記電力コンバーター。