KR102471719B1 - 정전류 및 정전압 출력들을 독립적으로 조정하는 기능을 갖는 다중-출력 단일 마그네틱 컴포넌트 컨버터용 제어기 - Google Patents

정전류 및 정전압 출력들을 독립적으로 조정하는 기능을 갖는 다중-출력 단일 마그네틱 컴포넌트 컨버터용 제어기 Download PDF

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Abstract

전력 컨버터는 1차 권선 및 복수 개의 출력 권선들을 포함하여 공통 복귀 라인을 지니는 복수 개의 독립적으로 제어되고 조정된 출력들을 제공한다. 상기 출력들은 정전류 출력, 정전압 출력 또는 정전류 출력 및 정전압 출력 양자 모두를 독립적으로 조정하도록 연결된다. 2차 제어 블록은 공통 복귀 라인에 연결된 동기 정류기 스위치를 제어하여 1차 권선 및 복수 개의 출력 권선들의 상보적인 전도를 제공하기 위해 1차 측 전력 스위치와의 스위칭을 동기화하도록 연결된다. 복수 개의 제어된 전력 펄스 스위치들은 복수 개의 출력 권선들에 연결된다. 상기 출력들 중 각각의 출력으로부터의 전력 펄스의 요구는 전력 펄스를 복수 개의 출력 권선들에 그리고 제어된 전력 펄스를 통해 상기 출력들에 전달하기 위해 1차 측 전력 스위치를 턴온하도록 2차 제어 블록을 통해 1차 스위치 제어 블록에 전달된다.

Description

정전류 및 정전압 출력들을 독립적으로 조정하는 기능을 갖는 다중-출력 단일 마그네틱 컴포넌트 컨버터용 제어기{Controller for multi-output single magnetic component converter with independent regulation of constant current and constant voltage outputs}
관련 출원의 전후 참조
본 출원은 전체 내용이 참조로서 본원에 포함되는, 2016년 12월 1일자 출원된 미국 임시출원 제62/428,962호를 우선권으로 주장한다.
기술분야
본원은 일반적으로 기술하면 스위치 모드 전력 공급원들에 관한 것이며 더 구체적으로 기술하면 본 발명은 조정된 정전류 및 정전압 출력들이 전자 회로에 전력을 공급하는 다중 출력 컨버터들에 관한 것이다.
다중 출력 및 정전류(Constant Current; CV) 및/또는 정전압(Constant Voltage; CV) 제어 기능을 지니는 전력 컨버터들은 CV 모드에서의 다양한 레벨의 조정된 출력 전압과 아울러 CC 모드에서의 제어된 조정된 전류가 필요한 애플리케이션들에서 비용, 볼륨 및 효율의 이점들로 인해 관심을 두고 널리 사용되고 있다. 상기 다중 출력은 다중 부하에 걸쳐 인가되며 제어 및 조정된 각각의 출력 부하 요구를 기반으로 하여 독립적으로 제어된다.
지금까지 개발된 대부분의 다중 출력 컨버터들에서는 단지 하나의 출력만이 엄격하게 조정될 수 있다. 그러한 다중 출력 컨버터들은 전력 컨버터의 비용과 크기를 증가시키는 여러 개의 2차 권선과 마그네틱 컴포넌트들이 독립적으로 조정되는 것을 필요로 할 수 있다.
해당하는 참조 문자들은 첨부도면들 중의 여러 도면에서 해당하는 컴포넌트들을 나타낸다. 통상의 기술자들은 도면들의 구성요소들이 간결함 및 명료함을 위해 예시된 것이고 반드시 일정한 비율로만 도시된 것이 아님을 이해할 것이다. 예를 들면, 도면들의 구성요소들 중 몇몇 구성요소들의 치수들은 본 발명의 다양한 실시 예들의 이해를 향상시키는데 도움이 되도록 다른 구성요소들에 비해 과장되어 있을 수 있다. 또한, 상업적으로 실현 가능한 실시 예에서 유용하거나 필수적인 일반적이지만 잘 알려진 구성요소들은 본 발명의 이러한 다양한 실시 예를 살펴보는 데 방해를 덜 받게 하도록 종종 도시되어 있지 않다.
이하의 설명에서는, 설명되는 실시 예들의 완전한 이해를 제공하기 위해 기기 타입들, 전압들, 컴포넌트 값들, 회로들 등등과 같은 특정 세부사항들이 나타나 있다. 그러나 통상의 기술자들은 설명되는 실시 예들을 실시하기 위해 이러한 특정 세부사항들이 필요하지 않을 수 있음을 이해할 것이다. 여기서 부가적으로 이해할 수 있는 점은 설명되는 실시 예들을 불명료하게 하는 것을 회피하기 위해 잘 알려진 회로 구조들 및 구성요소들이 구체적으로 설명되지 않거나 블록도 형태로 도시되어 있다는 점이다.
본원 명세서 전반에 걸쳐, "일 실시 예", "한 실시 예", "일 예" 또는 "한 예"에 대한 참조는 상기 실시 예 또는 예와 관련하여 설명되는 특정한 특징, 구조 또는 특성이 본 발명의 적어도 일 실시 예에 포함됨을 의미한다. 따라서, 본원 명세서 전반에 걸쳐 여러 부분에서 "일 실시 예에 있어서", "한 실시 예에 있어서", "일 예" 또는 "한 예"라는 문구가 출현하는 것은 반드시 동일한 실시 예 또는 예를 모두 지칭하는 것은 아니다. 더욱이, 상기 특정한 특징들, 구조들 또는 특성들은 하나 이상의 실시 예들 또는 예들에서 임의의 적합한 조합들 및/또는 서브조합들로 조합될 수 있다. 특정한 특징들, 구조들 또는 특성들은 설명되는 기능을 제공하는 집적 회로, 전자 회로, 조합 로직 회로 또는 다른 적절한 컴포넌트들에 포함될 수 있다. 추가로, 여기에 이해할 수 있는 점은 본원 명세서와 함께 제공되는 도면들이 통상의 기술자에게 설명의 목적을 위한 것이라는 점이다.
본 출원과 관련하여, 트랜지스터가 "오프-상태(off-state)" 또는 "오프(off)"에 있을 때 트랜지스터는 실질적으로 전류를 전도하지 않는다. 역으로, 트랜지스터가 "온-상태(on-state)" 또는 "온(on)"에 있을 때, 트랜지스터는 실질적으로 전류를 전도할 수 있다. 예를 들어, 일 실시 예에 있어서, 고-전압 트랜지스터는 제1 단자인 드레인 및 제2 단자인 소스 간에 지원되는 고-전압을 갖는 N-채널 금속-산화물-반도체 전계-효과 트랜지스터(NMOS)를 포함한다. 고-전압 MOSFET는 부하에 제공되는 에너지를 조정하기 위해 집적된 제어기 회로에 의해 구동되는 전력 스위치를 포함한다. 본 개시의 목적상, "접지" 또는 "접지 전위"는 전자 회로 또는 집적 회로(IC)의 다른 모든 전압들 또는 전위들이 정의되거나 측정되는 기준 전압 또는 전위를 언급한다
전자 기기 애플리케이션들을 위한 다중 출력 2차 측 정전류(Constant Current; CC) 및 정전압(Constant Voltage; CV) 제어기가 개시되어 있다. 이는 CV 출력들에 정밀 기준 전압들이 포함되고 CC 출력들에 조정 가능한 부하 전류가 포함될 수 있는 독립적인 CC/CV 조정들을 통합하고 있다. 한 대표적인 애플리케이션에 있어서, CC 출력은 모니터 스크린(예컨대, LED 스트링들 및 조정 가능한 디밍(dimming) 전류를 갖는 TV 모니터 기기)의 디밍 가능한 LED 스트링들(예컨대, 어레이들)용으로 사용될 수 있다. 상기 제어기의 제어 루프들은 CC 및 CV 출력들을 정밀하고 독립적으로 조정한다.
다중-출력 CC/CV 독립 제어는 시간 슬롯 전력 분배 제어(Time Slot Power Distribution Control; TSPDC) 프로세스를 사용하여 모든 출력을 최적화된 타이밍에서 고정밀도로 조정할 수 있다.
일 예에서 제안된 컨버터 토폴로지는 독립적으로 조정된 정전압 및/또는 정전류 출력들을 지니는 단일 단 다중-출력 플라이백 컨버터 타깃 애플리케이션들이다. 그러한 제품들에 대한 대표적인 타깃들은 모니터 및 TV 애플리케이션들을 포함할 수 있으며, 이들은 예를 들면 각각의 출력에 대한 엄격한 조정 정확도 요건을 충족해야 하는 로직, USB, 및 오디오에 전력을 공급하기 위한 하나 이상의 CV 제어 출력들과 40-50V 전압 강하를 더한 값 및 조정된 조절 가능한(예컨대, 디밍) 정전류 출력이 필요한 백라이트 LED들의 병렬 스트링들(예컨대, 어레이들)을 위한 CC 제어 출력을 포함한다.
여기서 이해할 수 있는 점은 이하의 설명 및 대표적인 도면들에서, 독립적으로 제어되는 CC/CV 다중-출력들의 개념이 대부분 에너지 전달 구성요소(예컨대, 변압기) 상의 2차 권선들의 직렬연결로 설명된다는 점이다. 그러나 이는 한정 사항으로 간주하여서는 아니 되며 여기서 이해할 수 있는 점은 다중 출력 각각에 대한 부하 전력 요구 및 애플리케이션을 기반으로 하여, 독립적으로 조정된 CV/CC 출력들이 본 발명의 교시들에 따라 독립적으로 제어되고 조정된 출력들 모두에 대한 공통 복귀 라인과의 직렬 권선들, 병렬 권선들, 또는 직렬 권선들 및 병렬 권선들 양자 모두의 임의의 연결 조합으로 이루어질 수 있다는 점이다.
본 발명의 비-제한적이고 완전히 망라하는 것이 아닌 실시 예들은 동일한 참조번호들이 달리 언급되지 않는 한 여러 도면 전반에 걸쳐 동일한 부품들을 언급하는 이하의 도면들을 참조하여 설명될 것이다.
도 1은 일 예에 있어서 독립적으로 조정된 정전류 및 정전압 부하들에 연결될 수 있는 단일 마그네틱 컴포넌트 및 다중-출력을 지니는 한 대표적인 전력 컨버터의 일반적인 구조 및 회로 블록들을 보여주는 도면이다.
도 2a, 도 2b, 도 2c는 요구를 기반으로 하여 1차 출력으로부터 2차 출력으로의 전력 펄스들의 전달을 위한 1차 및 2차 스위칭의 순차적인 관리를 보여주는 도면들이다.
도 3은 CV/CC 출력들의 단일 마그네틱 및 독립적인 조정 기능을 갖는 다중-출력 전력 컨버터의 한 대표적인 개략도이다.
도 4는 CC 출력에서의 다중 LED 스트링에서의 전류 공유 및 CV/CC 출력들의 독립적인 조정을 위한 다중-출력 제어 블록의 내부 블록들을 보여주는 도면이다.
도 5는 CC 출력에서의 다중 LED 스트링의 전류 공유 및 제어를 위한 한 대표적인 회로도이다.
도 6은 다중-출력 CC/CV 독립 제어 기능을 갖는 전력 컨버터의 정전류(CC) 출력에서의 다중 LED 스트링에서 분배된 (위상 시프트된) 디밍(dimming)을 위한 위상 시프트된 PWM 펄스들을 보여주는 도면이다.
도 7은 독립적으로 제어되는 다중-출력 CC/CV를 갖는 전력 컨버터에서의 LED 스트링들로 부하가 걸린 CC 출력에 대한 일부 신호 파형들을 보여주는 도면이다.
도 8a 및 도 8b는 본 출원에 따른 다중-출력 CC/CV 독립 제어 기능을 갖는 전력 컨버터에서의 오프-시간 변경들(도 8a) 및 관련 상태 변화들(도 8b)을 보여주는 도면들이다.
도 9는 도 8a 및 도 8b에 도시된 예들에 따른 제어 프로세스를 기반으로 하며 본 출원에 따른 다중-출력 CC/CV 독립 제어 기능을 갖는 전력 컨버터에서의 부하 조건을 기반으로 하는 상태 변화들을 요약한 흐름도이다.
도 10은 본 발명의 교시들에 의한 또 다른 실시 예에 따른 다중-출력 CC/CV 독립 제어 기능을 갖는 전력 컨버터에서의 부하 변화를 기반으로 하는 상태 변화들을 위해 사용될 수 있는 또 다른 대표적인 프로세스를 요약한 흐름도이다.
도 1은 일 예에서 각각의 독립적인 부하가 본 발명의 교시들에 의한 동작을 위한 조정된 정전류 또는 정전압이 필요할 수 있는 독립적인 부하들에 연결될 수 있는 단일 마그네틱 컴포넌트, 및 독립적으로 조정된 다중-출력을 지니는 한 대표적인 전력 컨버터의 일반적인 구조 및 회로 블록들을 보여주는 도면이다.
도 1에서, 입력 정류기 및 입력 회로(예컨대, 필터 및 보호 컴포넌트들)을 통한 ac 라인 전압(VAC(105))은 1차 스위칭 기기(130)에 연결되어 있는 마그네틱 컴포넌트(120)를 통해 전력 컨버터의 입력 전압(Vin(115))을 생성한다. 1차 스위칭 기기(130)는 1차 스위칭 제어 블록(161)에 의해 제어된다. 1차 스위칭 기기(130)의 온-상태와 오프-상태 간의 제어된 스위칭은 전력 컨버터의 입력에 연결된 1차 권선 (121)으로부터 확장 가능한 다수의 2차 권선을 갖는 다중 2차 권선(122, 123, 124)으로 전력 펄스들을 전달할 수 있다. 2차 권선들(122, 123, 124)은 모두 1차 권선(121)과 동일한 마그네틱 코어 상에 감겨 있으며 다중 2차 출력(포트), 일 예에서는 Sec1(132), Sec2(133) 및 Sec(n)(134)에 이르는 다중 2차 출력(포트)을 생성하도록 서로 전기적으로 그리고 자기적으로 연결되어 있다. 비록 다중 2차 권선(122, 123 및 124)이 직렬 연결된 권선으로서 단일 마그네틱 컴포넌트(120)에 예시되어 있지만, 여기서 이해할 수 있는 점은 다른 예들에 있어서, 다중 2차 권선(122, 123, 124)이 독립적으로 제어되고 조정된 출력들 모두를 위해 직렬 권선둘, 병렬 권선들, 또는 직렬 권선들 및 병렬 권선들 양자 모두의 조합으로 연결될 수 있다는 점이다. 개별 스위치들(SW1(142), SW2(143) 및 SW(n)(144)에 이르는 개별 스위치들)을 통한 다수의 2차 제어 스위칭 기기(140)는 1차 권선(121)으로부터 더 많은 전력을 요구하는 다수의 조정된 출력들 각각으로의 전력 펄스들의 전달을 선택적으로 제어할 수 있다.
복귀 라인(135/155) 상의 동기 정류기 스위치(SR(145))는 1차 스위칭 기기(130)의 스위칭 동작들을 2차 측의 동기 정류기 스위치(SR(145))와 동기화시키는 2차 SR 제어 블록(162)을 통해 제어된다. 도시된 예에서, 하나의 SR 스위치(145)는 공통 복귀 라인(135/155)에 연결되는 것으로 예시되어 있다. 다른 예들에서 알 수 있는 점은 다수의 동기 정류기 스위치가 출력 권선들의 복귀 라인들 중 일부 또는 모두에 연결될 수 있다는 점이다. 2차 SR 제어 블록(162)은 전력 컨버터의 2차 측으로부터 제어 신호들(166)을 SR 피드백하고 동기 정류기 SR 스위치(145)의 스위칭을 1차 스위칭 기기(130)와 동기화하도록 제어 신호(167)를 생성한다. 일 예(예컨대, 전력 컨버터의 플라이백 토폴로지)에서 1차 스위칭 기기(130)가 턴온되면 동기 정류기 스위치(SR(145))는 오프 상태를 유지하여 2차 측으로 에너지가 전달되는 것을 방지하고 마그네틱 컴포넌트에 에너지가 저장되게 한다. 1차 스위칭 기기(130)가 턴오프될 때, 동기 정류기 스위치(SR(145))는 온-상태로 스위칭하여 마그네틱 컴포넌트에 저장된 에너지가 상기 제어되는 스위칭 기기들의 선택된 상태들을 기반으로 하여 더 많은 전력을 요구하는 출력 부하들에 전달될 수 있는 전력 펄스를 생성한다. 다중 조정되고 독립적으로 제어되는 정전압(CV) 부하들, 정전류(CC) 부하들, 또는 정전압(CV) 부하들 및 정전류(CC) 부하들 양자 모두(예컨대, 부하1, 부하2 및 부하(n)에 이르는 부하들)를 포함할 수 있는 부하 블록(150)은 독립적으로 제어되고 조정된 출력들 모두에 대한 단일 공통 복귀 라인(RTN(155))을 참조하여 정류된 dc 출력 전압(VO1(152), VO2(153) 및 VO(n)(154)에 이르는 전압)을 수신한다.
전력 컨버터의 입력으로부터 각각의 개별 출력으로의 전력 펄스들의 선택적인 전달 및 출력 전압들의 정류는 2차 스위칭 장치(140)의 블록에서 제어되는 스위치들에 의해 수행된다. 각각의 출력으로부터의 다중-출력 피드백 제어 신호(168)를 수신함으로써 다중-출력 제어 블록(163)은 다중-출력 제어 신호(169)를 생성하고 다중-부하 블록(150) 내 각각의 부하의 독립적인 조정을 제어한다. 1차 및 2차 제어 신호들이 상이한 접지 레벨들을 기준으로 하는 절연 플라이백과 같은 절연 컨버터 토폴로지에서는, 1차 스위칭 제어 블록(161)이 2차 SR 제어 블록(162)으로부터의 갈바닉 절연(galvanic isolation)을 구비하고 있어야 한다. 일 예에 있어서 1차 스위칭 제어 블록(161) 및 2차 SR 제어 블록(162) 간에 요구되는 통신은 절연 통신 링크(165)를 통해 제공될 수 있다. 다중-출력 제어 블록(163) 및 2차 SR 제어 블록(162)은 제어 신호들(170)을 직접 교환하여 스위칭 기기들의 상태를 검사하고 1차 스위칭 기기로부터의 전력 펄스들을 요구할 수 있다. 한 예에 있어서, 1차 스위칭 제어부(161), 2차 SR 제어부(162) 및 다중-출력 제어부(163)의 3개의 제어 블록은 하나의 단일 패키지 IC 제어기(160)에 포함될 수 있을 것이다.
도 2a, 도 2b 및 도 2c는 각각의 부하 요구를 기반으로 하여 1차 출력으로부터 2차 출력으로의 전력 펄스의 전달을 위한 1차 및 2차 스위칭의 순차적인 관리를 보여주는 도면들이다.
도 2a는 부하 요구를 기반으로 하여 N 개의 가능한 출력으로 순차적으로 전력을 공급하기 위한 일반적인 흐름도이다. 출발 지점(201)으로부터 링크(218)를 통해, 출력들의 전력 요구가 모니터링된다. 조건부(다시 말하면, 결정) 블록(203)에서, 임의의 출력이 전력을 요구하는지가 검사된다. "아니오"(204)일 경우, 프로세싱은 모니터링 링크(218)로 루프백한다. "예"(205)일 경우, 조건부 블록(206)에서 피드백 신호를 통해 N 개 모두의 출력이 전력을 요구하는지가 검사된다. "예"(207)일 경우, 다시 말하면 모든 출력이 동시에 전력을 요구하는 경우, 블록(208)에서 전력 펄스들이 N 개 모두의 출력에 순차적으로 공급된다. 전력 펄스 분배를 요구하는 다중 출력의 시퀀싱의 일 예가 도 2c에 도시되어 있다.
옵션 "아니오"(209)에서, 한정 개수의 출력들이 전력을 요구하는 경우, 조건부(즉, 결정) 블록(210)에서, 2개 이상의 출력들이 전력을 요구하는지(또는 필요로 하는지)가 결정된다. 옵션 "아니오"(213)에서, 오직 하나의 출력만이 전력을 요구할 때, 블록(214)에서는, 요구 출력의 피드백이 기준 임계값 이상으로 증가할 때까지 모든 전력 공급 펄스들을 요구 출력에 전용(專用)하도록 결정된다. 한편, 여전히 2개 이상의 출력들이 전력을 요구하는 경우 또는 옵션 "예"(211)일 경우, 블록(212)에서, 전력 펄스들이 동시적인 전력 요구를 취하는 모든 출력들에 순차적으로 공급된다. 모든 출력들의 전력 요구에 대한 모든 출력 피드백 신호들을 검사하는 이러한 프로세스는 모든 출력들의 신속하고 공정한 조정을 제공하기 위해 "전력 요구의 모니터링" 링크들(215, 216)을 통해 주기적으로 반복되도록 출발 링크(218)로 되돌아가게 된다.
도 2b는 각각의 출력으로부터의 에너지(즉, 전력) 전달 요구 펄스를 인에이블하는 피드백 오류 검출의 간단한 로직을 보여주는 도면이다. 도 2b의 예는, 2개의 조정된 CV 출력 및 제3 출력을 지니는 전력 컨버터에 대해 도시된 것이며, 이러한 출력들은 CC 제어가 CC 부하에 대한 별도의 제어 특징들을 갖는 상이한 기준을 지니는 경우에 정전압(CV) 또는 정전류(CC) 부하에 대해 옵션으로 선택될 수 있다.
도 2b에서, 3개의 전압 비교기(VCV1(240), VC2(250), VC3(260))는 이들의 음(-) 단자들(243, 253, 263) 상에서 각각 피드백 신호들(FB1(242), FB2(252), FB3(262))을 수신한다. 3개의 피드백 신호(FB1(242), FB2(252), FB3(262))는 3개의 독립적으로 제어되고 조정된 CV 출력을 나타낸다. 이러한 신호들은 전압 비교기들(VCV1(240), VCV2(250), VCV3(260))의 양(+)의 입력 단자들(244, 254, 264)에 각각 인가되는 단일의 수정된 임계 기준 신호(226)와 비교될 수 있도록 상이한 전달비로 스케일링된다. 기준 신호(226)는 가산기(220)를 통해 CV 수정자 신호(VmodCV(224))를 추가함으로써 수정 (또는 보상)되는 기준 전압(VREF(221))으로부터 생성된다.
CV 출력으로부터의 피드백 신호가 임계 기준 신호(226) 미만으로 강하할 때마다 그에 연관된 CV 비교기의 출력 신호(CV1(246), CV2(256) 또는 CV3(266))는 하이(high) 레벨로 되어 특정 전력 요구 출력에 대한 에너지 전달 요구 펄스를 인에이블하게 된다.
도 2b의 예에서, 정전류(CC) 부하가 제3 정전압(CV) 출력으로 대체되는 경우에 비교기(VCV3(260))를 대체할 수 있는 제4 비교기(VCC(270))에 의해 나타나게 되는 정전류(CC) 부하에 대한 출력옵션이 있다. 이 경우, 피드백 단자(FB3(262))는 VCC 비교기(270)의 음(-) 입력(273)에 연결되고 VCC 비교기(270)의 양(+) 입력(274)은 가산기(230)를 통해 CC 수정자 신호(VmodCC(234))를 제어 기준 전압에 가산함으로써 생성되는 임계 기준에 연결되게 된다.
도 2c는 도 2b의 블록도에 나타낸 바와 같이 3개의 독립적으로 조정된 출력 제어 로직을 지니는 전력 컨버터에 대한 전력 펄스 공급 시퀀싱 옵션을 위한 표(280)를 도시한 것이다. 이는 모든 출력들이 동시적인 전력 요구를 지닐 때의 전력 펄스 분배를 보여준다. 이러한 시퀀싱은 모든 출력들의 신속한 최적 조정을 위해 전력 펄스들의 적절한 분배를 관리한다. 도 2c의 표(280)의 좌측 행은 다중-출력의 전력 요구가 변경될 때까지 반복되는 전력 전달 펄스들의 간격들 간의 시퀀스를 나타낸다.
제1 열(281), 시퀀스 1에서, 정전압 출력(CV1)은 전력 펄스 공급을 수신한다. 제2 열(282), 시퀀스 2에서, 정전압 출력(CV2)은 전력 펄스 공급을 수신한다. 제3 열(283), 시퀀스 3에서, 정전압 출력(CV3) 또는 정전류 부하일 경우, 정전류 출력(CC)은 전력 펄스 공급을 수신하게 된다. 다음 열(284), 시퀀스 4에서, 더 용이한 전이를 위해, 전력 펄스는 정전압 출력(CV2)으로 되돌아가고, 시퀀스 5, 열 5(285)에서, 전력 펄스는 전력 펄스를 열(286)에서의 옵션 CV3 또는 CC 출력에 공급하기 위해 다시 시퀀스 6으로 되돌아가기 전에 출력(CV1)에 공급된다. 동일한 패턴의 전력 펄스 공급은 다음 시퀀스(행 7(287), 행 8(288), 행 9(289))에서 계속 될 것이다.
도 3에는 스위칭 구성요소(SW(332))에 연결된 에너지 전달 구성요소로서 플라이백 변압기(310)를 지니는 플라이백 컨버터로서 동작하는 다중-출력 전력 컨버터(300)의 일 예가 도시되어 있다. 도 3의 플라이백 구성은 스위칭 기기(SW(332))와 직렬로 이루어진 상기 변압기(단일 마그네틱 컴포넌트)(310)의 1차 권선(L1(311))을 통해 인가되는, (교류 라인 및 입력 정류기로부터의) 입력 전압(Vin(305))에 연결된다. 동일한 마그네틱 코어 상의 다중-출력 권선들(312, 313, 314)은 서로 전기적으로 직렬 연결되며 갈바닉 절연으로 입력 권선(311)에 자기적으로 연결된다. 도 3에 도시된 다중-출력 전력 컨버터의 예에는 조정된 전압들(VO1(371), VO2(361))을 갖는 2개의 독립적으로 제어된 정전압(CV) 출력 및 조정된 전류(IO3(350))를 전압 강하(VO3(351))와 함께 정전류 부하(일 예에서는 예컨대 LED 부하 스트링들(390))에 제공하는 정전류(CC) 출력이 구비되어 있다.
제1 CV 출력(VO1(371))은 제1 전력 펄스 전달 스위치(319)를 통해 2차 권선(314)에 연결된다. 제2 CV 출력(VO2(361))은 제2 전력 펄스 전달 스위치(317) 및 다이오드(316)를 통해 2차 권선(313)에 연결된다. 도 3의 예에 있어서는 전력 컨버터(300)의 제3 출력이 조정된 전류(IO3(350)) 및 부하 종속 전압 강하(VO3(351))를 지니는 CC 출력으로서 예시되어 있고 정류기 다이오드(315)를 통해 2차 권선(312)에 연결되어 있다. 3개 모두의 2차 출력들에 대해, 복귀 전류 경로는 복귀 라인(Rtn(380))을 통해 이루어지며 상기 복귀 라인(Rtn(380))은 동기 정류기 MOSFET 스위치(320)를 통해 2차 권선(314)의 저 전위 측에 연결된다. 여기서 이해할 수 있는 점은 제1 CV 출력(VO1(371))이 2차 권선(314)을 통한 전압을 수신한다는 점이다. 제2 CV 출력(VO2(361))은 2차 권선들(313 + 314)을 통한 전압을 수신하고 CC 출력(VO3(351))에 대한 전압은 3개의 모든 2차 권선(312 + 313 + 314)을 통한 전체 전압과 관련이 있다. 다중-2차 권선 변압기(310)의 설계에서, 모든 출력들의 조합 및 합산을 위한 적절한 권수 비(turn ratio)들이 고려되어야 한다.
다중-출력 전력 컨버터에서, 단일 출력 플라이백 컨버터와 달리, 1차 스위치가 전도 상태에 있고 2차 측 상의 모든 스위치들이 오프 상태가 되면, 상기 변압기의 2차 측 상에 걸리는 전압을 정의하는 전도 경로가 존재하지 않는다. 상기 변압기의 1차 대 2차 권수 비와 1차 측 입력 전압을 기반으로 하여, 상기 변압기의 2차 연결부들 상에 걸리는 전압이 하이 레벨로 될 수 있다. 제너 다이오드(318)(및 MOSFET(319)의 바디 다이오드)가 없는 경우, 상기 전압은 기생 커패시턴스에 의존하게 되며 설계마다 달라질 수 있게 된다. 클램핑 제너 다이오드(318)는 MOSFET(319)의 바디 다이오드와 함께 1차 스위치가 턴온될 때 MOSFET(319)의 드레인 상에 걸리는 전압을 결정한다. 제너 다이오드(318)는 2차 컴포너트들 상의 과도한 전압 스트레스를 방지한다. 다중-출력 전력 컨버터(300)의 전체 제어는 전력 스위치(332)의 드레인(331)에 유입되는 스위치 전류(Isw(308))에 응답하여 스위칭 신호(338)를 통한 1차 전력 스위치(332)의 스위칭을 제어하는 1차 제어 블록(334)으로 이루어진다. 스위치 전류(Isw(308))는 전력 스위치(332)의 소스(333)를 통해 (Isns(337)로) 감지될 수 있다. 커패시터(339)는 1차 접지(301)를 기준으로 1차 제어부(334)의 1차 공급원 단자(BPP)를 통해 연결된다.
2차 제어 블록(336)은 동기 정류기(SR(320))의 스위칭을 제어 및 동기화하고 단일 출력 설계(즉, 비-다중-출력 설계)를 위해 출력을 조정할 수 있다. 1차 및 2차 권선들 간의 절연과 절연된 1차 및 2차 기준 접지들(301, 302)로 인해, 1차 제어부(334) 및 2차 제어부(336)는 갈바니 절연을 취하고 있으며 (예컨대, 절연 링크(335)를 통해) 광학적으로 또는 자기적으로만 통신하여 1차 스위치(SW(332)) 및 2차 스위치(SR(320))의 스위칭을 동기화할 수 있다. 일 예에 있어서, 스위치(SR(320))의 드레인은 출력 권선(314)의 저 전위 측에 연결되고, 모든 다중 출력들에 대한 복귀 라인은 1차 전력 스위치(332)의 턴-오프 상태를 검출하도록 2차 제어 블록(336) 상의 포워드(FWD) 핀에 연결된 저항기(322)를 통해 이루어진다. 스위치(SR(320))에 대한 게이팅/제어 신호는 2차 접지 단자(Gnd(324))에 연결된 스위치(SR(320))의 소스 단자를 기준으로 한다. 2차 제어 블록(336)에 대한 공급원 전압은 복귀 접지(380)를 기준으로 하는 커패시터(326)를 통해 그리고 단자(BPS(325))를 통해 이루어진다. 커패시터(386)를 통한 다중-출력 제어 블록(340)으로의 BP(387) 공급과 아울러 2차 공급은 다중-출력들 중 하나로부터 제공된다. 시동시 VO1이 충분히 빠르게 상승하지 않을 때, 제어 공급은 상대적으로 높은 전압 레벨을 갖는 다른 출력들로부터 취해질 수 있다.
다중-출력 제어부(340)는 신호들(343)을 통해 링크되는 블록(342) "다중-출력 신호 처리 및 인터페이스 블록들" 및 블록(345) "LED 전류 공유 및 디밍 제어"를 포함할 수 있다. 다중-출력 제어부(340) 상의 단자들은 표(399) "다중-출력 제어 블록용 외부 단자 레이블들의 표"에 리스트되어 있다. 일 예(단자들의 개수 및 특성은 본 예로 한정되지 않음)에 있어서, 다중-출력 제어부(340) 상의 이러한 단자들이 하기 표 1에서와 같이 포함될 수 있다.
BP, 387 출력들 중 하나의 출력으로부터 제공되는 공급원 전압
Gnd, 385 2차 접지
Dr1, 376 제1 CV 출력(VO1) 상의 전력 펄스 스위치용 구동 신호
CDr1, 377 제1 CV 출력(V01) 상의 펄스 스위치의 제어 단자에 대한 용량 결합
Dr2, 366 제2 CV 출력(V02) 상의 전력 펄스 스위치용 구동 신호
CDr2, 367 제2 CV 출력(VO2) 상의 펄스 스위치의 제어 단자에 대한 용량 결합
VO1, 379 전력 컨버터의 제1 CV 출력
PLim1, 394 제1 CV 출력에 대한 전력 제한/임계 단자
FB1, 375 제1 CV 단자로부터의 피드백 단자
VO2, 369 전력 컨버터의 제2 CV 출력
PLim2, 369 제2 CV 출력용 전력 제한/임계 단자
FB2, 365 제2 CV 단자로부터의 피드백 단자
Vo3, 359 CV 또는 CC로 간주할 수 있는 전력 컨버터의 제3 출력
Cntl, 392 CC 출력용 제어 신호
FB3, 355 제3 CV 단자로부터의 피드백 단자
Is, 391 전류 공유 블록(345)을 통한 CC 출력(LED 부하) 전류 감지
Icc1, 356(1) LED 부하의 제1 스트링에 대한 전류 감지 및 전압 강하 평가
Icc2, 356(2) LED 부하의 제2 스트링에 대한 전류 감지 및 전압 강하 평가
Icc(m), 356(m) LED 부하의 제n 스트링에 대한 전류 감지 및 전압 강하 평가
PWM/ADim,357 LED 부하 스트링들에 대한 디지털(PWM) 또는 아날로그 디밍 신호
STB, 358 대기 인에이블(standby enable) 단자
여기서 이해할 수 있는 점은 단지 하나의 LED 스트링만이 CC 출력에서 사용되는 예에 있어서, 다중-출력 제어 블록(Icc1, Icc2, ... Icc(m)) 상의 스트링 전류들에 대한 모든 입력 단자들이 서로 단락될 수 있다는 점이다.
일 예에 있어서, 제1 CV 출력(VO1(371))에 대한 피드백 신호(FB1)는 출력 커패시터(CO1(374))를 거쳐 저항 분할기(372, 373)를 통해 제공된다. 제2 CV 출력(VO2(361))에 대한 피드백 신호(FB2)는 출력 커패시터(C02(364))를 거쳐 저항 분할기(362, 363)를 통해 제공되며, 마찬가지로 제3 CC 출력(VO3(351))에 대한 피드백 신호(FB3)는 출력 커패시터(CO3(354))를 거쳐 저항 분할기(352, 353)를 통해 제공된다.
외부 커패시터(378)는 단자(CDr1(377))로부터 제1 CV 출력(VO1(371)) 상의 제1 전력 펄스 스위치(319)의 제어 단자로 인가된다. 마찬가지로, 다른 외부 커패시터(368)는 단자(CDr2(367))로부터 제2 CV 출력(VO2(361)) 상의 제2 전력 펄스 스위치(317)의 제어 단자로 인가된다.
제1 CV 출력(VO1(371))에 대한 전력 제한은 단자(PLim1(394))에서부터 복귀 접지(Rtn(380))에 이르기까지의 외부 저항(384)에 의해 정의된다. 마찬가지로, 제2 CV 출력(VO2(361))에 대한 전력 제한은 단자(PLim2(383))에서부터 복귀 접지(Rtn(380))에 이르기까지의 다른 외부 저항(383)에 의해 정의된다. 또한, 정전류 단자(CC-Cntrl(392))는 복귀 접지(Rtn(380))에 연결된 외부 커패시터(382)를 통해 정의된다.
일 예에 있어서, 1차 제어부(334) 및 2차 제어부 (336) 블록들은 외부 전력 스위치(332)를 제어하는 단일 IC 내에 집적화 및 패키지화된다. 설계를 단순화하는 다른 예에 있어서, 전력 스위치(332)는 또한 1차 제어부(334) 및 2차 제어부(336)와 동일한 IC 내에 패키지화된다. 또 다른 예에 있어서, 전력 스위치(332), 1차 제어부(334), 2차 제어부(336)와 아울러 다중-출력 제어부는 모두 단일 IC에 포함된다.
요약하면, 본 발명의 교시들에 따른 단일 마그네틱 다중 출력 CC/CV 컨버터에 대한 제어 스킴은 상관 함수들을 갖는 3개의 양호하게 동기화된 제어 섹션들을 통해 구현된다:
Figure 112022032300477-pat00001
피크-전류 제어 기능이 있는 램프 시간 변조(Ramp Time Modulation; RTM) 내장 엔진을 지니는 1차 전력 스위치 온-오프 제어용 1차 제어기. 2차 제어 블록으로부터 절연 링크(예컨대, 마그네틱 링크)를 통해 펄스를 수신할 때, 1차 제어기는 즉시 펄스를 발행하게 된다.
Figure 112017120472334-pat00002
2차 측 제어기는 SR MOSFET을 구동하고 1차 스위치 제어부에 요구 펄스를 생성한다.
Figure 112017120472334-pat00003
각각의 출력 부하 및 전력 요구를 기반으로 하여 전력 펄스들을 전용(專用)함으로써 각각의 다중-출력상의 출력량을 조정하는 전류/전압 조정을 위한 다중-출력 제어 블록. 이는 또한 감지 전류 저항기를 통한 전압 강하를 조정함으로써 전체 전류 및 다수의 LED 스트링의 전류를 제어하는 전류 공유 블록을 포함한다. 이러한 블록은 또한 모든 스트링들의 전류들이 동일함을 보장할 수 있다.
단일 마그네틱 컴포넌트를 갖는 다중-출력 전력 컨버터에서의 다중-출력 CV 및 CC 독립 조정을 위한 다중-출력 제어 블록의 내부 블록들 및 단자들의 상세한 예들은 도 4에서 설명될 것이다.
도 4는 도 1에서의 다중-출력 제어 블록(163), 또는 도 3에서의 다중-출력 제어 블록(340)의 내부 기능 블록들 및 제어 신호들의 일 예를 보여준다. 예시된 바와 같이, 모든 CV 출력들로부터의 피드백 신호들(FB(1)(422(1)), FB(2)(422(2)),...FB(n)(422(n))은 전력 제한 임계 신호들(PLim (1)(424(1)), PLim(2)(424(2)), ...PLim(n)(424(n))과 아울러 다중-출력 신호 처리 블록(420)에 의해 수신된다. 정전류 출력(들)에 대한 피드백/제어 신호(들)는 해당하는 경우 CC- CNTRL 신호(들)(423)로 예시되어 있다. 다중-출력 신호 처리 블록(420)은 각각의 출력으로부터 수신된 전력 요구 및 FB 정보를 기반으로 하여 신호들(426(1), 426(2), ... 426(n))을 각각 구동기 블록들 하이 사이드 MOSFET 드라이브 #1(430(1)), 하이 사이드 MOSFET 드라이브 #2 (430(2)), ... 하이 사이드 MOSFET 드라이브 #n(430(n))에 보낸다. 이러한 구동기 블록들은 또한 공급원 전압(BP(412)) 및 대응하는 출력 CV 전압(VCV(1)(432(1)), VCV(2)(432(2)), ... VCV(n)(432(n))을 수신하여 각각의 다중-출력상의 전력 펄스 스위치들을 제어하도록 구동 신호들(DR(1)(434(1)), DR(2)(434(2)), ... DR(n)(434(n))을 생성한다.
BP 레귤레이터(410)는 BP 단자(412) 상의 전압을 조정한다. 정상 동작에서, BP 레귤레이터(410)는 1차 소스로서 다중-출력들 중 하나(예컨대, VCV(2)(432(2))를 사용한다. 그러나 이러한 출력이 (예컨대, 시동시) 낮으면, BP 레귤레이터(410)는 다른 출력들(예컨대, VVCV (3) 또는 VLED(411))을 사용할 수 있다. 상기 BP 레귤레이터는 다중-출력 제어 블록과 2차 제어 블록 양자 모두에 충분한 전력을 공급해야 한다
고전압(high voltage; HV) 분로(414) 및 저전압(low voltage; LV) 분로(415)는 피크-충전될 수 있는 몇몇 CV 출력 단자들 상의 전압을 제한하도록 요구될 수 있다. 도 4의 예에 있어서, HV 분로(414)는 VCV3/VLED 단자 상의 전압을 최대 허용치로 제한하는데 사용되고 LV 분로(415)는 VCV(1) 단자 상의 전압을 제한하는데 사용된다.
단자(PWM/ADim(480)) 상의 신호 레벨은 LED 스트링들의 아날로그 또는 디지털 디밍 옵션을 결정하거나 구별할 수 있게 해준다. 신호 레벨(PWM/ADim(480))이 VREF(441)보다 높으면, PWM 신호(443)인 비교기(442)의 출력 신호는 고레벨 상태로 되고 다중-출력 신호 처리 블록(420)을 통해 디지털 디밍을 선택하게 된다. 그렇지 않고 신호 레벨(PWM/ADim(480))이 VREF(441)보다 높지 않으면, LED 전류 공유 및 디밍 제어부인 제어 블록(450)을 통해 ADim 신호(458)가 LED 스트링들에 대한 아날로그 디밍을 선택하게 된다. 비교기(462)는 VLOW 임계치(461)와 비교해 저레벨의 PWM/ADim 신호를 검출하여 다중-출력 신호 처리 블록(420)에 신호(LOW(463))를 생성한다. 다중-출력 신호 처리 블록(420)은 또한 신호들(인에이블(453), Vsat(454))을 LED 전류 공유 및 디밍 제어 블록(450)으로 전달하고 신호들(인에이블(453), Vsat(454))을 LED 전류 공유 및 디밍 제어 블록(450)으로부터 전달할 것을 요구한다. 그뿐만 아니라, 신호들(465, 466)은 2차 제어부(도 3의 블록(336))에 대한 인터페이스인 블록(460)으로 전달되고 상기 블록으로부터 전달된다. 2차 제어부(도 3의 블록(336))으로 전송되고 2차 제어부(도 3의 블록(336))으로부터 수신되는 본질적인 신호들은 이하의 것들을 포함할 수 있다.
1) 2차 제어부로부터의 포워드 제어(forward control; FWC) 신호(446)(도 3의 참조번호 346)(이는 1차 전력 스위치의 턴온 및 턴오프 상태를 제공하는 2차 MOSFET SR 드레인 상의 FWD 단자 정보임).
2) 2차 제어부로의 요구(Req) 신호(447)(도 3의 참조번호 347)(이는 CV 또는 CC 출력으로부터의 전력 펄스 요구임).
3) 2차 제어부로부터 확인응답(acknowledge) 신호(Ack(448))(도 3의 참조번호 348)(이는 전력 펄스의 요구를 확인응답하는 것임).
4) 동기 정류기 MOSFET 1차 스위치(320)의 구동 신호, 동기 정류기(synchronous rectifier; SR) 신호(449)(2차 제어 단자(SR(321))로부터의 도 3의 참조번호 349)가 또한 인터페이스 블록(460)을 통해 다중-출력 제어부에 의해 수신됨.
LED 전류 공유 및 디밍 제어 블록(450)은 모든 개별 LED 스트링들로부터 전류를 수신하여 도 5의 예에 예시된 바와 같이 처리하는 기능을 수행한다. 각각의 LED 스트링으로부터의 전류(ICC(1)(456(1)), ICC(2)(456(2)), ... ICC(m)(456(m)))는 LED 스트링들의 전체 감지 전류(Is(455))와 아울러(도 3에서는, 각각의 LED 스트링 전류(ICC(1) 내지 ICC(m)) 및 저항기(381) 상의 Is의 전압 강하 신호) LED 전류 공유 처리 및 디밍 제어 블록(450)에서 수신 및 처리된다. HV 클램프 모듈(451)은 LED 스트링 전류 단자들(ICC 단자들) 상의 임의의 가능한 HV 조건을 클램프할 수 있다. 일 예에 있어서, 전류 공유 및 디밍 제어 블록(450)은 LED 스트링의 전류를 정확하게 제어하기 위해 전류 소스들을 통해 충분한 전압을 제공하도록 LED 스트링들의 애노드들에 대한 전압을 조정한다. 여기서 이해할 수 있는 점은 혼란성(clutter)을 회피하기 위해, 결함 검출 및 보호에 요구되는 다중-출력 제어 블록(440)의 중요하지 않은 기능들이 도 4의 예에서는 도시되어 있지 않다는 점이다.
다중-출력 전력 컨버터의 일 실시 예에 있어서, CC 출력은 일 예에 있어서 TV 또는 PC 모니터들에서 이용되는 LED 부하의 전류 조정 스트링들에 사용될 수 있다. LED들의 다중 병렬 스트링들에 대한 전류 공유 및 디밍 기능은 도 4에서의 제어 블록 LED 전류 공유 및 디밍 제어(450), 또는 도 3에서의 전류 공유 블록(345)에 의해 제공된다. LED 스트링들에서의 전류 공유의 선택이 다수 존재하며, 일 예에 있어서 LED 스트링들의 최소 전압(한계 레벨 미만으로 떨어지지 않음)을 갖는 LED 스트링에 응답하여 조정이 수행될 수 있다. LED의 디밍 기능(이의 한 대표적인 애플리케이션이 스크린의 밝기를 조절하기 위해 모니터들에서 이루어질 수 있음)은 선형 전류 커맨드에 비례하는 아날로그 디밍 또는 스위칭 주파수(50kHz 내지 수백 kHz 범위)와 비교되는 디지털 PWM 디밍(100Hz 내지 수십 kHz 범위)로 수행될 수 있다. 디지털 PWM 디밍은 동상 PWM 펄스들을 이용할 수도 있고, 스트링에서의 최소 전압 강하를 검출하기 위해 각각의 스트링에서의 전류의 샘플 및 홀드 프로세스에 의해 위상 시프트된 PWM 펄스들(예컨대, 도 6 참조)을 사용할 수도 있다. 위상 시프트된 PWM 디밍에서, 개선된 시각 성능과 LED 부하에 대한 개선된 시간 분배 전력 요구가 이루어지게 된다. 이는 소음을 줄이게 해주고 효율을 개선하게 해준다. 다중-출력 제어부(도 4에서의 참조번호 450 또는 도 3에서의 참조번호 345)에서의 LED 전류 공유 및 디밍 제어의 일 예가 도 5에 제시되어 있다.
도 5는 일 예에 있어서 TV 또는 모니터 스크린 백라이트에서 사용될 수 있는 다중-병렬 LED 스트링들(590(인덱스 1, ... ,m))을 통해 조정된 전류(IO (CC)(550)) 및 전압(VO(CC)(551))으로 정전류 출력에서 전류 공유(병렬 전류 분배)를 구현하는 한 대표적인 회로 블록도이다. 전류 소스로서의 각각의 LED 스트링은 다중-출력 제어 블록(540)에서의 LED 전류 공유 및 PWM 디밍 제어 블록(510)(예컨대, 도 3의 참조번호 340, 또는 도 4의 참조번호 440)의 입력 단자(ICC1(556(1)), ICC2(556(2)), ….ICC(m)(556(m)))에 연결된다. 여기서 이해할 수 있는 점은 디밍 구현의 다른 예들에 있어서, 아날로그 선형 디밍 신호가 이용될 수 있다는 점이다. 인덱스 1, 2, ..., m을 갖는 스트링들의 전류들은 각각의 스트링에 각각 연결된 전류 소스들(516(1), 516(2), ..., 516(m))에 의해 제공되고 대응하는 PWM 스위치(514(1), 514(2),… 514(m))를 통해 전도될 수 있으며, 상기 PWM 스위치(514(1), 514(2),… 514(m))들은 모두 PWM 펄스(531)에 의해 턴온되도록 동시에 제어된다.
도 5에 있어서, 본 발명의 일 실시 예에서, PWM 신호의 단일 소스를 갖는 간단한 구현을 위해, LED 스트링들의 모든 다중 채널들이 동시에 그리고 동상(in-phase)으로 턴온되도록 활성화된다. 그러나 상대적으로 낮은 PWM 주파수들(수십 kHz)로 인한 모든 LED 스트링의 동상 제어는 바람직하지 않은 시머(shimmer)/플리커(flicker)를 유발할 수 있다. 대안적인 옵션은 LED 스트링들의 다중 채널들 각각에 대한 위상 시프트된 PWM 신호이며, 이는 도 6에 제시되어 있다.
도 5의 대표적인 조정 루프는 LED 스트링들 상의 CC 출력의 출력 전압을 제어하는데 사용될 수 있다. CC 출력 전압(도 3에서의 VO3(351))은 전류 소스들을 통한 전압 강하를 최소화함으로써 조정된다. 이러한 구성은 상대적으로 높은 PWM 주파수를 허용할 수 있는데, 그 이유는 전류 소스들(516(1), 516(2),… 516(m))이 매우 짧은 설정 시간을 지원하게 되기 때문이다. PWM 스위치들(514(1), 514(2),… 514(m))의 온-시간 동안 전류 소스들(516(1), 516(2),… 516(m))을 통한 전압 강하는 순방향 바이어스 다이오드들(512(1), 512(2),… 512(m))을 통해 트랜스컨덕턴스 증폭기(520)의 양(+) 입력(511)에 연결될 수 있다. PWM 스위치들(514(1), 514(2),… 514(m))의 오프-시간 동안 그리고 전류 소스들(516(1), 516(2),… 516(m))이 전도 상태에 있지 않을 때, 증폭기(520)의 양(+) 입력(511)은 저항기(522)를 통해 공급원 전압(VBP(525))으로 풀업(pull up)될 수 있다. 도 5에서의 증폭기(520)는 전류 소스들을 통한 최저 전압을 사전에 결정된 VRef(521)와 비교할 수 있는 전압 제어 전류 소스이다. PWM 신호(531)가 하이 레벨 상태이고 스위치(530), PWM 스위치들(514(1), 514(2),… 514(m)), 및 전류 소스들(516(1), 516(2) ,… 516(m))이 전도 상태에 있을 때, 트랜스컨덕턴스 증폭기(520)는 양(+) 입력(511) 및 음(-) 입력상의 VRef(521)에 대한 전압 차에 비례하는 전류를 커패시터(535)로 출력한다. 캐패시터(535)에 걸린 전압은 정전류 출력(도 3에서의 VO3(351))상의 전압 강하를 폐루프에서 조정하도록 정전류 출력의 피드백 신호(도 3에서의 FB3(355))에 대한 기준 전압으로서 사용된다.
일 예에 있어서, CC 출력에서의 다중 병렬 LED 스트링들에 대한 위상 시프트된 PWM 펄스들은 시머/플리커가 감소한 LED 스트링들의 상대적으로 균일한 출력 광을 얻는데 사용될 수 있다. 본 예에 있어서 이는 LED 스트링들의 상대적으로 많은 시간-분배 전력 요구에 의해 달성된다. 이를 통해 소음이 줄어들고 효율이 높아지게 된다. 도 6은 4-채널 위상 시프트된 PWM 동작을 갖는 정전류 출력 부하에 대한 시간 축(610) 상의 4-채널 LED 스트링들의 상대적인 타이밍과 함께 4-채널 LED 스트링들에 대한 위상-시프트된 디지털 PWM 제어 펄스들의 일 예를 보여준다. 상측 파형(PWM-IN)은 착신 신호를 나타내며 PWM1 내지 PWM4 파형들은 4개의 전류 소스에 대한 위상 시프트된 PWM 신호들을 나타낸다. 일 예에 있어서, 이러한 파형들은 CC 출력상에서 병렬로 이루어진 4개의 LED 부하 스트링의 디지털 전류 제어를 위해 생성된 PWM 위상 시프트된 펄스들을 보여준다. 낮은 주파수(예컨대, 수십 kHz)의 입력 PWM(PWM-IN(620))은 기간(TPWM(602), 높은 지속기간(622) 및 낮은 지속기간(624)으로 생성된다. 일 예에 있어서, LED들의 제1 스트링은 PWM1(630)에 의해 제어되고, PWM1(630)에서는 높은 지속 기간(632) 및 낮은 지속기간(634)이 입력 PWM 신호와 동상 (즉, 제로 위상-시프트)이다. 다른 3개의 LED 스트링은 각각의 PWM 기간 동안 서로 대칭으로 시프트된(또는 지연된) 신호들(PWM2(640), PWM(650), PWM4(660))에 의해 제어되게 된다.
다시 말하면, 제1 LED 스트링은 하이 레벨 신호(632) 동안 온 상태에 있게 된다. 제2 LED 스트링은 제1 스트링(PWM1 제어 신호(630))으로부터 1/4 TPWM 지연(또는 시프트)이 이루어진 하이 레벨 신호(642) 동안 온 상태에 있게 된다. 제3 LED 스트링은 제2 스트링(PWM2 제어 신호(640))으로부터 1/4 TPWM 지연(또는 시프트)가 이루어진 하이 레벨 신호(652) 동안 온 상태에 있게 되고, 제4 스트링은 제3 LED 스트링(PWM3 제어 신호(650))으로부터의 1/4 TPWM 지연(또는 시프트)으로 턴온된다. 비록 PWM 주파수가 다소 낮고(예컨대, 100Hz 내지 수십 kHz) 온 상태의 기간 (고 레벨 신호)이 다소 짧지만, 각각의 PWM 기간(TPWM) 동안 PWM 제어 펄스들의 4-채널 대칭 분포로 인해 (예컨대, 모니터 또는 TV의 백라이트 애플리케이션에서) 광의 분배가 균일해진다.
도 7은 각각의 스트링에서의 전류 조정의 동상 디지털 PWM 제어를 통한 LED 스트링들에 대한 정전류 출력 연결을 위한 신호 파형들 중 일부를 보여준다. 수평축(710)은 시간이고, 수직축은 상대적인 타이밍과 함께 제공되는 몇몇 제어 신호들을 보여준다. 상측 파형(720)은 고정 LED 부하를 통한 정상 동작 동안 LED 스트링(LED 출력) 상의 정전류(CC) 출력에 대한 전압 리플 변화를 나타낸다. 각각의 리플 기간(721) 동안, 상승 구간(723)은 CC 출력에 대한 전력 공급을 나타내고, 하강 구간(725)은 CC 출력 커패시턴스(도 3에서의 참조번호 CO3(354))에 대한 방전 지속기간이다. 상승 구간(724)의 피크는 CC 출력에 대한 최대 허용 전압에 의해 정의되고, 낮은 밸리(valley) 전압 강하(지점 722)는 각각의 LED 스트링의 허용 전압 강하를 초과하는 마진 내에 있어야 한다.
제2 그래프(PWM(730))는 로직 하이 레벨(732) 및 로직 로우 레벨(734)을 갖는 모든 스트링들에 대한 동상 PWM 펄스들이 모든 LED 스트링에 대한 동시적인 디밍을 제어할 수 있음을 나타낸다.
제3 그래프(740)는 다중-출력 제어 블록(도 3에서의 참조 번호 340)으로부터 제2 제어 블록(도 3에서의 참조번호 336)으로의 2차 요구 펄스들(도 3에서의 참조 번호 Req(347))을 나타낸다. 이러한 2차 요구 펄스들은 다수의 CV 또는 CC 출력들 중 어느 하나에 의해 개시될 수 있다. CC 출력으로부터 LED 스트링들로의 2차 요구 펄스 및 전력 요구는, 2차 요구 펄스(예컨대, 741, 743, 또는 745)가 하이 레벨로 될 때 로직 하이 레벨 상태에 있게 되는 그래프(750)에서의 LED 출력 인에이블 펄스(예컨대, 751, 753, 또는 755)와 구별될 수 있다. 다른 요구 펄스들 중 일부는 CV 출력들에 대해 타깃이 된다. 이러한 펄스들(예컨대, 742, 744 등등)은 구별될 수 있는데, 그 이유는 LED 출력 인에이블 펄스가 이러한 요구 펄스들(예컨대, 752, 754 등등)에 대해 로우 레벨이기 때문이다.
도 8a 및 도 8b는 점진적 부하 또는 라인 변화 동안 홀드-오프 시간 변화 대 상태 변화의 한 대표적인 프로세스에 대한 매우 간단한 트렌드를 제시한다. 도 8a에 있어서, 수평 시간 축(810)은 상이한 부하 또는 라인 조건들에 대한 수직축(820) 상의 1차 전력 스위치의 상이한 구동 펄스들에 대해 확장된 중단 시간 스케일(broken time scale)을 나타낸다. 각각의 구동 펄스에서는 상이한 부하 또는 라인 조건에 대해 오프-시간(결과적으로는 스위칭 주파수)이 변하고, 전력 컨버터는 도 8b에 예시된 바와 같이 상이한 동작 상태로 변한다. 다시 말하면, 1차 스위치가 홀드-오프되는 시간(즉, 홀드-오프 시간)은 점진적 부하 또는 라인 변화에 응답하여 각각의 상태 변화로 변경된다. 일 예에 있어서, 다중-출력 신호 처리 블록(예컨대, 도 4의 참조번호 420)은 점진적 부하 또는 라인 변화들에 응답하여 1차 스위치의 홀드-오프 시간을 변경하기 위해 상태 변화를 구현하는 디지털 처리를 포함할 수 있다.
여기서 이해할 수 있는 점은 모든 스위칭 구동 펄스들에 대한 온-시간이 모든 동작 상태/동작 모드에서 일정하게 유지되는 경우에 고정 온-시간 제어가 사용될 수 있지만, 각각의 상태에서의 오프-시간이 부하 감소에 의해 증가하여 스위칭 시간을 증가시키고 부하가 낮은 부하로 변할 때 스위칭 주파수를 감소시키는데, 다시 말하면
Ton[0] = Ton[1] = Ton[2] =…= Ton[i] =…= Ton[k-1] = Ton[k] = Ton
Toff[0] < Toff[1] < Toff[2] <…< Toff[i] <…< Toff[k-1] < Toff[k]
와 같은 관계가 성립된다는 점이다. 그러므로 온-시간(Ton)은 상태[0](851) 내지 상태[k](855)에서 각각의 상태에 대해 고정된다. 그러나 오프 시간(Toff)은 상태[0](851)로부터 상태[k](855)로 변하거나 증가한다.
도 8b에 도시된 예에서 보인 바와 같이, 다중-출력 신호 처리 블록(예컨대, 도 4의 참조번호 420)은 복수 개의 상태들 [0-k]을 거쳐 상태[0](851)로부터 링크(861)를 통해 상태[1](852)로, 그리고 링크(862)를 통해 상태[2](853)로 부하의 감소에 따라 동작 상태를 변화시킬 수 있다. 최종적으로는 중단 링크(863)에 의해 예시된 더 많은 몇몇 상태 이후에, 다중-출력 신호 처리 블록이 상태[k-1](854)로, 그리고 링크(864)를 통해 최소 부하에 대한 최종 상태[k](855)로 동작 상태를 변화시킬 수 있다. 부하가 원래대로 상태[k](855)의 최소 부하로부터 상태[0](851)의 최대 부하로 증가할 때, 다중-출력 신호 처리 블록은 이러한 처리를 복귀 링크들(874, 873, 872, 871)을 통해 다시 상태[0](851)로 역전시킬 수 있다.
도 8a에 있어서, 그러한 요구 스위칭 주파수 변경들의 일 예로서, 심볼 스위칭 사이클들은 고정 온-시간(Ton(841, 842, 843, 844, 845)) 및 서로 다른/변경되는 오프-시간(Toff[0](831), Toff[1](832), Toff[2](833),… Toff[k-1](834), Toff[k](835)), 및 이로 인해 변경되는 주기들(Tsw[0](821), Tsw[1](822), Tsw[2](823),… Tsw[k-1](824), Tsw[k](825))을 각각 나타낸다.
도 9는 다중-출력 신호 처리 블록이 도 8b에서 설명한 바와 같이 상태[i]를 조절하여 홀드-오프 시간 선택을 변경하고 정상 동작 중에는 적응 조정을 제공하도록 수행할 수 있는 프로세스를 예시하는 단순화된 흐름도이다. 위에서 설명한 바와 같이, CV/CC 출력 조정 모듈은 전력 스위치에 단일 요구 신호 출력을 제공하는 조정 모듈에서 처리되는 각각의 다중-출력의 피드백 핀을 통해 착신 전력 요청/요구를 조정한다. 전력 펄스를 수신하기 위한 다음 출력의 선택은 출력 스케줄링 제어 블록(예컨대, 도 2a 및 도 2b)에 의해 수행될 수 있다. 정상 동작 중에의 적응 조정을 위해 사용되는 홀드-오프 시간은 정전압(CV) 출력, 정전류(CC) 출력을 위해 선택될 수도 있게 되며 각각의 출력의 독립적인 CV 또는 CC 조정 기능을 갖는 다중-출력 컨버터에서 선택될 수도 있게 된다.
단일 출력 컨버터에서, 출력 조정 모듈(예컨대, 2차 제어기)은 FB 신호를 통한 착신 전력 요구(또는 요청)를 기반으로 하여 CV 또는 CC 출력을 조정할 수 있다. 한편, 다중-출력 컨버터에는, 위에서 설명한 바와 같이, 각각의 FB 핀을 통해 각각의 출력으로부터 전력 요청 또는 전력 요구를 수신하는 다중-출력 조정의 추가/제3 제어 모듈(예컨대, 도 3의 참조번호 340)이 존재한다. FB 정보는 다중-출력 신호 처리 모듈(예컨대, 도 4에서의 참조번호 420) 내의 관련 비교기에 의해 처리되어 요구 신호(예컨대, 도 4에서의 Req(447)를 2차 제어 모듈(예컨대, 도 3에서의 참조번호 336)에 제공하게 되는데, 이로써 1차 전력 스위치에 대한 턴-온 커맨드가 개시된다.
도 9의 요약 흐름도는 서로 다른 부하 조건들을 기반으로 하는 상태 변화들을 나타낸 것이다. 출발 지점(901) 및 블록(903) 후에, 디폴트 상태[i]는 최소 "0" 상태 단계와 최대 "k" 상태 단계 사이에서 임의의 상태 수일 수 있다. 프로세스는 링크(905)에 의해 조건부 블록(910)으로 속행하여, 요구 신호가 1차 오프-시간의 종료 전에 다중-출력 신호 처리 블록에 의해 트리거되었는지를 확인한다. 인에이블 신호의 트리거 전에 오프 시간이 종료된 경우, 또는 옵션 "아니오"(914)인 경우, 조건부 블록(930)에서, 상태 인덱스 "i" < 최대 인덱스 "k"인지가 결정된다. 다시 말하면, 아직 상태가 최대 상태 "k"에 도달하지 않았는지가 검사된다. 응답이 "예"(932)이고 현재 상태가 최대 상태 k보다 여전히 작은 경우, 다음 단계는 상태를 [i]로부터 [i+1]로 증가하게 되는데, 이는 인덱스 i=k일 경우 최소 부하에 이르게 될 때까지 부하의 감소로 인해 1차 스위치의 홀드-오프 시간을 증가시킨다. 이와는 달리, 응답이 "아니오"(934)이고 상태가 이미 최대 가능 상태에 있는 경우, 블록(970)은 상태[최대 인덱스 = "k"]에 머물게 될 것임을 나타낸다. 상태를 상대적으로 높은 상태로 증가/인상하거나 최대 상태를 유지한 후에 링크(955)를 통한 루프는 링크(905) 상의 출발 검사 지점(904)으로 루프 백하고 상기 프로세스는 반복한다.
한편, 조건부 블록(910)으로부터, 1차 오프-시간의 종료 후에 상기 요구가 트리거되는 경우(링크 "예"(912)), 다음 조건부 블록(920)에서 상태 인덱스 i > 0인지가 결정되는데, 다시 말하면 상태 인덱스가 0보다 큰지 아닌지가 확인된다. 응답이 "아니오"(924)이고 상태가 여전히 0인 경우, 프로세싱은 상태[0]에 머무른다(블록(960)). 응답이 "예"(922)이고 상태 인덱스가 0보다 큰 경우, 다음 단계 블록(940)에서 상기 상태는 [i]로부터 [i-1]로 풀다운되며, 이는 인덱스 i = 0일 때 최대 부하에 이르게 될 때까지 부하의 증가로 인해 1차 스위치의 홀드-오프 시간을 감소시킨다. 상태를 0(최소 상태)으로 유지하거나 또는 상태를 상대적으로 낮은 상태로 줄이거나 풀다운시킨 후에, 링크(945)를 통한 루프는 링크(905) 상의 출발 검사 지점(904)으로 루프 백하여 반복한다.
다시 말하면, 오프-시간의 종료 전에 1차 스위치 인에이블 신호가 트리거되는 경우 동작 상태가 최소 상태[0]로 풀다운되어야 하거나, 또는 오프-시간의 종료 후에 1차 스위치 인에이블 신호가 트리거되는 경우 동작 상태가 최대 상태[k]로 풀업되어야 한다는 결론이 내려질 수 있다.
도 10은, 도 8a 및 도 8b 그리고 도 9의 흐름도와 비교해 볼 때, 다중- 출력 신호 처리 블록이 본 발명의 교시들에 따른 독립 CC/CV 제어 기능을 갖는 다중-출력 전력 컨버터의 임의의 출력에서의 부하 변화에 응답하여 1차 스위치의 홀드-오프 시간들을 변경하도록 수행할 수 있는 디지털 방식으로 제어된 제어 홀드-오프 시간 처리 제어의 제2/다른 예/실시 예를 제시한다.
출발(1001)에서, 그리고 링크(1002)를 통해, 조건부 블록(1005)은 임의의 2차 권선이 방전(1차 전력 스위치의 온-시간 동안 플라이백 변압기에 저장된 에너지를 출력으로 전달하는 것임)하기 시작했는지를 결정한다. 예를 들어, 일 예에 있어서, 임의의 2차 권선 방전의 시작은 일 예에 있어서 저항기(322)를 통해 2차 권선들의 복귀(return) 라인에 연결되는 FWD 단자(예컨대, 도 3에서의 참조번호 323) 상의 방전 조건 신호의 검출에 의해 결정될 수 있다. 어떠한 2차 권선 방전도 시작되지 않으면(아니오(1008)), 프로세싱이 출발 지점으로 루프 백하고 2차 권선 방전의 시작을 대기한다. 다른 한편, 2차 권선 방전이 시작되면(예(1006)), 블록(1010)에서의 홀드-오프 디지털 신호는 로직 하이 레벨(다시 말하면, 홀드-오프=1)로 설정되고 타이머가 재설정되게 한다. 그리고 나서, 블록(1010)의 출력(1012)은 조건부 블록(1015)으로 진행하며, 조건부 블록(1015)은 과도(transient) 조건의 검출(예컨대, 로드 또는 라인 조건에서의 변화의 검출)이 존재하는지를 결정한다. 부하 또는 라인에서의 임의의 변화가 검출되면(예(1017)), 블록(1025)에서 홀드-오프 신호의 디지털 신호가 로직 로우 상태(다시 말하면, 홀드-오프=0)로 설정된다. 그리고 나서 링크(1026)를 통해 프로세싱이 최종 블록(1060)으로 속행하며, 최종 블록(1060)에서는 타깃 홀드-오프 시간 값이 타이머의 함수인 제1 값(다시 말하면, 타깃 = f(타이머))으로 설정되고, 프로세싱이 링크(1003)를 통해 다시 출발 지점(1002)으로 루프 백한다.
조건부 블록(1015)에서, 어떠한 부하 변화도 검출되지 않으면(예컨대, 어떠한 과도 부하 조건도 검출되지 않는 경우), 프로세싱이 아니오(1018)를 통해 조건부 블록(1020)으로 속행하며, 조건부 블록(1020)에서 타이머가 타깃 시간 값에 이미 이르렀는지가 검사된다. 타이머가 타깃 홀드-오프 시간 값에 아직 이르지 않은 경우(아니오(1024)), 프로세싱은 노드(1012)로 루프 백하여, 부하의 변화가 조건부 블록(1015)에서 검출되는지, 그리고 타이머가 조건부 블록(1020)에서 타깃 홀드-오프 시간 값에 이르렀는지를 다시 검사한다. 한편, 조건 블록(1015)에서 부하의 변화가 검출되기 전에 타이머 값이 타깃 홀드-오프 시간 값에 이르게 되면(예(1022)), 다음 단계의 블록(1030)에서 홀드-오프 시간 신호가 0으로 설정된다. 블록(1030) 다음에 또 다른 조건부 블록(1040)이 이어지며, 이 조건부 블록(1040)에서 이전의 요구가 아직 계류 중인지 또는 만료되었는지를 확인한다. 이전의 요구가 아직 계류중인 경우(예(1044)), 타깃 홀드-오프 시간 값은 타이머의 함수인 제2 값(다시 말하면, 타깃 = f(타이머))으로 설정되고, 프로세싱은 링크(1003)를 통해 다시 출발 지점(1002)으로 루프 백한다.
그러나 이전의 스위칭 요구가 만료되어 계류중이지 아닌 경우(아니오(1042)), 조건부 블록(1050)에서 새로운 요구가 수신되었는지가 검사된다. 새로운 요구가 아직 수신되지 않은 경우(아니오(1054)), 프로세싱은 조건부 블록(1050)으로 루프 백하여 새로운 요구가 수신되기를 대기하고 새로운 요구가 수신되면(예(1052)) 최종 블록(1060)으로 진행하여 타깃 홀드-오프 시간 값이 타이머의 함수인 제3 값(즉, 타깃 = f(타이머))으로 설정되고, 프로세싱은 링크(1003)를 통해 다시 출발 지점(1002)으로 루프백한다.
요약서에 기재되어 있는 것을 포함하여 예시된 대표적인 실시 예들의 상기 설명은 총망라하거나 개시된 정확한 형태들 또는 구조들에 한정되는 것으로 의도된 것이 아니다. 본원 명세서에 기재된 주제의 특정 실시 예들 및 예들은 예시적인 목적을 위한 것이고, 본 발명의 상대적으로 넓은 사상 및 범위를 벗어나지 않고 여러 균등한 수정들이 가능하다. 실제로, 여기서 이해할 수 있는 점은 특정한 대표적인 전류, 전압, 저항, 기기 크기 등등이 설명의 목적으로 제공된 것이며 다른 값이 본 발명의 교시에 따른 다른 실시 예 및 예에서 또한 채용될 수 있다는 점이다.

Claims (26)

  1. 전력 컨버터에 있어서,
    상기 전력 컨버터는,
    상기 전력 컨버터의 입력에 연결된 1차 권선, 및 상기 1차 권선과 동일한 마그네틱 코어 상에 감겨 있는 복수 개의 2차 출력 권선들을 지니는 단일 마그네틱 컴포넌트로서, 상기 복수 개의 2차 출력 권선들 중 각각의 2차 출력 권선이 전력을 요구하는 독립적으로 제어되고 조정된 출력들 중 각각의 출력으로부터 수신된 피드백 신호들에 응답하여 독립적으로 제어되고 조정된 출력을 제공하도록 연결되고, 상기 복수 개의 2차 출력 권선들이 상기 독립적으로 제어되고 조정된 출력들 중 모든 출력들에 대한 공통 복귀 라인과 함께 전기적으로 연결되는, 단일 마그네틱 컴포넌트;
    를 포함하며,
    상기 독립적으로 제어되고 조정된 출력들은 정전류 출력들 또는 정전압 출력들, 또는 정전류 출력들 및 정전압 출력 양자 모두를 독립적으로 조정하도록 연결되고,
    상기 전력 컨버터는,
    상기 단일 마그네틱 컴포넌트의 1차 권선에 연결된 1차 측 전력 스위치;
    상기 전력 컨버터의 입력으로부터 상기 복수 개의 2차 출력 권선들로 전력 펄스들을 전달하기 위해 상기 1차 측 전력 스위치를 제어하도록 연결된 1차 스위치 제어 블록;
    상기 공통 복귀 라인에 연결된 동기 정류기 스위치 또는 상기 2차 출력 권선들의 복귀 라인들 중 일부 또는 모두에 연결된 복수 개의 동기 정류기 스위치들;
    상기 동기 정류기 스위치를 제어하여 상기 1차 권선 및 상기 복수 개의 2차 출력 권선들의 상보적인 전도를 제공하기 위해 상기 1차 측 전력 스위치와의 스위칭을 동기화하도록 연결된 2차 제어 블록;
    상기 복수 개의 2차 출력 권선들에 연결되어 복수 개의 2차 출력 권선들이 복수 개의 제어된 전력 펄스 스위치들을 통해 상기 독립적으로 제어되고 조정된 출력들에 연결되게 하는 복수 개의 제어된 전력 펄스 스위치들로서, 상기 독립적으로 제어되고 조정된 출력들 중 각각의 출력으로부터의 전력 펄스의 요구가 상기 1차 측 전력 스위치를 턴온하여 전력 펄스를 상기 복수 개의 2차 출력 권선들에 그리고 상기 복수 개의 제어된 전력 펄스 스위치들을 통해 상기 독립적으로 제어되고 조정된 출력들에 전달하도록 상기 2차 제어 블록을 통해 상기 1차 스위치 제어 블록으로 전달되는, 복수 개의 제어된 전력 펄스 스위치들; 및
    대응 피드백 신호들 및 전력 요구들에 응답하여 정전압 또는 정전류를 지니도록 조정되는 독립적으로 제어되고 조정된 출력들 모두를 조정하도록 연결된 다중-출력 제어 블록;
    을 포함하며, 상기 다중-출력 제어 블록은 다중-출력 처리 및 인터페이스 제어 블록을 포함하고,
    상기 다중-출력 제어 블록은,
    상기 2차 제어 블록과 신호들을 인터페이스 및 교환하도록 연결된 2차 제어 블록에 대한 인터페이스; 및
    상기 2차 제어 블록에 대한 인터페이스에 연결된 다중-출력 신호 처리 블록;
    을 부가적으로 포함하며,
    상기 2차 제어 블록에 대한 인터페이스는 상기 다중-출력 신호 처리 블록으로부터의 다중-출력들의 전력 펄스 요구를 수신하고 요구 신호를 상기 2차 제어 블록에 전달하도록 연결되며, 상기 2차 제어 블록에 대한 인터페이스는 전력 펄스 요구 신호의 수신을 보증하는 상기 2차 제어 블록으로부터의 확인응답 신호를 수신하도록 연결되고 상기 1차 측 전력 스위치 및 상기 제어된 전력 펄스 스위치들에서의 스위칭 동작을 동기화하기 위해 상기 다중-출력 제어 블록에 전달될 동기 정류기(SR) 및 포워드 제어(FWC) 신호의 활성화 신호를 수신하도록 부가적으로 연결되는, 전력 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 복수 개의 2차 출력 권선들은 상기 독립적으로 제어되고 조정된 출력들 모두에 대한 공통 복귀 라인과 직렬로 서로 전기적으로 연결되는, 전력 컨버터.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 복수 개의 2차 출력 권선들은 직렬 권선들, 병렬 권선들, 또는 직렬 권선들 및 병렬 권선들 양자 모두의 조합으로 연결되는, 전력 컨버터.
  4. 제1항에 있어서,
    정전류(CC) 출력에서의 정전류 부하는 복수 개의 병렬 발광 다이오드(light emitting diode; LED) 스트링들을 포함하는, 전력 컨버터.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 1차 스위치 제어 블록은 상기 1차 측 전력 스위치의 스위칭을 제어하기 위해 1차 접지를 기준으로 하도록 연결되는, 전력 컨버터.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 1차 측 전력 스위치의 턴온은 상기 2차 제어 블록으로부터의 전력 펄스의 요구를 수신함에 응답하여 이루어지며, 상기 1차 측 전력 스위치의 턴오프는 1차 전류 펄스가 피크 전류 한도에 이르게 될 때 결정되는, 전력 컨버터.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 전력 컨버터는 절연 전력 컨버터이고 상기 2차 제어 블록은 상기 공통 복귀 라인에 연결된 동기 정류기 스위치를 구동하기 위해 2차 접지를 기준으로 하도록 연결되는, 전력 컨버터.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 2차 제어 블록은 요구 펄스들을 갈바닉 절연 링크를 통해 상기 1차 스위치 제어 블록에 생성하도록 연결되는, 전력 컨버터.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 갈바닉 절연 링크는 마그네틱/인덕티브 링크인, 전력 컨버터.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 1차 스위치 제어 블록은 상기 2차 제어 블록으로부터 수신된 요구 펄스에 응답하여 스위칭 구동 펄스를 생성하도록 연결되는, 전력 컨버터.
  11. 삭제
  12. 제1항에 있어서,
    상기 전력 컨버터는,
    LED 스트링들에 연결된 정전류 출력을 통한 전압을 제어하고 상기 정전류 출력의 전체 전류를 조정하도록 연결된 전류 공유 및 디밍 제어 블록;
    을 더 포함하며, 상기 전류 공유 및 디밍 제어 블록은 상기 LED 스트링들의 전류들을 등화시키도록 부가적으로 연결되는, 전력 컨버터.
  13. 제1항에 있어서,
    상기 1차 스위치 제어 블록 및 상기 2차 제어 블록은 단일 집적 회로에 집적되지만 서로 갈바닉 절연되는, 전력 컨버터.
  14. 제1항에 있어서,
    상기 1차 스위치 제어 블록, 상기 2차 제어 블록 및 상기 다중-출력 제어 블록은 단일 집적 회로에 집적되는, 전력 컨버터.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 1차 측 전력 스위치는 별개의 외부 전력 스위치일 수도 있고 상기 1차 스위치 제어 블록, 상기 2차 제어 블록 및 상기 다중-출력 제어 블록과 함께 상기 단일 집적 회로에 집적될 수도 있는, 전력 컨버터.
  16. 제12항에 있어서,
    상기 전류 공유 및 디밍 제어 블록은 상기 LED 스트링들의 전류들을 정확하게 제어하기 위해 전류 소스들을 통해 충분한 전압을 제공하도록 상기 LED 스트링들의 애노드들 상의 전압을 조정하는, 전력 컨버터.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 전류 공유 및 디밍 제어 블록은 각각의 LED 스트링의 전류의 아날로그 선형 제어에 의한 상기 LED 스트링들의 디밍 기능을 포함하는, 전력 컨버터.
  18. 제16항에 있어서,
    상기 전류 공유 및 디밍 제어 블록은 각각의 LED 스트링의 전류 소스들과 직렬로 연결된 스위치들의 PWM 제어에 의해 수행되는 PWM 디밍을 포함하는 LED 스트링들의 디밍 기능을 포함하는, 전력 컨버터.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 PWM 디밍은 상기 LED 스트링들의 동상 디밍에 의해 수행되는, 전력 컨버터.
  20. 제18항에 있어서,
    상기 PWM 디밍은 상기 LED 스트링들의 위상 시프트 디밍에 의해 수행되는, 전력 컨버터.
  21. 삭제
  22. 제1항에 있어서,
    상기 다중-출력 신호 처리 블록은 부하의 변화들에 응답하여 상기 1차 측 전력 스위치의 홀드-오프 시간을 조절하도록 부가적으로 연결되는, 전력 컨버터.
  23. 제22항에 있어서,
    상기 다중-출력 신호 처리 블록은 부하의 증가에 응답하여 상기 1차 측 전력 스위치의 홀드-오프 시간을 감소시키도록 부가적으로 연결되며, 상기 다중-출력 신호 처리 블록은 부하의 감소에 응답하여 상기 1차 측 전력 스위치의 홀드-오프 시간을 증가시키도록 부가적으로 연결되는, 전력 컨버터.
  24. 제23항에 있어서,
    상기 다중-출력 신호 처리 블록은 부하의 변화들에 응답하여 상기 1차 측 전력 스위치의 홀드-오프 시간을 변화시키기 위해 복수 개의 상태들을 통과하도록 부가적으로 연결되는, 전력 컨버터.
  25. 제23항에 있어서,
    상기 다중-출력 신호 처리 블록은 1차 오프-시간의 종료 전에 트리거되는 요구 신호에 응답하여 상기 1차 측 전력 스위치의 홀드-오프 시간을 감소시키도록 부가적으로 연결되며, 상기 다중-출력 신호 처리 블록은 상기 1차 오프-시간의 종료 전에 트리거되지 않은 요구 신호에 응답하여 상기 1차 측 전력 스위치의 홀드-오프 시간을 증가시키도록 부가적으로 연결되는, 전력 컨버터.
  26. 제23항에 있어서,
    상기 다중-출력 신호 처리 블록은,
    상기 1차 측 전력 스위치의 턴온에 응답하여 홀드-오프 신호를 하이 레벨로 설정하고 타이머를 재설정하는 프로세스;
    상기 타이머가 타깃 홀드-오프 시간 값에 이르기 전에 부하의 변화가 검출되는 경우 상기 홀드-오프 신호를 로우 레벨로 설정하고 상기 타이머의 함수인 제1 값과 동일한 타깃 홀드-오프 시간 값을 설정하는 프로세스;
    어떠한 부하 변화도 검출되지 않는 경우,
    상기 타이머가 상기 타깃 홀드-오프 시간 값에 이르게 될 경우, 및
    계류 중에 있는 요구가 존재하는 경우 상기 홀드-오프 신호를 로우 레벨로 설정하고 상기 타이머의 함수인 제2 값과 동일한 타깃 홀드-오프 시간 값을 설정하는 프로세스; 및
    어떠한 부하 변화도 검출되지 않는 경우,
    상기 타이머가 상기 타깃 홀드-오프 시간 값에 이르게 된 경우,
    계류중에 있는 요구가 존재하지 않을 경우, 및
    새로운 요구가 발행된 경우 상기 홀드-오프 신호를 로우 레벨로 설정하고 상기 타이머의 함수인 제3 값과 동일한 타깃 홀드-오프 시간 값을 설정하는 프로세스;
    를 반복하도록 부가적으로 연결되는, 전력 컨버터.
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