JP2017204995A - 充電装置、衝撃波発生装置及び充電方法 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチの切替周波数を可変することによって突入電流を抑制し、更に望ましくは出力電圧の上昇に要する時間を短縮した充電装置を実現する。【解決手段】一次巻線に直流を供給される変成器と、前記変成器の二次巻線に接続されたスイッチトキャパシタ回路と、前記スイッチトキャパシタ回路の出力電流によって充電されるキャパシタと、前記変成器の一次巻線に印加する電圧の向きを周期的に切り替えるスイッチ回路と、前記スイッチ回路の切替周波数を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記切替周波数が充電完了時の切替周波数である最終切替周波数に向けて徐々に上昇するように前記スイッチ回路を制御する、ことを特徴とする充電装置。【選択図】図１

Description

本発明は、充電装置、衝撃波発生装置及び充電方法に関する。

従来、電子顕微鏡、Ｘ線発生装置等のように高電圧の電流を必要とする装置において、コッククロフト・ウォルトン回路（以下、「ＣＷ回路」と記載する。）がしばしば使われてきた（例えば、非特許文献１参照）。

非特許文献１に記載のＤＣ−ＤＣ変換回路は、変成器の二次側にＣＷ回路が設けられ、変成器の一次側には２つのインバータスイッチ用トランジスタが設けてある。インバータスイッチ用トランジスタは、双方ともオフとなる期間を挟んで一定周波期で交互にオンとなる。このＤＣ−ＤＣ変換回路において、出力電圧は、２つのインバータスイッチ用トランジスタのスイッチング周期内の導通期間（オンデューティー）の制御、あるいは変成器の一次巻線に供給される供給電源電圧の制御により制御される。また、非特許文献１には、このＤＣ−ＤＣ変換回路において、一次側にチョークコイルを設けることにより、インバータスイッチ用トランジスタ導通時の突入電流の抑制、及び導通期間制御による出力電圧制御とを実現することについて言及されている。

安藤和昭, 岡村哲也, 「直接電力伝達形インバータとＣＷ多倍圧回路によるＤＣ−ＤＣ変換回路の制御特性」, 電気学会論文誌．Ｂ Ｖｏｌ．１０１（１９８１）Ｎｏ．８, ｐ．４５９−４６６

非特許文献１に記載のＤＣ−ＤＣ変換回路では、変成器の一次側の電流経路上にチョークコイルを介設し、変成器の二次側に設けたＣＷ回路において、複数のコンデンサを直列接続した直列コンデンサを二次巻線の各出力端子に接続し、各出力端子に接続された直列コンデンサの間でコンデンサ間をジグザグにダイオードで接続した構成となっている。このため、一次側に設けたチョークコイルの作用により、一次側のトランジスタスイッチをオンしたときに二次側の直列コンデンサの各コンデンサに流入する電流変化が抑制され、突入電流の発生が抑制される。しかしながら、非特許文献１では、ＤＣ−ＤＣ変換回路の負荷として１０ｋΩ程度の純抵抗を想定しており、５ｍＡ程度の一定電流が流れると記載されている。

ここで、負荷が大容量キャパシタの場合には、一次側の電流経路上にチョークコイル等のインダクタを介設するだけでは二次側の突入電流を十分に抑制することは困難である。また、非特許文献１の「８．むすび」には、「起動時の立上りを速くすることが要求され」と記載されているものの、起動時の立ち上がりを速くする具体的な方法についての記述は無い。

本発明は、上述した課題に鑑みて為されたものであり、スイッチの切替周波数を可変することによって突入電流を抑制し、更に望ましくは出力電圧の上昇に要する時間を短縮した充電装置及び衝撃波発生装置を実現することを目的とする。

本発明の態様の１つは、一次巻線に直流を供給される変成器と、前記変成器の二次巻線に接続されたスイッチトキャパシタ回路と、前記スイッチトキャパシタ回路の出力電流によって充電されるキャパシタと、前記変成器の一次巻線に印加する電圧の向きを周期的に切り替えるスイッチ回路と、前記スイッチ回路の切替周波数を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記切替周波数が充電完了時の切替周波数である最終切替周波数に向けて徐々に上昇するように前記スイッチ回路を制御する、ことを特徴とする充電装置である。

このように構成された充電装置においては、変成器の一次巻線に印加する直流電圧の向きを切り替える切替周波数が徐々に上昇するため、充電回路の起動直後の初期切替周波数として低周波数を設定可能であり、変成器の二次巻線に突入電流が発生しにくい初期切替周波数を採用可能となる。しかも、その後、徐々にスイッチ回路の切替周波数を最終切替周波数に向けて上昇させていくため、全期間にわたって切替周波数を低周波数とした場合に比べて出力電圧の上昇に要する時間を短縮することができる。

本発明の選択的な態様の１つは、前記制御部が、経過時間を変数とする指数関数的に前記切替周波数が前記最終切替周波数に向けて徐々に上昇するように前記スイッチ回路を制御する、ことを特徴とする充電装置である。

このように構成された充電装置においては、切替周波数を経過時間に応じて変化させるカーブとして、経過時間とともに漸増する関数として一般的な指数関数を採用しているため、本発明に係るスイッチ回路の制御部を簡単な構成で実現できる。すなわち、指数関数的に変化する信号を発生する簡単な回路を利用して制御部を実現することができる。

本発明の選択的な態様の１つは、前記制御部が、前記経過時間のマイナス乗の指数関数的に前記切替周波数が前記最終切替周波数に向けて徐々に上昇するように前記スイッチ回路を制御する、ことを特徴とする充電装置である。

このように構成された充電装置においては、切替周波数を経過時間に応じて変化させるカーブとして、値が漸増する関数として一般的なマイナス乗の指数関数を採用しているため、本発明に係るスイッチ回路の制御部を簡単な構成で実現することができる。すなわち、マイナス乗の指数関数で変化する信号を発生する簡単な回路を利用して制御部を実現することができる。また、マイナス乗の指数関数は、立ち上がりが緩やかで時間の経過とともに徐々に立ち上がり傾斜が大きくなるため、充電の初期に発生しやすい突入電流を確実に抑制することができる。

本発明の選択的な態様の１つは、前記制御部が、前記変成器の二次巻線に流れる電流が略一定となる前記切替周波数で前記スイッチ回路を制御する、ことを特徴とする充電装置である。

このように構成された充電装置においては、予め切替周波数を経過時間に応じて変化させるカーブを、切替周波数の調整により変成器の二次巻線に流れる電流が略一定となるように設定してあるため、突入電流を抑制しつつ、更に、全期間にわたって変成器の二次側に流れる電流を略一定に抑制することができる。

本発明の他の態様の１つは、キャパシタと、前記キャパシタの一方の端子に接続され、導電性液体中に配設された第１電極と、前記キャパシタの他方の端子に接続され、導電性液体中に配設された第２電極と、前記キャパシタの一方の端子と前記第１電極との接続を切り替えるスイッチと、前記キャパシタを充電する充電装置と、を備え、前記充電装置は、一次巻線に直流を供給される変成器と、前記変成器の二次巻線に接続されたスイッチトキャパシタ回路と、前記スイッチトキャパシタ回路の出力電流によって充電されるキャパシタと、前記変成器の一次巻線に印加する電圧の向きを周期的に切り替えるスイッチ回路と、前記スイッチ回路の切替周波数を制御する制御部と、を有し、前記制御部は、前記切替周波数が充電完了時の切替周波数である最終切替周波数に向けて徐々に上昇するように前記スイッチ回路を制御する、ことを特徴とする衝撃波発生装置である。

本発明の他の態様の１つは、充電回路を用いてキャパシタを充電する充電方法であって、前記充電回路は、一次巻線に直流を供給される変成器と、前記変成器の二次巻線に接続されたスイッチトキャパシタ回路と、前記スイッチトキャパシタ回路の出力電流によって充電される前記キャパシタと、前記変成器の一次巻線に印加する電圧の向きを周期的に切り替えるスイッチ回路と、を有し、前記切替周波数が充電完了時の切替周波数である最終切替周波数に向けて徐々に上昇するように前記スイッチ回路を制御する、ことを特徴とする充電方法である。

以上説明した充電装置や衝撃波発生装置は、他の機器に組み込まれた状態で実施されたり他の方法とともに実施されたりする等の各種の態様を含む。また上述した充電方法は、他の方法の一環として実施される等の各種の態様を含む。

本発明によれば、スイッチの切替周波数を可変することによって突入電流を抑制することができる充電装置及び衝撃波発生装置を実現することができる。更に、充電装置及び衝撃波発生装置において、出力電圧の上昇に要する時間を短縮することもできる。

第１の実施形態に係る充電装置の概略構成を示すブロック図である。 ＣＷ回路の状態１及び状態２の瞬時等価回路を示す図である。 フルブリッジ回路に入力される制御信号φ１〜φ４を示す図である。 切替周波数を変化させた場合の充電電圧と電流を示した図である。 ＣＷ回路の状態１及び状態２における電荷移動を示す図である。 解析により求めた理想的な切替周波数及びそれを近似した切替周波数を示す図である。 突入電流と充電電圧が無負荷定常電圧の９９％に達するまでの充電時間を対比した図である。 第３の実施形態に係る衝撃波発生装置の構成例を説明する図である。

以下、下記の順序に従って本技術を説明する。
（１）第１の実施形態：
（２）第２の実施形態：
（３）第３の実施形態：

（１）第１の実施形態：
図１は、本実施形態に係る充電装置の概略構成を示すブロック図である。

充電装置１００は、整流平滑回路１０、スイッチ回路２０、変成器３０、スイッチトキャパシタ回路４０、キャパシタ５０及び制御部６０を備える。

充電装置１００には、例えば商用電源から交流電圧Ｖａｃ（１００Ｖ／６０Ｈｚ等）が供給されており、整流平滑回路１０は、この交流電圧Ｖａｃを整流平滑して直流電圧Ｖｄｃを生成する。整流平滑回路１０は、直流電圧Ｖｄｃを端子１０ａに出力する。整流平滑回路１０は、例えばダイオードブリッジ回路と平滑コンデンサにより構成される。なお、充電装置１００に直接、直流電圧Ｖｄｃが供給される場合は、整流平滑回路１０は設けなくてもよい。

変成器３０は、上述した直流電圧Ｖｄｃが整流平滑回路１０から一次巻線３１にスイッチ回路２０によって印加方向が正負切替えられつつ供給され、二次巻線３２にスイッチトキャパシタ回路４０が接続されている。一次巻線３１は、少なくとも、端子３１ａと端子３１ｂとを有し、端子３１ａと端子３１ｂの一方に直流電圧Ｖｄｃが供給され、端子３１ａと端子３１ｂの他方には直流電圧Ｖｄｃよりも低電圧（例えば、グランド電位）が供給される。

一次巻線３１に供給される直流電圧Ｖｄｃは、スイッチ回路２０によって、印加する電圧の向きが切替周波数ｆ_Ｃで切り替えられる。すなわち、一次巻線３１は、端子３１ａに直流電圧Ｖｄｃが供給されつつ端子３１ｂに直流電圧Ｖｄｃよりも低電圧が供給される状態と、端子３１ｂに直流電圧Ｖｄｃが供給されつつ端子３１ａに直流電圧Ｖｄｃよりも低電圧が供給される状態と、が交互に繰り返す。これにより、一次巻線３１には、正負反転する方形波がスイッチ回路２０の切替周波数ｆ_Ｃで現れる入力電圧Ｖｔｒ１が印加されることになる。

なお、図１には、スイッチ回路２０としてフルブリッジ回路の構成を示してあるが、スイッチ回路２０はフルブリッジ回路の構成に限らず、ハーフブリッジ回路やプッシュプル回路の構成としてもよく、変成器３０の一次巻線３１に印加する電圧を周期的に反転することができれば様々な構成を採用可能である。

変成器３０の二次巻線３２は、少なくとも端子３２ａと端子３２ｂとを有し、端子３２ａにはスイッチトキャパシタ回路４０の一方の入力端子４０ａが接続され、端子３２ｂにはスイッチトキャパシタ回路４０の他方の入力端子４０ｂが接続される。本実施形態では、端子３２ｂが二次側の基準定電圧である二次側グランドＧｎｄ２に接続されている。

変成器３０は、一次巻線３１に入力電圧Ｖｔｒ１が印加されることにより、入力電圧Ｖｔｒ１と同じ周波数を持つ交流の出力電圧Ｖｔｒ２が二次巻線３２の端子３２ａと端子３２ｂの間に発生する。出力電圧Ｖｔｒ２は、一次巻線３１の巻数（端子３１ａと端子３１ｂの間の巻数）をＮ１とし、二次巻線３２の巻数（端子３２ａと端子３２ｂの間の巻数）をＮ２とすると、その巻数比（Ｎ２／Ｎ１）に応じて入力電圧Ｖｔｒ１を昇圧／降圧した変圧比で発生する。例えば、入力電圧Ｖｔｒ１の切替周波数ｆ_Ｃを１００ｋＨｚ、入力電圧Ｖｔｒ１の振幅を１４１Ｖ、巻数比（Ｎ２／Ｎ１）を１．７７とすると、出力電圧Ｖｔｒ２は２５０Ｖとなる。本実施形態では、巻数比（Ｎ２／Ｎ１）を１より大とし、出力電圧Ｖｔｒ２は入力電圧Ｖｔｒ１を昇圧した電圧値として出力されるものとする。

スイッチトキャパシタ回路４０は、チャージポンプ型のＡＣ−ＤＣコンバータであり、入力電圧とコンデンサに充電された電圧を重畳させつつコンデンサに充電を行うことで、入力電圧より高い出力電圧を得る高電圧発生回路の構成を有する。高電圧発生回路としては、例えば、倍電圧整流回路、半波倍電圧整流回路、コッククロフト・ウォルトン回路（ＣＷ回路）等がある。なお、本実施形態では７倍昇圧のＣＷ回路を例に取り説明を行う。

スイッチトキャパシタ回路４０としてのＣＷ回路は、コンデンサとダイオードを多段式に組み合わせて構成されており、キャパシタとしてのコンデンサＣ１〜Ｃ１４と整流器としてのダイオードＤ１〜Ｄ１４を有する。ダイオードＤ１〜Ｄ１４は、ダイオードＤ１〜Ｄ１４の順に順方向電流が流れるように直列接続されており、ダイオードＤ１のアノードが二次巻線３２の端子３２ｂに接続され、ダイオードＤ１４のカソードがキャパシタ５０を構成するコンデンサＣＬの一方の端子ＣＬ１に接続されている。キャパシタ５０の他方の端子ＣＬ２は、二次側グランドＧｎｄ２に接続されている。

ＣＷ回路は、ダイオードＤ１（のカソード）とダイオードＤ２（のアノード）の接続点Ｐ２がコンデンサＣ１を介して二次巻線３２の端子３２ａに接続され、ダイオードＤ１（のアノード）が二次巻線３２の端子３２ｂに接続されている。

更に、ＣＷ回路は、ダイオードＤ１〜Ｄ１４の直列接続における接続点Ｐ１〜Ｐ１４（一部、不図示）及びダイオードＤ１４とコンデンサＣＬとの接続点Ｐ１５は１つ置きにコンデンサＣ２〜Ｃ１４の何れかによって接続されている。具体的には、接続点Ｐ１と接続点Ｐ３がコンデンサＣ２によって接続され、接続点Ｐ２と接続点Ｐ４がコンデンサＣ３によって接続され、接続点Ｐ３と接続点Ｐ５がコンデンサＣ４によって接続され、接続点Ｐ４と接続点Ｐ６がコンデンサＣ５によって接続され、接続点Ｐ５と接続点Ｐ７がコンデンサＣ６によって接続され、接続点Ｐ６と接続点Ｐ８がコンデンサＣ７によって接続され、接続点Ｐ７と接続点Ｐ９がコンデンサＣ８によって接続され、接続点Ｐ８と接続点Ｐ１０がコンデンサＣ９によって接続され、接続点Ｐ９と接続点Ｐ１１がコンデンサＣ１０によって接続され、接続点Ｐ１０と接続点Ｐ１２がコンデンサＣ１１によって接続され、接続点Ｐ１１と接続点Ｐ１３がコンデンサＣ１２によって接続され、接続点Ｐ１２と接続点Ｐ１４がコンデンサＣ１３によって接続され、接続点Ｐ１３と接続点Ｐ１５がコンデンサＣ１４によって接続されている。

このように構成されたＣＷ回路に二次巻線３２から交流の出力電圧Ｖｔｒ２が入力されると、ＣＷ回路は、図２（ａ）に示す状態１の瞬時等価回路と、図２（ｂ）に示す状態２の瞬時等価回路とが交互に切り替わることになる。

すなわち、状態１のように出力電圧Ｖｔｒ２が負電圧の場合、図２（ａ）に示すように、奇数番目のダイオードＤ１，Ｄ３，・・・，Ｄ１３には順電流が流れて導通するが、偶数番目のダイオードＤ２，Ｄ４，・・・，Ｄ１４には逆電流となるため電流が流れない。

一方、状態２のように出力電圧Ｖｔｒ２が正電圧の場合、図２（ｂ）に示すように、奇数番目のダイオードＤ１，Ｄ３，・・・，Ｄ１３には逆電流となるため電流が流れず、偶数番目のダイオードＤ２，Ｄ４，・・・，Ｄ１４には順電流が流れて導通する。

そして、状態１と状態２の切り替えを繰り返すと、コンデンサＣ１はＶｍ（二次巻線３２に生じる切替周波数ｆ_Ｃの方形波の振幅）まで充電され、それ以外のコンデンサＣ２〜Ｃ１４は２Ｖｍまで充電され、コンデンサＣＬの充電電圧Ｖｏｕｔは１４Ｖｍとなる。

制御部６０は、例えば図３に示すような制御信号φ１〜φ４をフルブリッジ回路によって構成されるスイッチ回路２０に入力する。制御信号φ１はスイッチ素子Ｔｒ１の制御端子に入力され、制御信号φ２はスイッチ素子Ｔｒ２の制御端子に入力され、制御信号φ３はスイッチ素子Ｔｒ３の制御端子に入力され、制御信号φ４はスイッチ素子Ｔｒ４の制御端子に入力される。

制御信号φ１〜φ４は、いずれも切替周波数ｆ_Ｃでオン／オフ切り替わるパルス信号である。制御信号φ１，φ４はオン期間が重複し、制御信号φ２，φ３はオン期間が重複するが、制御信号φ１，φ４と制御信号φ２，φ３はオン期間が重複しないように交互にオンする構成になっている。また、制御信号φ１，φ４のオン期間と制御信号φ２，φ３のオン期間の間には、双方ともオフになる期間が存在する。

すなわち、制御信号φ１，φ４がオンのときにはスイッチ素子Ｔｒ１，Ｔｒ４が導通して、変成器３０の一次巻線３１の端子３１ａには整流平滑回路１０の端子１０ａが接続され、変成器３０の一次巻線３１の端子３１ｂには一次側グランドＧｎｄ１が接続される。一方、制御信号φ２，φ３がオンのときにはスイッチ素子Ｔｒ２，Ｔｒ３が導通して、変成器３０の一次巻線３１の端子３１ｂには整流平滑回路１０の端子１０ａが変接続され、変成器３０の一次巻線３１の端子３１ａには一次側グランドＧｎｄ１が接続される。

制御部６０は、上述した制御信号φ１〜φ４を生成・制御してスイッチ回路２０としてのフルブリッジ回路へ供給するとともに、その制御信号φ１〜φ４の切替周波数ｆ_Ｃを可変する。制御部６０は、電源投入時は遅い切替周波数ｆ_Ｃ（例えば、数百Ｈｚ〜数ｋＨｚ）で制御信号φ１〜φ４のオン／オフの切り替えを行い、キャパシタ５０への充電が進むにつれて徐々に早くなる切替周波数ｆ_Ｃで制御信号φ１〜φ４のオン／オフの切り替えを行う。

例えば、制御部６０は、下記式（１）のように、切替周波数ｆ_Ｃが経過時間のマイナス乗の指数関数的に徐々に増加するように制御信号φ１〜φ４のオン／オフの切り替えを行う。なお、このような制御信号φ１〜φ４を発生する制御部６０は、例えば、ＲＣ積分回路と電圧制御発振器を用いることで実現できるし、マイコン等の演算処理装置上で実行されるソフトウェアによって実現することもできる。

前記式（１）において、ｆ_Ｃ０は電源投入時の切替周波数ｆ_Ｃとなる初期切替周波数（最小切替周波数）、ｆ_Ｃ∞は充電完了時の切替周波数ｆ_Ｃである最終切替周波数（最大切替周波数）、τは指数関数の正の定数である。例えば、初期切替周波数ｆ_Ｃ０を１ｋＨｚ、最終切替周波数ｆ_Ｃ∞を２０ｋＨｚとし、時定数τを２ｓとすると、電源投入時（ｔ＝０）の切替周波数ｆ_Ｃは１ｋＨｚとなり、その後、切替周波数ｆ_Ｃが漸増していき、電源投入からの経過時間ｔが１０ｓのときに、切替周波数ｆ_Ｃがほぼ２０ｋＨｚに到達する。

図４は、このように切替周波数ｆ_Ｃを変化させた場合のコンデンサＣＬの充電電圧Ｖｏｕｔと、変成器３０の二次巻線３２に流れる電流Ｉｔｒ２を示した図である。電流Ｉｔｒ２は、電源投入時の切替周波数ｆ_Ｃが１ｋＨｚと低周波数に抑えてあるため突入電流が０．４Ａに抑制され、全体を通して見ても、電源投入からの経過時間ｔが１．８ｓの辺りで流れる２．４Ａが最大である。すなわち、前記式（１）に示す切替周波数ｆ_Ｃによって制御信号φ１〜φ４のオン／オフの切り替えを行うことで、電流Ｉｔｒ２の突入電流の発生を抑制し、電流Ｉｔｒ２を全体的に小さくすることができることが分かる。

（２）第２の実施形態：
次に、充電装置の第２の実施形態について説明する。本実施形態に係る充電装置２００は、回路等の構成自体は上述した第１の実施形態に係る充電装置１００と同様であるため、装置構成に係る図示を省略し、第１の実施形態と同じ符号を用いて説明を行う。充電装置２００においては、制御部６０が行うスイッチ回路２０の切替制御に係る切替周波数ｆ_Ｃの態様が充電装置１００と異なる。

制御部６０は、本実施形態においても、電源投入時は遅く（例えば、数百Ｈｚ〜数ｋＨｚ）、コンデンサＣＬへの充電が進むにつれて徐々に早くなるように切替周波数ｆ_Ｃを制御する点では同様である。ただし、出力電流Ｉｔｒ２が略一定となるように切替周波数ｆ_Ｃを制御することで、電流Ｉｔｒ２における突入電流の発生をより抑制している。また、出力電流Ｉｔｒ２が略一定のため、コンデンサＣＬの充電電圧Ｖｏｕｔが直線的に増加し、充電時間の短縮を図ることができる。

このような電流Ｉｔｒ２を探索するべく以下の解析を行った。

図５は、各スイッチ状態におけるＣＷ回路の瞬時等価回路における電荷移動を示す図である。図５（ａ）は、スイッチトキャパシタ回路４０の入力端子４０ａ，４０ｂに負電圧が印加された状態１、図５（ｂ）はスイッチトキャパシタ回路４０の入力端子４０ａ，４０ｂに正電圧が印加された状態２である。

図５に示すように、状態ｊ（ｊ＝１，２）においてコンデンサＣｋ（ｋ＝１〜１４）に左から流入する電荷をΔｑｋｊ、各状態ｊにおいて最終的なコンデンサＣｋの右向き電圧をＶｃｋｊ、状態ｊにおいてコンデンサＣＬに流入する電荷と電圧をそれぞれΔｑｏｕｔｊ、Ｖｏｕｔｊとする。なお、各コンデンサＣｋの容量は等しく、各ダイオードは理想ダイオードであり、コンデンサＣｋの等価直列抵抗や配線抵抗は０として計算する。

まず、平均出力電流Ｉｔｒ２は、下記式（２）で表される。

前記式（２）において、Δｑ_１ ^１は、状態１においてコンデンサＣ１に右から流入する電荷を表し、Δｑ_１ ^２は、状態２においてコンデンサＣ１に右から流入する電荷を表し、Ｔｃは切替周波数ｆ_Ｃの周期である。従って、（Δｑ_１ ^１−Δｑ_１ ^２）は、状態１の間にコンデンサＣ1に流入する電荷と状態２の間にＣ1から流出した電荷の和を表す。

次に、コンデンサＣ１に流入するΔｑ_１ ^１とΔｑ_１ ^２は、下記式（３）で表される。

前記式（３）において、Ｖ_Ｃ１ ^ｊは状態ｊ（ｊ＝１，２）の最終の右向きの電圧を表し、Ｃ１はコンデンサＣ１の容量値を表す。ここで、状態２における最終の右向きの電圧Ｖ_ｃｋ ^２（ｋ＝１，２，・・・，１４）と最終の充電電圧Ｖｏｕｔ^２は、次の状態１の初期電圧と等しい。そこで、状態２の最終の右向き電圧Ｖ_ｃｋ ^２と最終の充電電圧Ｖｏｕｔ^２が既知として、状態１の最終の右向きの電圧Ｖ_ｃｋ ^１と最終の充電電圧Ｖｏｕｔ^１を求める。

図５（ａ）から、各キャパシタの電圧の関係は、下記式（４）で表される。

前記式（４）によれば、簡単のためＣ_１＝Ｃ_２＝・・・＝Ｃ_１４（＝Ｃ）とし、接点電荷保存則を適用すると、状態１の最終の右向きの電圧Ｖ_ｃｋ ^１と最終の充電電圧Ｖｏｕｔ^１が求まる。

そして、先ほどと同様に、状態１の最終の右向きの電圧Ｖ_ｃｋ ^１と最終の充電電圧Ｖｏｕｔ^１は、次の状態２の初期電圧と等しい。そこで、状態１の最終の右向きの電圧Ｖ_ｃｋ ^１と最終の充電電圧Ｖｏｕｔ^１が既知として、状態２の最終の右向きの電圧Ｖ_ｃｋ ^２と最終の充電電圧Ｖｏｕｔ^２を求める。

図５（ｂ）から、各キャパシタの電圧の関係は、下記式（５）で表される。

前記式（４）によれば、先ほどと同様に簡単のためＣ_１＝Ｃ_２＝・・・＝Ｃ_１４（＝Ｃ）とし、接点電荷保存則を適用すると、最終の右向きの電圧Ｖ_ｃｋ ^２と最終の充電電圧Ｖｏｕｔ^２が求まる。

以上より、出力電流Ｉｔｒ２は、下記式（６）として表されることとなる。そして、出力電流Ｉｔｒ２が一定となる周期Ｔｃを、下記式（６）を用いて各状態毎に求め、理想的な切替周波数ｆ_Ｃを導き出す。その結果を、図６に示す（実線の波形）。なお、同図では、出力電流Ｉｔｒ２の一定値を３Ａとし、切替周波数ｆ_Ｃの最大値を１００ｋＨｚとした。

図６に示すように、切替周波数ｆ_Ｃは、コンデンサＣＬの充電電圧ＶｏｕｔがコンデンサＣＬが満充電のときの電圧（目標充電電圧）の約８０〜９０％に達する時間（経過時間が３ｓ付近）までは、経過時間のプラス乗の指数関数的に増大し、その後、経過時間が３ｓ付近から４ｓまでの間は、切替周波数ｆ_Ｃを略一定にして滑らかに満充電に到達するように構成してある。このとき、出力電流Ｉｔｒ２は、経過時間が３ｓ付近までは３Ａで一定であり、その後、経過時間が３ｓ付近〜４ｓの間は、３Ａ未満に減少している。このように、経過時間のプラス乗の指数関数的に増大する切替周波数ｆ_Ｃを制御することにより、突入電流の発生を抑制しつつ、出力電圧Ｖｏｕｔを直線的に増加させて、短時間でコンデンサＣＬを充電することができるようになることが分かる。

また、図６に示す切替周波数ｆ_Ｃは、経過時間のプラス乗の指数関数を用いた下記式（７）を用いて近似的な切替周波数ｆ_{Ｃ＿ｅｘｐ}として求めてもよい。

前記式（７）において、定数ｆ_Ａ，ｆ_Ｂ，τは未知なので、経過時間のプラス乗の指数関数的なカーブ上の始点付近の１点、終点付近の１点、始点と終点の中間付近の１点の計３点の数値を選択して前記式（７）にそれぞれ代入し、連立方程式として求めることができる。以下の例では、（ｔ（ｍｓ），ｆ_{Ｃ＿ｅｘｐ}（ｋＨｚ））＝（２，１０），（２０００，２６），（２９３４，１００）をそれぞれ選択し、下記式（８）の連立非線形方程式を解く。

前記式（８）を解くと、ｆ_Ａ＝１０ｋＨｚ、ｆ_Ｂ＝０．４７ｋＨｚ、τ＝５５８ｍｓ、となる。このようにして得られた定数ｆ_Ａ，ｆ_Ｂ，τを用いた場合の波形を、上述した図６において解析的に求めた実線の波形に重ねて破線で示してある。

図６に示すように、上述した連立方程式に代入した３点の時間では実線と破線が一致しているが、その他の時間では若干ずれている。具体的には、Ｉｔｒ２は、２．３Ａ〜３．８Ａの範囲で変動しており、上の解析時に設定した出力電流Ｉｔｒ２の一定値である３Ａから±０．８Ａ程度の誤差が生じている。充電電圧Ｖｏｕｔについては、直線からの９％以内の誤差が生じている。

図７は、突入電流Ｉ_ｒｕｓｈと充電電圧Ｖｏｕｔが無負荷定常電圧の９９％に達するまでの充電時間Ｔ_９９％を、対比した図である。同図では、（ａ）切替周波数ｆ_Ｃを一定（ｆ_Ｃ＝２０ｋＨｚ）とした従来方式、（ｂ）第１の実施形態のように切替周波数ｆ_Ｃを経過時間のマイナス乗の指数関数的に漸増させる方式、（ｃ）第２の実施形態で解析したＩｔｒ２が一定となる理想的な切替周波数ｆ_Ｃ（図６の実線のｆ_Ｃ）、（ｄ）第２の実施形態において切替周波数ｆ_Ｃを経過時間のプラス乗の指数関数で近似した切替周波数ｆ_{Ｃ＿ｅｘｐ}（図６の破線）、を対比してある。

同図に示すように、突入電流Ｉ_ｒｕｓｈについては、従来の（ａ）の方式に比べて（ｂ）〜（ｄ）の何れの方式でも抑制されており、（ｄ）の方式は（ｂ），（ｃ）の方式に比べて大きいものの、従来の（ａ）の方式の半分程度に抑制されていることが分かる。また、充電時間Ｔ_９９％についても、（ａ）の従来の方式に比べて（ｃ），（ｄ）の方式の方が短縮されており、特に（ｄ）の方式においては３．４２ｓで最も短縮されている。

その他、対数関数的に切替周波数を上昇させたりするなど、切替周波数を初期切替周波数から最終切替周波数に向けて徐々に増大させる様々なカーブで増大させても、従来のように切替周波数ｆ_Ｃを一定とする技術に比べて出力電流Ｉｔｒ２の突入電流は抑制され、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇が直線的に近い状態で増加し、しかもコンデンサＣＬを短時間で充電することができる。

（３）第３の実施形態：
図８は、本実施形態に係る衝撃波発生装置の構成例を説明する図である。

同図に示す衝撃波発生装置３００は、衝撃波の伝搬媒体３１１となる導電性液体（水等）を保持する保持容器３１０、保持容器３１０内の導電性液体中に配置されて液中放電（水中放電等）による蒸気爆発（水蒸気爆発等）によって衝撃波を発生させる衝撃波発生部３２０、及び、衝撃波発生部３２０に電源電圧を供給する電源部３３０を備えている。

なお、以下では、保持容器３１０内に保持される伝搬媒体３１１として導電性液体である水を例に取り、液中放電として水中放電を例に取って説明を行う。

衝撃波発生部３２０は、水中に離間状態で配置された第１電極３２１と第２電極３２２を備える。

電源部３３０は、第１電極３２１と第２電極３２２の間に電圧を印加するものであり、当該印加電圧に応じた電圧が電極間に発生する。電源部３３０は、高電圧発生回路３３１と容量素子３３２とを有する。この高電圧発生回路３３１は、上述した第１の実施形態の充電装置１００又は第２の実施形態に係る充電装置２００により構成され、容量素子３３２は、キャパシタ５０により構成される。

容量素子３３２の一方の端子３３２ａは第１電極３２１に接続され、容量素子３３２の他方の端子３３２ｂは第２電極３２２に接続される。容量素子３３２の一方の端子３３２ａと第１電極３２１とはスイッチ回路３４０を介して接続されている。

高電圧発生回路３３１の高電圧側出力端子３３１ａは第１電極３２１に接続され、高電圧発生回路３３１の低電圧側出力端子３３１ｂは第２電極３２２に接続される。同時に、容量素子３３２の一方の端子３３２ａは高電圧発生回路３３１の高電圧側出力端子３３１ａに接続され、容量素子３３２の他方の端子３３２ｂは低電圧側出力端子３３１ｂに接続される。

すなわち、高電圧発生回路３３１と容量素子３３２は第１電極３２１と第２電極３２２に対して並列に接続されている。このため、スイッチ回路３４０がオフに維持されている場合、高電圧発生回路３３１が高電圧側出力端子３３１ａと低電圧側出力端子３３１ｂの間に電圧を印加すると、この電圧によって容量素子３３２が充電される。

スイッチ回路３４０がオンに切り替わると、第１電極３２１と第２電極３２２の間で水中放電が発生し、水中放電によって水が急速に蒸発膨張する蒸気爆発が発生し、第１電極３２１と第２電極３２２の間を中心に衝撃波が発生する。この衝撃波が伝搬する領域に対象物を配置しておくことにより、対象物に対して衝撃波加工を行うことができる。

衝撃波加工は、果物、野菜、穀物及び農作物からなる食品を衝撃波発生源と共に衝撃波の伝搬媒体としての水中に設置した後、水中で発生させた５ＭＰａより大きく５００ＭＰａ以下の圧力を伴う衝撃波を食品に与えることにより、食品中の細胞壁を破壊して軟化させる技術である。衝撃波加工においては、衝撃波によって瞬間的に細胞壁を破壊するため食品を加熱しない。このため、食品の香りや栄養分を損なわずに瞬時に食品を軟化、粉砕することができる。すなわち、衝撃波加工を用いると、食品本来の味、色、香りを加熱によって損なわずに軟化することができる。例えば、サラダ等の生食品を真空パックした状態で衝撃波加工することにより、咀嚼が困難な高齢者や病人であっても生食品本来の味、色、香りを楽しむことができる。

なお、本発明は上述した各実施形態に限られず、上述した各実施形態の中で開示した各構成を相互に置換したり組み合わせを変更したりした構成、公知技術並びに上述した各実施形態の中で開示した各構成を相互に置換したり組み合わせを変更したりした構成、等も含まれる。また，本発明の技術的範囲は上述した実施形態に限定されず，特許請求の範囲に記載された事項とその均等物まで及ぶものである。

１０…整流平滑回路、１０ａ…端子、２０…スイッチ回路、３０…変成器、３１…一次巻線、３１ａ…端子、３１ｂ…端子、３２…二次巻線、３２ａ…端子、３２ｂ…端子、４０…スイッチトキャパシタ回路、４０ａ…入力端子、４０ｂ…入力端子、５０…キャパシタ、６０…制御部、１００…充電装置、Ｃ１〜Ｃ１４…コンデンサ、ＣＬ…コンデンサ、ＣＬ１…端子、ＣＬ２…端子、Ｄ１〜Ｄ１４…ダイオード、Ｇｎｄ１…一次側グランド、Ｇｎｄ２…二次側グランド、Ｐ１〜Ｐ１４…接続点、Ｔｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３，Ｔｒ４…スイッチ素子、Ｖａｃ…交流電圧、Ｖｄｃ…直流電圧、Ｖｏｕｔ…充電電圧、Ｖｔｒ１…入力電圧、Ｖｔｒ２…出力電圧、ｆ_Ｃ…切替周波数

Claims (6)

1. 一次巻線に直流を供給される変成器と、
   前記変成器の二次巻線に接続されたスイッチトキャパシタ回路と、
   前記スイッチトキャパシタ回路の出力電流によって充電されるキャパシタと、
   前記変成器の一次巻線に印加する電圧の向きを周期的に切り替えるスイッチ回路と、
   前記スイッチ回路の切替周波数を制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、前記切替周波数が充電完了時の周波数である最終切替周波数に向けて徐々に上昇するように前記スイッチ回路を制御する、ことを特徴とする充電装置。
2. 前記制御部は、経過時間を変数とする指数関数的に前記切替周波数が前記最終切替周波数に向けて徐々に上昇するように前記スイッチ回路を制御する、ことを特徴とする請求項１に記載の充電装置。
3. 前記制御部は、前記経過時間のマイナス乗の指数関数的に前記切替周波数が前記最終切替周波数に向けて徐々に上昇するように前記スイッチ回路を制御する、ことを特徴とする請求項２に記載の充電装置。
4. 前記制御部は、前記変成器の二次巻線に流れる電流が略一定となる前記切替周波数で前記スイッチ回路を制御する、ことを特徴とする請求項３に記載の充電装置。
5. キャパシタと、
   前記キャパシタの一方の端子に接続され、導電性液体中に配設された第１電極と、
   前記キャパシタの他方の端子に接続され、導電性液体中に配設された第２電極と、
   前記キャパシタの一方の端子と前記第１電極との接続を切り替えるスイッチと、
   前記キャパシタを充電する充電装置と、
   を備え、
   前記充電装置は、一次巻線に直流を供給される変成器と、前記変成器の二次巻線に接続されたスイッチトキャパシタ回路と、前記スイッチトキャパシタ回路の出力電流によって充電されるキャパシタと、前記変成器の一次巻線に印加する電圧の向きを周期的に切り替えるスイッチ回路と、前記スイッチ回路の切替周波数を制御する制御部と、を有し、
   前記制御部は、前記切替周波数が充電完了時の切替周波数である最終切替周波数に向けて徐々に上昇するように前記スイッチ回路を制御する、ことを特徴とする衝撃波発生装置。
6. 充電回路を用いてキャパシタを充電する充電方法であって、
   前記充電回路は、一次巻線に直流を供給される変成器と、前記変成器の二次巻線に接続されたスイッチトキャパシタ回路と、前記スイッチトキャパシタ回路の出力電流によって充電される前記キャパシタと、前記変成器の一次巻線に印加する電圧の向きを周期的に切り替えるスイッチ回路と、を有し、
   前記切替周波数が充電完了時の切替周波数である最終切替周波数に向けて徐々に上昇するように前記スイッチ回路を制御する、ことを特徴とする充電方法。

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