JP2017200254A - 熱源機 - Google Patents

Abstract

【課題】 フィードバック回路の構成を複雑化させることなく、負荷電流が変動しても出力電圧の安定化を図れる電源装置を備えた熱源機を提供する。【解決手段】 第１電源部６３は、スイッチング素子Ｑ１がＰＷＭ制御されることにより直流電圧Ｖ１を降圧した出力電圧Ｖ２を生成して負荷へ供給する電圧変換部６３Ａと、出力電圧Ｖ２を検出する電圧検出回路６７と、複数の運転モードの各々に対応して定められた制御定数を予め記憶しており、制御サイクルごとに電圧検出回路６７で検出される出力電圧Ｖ２の検出値を取得し、目標電圧と出力電圧Ｖ２の検出値との偏差を算出し、偏差と、出力電圧Ｖ２の検出値を取得したときの運転モードに応じた制御定数と、所定の演算式とに基づいて、スイッチング素子Ｑ１を駆動する制御パルスのデューティ比を算出し、該デューティ比に基づく制御パルスを出力する電源制御部６６とを備えている。【選択図】 図３

Description

本発明は、給湯装置等の熱源機に関する。

従来、スイッチング素子をＰＷＭ制御して所望の直流電圧を得る電源装置が知られている。例えば、特許文献１，２には、コイル及びスイッチング素子を備えた昇圧チョッパのコイルへの入力電流が連続モードか不連続モードかを判定し、その判定結果に基づいて異なるアルゴリズムでＰＷＭ制御を行うデジタルコンバータが記載されている。また、特許文献３には、電源の出力をデジタルコードに変換し、それを設定された目標値と比較し、比較結果に応じてＰＷＭ制御を行うデジタル制御電源が記載されている。

ところで、従来の給湯装置等の熱源機においては、例えば、商用電源等のＡＣ１００Ｖを入力とし、熱源機の各負荷へ供給する電圧（例えば、ＤＣ１５Ｖ等）を出力するスイッチング電源が備えられている。

このスイッチング電源には、所定の回路定数のハードウェアで構成されたフィードバック回路と、制御パルスによってスイッチング素子のオンオフ制御を行う電源制御ＩＣとが備えられている。フィードバック回路では、出力電圧を検出し、その検出電圧と目標電圧との差に応じたフィードバック信号を電源制御ＩＣへ出力し、電源制御ＩＣでは、フィードバック信号に基づいて算出されるデューティ比の制御パルスを生成し、スイッチング素子を制御していた。

特許第４５１０５６６号公報 特許第４５１０５６８号公報 特許第５７５００６７号公報

上記従来の熱源機では、熱源機の運転モード等に応じて負荷電流が増減し、負荷電流が小さいときには、電流モードが不連続モードとなり、負荷電流がある値より大きくなると連続モードとなる。

図７は、複数の負荷電流についてスイッチング電源における出力電圧・制御パルスのデューティ比特性曲線の一例を示した図である。図７において、曲線ＳＭは、連続モードの場合の特性曲線であり、曲線ＤＭ１，ＤＭ２，ＤＭ３，ＤＭ４は、それぞれ負荷電流が１Ａ，２Ａ，３Ａ，４Ａで不連続モードの場合の特性曲線である。

図７に示すように、負荷電流の大きさによって出力電圧・デューティ比特性が異なるため、上記のフィードバック回路において、負荷電流に応じたフィードバック制御を行うためには、負荷電流ごとにフィードバック回路の回路定数を切り替えるための切替え回路が必要となり、回路構成が複雑になるという問題がある。

本発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、フィードバック回路の構成を複雑化させることなく、負荷電流が変動しても出力電圧の安定化を図ることができる電源装置を備えた熱源機を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明のある形態に係る熱源機は、複数の負荷と、前記複数の負荷の動作を制御する制御装置と、前記複数の負荷に直流電力を供給する電源装置と、を備えた熱源機であって、前記電源装置は、スイッチング素子を有し、前記スイッチング素子が所定の制御サイクルでＰＷＭ制御されることにより所定の直流電圧を断続的に取り込んで前記直流電圧を降圧した出力電圧を生成して前記複数の負荷へ供給する電圧変換部と、前記出力電圧を検出する電圧検出回路と、前記出力電圧に応じて前記スイッチング素子を駆動する制御パルスのデューティ比を変化させるフィードバック制御を行うために、前記複数の負荷のうち動作する負荷の組み合わせが決められている複数の運転モードの各々の運転モードに対応して定められた制御定数を予め記憶しており、前記制御サイクルごとに前記電圧検出回路で検出される出力電圧の検出値を取得し、予め設定された目標電圧と前記出力電圧の検出値との偏差を算出し、該偏差と、前記出力電圧の検出値を取得したときの運転モードに応じた前記制御定数と、所定の演算式とに基づいて、前記制御パルスのデューティ比を算出し、該デューティ比に基づく前記制御パルスを生成し出力する電源制御部とを備えている。

この構成によれば、運転モードに応じた制御定数を用いてスイッチング素子を駆動する制御パルスのデューティ比を算出し、そのデューティ比に基づく制御パルスを生成し出力することにより、フィードバック回路（ここでは電圧検出回路）の構成を複雑化させることなく、運転モードの変化によって負荷電流が変動しても出力電圧の安定化を図ることができる。

前記電源制御部が前記デューティ比を算出する際に用いる前記演算式は、前記偏差の絶対値が大きくなるほど、前記偏差の変化量に対する前記デューティ比の変化量の割合が大きくなる関係を満足するように定められていてもよい。

この構成によれば、負荷電流が急激に変化することにより出力電圧が大きく変動しても、出力電圧を速く目標電圧に近づけることができ、負荷過渡応答特性の向上を図ることができる。

前記制御定数は、比例制御のための比例定数と、積分制御のための積分定数とからなり、前記演算式は、前記比例定数を用いて比例制御値を算出するための第１の演算式と、前記積分定数を用いて積分制御値を算出するための第２の演算式と、前記比例制御値と前記積分制御値とを加算して前記デューティ比を算出するための第３の演算式とからなるものでもよい。

前記電圧変換部は、前記スイッチング素子と、一次巻線が前記スイッチング素子と直列に接続され、この直列接続された前記一次巻線と前記スイッチング素子との両端に前記直流電圧が印加されるトランスと、前記トランスの二次巻線に接続され、この二次巻線に流れる電流を整流平滑して負荷電流を前記負荷へ出力する整流平滑部とを有し、前記整流平滑部から出力される負荷電流を検出する電流検出回路をさらに備え、前記電源制御部は、前記電流検出回路で検出された負荷電流の値に基づいて、前記スイッチング素子のオフ期間に前記トランスの二次巻線に流れる電流が、前記スイッチング素子のオフ期間中に途切れない連続モードか、前記スイッチング素子のオフ期間の途中に途絶える不連続モードかを判定し、連続モードか不連続モードかの判定結果に対応する演算式に基づいてフィードフォワード制御値を求め、このフィードフォワード制御値を含めて前記デューティ比を算出するよう構成されていてもよい。

この構成によれば、負荷電流が急激に変化することにより出力電圧が大きく変動しても、出力電圧を速く目標電圧に近づけることができ、負荷過渡応答特性の向上を図ることができる。

前記制御装置は、前記電源制御部へ運転モードを示す情報を送信するよう構成されていてもよい。

本発明は、以上に説明した構成を有し、フィードバック回路の構成を複雑化させることなく、負荷電流が変動しても出力電圧の安定化を図ることができる電源装置を備えた熱源機を提供することができるという効果を奏する。

図１は、本発明の実施形態の一例の熱源機の概略構成を示す作動原理図である。 図２は、コントローラユニットの一例を示す概略ブロック図である。 図３は、第１電源部の概略構成の一例を示す図である。 図４は、熱源機の４つの基本的な運転モードにおいて動作する負荷の一例を示す表である。 図５は、第１電源部の出力電圧の発振状態の判定方法を説明するための偏差の推移の一例を示す図である。 図６は、第３構成例において電源制御部が負荷電流値を取得後にＦＦ値を求める際のフローチャートである。 図７は、複数の負荷電流についてスイッチング電源における出力電圧・制御パルスのデューティ比特性曲線の一例を示した図である。

以下、好ましい実施の形態を、図面を参照しながら説明する。なお、以下では全ての図面を通じて同一又は相当する要素には同一の参照符号を付して、その重複する説明を省略する。また、本発明は、以下の実施形態に限定されない。

（実施形態）
まず、図１を参照して、本発明の実施形態の一例の熱源機の概略構成について説明する。

図１は、本発明の実施形態の一例の熱源機の概略構成を示す作動原理図である。

この熱源機１は、独立した２つの燃焼系統、具体的には右側に給湯側燃焼系統、左側に風呂・暖房側燃焼系統を有し、さらに燃焼に関連する動作を司るコントローラユニット４を有する。

給湯側燃焼系統には、燃料を燃焼して燃焼ガスを生成する給湯側燃焼部７と、その給湯側燃焼部７に燃焼用の空気を送風する送風機９と、湯水あるいは熱媒体が流通し燃焼ガスによって加熱される給湯側熱交換部１１と、給湯流水系統２０が備えられている。同様に、風呂・暖房側燃焼系統には、風呂・暖房側燃焼部８と、その風呂・暖房側燃焼部８に送風する送風機９と、風呂・暖房側熱交換部１２と、暖房流水系統２１と、追い焚き流水系統２２とが備えられている。なお、送風機９は、給湯側と風呂・暖房側との燃焼系統に共用されている。また、熱源機１は、風呂・暖房側燃焼系統と給湯側燃焼系統の両方のドレンを受けるドレン排出系統１３を有している。

各燃焼部７、８は、燃料ガスを燃焼する複数のバーナ４０が設けられ、燃料ガスをバーナ４０に至らせる燃料配管４１が接続されている。燃料配管４１には、元ガス電磁弁Ｇ１、それぞれのバーナ４０に至る燃料ガスの流通を規制するガス比例弁Ｇ２、給湯ガス電磁弁Ｇ３、給湯能力切替ガス電磁弁Ｇ４，Ｇ５、暖房ガス電磁弁Ｇ６、暖房能力切替ガス電磁弁Ｇ７が設けられている。すなわち、各燃焼部７、８では、各燃料用弁（Ｇ１〜Ｇ７）の開閉が制御されて、燃料配管４１を介して供給された燃料ガスが、バーナ４０で燃焼されて燃焼ガスが生成される。

給湯流水系統２０は、給湯側熱交換部１１がその一部を形成するものであり、給水源から供給される湯水を給湯側熱交換部１１に流し、その給湯側熱交換部１１からカラン等に至らせる給湯主流路２３と、給湯側熱交換部１１をバイパスする給湯側バイパス流路２５とを有する。そして、給湯流水系統２０には、給湯側バイパス流路２５を通過する流量を調整する給湯側バイパス流量調整弁２６や、出湯温度が所定値よりも低い場合に出湯流量を絞る水量調整弁Ｗ１等が設けられている。

さらに、給湯流水系統２０には、水量調整弁Ｗ１から分岐し、湯水を風呂の浴槽へと導く風呂注湯流路２８が備えられている。そして、この風呂注湯流路２８には、浴槽への水流を規制する注湯電磁弁Ｗ２と、浴槽側からの水流の逆流を防止する逆流防止機構３１等が設けられている。

なお、給湯側熱交換部１１は、燃焼ガスの主に顕熱を回収する一次熱交換器１１ａと、燃焼ガスの主に潜熱を回収する二次熱交換器１１ｂとで構成されている。

暖房流水系統（端末循環路）２１は、風呂・暖房側熱交換部１２がその一部を形成するものであり、湯水は、風呂・暖房側熱交換部１２と浴室暖房機等の高温側端末（図示しない）との間を循環する高温端末経路と、風呂・暖房側熱交換部１２と床暖房等の低温側端末（図示しない）との間を循環する低温端末経路と、高温端末経路と低温端末経路とを繋ぐ暖房側バイパス流路３４と、追い焚き流水系統２２を流れる湯水を加熱する風呂加熱経路３５とを流通する。

そして、暖房流水系統２１には、湯水の循環流を形成する暖房側ポンプ３６と、湯水の温度変化に起因した体積の膨張に伴う圧力上昇又は収縮に伴う圧力低下を抑制する膨張タンク３７と、暖房側バイパス流路３４上に設けられた暖房側バイパス熱動弁３９と、風呂加熱経路３５への通水を規制する風呂側熱動弁４５と、追い焚き流水系統２２を流れる湯水との熱交換が行われる液・液熱交換器４６等が設けられている。

なお、風呂・暖房側熱交換部１２は、燃焼ガスの主に顕熱を回収する一次熱交換器１２ａと、燃焼ガスの主に潜熱を回収する二次熱交換器１２ｂとで構成されている。

追い焚き流水系統２２は、液・液熱交換器４６がその一部を形成するものであり、液・液熱交換器４６と風呂の浴槽（図示しない）との間を浴槽内の湯水が循環する追い焚き流路４７を有する。そして、追い焚き流路４７には、湯水の循環流を形成する追い焚き側ポンプ４８等が設けられている。また、この追い焚き流路４７には、前述の風呂注湯流路２８が接続されている。

ドレン排出系統１３は、燃焼ガスの潜熱を回収する際に発生するドレンを、中和器１４で中和してから外部に排水する流路である。すなわち、ドレン排出系統１３は、二次熱交換器１１ｂ、１２ｂから中和器１４に至る中和器導入流路１５と、中和器１４と、中和器１４より下流側の外部排出流路１６とで構成されている。

また、熱源機１には、制御装置５と電源装置６とを有するコントローラユニット４が備えられている。なお、図１においては、給湯流水系統２０、暖房流水系統２１、追い焚き流水系統２２などに設けられる温度センサ等の各種センサ類の図示を省略している。

続いて、この熱源機１の基本的な運転モードにおける動作の概略について説明する。この熱源機１には、給湯運転、暖房運転、風呂注湯運転および風呂追焚運転の４つの基本的な運転モードがあり、いずれも公知のそれと同様である。熱源機１の動作は、コントローラユニット４の制御装置５の制御によって実現される。

給湯運転は、カラン等が操作されて、出湯要求があれば、給湯側燃焼部７で生成された燃焼ガスで給湯側熱交換部１１が加熱され、所望の温度の湯がカラン等から出湯される。この給湯運転においては、元ガス電磁弁Ｇ１を開成側に制御し、設定温度、センサで検出させる湯水の温度及び流量情報等に基づいて、ガス比例弁Ｇ２、給湯ガス電磁弁Ｇ３、給湯能力切替ガス電磁弁Ｇ４，Ｇ５を開閉制御して、給湯側燃焼部７を燃焼させ、カラン等から設定温度の湯を出湯する。

風呂注湯運転は、浴槽に湯張りするための運転であり、リモコン等の操作によって出湯要求がなされ、出湯要求の方法が給湯運転とは異なること、及び、水量調整弁Ｗ１及び注湯電磁弁Ｗ２の制御によって湯水が風呂注湯流路２８へ流されること以外は、給湯運転とほぼ同様の動作が実施される。

暖房運転は、風呂の浴室暖房等（高温側端末）に高温の湯を循環させる高温暖房運転と、床暖房機器等（低温側端末）に低温の湯（高温側端末に循環する湯水の温度よりも低温）を循環させる低温暖房運転があり、リモコン等の操作によって運転の開始および停止が指示される。すなわち、高温暖房運転では、風呂・暖房側燃焼部８で生成された燃焼ガスで風呂・暖房側熱交換部１２が加熱されて、高温端末経路を介して高温側端末に高温の湯水が循環され、低温暖房運転では、風呂・暖房側燃焼部８で生成された燃焼ガスで風呂・暖房側熱交換部１２が加熱されて、低温端末経路を介して低温側端末に低温の湯が循環される。このような暖房運転においては、元ガス電磁弁Ｇ１、ガス比例弁Ｇ２、暖房ガス電磁弁Ｇ６、暖房能力切替ガス電磁弁Ｇ７を開閉制御して、風呂・暖房側燃焼部８を燃焼させる。

風呂追焚運転は、浴槽内の湯水の温度が所定温度以下であったり、リモコン等による風呂追焚運転の要求があれば、液・液熱交換器４６を介して、浴槽内の湯水を設定温度に至るまで加熱する。より具体的には、風呂追焚運転は、風呂・暖房側燃焼部８で生成された燃焼ガスで風呂・暖房側熱交換部１２が加熱され、その熱が暖房流水系統２１を介して間接的に追い焚き流路４７に伝わり、浴槽内の湯水を加熱している。この風呂追焚運転においても、暖房運転と同様、元ガス電磁弁Ｇ１、ガス比例弁Ｇ２、暖房ガス電磁弁Ｇ６、暖房能力切替ガス電磁弁Ｇ７を開閉制御して、風呂・暖房側燃焼部８を燃焼させる。

次にコントローラユニット４の構成について説明する。図２は、コントローラユニット４の一例を示す概略ブロック図である。

コントローラユニット４は、制御装置５および電源装置６を備えている。制御装置５は、ＣＰＵ、ＲＯＭおよびＲＡＭ等を備え、例えば、マイクロコントローラ等で構成されている。制御装置５には、送風機９およびポンプ３６，４８などの各電装品などを制御するための信号経路が接続されている。制御装置５では、例えば、ＣＰＵがＲＯＭに記憶された制御プログラムをＲＡＭに読み出し、実行することで熱源機１の各種制御を実行することができる。なお、制御プログラムには、例えば、各電装品の運転制御に関する各種プログラムが含まれている。

コントローラユニット４には、商用電源等の交流電源２から電力が供給され、電源装置６によって、熱源機１で用いられる電力が生成される。電源装置６により、必要に応じた電圧に変換されて、制御装置５、燃焼部７，８、送風機９、ポンプ３６，４８、各種電磁弁、および各種センサ等の各電装品へと供給される。

電源装置６は、ノイズフィルタ６１、整流部６２、平滑コンデンサＣ１、第１電源部６３及び第２電源部６４等を備えている。

ノイズフィルタ６１の入力端子は、例えばＡＣ１００Ｖの交流電源２に接続されて、ノイズフィルタ６１でノイズが除去された交流電圧が整流部６２に入力されて整流される。整流部６２は、例えばダイオードブリッジなどにより構成される全波整流回路である。整流部６２の出力電圧は平滑コンデンサＣ１で平滑されて直流電圧Ｖ１として出力される。この直流電圧Ｖ１は、第１電源部６３及び第２電源部６４に入力される。なお、ノイズフィルタ６１は、電源装置６で発生したノイズを、交流電源２側へ流出させることをも防止する。

第１電源部６３では、直流電圧Ｖ１（例えば１５５Ｖ）を降圧して、所定の直流電圧（例えば１５Ｖ）を生成し、制御装置５及び電磁弁等の負荷へ供給する。また、第２電源部６４では、直流電圧Ｖ１を降圧して、所定の直流電圧（例えば４７Ｖ）を生成し、送風機９のモータ等へ供給する。

なお、交流電源２に代えて、太陽光発電システム等を用いた直流電源から平滑コンデンサＣ１へ直流電圧が供給される構成であってもよい。この場合、ノイズフィルタ６１及び整流部６２は不要である。

本実施形態では、第１電源部６３（電源装置）の構成及び制御に特徴がある。以下、この第１電源部６３について詳しく説明する。図３は、第１電源部６３の概略構成の一例を示す図である。

〔第１構成例〕
第１構成例の第１電源部６３は、図３において、電流検出回路６８は設けられていない。第１電源部６３は、直流電圧Ｖ１（例えば１５５Ｖ）を、所定の直流電圧Ｖ２（例えば１５Ｖ）に降圧する回路であり、スイッチング素子Ｑ１、トランスＳＴ１、整流ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ２等からなる電圧変換部６３Ａを有している。

第１電源部６３では、トランスＳＴ１により、１次側の高い電圧Ｖ１と、２次側の低い電圧Ｖ２とを電気的に絶縁分離している。トランスＳＴ１は、一次巻線Ｐ１及び二次巻線Ｐ２を有している。

一次巻線Ｐ１は、一端が平滑コンデンサＣ１の一端及び入力端子ＴＶ１に接続され、他端が並列接続されたスイッチング素子Ｑ１及びコンデンサＣ３に接続され、さらに抵抗Ｒ１を介して平滑コンデンサＣ１の他端及びグランドＧＮＤに接続されている。スイッチング素子Ｑ１は、そのゲートが駆動回路６５に接続されている。スイッチング素子Ｑ１は、ここでは、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されている。

二次巻線Ｐ２は、一端が整流ダイオードＤ１を介して出力端子ＴＶ２に接続され、他端がグランドに接続されている。また、出力端子ＴＶ２とグランド間に平滑コンデンサＣ２が接続されている。この平滑コンデンサＣ２が接続されるグランドは、低電圧側の回路グランドである。整流ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ２により、二次巻線Ｐ２に流れる電流を整流及び平滑する整流平滑部が構成されている。

電源制御部６６は、ＣＰＵ、ＲＯＭおよびＲＡＭ等を備え、例えば、マイクロコントローラ等で構成されている。電源制御部６６は、スイッチング素子Ｑ１をオンまたはオフさせるための制御パルス（ＰＷＭ信号）を駆動回路６５へ出力し、駆動回路６５が制御パルスと同じデューティ比の駆動パルスをスイッチング素子Ｑ１のゲートに出力することで、スイッチング素子Ｑ１がオンオフ制御される。すなわち、スイッチング素子Ｑ１は、電源制御部６６によって所定周期（スイッチング周期）の制御サイクルでＰＷＭ制御される。

ここで、第１電源部６３の基本的な動作の概略を説明しておく。第１電源部６３は、フライバックコンバータであり、トランスＳＴ１の一次巻線Ｐ１と二次巻線Ｐ２とが逆極性となるように巻装されており、スイッチング素子Ｑ１がオンするとトランスＳＴ１の一次巻線Ｐ１に入力電圧Ｖ１が印加され、一次巻線Ｐ１に電流が流れる。このとき、二次巻線Ｐ２は逆極性であるため、２次側の整流ダイオードＤ１には逆方向電圧が印加されて電流は流れず、一次巻線Ｐ１に供給されたエネルギはトランスＳＴ１内に蓄積される。

そして、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、一次巻線Ｐ１への電力供給が停止され、二次巻線Ｐ２に逆起電力が発生し、整流ダイオードＤ１に順方向電圧が印加されて整流ダイオードＤ１が導通し、トランスＳＴ１に蓄積されていたエネルギが出力側へ放出される。

続いて、第１電源部６３の構成について説明する。トランスＳＴ１の出力側には、出力端子ＴＶ２の出力電圧Ｖ２を検出し、その検出値をフォトカプラ等を用いて電源制御部６６へ伝達する電圧検出回路６７（フィードバック回路）が設けられている。

電源制御部６６は、電圧検出回路６７から与えられる出力電圧Ｖ２の検出値に基づいて制御パルスのデューティ比を変化させることによって、出力電圧Ｖ２が所望の電圧（目標電圧）となるようにフィードバック制御を行うようになっている。すなわち、電源制御部６６は、出力電圧Ｖ２が目標電圧となるように、出力電圧Ｖ２に応じて制御パルスのデューティ比を変化させるフィードバック制御を行う。

この電源制御部６６は、例えば、ＰＩ制御によって制御パルスのデューティ比を変化させる。ここでは、電源制御部６６は、例えば、スイッチング周波数を６０ｋＨｚとすれば、スイッチング周期である約１６．７μｓの周期で、電圧検出回路６７から出力電圧Ｖ２の検出値を取得し、以下の（１）〜（４）式に基づいて、制御パルスのデューティ比を算出し、そのデューティ比に応じた制御パルスを出力する。

偏差＝目標電圧−出力電圧検出値 ・・・・（１）
Ｐ制御値＝偏差×比例定数 ・・・・・・・（２）
Ｉ制御値＝Σ（偏差×積分定数） ・・・・（３）
デューティ比＝Ｐ制御値＋Ｉ制御値 ・・・（４）

なお、（１）式の目標電圧は、予め電源制御部６６に記憶されている出力電圧Ｖ２の目標となる電圧（所定値）であり、出力電圧検出値は、出力電圧Ｖ２の検出値である。（２）式のＰ制御値（比例制御値）の算出に用いる偏差は、現在の偏差、すなわち、目標電圧から現在の出力電圧Ｖ２の検出値を減算した値である。（３）式で示されるＩ制御値（積分制御値）は、現在の偏差を含め、過去から現在までに連続して算出された所定個数の偏差の各々に、各々の偏差を算出したときの運転モードに応じた積分定数を乗算した値の合計である。なお、電源制御部６６はスイッチング周期で偏差を算出するたびに、偏差及びその偏差を算出したときの運転モードに応じた積分定数、または、それら偏差と積分定数との乗算値を記憶している。

この第１電源部６３では、入力電圧Ｖ１をトランスＳＴ１の一次巻線Ｐ１および二次巻線Ｐ２等を通じて、所定の電圧（例えば、１５Ｖ）まで降圧させた直流電圧Ｖ２を出力端子ＴＶ２へ出力し、出力端子ＴＶ２から制御装置５及び電磁弁等の各負荷へ供給される。

熱源機１では、運転モードに応じて動作する負荷が決められているが、動作する負荷が異なる場合には、出力端子ＴＶ２に流れる負荷電流も異なる。負荷電流が異なれば、出力電圧Ｖ２を一定に保つための制御パルスのデューティ比も異なる（例えば図７を参照）。

そこで、第１構成例では、熱源機１の各負荷の動作を制御する制御装置５が、運転モードを示す情報を電源制御部６６へ送信するよう構成されている。ここで、制御装置５は、例えば、運転モードが変化したときなど、任意の運転モードが開始されたときに、その開始された運転モードを示す情報を、電源制御部６６へ送信し、電源制御部６６では、受信した運転モードを示す情報を記憶している。

図４は、前述したように４つの基本的な各運転モードにおいて出力電圧Ｖ２が供給されて動作する負荷の一例を示す表である。この表では、動作する負荷に丸印を入れている。

この熱源機１の運転モードには、給湯運転、風呂注湯運転、暖房運転、風呂追焚運転の４つの運転モードに加え、これらの運転の組み合わせによる運転モードと、待機運転モードがある。待機運転モードは、どの運転も行われていない待機状態であるが、制御装置５等へ出力電圧Ｖ２は供給されている。

そして、電源制御部６６には、運転モードごとに、ＰＩ制御を行うための制御定数として比例定数及び積分定数が予め記憶されている。例えば、以下のように、各運転モードについて、比例定数（ａ１〜ａ１２）と積分定数（ｂ１〜ｂ１２）が記憶されている。以下では、風呂注湯（運転）を注湯（運転）と記載し、風呂追焚（運転）を追焚（運転）と記載している。

給湯運転モード・・・比例定数（ａ１）、積分定数（ｂ１）
注湯運転モード・・・比例定数（ａ２）、積分定数（ｂ２）
暖房運転モード・・・比例定数（ａ３）、積分定数（ｂ３）
追焚運転モード・・・比例定数（ａ４）、積分定数（ｂ４）
待機運転モード・・・比例定数（ａ５）、積分定数（ｂ５）
給湯と注湯の同時運転モード・・・比例定数（ａ６）、積分定数（ｂ６）
給湯と暖房の同時運転モード・・・比例定数（ａ７）、積分定数（ｂ７）
給湯と追焚の同時運転モード・・・比例定数（ａ８）、積分定数（ｂ８）
暖房と注湯の同時運転モード・・・比例定数（ａ９）、積分定数（ｂ９）
暖房と追焚の同時運転モード・・・比例定数（ａ１０）、積分定数（ｂ１０）
給湯と暖房と注湯の同時運転モード・・・比例定数（ａ１１）、積分定数（ｂ１１）
給湯と暖房と追焚の同時運転モード・・・比例定数（ａ１２）、積分定数（ｂ１２）

なお、上記の全ての運転モードにおいて、全ての比例定数及び全ての積分定数がそれぞれ異なるとは限らない。例えば、図４に示すように、暖房運転と風呂追焚運転とにおいて、動作する負荷が全て同じ場合には、これらの運転モードにおける比例定数は等しい値となり（ａ３＝ａ４）、積分定数も等しい値となる（ｂ３＝ｂ４）。また、運転モードの分類は、上記の例に限らない。例えば、図４に示す２つの給湯能力切替ガス電磁弁Ｇ４，Ｇ５は、給湯運転時（風呂注湯運転時）において給湯能力（注湯能力）の大小に応じて切替え動作されるので、それぞれが動作する運転状態を別々の運転モードとするようにしてもよい。また、熱源機の構成によって運転モードの分類も異なる。

各運転モードにおける比例定数及び積分定数は、予め実験やシミュレーションから導き出された値であり、これら比例定数及び積分定数の値は、これらの値を用いることによって、Ｐ制御値、Ｉ制御値を算出し、さらに、デューティ比を算出できるように定められている。

なお、（１）式で算出される偏差が負の値となり、（２）〜（４）式で算出されるＰ制御値、Ｉ制御値、デューティ比が負の値となることもあるので、本例では、デューティ比の下限値（例えば０）と上限値（例えば０．８＝８０％）を設定しており、算出したデューティ比が下限値を下まわる場合には、下限値をデューティ比に決定し、算出したデューティ比が上限値を上まわる場合には、上限値をデューティ比に決定する。また、Ｐ制御値及びＩ制御値については、いずれか一方または両方に下限値（例えば０）を設けるようにしてもよいし、両方とも下限値を設けずに負の値となることを許容してもよい。いずれにしても制御パルスのデューティ比は、前述のように下限値以上で、上限値以下の値に決定される。

この第１構成例の場合、電源制御部６６は、電圧検出回路６７から与えられる出力電圧Ｖ２の検出値に基づいて偏差を算出し、制御装置５から送信される運転モードを示す情報に基づいて、運転モードに応じた比例定数及び積分定数を選択し、前述の式（１）〜（４）に基づいて、制御パルスのデューティ比を算出し、そのデューティ比に基づく制御パルスを出力するよう構成されており、運転モードの変化によって負荷電流が変動しても出力電圧Ｖ２の安定化を図ることができる。一方、運転モードの変化によって負荷電流が変動した場合でも、電圧検出回路６７の動作に変化はない。よって、フィードバック回路（ここでは電圧検出回路６７）を複雑化させることなく、負荷電流が変動しても出力電圧Ｖ２の安定化を図ることができる。

〔第２構成例〕
第２構成例の電源制御部６６は、第１構成例において、出力電圧Ｖ２が発振状態であるか非発振状態であるかを判定し、その判定結果に基づいて、比例定数及び積分定数を補正するようにした構成であり、他の構成は第１構成例と同様である。

この場合、電源制御部６６は、前述のようにスイッチング周期ごとに偏差を算出し、この偏差を算出するたびに、偏差の推移に基づいて出力電圧Ｖ２が発振状態であるか非発振状態であるかを判定する。

図５は、出力電圧Ｖ２の発振状態の判定方法を説明するための偏差の推移の一例を示す図である。電源制御部６６には、所定範囲Ａ（例えば、プラスマイナス数十ｍＶの範囲）と所定時間Ｂとが予め設定されており、偏差を算出するたびに所定範囲Ａに基づき、偏差が所定範囲Ａの上限値を上まわった場合に「正」、偏差が所定範囲Ａの下限値を下まわった場合に「負」と判定する。そして、この正負判定が所定時間Ｂ内において、「正」から「負」に変わった時点（例えばｔ１）、または、「負」から「正」に変わった時点（例えばｔ２）において、発振状態であると判定する。
一方、所定時間Ｂの間、偏差が所定範囲Ａ内であれば、非発振状態であると判定する。

そして、電源制御部６６は、発振状態であると判定した場合には、運転モードに基づいて選択した比例定数及び積分定数を小さくなるように補正する。例えば、補正後の比例定数を、（補正前の比例定数）−αの値とし、この補正後の比例定数を用いて、前述の（２）式に基づいてＰ制御値を算出する。また、補正後の積分定数を、（補正前の積分定数）−βの値とし、この補正後の積分定数を用いて、前述の（３）式に基づいてＩ制御値を算出する。

なお、α、βは、予め実験等で求めた所定値である。例えば、α、βは、運転モードごとに設定され、任意の運転モードにおける比例定数の値の１／１００の値をαとし、同運転モードにおける積分定数の値の１／１００の値をβとしてもよい。

一方、電源制御部６６は、非発振状態であると判定した場合には、運転モードに基づいて選択した比例定数及び積分定数を大きくなるように補正する。例えば、補正後の比例定数を、（補正前の比例定数）＋αの値とし、この補正後の比例定数を用いて、Ｐ制御値を算出する。また、補正後の積分定数を、（補正前の積分定数）＋βの値とし、この補正後の積分定数を用いて、Ｉ制御値を算出する。
なお、前述のような比例定数及び積分定数の補正は、１回だけに限らず、発振状態であると判定する度、及び非発振状態であると判定する度に行われて、比例定数及び積分定数の値が更新されていく。

また、電源制御部６６は、出力電圧Ｖ２が発振状態及び非発振状態のいずれにも該当しない場合には、比例定数及び積分定数を補正することなく、フィードバック制御を行う。例えば、直近に発振状態と判定した後、非発振状態と判定するまでには、所定時間Ｂ以上の時間が必要であり、その間に発振状態及び非発振状態のいずれにも該当しない期間が生じる。また、直近に非発振状態と判定した後、発振状態と判定するまでの間にも、発振状態及び非発振状態のいずれにも該当しない期間が生じる。

なお、比例定数、積分定数を補正する際、ｑ１、ｑ２を、例えば０．０１等の所定の値とし、出力電圧Ｖ２が発振状態のときには、補正前の比例定数に（１−ｑ１）を乗算した値を補正後の比例定数とし、補正前の積分定数に（１−ｑ２）を乗算した値を補正後の積分定数とするようにしてもよい。そしてこの場合、出力電圧Ｖ２が非発振状態のときには、補正前の比例定数に（１＋ｑ１）を乗算した値を補正後の比例定数とし、補正前の積分定数に（１＋ｑ２）を乗算した値を補正後の積分定数とするようにしてもよい。この場合も、比例定数及び積分定数の補正は、１回だけに限らず、発振状態であると判定する度、及び非発振状態であると判定する度に行われて、比例定数及び積分定数の値が更新されていく。

この第２構成例では、出力電圧Ｖ２が発振状態のときには比例定数及び積分定数の値を小さくなるように補正するようにしている。これにより、同じ運転モードにおいて、例えば長期使用によって負荷電流が変化した場合でも出力電圧Ｖ２の安定化を図ることができる。また、出力電圧Ｖ２が非発振状態のときには比例定数及び積分定数の値を大きくなるように補正することにより負荷変動時の応答性の改善を図ることができる。

なお、上記では、出力電圧Ｖ２が発振状態であると判定した時及び非発振状態であると判定した時に、比例定数と積分定数の両方を補正するようにしたが、比例定数のみを補正するようにしてもよい。

なお、偏差と所定範囲Ａに代えて、出力電圧Ｖ２の検出値と目標電圧に対する所定範囲（例えば、目標電圧プラスマイナス数十ｍＶの範囲）とを用いて、発振状態であるか非発振状態であるかを判定するようにしてもよい。

〔第３構成例〕
第１電源部６３を含むようなスイッチング電源では、負荷電流の値によって不連続モードと連続モードとの２つの電流モードが存在する。すなわち、第１電源部６３のトランスＳＴ１では、スイッチング素子Ｑ１がオフ期間に二次巻線Ｐ２に電流が流れるが、不連続モードの場合は、スイッチング素子Ｑ１がオフ期間の間に、二次巻線Ｐ２に電流が流れてトランスＳＴ１に蓄積されていたエネルギが全て出力側へ放出され、上記オフ期間の途中に二次巻線Ｐ２に電流が流れなくなる。一方、連続モードの場合には、スイッチング素子Ｑ１がオフ期間の間に、二次巻線Ｐ２に電流が流れてトランスＳＴ１に蓄積されていたエネルギが全ては放出されないで一部残留し、上記オフ期間の全期間において二次巻線Ｐ２に電流が流れ続ける。

そこで、第３構成例の場合には、トランスＳＴ１の出力電流である負荷電流を検出する電流検出回路６８を設けている。この電流検出回路６８では、検出した負荷電流値をフォトカプラ等を用いて電源制御部６６へ伝達する。

この場合、電源制御部６６は、スイッチング周期ごとに、電圧検出回路６７から出力電圧Ｖ２の検出値を取得するとともに、電流検出回路６８から負荷電流値を取得する。

電源制御部６６では、負荷電流値に基づいて不連続モードであるか連続モードであるかを判定し、判定結果に対応する演算式で算出されるＦＦ値（フィードフォワード制御値）を求める。

ここでは、不連続モードの場合のＦＦ値Ｄｖを（５）式により決定し、連続モードの場合のＦＦ値Ｓｖを（６）式により決定するようにしている。
Ｄｖ＝〔√｛２．５×Ｌｐ×（Ｖｏ＋Ｖｄ）×Ｉｏ×ｆ｝〕／Ｖin ・・・（５）
Ｓｖ＝｛Ｖｏ×（Ｎｐ／Ｎｓ）｝／｛Ｖin＋Ｖｏ×（Ｎｐ／Ｎｓ）｝ ・・（６）

なお、（５）式及び（６）式において、
ｆは、スイッチング周波数（固定値）、
Ｖｄは、二次側の整流ダイオードＤ１の順方向電圧（固定値）、
Ｌｐは、トランスＳＴ１の一次側インダクタンス（固定値）、
Ｎｐは、トランスＳＴ１の一次巻数（固定値）、
Ｎｓは、トランスＳＴ１の二次巻数（固定値）、
Ｖinは、入力電圧Ｖ１の設定電圧（固定値）、
Ｖｏは、出力電圧Ｖ２の目標電圧（固定値）、
Ｉｏは、電流検出回路６８で検出される負荷電流値、
である。

（５）式で示された不連続モードの場合のＦＦ値Ｄｖは、負荷電流値Ｉｏ以外の要素は固定値（既定値）であり、負荷電流値Ｉｏに基づいて算出することができる。また、（６）式で示された連続モードの場合のＦＦ値Ｓｖは、全ての要素が固定値（既定値）であり、予め求められて電源制御部６６に記憶されている。

図６は、電源制御部６６が電流検出回路６８から負荷電流値Ｉｏを取得した後の、ＦＦ値Ｄｖ、Ｓｖを求める際のフローチャートである。なお、モード切替り電流値は、予め実験等によって求められた値である。

電源制御部６６は、まず、電流検出回路６８から取得した負荷電流値Ｉｏがモード切替り電流値以下であるか否かを判定し（ステップＳ１）、モード切替り電流値以下であれば、不連続モードであると判定し（ステップＳ２）、不連続モードの場合のＦＦ値算出式〔（５）式〕と負荷電流値Ｉｏとに基づいて、ＦＦ値Ｄｖを算出する（ステップＳ３）。

また、負荷電流値Ｉｏがモード切替り電流値より大きい場合には、連続モードであると判定し（ステップＳ４）、連続モードの場合のＦＦ値算出式〔（６）式〕に基づいて予め求めておいた値（Ｓｖ）をＦＦ値とする（ステップＳ５）。

上記のように、電源制御部６６では、ＦＦ値を求めるとともに、電圧検出回路６７からの出力電圧Ｖ２の検出値と、前述の（１）〜（３）式とに基づいて、Ｐ制御値及びＩ制御値を算出する。

次に、電源制御部６６は、上記で求めたＦＦ値、Ｐ制御値及びＩ制御値を用いて、次の（７）式に基づいて、制御パルスのデューティ比を算出し、算出したデューティ比の制御パルスを駆動回路６５へ出力する。
デューティ比＝Ｐ制御値＋Ｉ制御値＋ＦＦ値 ・・・（７）
上記以外の構成は、第１構成例の場合と同様である。

この第３構成例では、負荷電流が急激に変化することにより出力電圧Ｖ２が大きく変動しても、出力電圧Ｖ２を速く目標電圧に近づけることができ、負荷過渡応答に対する出力電圧Ｖ２の追従性を改善することができる。

なお、第２構成例においても、第３構成例の特徴点を付加するようにしてもよい。すなわち、第２構成例において、第３構成例のように、ＦＦ値を求め、（７）式に基づいてデューティ比を算出するようにしてもよい。

〔第４構成例〕
この第４構成例では、第１〜第３構成例とはＰ制御値及びＩ制御値の算出方法が異なる。すなわち、この第４構成例で説明するＰ制御値及びＩ制御値の算出方法を第１〜第３構成例に適用することができる。

第４構成例では、Ｐ制御値を、偏差の絶対値が大きくなるほど、偏差の変化量に対するＰ制御値の変化量の割合が大きくなる関係を満足する演算式（後述の（８）式や（１０）式）で算出し、Ｉ制御値を、偏差の絶対値が大きくなるほど、偏差の変化量に対するＩ制御値の変化量の割合が大きくなる関係を満足する演算式（後述の（９）式や（１１）式）で算出するようにしている。

これにより、デューティ比を、例えば、デューティ比＝Ｐ制御値＋Ｉ制御値として算出する場合には、デューティ比は、偏差の絶対値が大きくなるほど、偏差の変化量に対するデューティ比の変化量の割合が大きくなる関係を満足する。例えば、出力電圧検出値が目標電圧より大きく、偏差が負の値の場合には、偏差が小さくなるほど（すなわち偏差の絶対値が大きくなるほど）、偏差の変化量に対するデューティ比の変化量の割合が大きくなる関係を満足するようにして、デューティ比が求められる。

この第４構成例におけるＰ制御値及びＩ制御値の算出方法の第１の例としては、例えば、（１）式で求められる偏差を用いて、Ｐ制御値及びＩ制御値を次の（８）式及び（９）式に基づいて求める。

偏差＝目標電圧−出力電圧検出値 ・・・・・・・・（１）
Ｐ制御値＝〔±(偏差)² 〕×比例定数 ・・・・・・（８）
Ｉ制御値＝Σ｛〔±(偏差)² 〕×積分定数｝ ・・・（９）
この（８）式及び（９）式において、〔±(偏差)² 〕は、偏差≧０のときには、(偏差) ² の演算を示し、偏差＜０のときには、−(偏差)² の演算、すなわち、(偏差)² ×（−１）の演算を示す。

また、（８）式における偏差は、現在の偏差、すなわち、目標電圧から現在の出力電圧検出値を減算した値である。（９）式で示されるＩ制御値は、現在の偏差を含め、過去から現在までに連続して算出された所定個数の偏差の各々に対し、上記の〔±(偏差)² 〕の演算を行い、その演算結果に各々の偏差を算出したときの運転モードに応じた積分定数を乗算した値の合計である。この場合、電源制御部６６はスイッチング周期で偏差を算出するたびに、偏差及びその偏差を算出したときの運転モードに応じた積分定数、または、その偏差を用いた〔±(偏差)² 〕と積分定数との乗算値を記憶している。

次に、第４構成例におけるＰ制御値及びＩ制御値の算出方法の第２の例を説明する。この場合、（１）式で求められる偏差を用いて、Ｐ制御値及びＩ制御値を次の（１０）式及び（１１）式に基づいて求める。

Ｐ制御値＝偏差×ｋ×比例定数 ・・・・・・・（１０）
Ｉ制御値＝Σ（偏差×ｋ×積分定数） ・・・・（１１）
（１０）式は、（２）式における偏差を、偏差×ｋに置き換えたものであり、（１１）式は、（３）式における偏差を、偏差×ｋに置き換えたものである。

上記のｋの値について説明する。
まず、偏差の絶対値のとりうる範囲（０以上の範囲）を複数に分割する。例えば、３つに分割した場合に、３つの各々の範囲をＸ１、Ｘ２、Ｘ３とし、範囲Ｘ１を０以上でｘ１未満の範囲、範囲Ｘ２をｘ１以上でｘ２未満の範囲、範囲Ｘ３をｘ２以上の範囲とする。ここで、ｘ１、ｘ２は、０＜ｘ１＜ｘ２の関係を満足する所定の値である。

そして、例えば、偏差の絶対値が、範囲Ｘ１内にあるときにはｋ＝１、範囲Ｘ２内にあるときにはｋ＝２、範囲Ｘ３内にあるときにはｋ＝３というように、偏差の絶対値が大きいほど、ｋの値が大きくなるように決められている。そして、それぞれの範囲Ｘ１〜Ｘ３と、それに対応するｋの値とが電源制御部６６に予め記憶されている。

この場合、電源制御部６６は、スイッチング周期で電圧検出回路６７から出力電圧Ｖ２を取得するたびに、（１）式に基づいて偏差を算出し、その偏差の絶対値が例えば範囲Ｘ１〜Ｘ３のうちのいずれの範囲であるかを判定して、その判定した範囲に対応するｋの値を抽出し、このｋの値を偏差とともに記憶している。

そして、電源制御部６６は、現在の偏差とそれに対応するｋの値を用いて（１０）式に基づいてＰ制御値を算出する。また、現在の偏差を含め、過去から現在までに連続して算出された所定個数の偏差と各偏差に対応するｋの値を用いて（１１）式に基づいてＩ制御値を算出する。

この第４構成例においても、負荷電流が急激に変化することにより出力電圧Ｖ２が大きく変動しても、出力電圧Ｖ２を速く目標電圧に近づけることができ、負荷過渡応答に対する出力電圧Ｖ２の追従性を改善することができる。

なお、本発明を適用できる熱源機としては、ガス燃焼加熱式の給湯装置の他、石油燃焼加熱式のもの、ヒートポンプ加熱式のもの、太陽熱を利用するもの、電気ヒータを利用するもの、および、発電装置（燃料電池、あるいは、ガスエンジン等）の排熱を利用するコージェネレーションシステムのもの等、種々の給湯装置がある。

上記説明から、当業者にとっては、本発明の多くの改良や他の実施形態が明らかである。従って、上記説明は、例示としてのみ解釈されるべきであり、本発明を実行する最良の態様を当業者に教示する目的で提供されたものである。本発明の精神を逸脱することなく、その構造及び／又は機能の詳細を実質的に変更できる。

本発明は、フィードバック回路の構成を複雑化させることなく、負荷電流が変動しても出力電圧の安定化を図ることができる電源装置を備えた熱源機等として有用である。

１ 熱源機
５ 制御装置
６３ 第１電源部
６３Ａ 電圧変換部
６６ 電源制御部
６７ 電圧検出回路
６８ 電流検出回路
Ｑ１ スイッチング素子
ＳＴ１ トランス
Ｄ１ 整流ダイオード
Ｃ２ 平滑コンデンサ

Claims (5)

1. 複数の負荷と、前記複数の負荷の動作を制御する制御装置と、前記複数の負荷に直流電力を供給する電源装置と、を備えた熱源機であって、
   前記電源装置は、
   スイッチング素子を有し、前記スイッチング素子が所定の制御サイクルでＰＷＭ制御されることにより所定の直流電圧を断続的に取り込んで前記直流電圧を降圧した出力電圧を生成して前記複数の負荷へ供給する電圧変換部と、
   前記出力電圧を検出する電圧検出回路と、
   前記出力電圧に応じて前記スイッチング素子を駆動する制御パルスのデューティ比を変化させるフィードバック制御を行うために、前記複数の負荷のうち動作する負荷の組み合わせが決められている複数の運転モードの各々の運転モードに対応して定められた制御定数を予め記憶しており、前記制御サイクルごとに前記電圧検出回路で検出される出力電圧の検出値を取得し、予め設定された目標電圧と前記出力電圧の検出値との偏差を算出し、該偏差と、前記出力電圧の検出値を取得したときの運転モードに応じた前記制御定数と、所定の演算式とに基づいて、前記制御パルスのデューティ比を算出し、該デューティ比に基づく前記制御パルスを生成し出力する電源制御部とを備えた、
   熱源機。
2. 前記電源制御部が前記デューティ比を算出する際に用いる前記演算式は、
   前記偏差の絶対値が大きくなるほど、前記偏差の変化量に対する前記デューティ比の変化量の割合が大きくなる関係を満足するように定められている、
   請求項１に記載の熱源機。
3. 前記制御定数は、比例制御のための比例定数と、積分制御のための積分定数とからなり、
   前記演算式は、前記比例定数を用いて比例制御値を算出するための第１の演算式と、前記積分定数を用いて積分制御値を算出するための第２の演算式と、前記比例制御値と前記積分制御値とを加算して前記デューティ比を算出するための第３の演算式とからなる、
   請求項１または２に記載の熱源機。
4. 前記電圧変換部は、
   前記スイッチング素子と、
   一次巻線が前記スイッチング素子と直列に接続され、この直列接続された前記一次巻線と前記スイッチング素子との両端に前記直流電圧が印加されるトランスと、
   前記トランスの二次巻線に接続され、この二次巻線に流れる電流を整流平滑して負荷電流を前記負荷へ出力する整流平滑部とを有し、
   前記整流平滑部から出力される負荷電流を検出する電流検出回路をさらに備え、
   前記電源制御部は、前記電流検出回路で検出された負荷電流の値に基づいて、前記スイッチング素子のオフ期間に前記トランスの二次巻線に流れる電流が、前記スイッチング素子のオフ期間中に途切れない連続モードか、前記スイッチング素子のオフ期間の途中に途絶える不連続モードかを判定し、連続モードか不連続モードかの判定結果に対応する演算式に基づいてフィードフォワード制御値を求め、このフィードフォワード制御値を含めて前記デューティ比を算出するよう構成された、
   請求項１〜３のいずれかに記載の熱源機。
5. 前記制御装置は、前記電源制御部へ運転モードを示す情報を送信するよう構成された、
   請求項１〜４のいずれかに記載の熱源機。
   

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