JP2017195761A - モータ制御装置、シート搬送装置、原稿給送装置、原稿読取装置及び画像形成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータの巻線に流れる駆動電流がＰＷＭ信号のデューティ比によって決まるタイミングにおいて検出されることに起因して、駆動電流が一定の時間間隔で検出されなくなる。【解決手段】ＰＷＭ信号生成部は、駆動電圧に基づいて、各ＰＷＭ周期におけるＨレベルの期間及びＬレベルの期間のうちの長い方の期間の中心タイミングが各ＰＷＭ周期の中心タイミングと一致するようにＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ信号に従ってフルブリッジ回路（駆動回路）のＦＥＴが駆動されてステッピングモータへＡ相の駆動電流が供給される。電流検出器は、各ＰＷＭ周期内で一定のタイミングであって、かつ、各ＰＷＭ周期の中心部に配置されたＨレベルまたはＬレベルの期間内のタイミングに、シャント抵抗に生じる電圧に基づいて、モータのＡ相の巻線に流れる駆動電流を検出する。【選択図】図１０

Description

本発明は、モータの駆動制御に関するものであり、特に、複写機、プリンタ等の画像形成装置において負荷の駆動源として使用可能なステッピングモータ等のモータの駆動制御に関するものである。

記録媒体や原稿等のシートを搬送するシート搬送装置を有する画像形成装置において、シートを搬送する搬送系の駆動源として、ステッピングモータ（以下、モータと称する）が広く用いられている。モータの回転子の回転速度及び回転位相は、モータに与えられるパルス周期及びパルス数が制御されることによって制御される。モータの回転子にかかる負荷トルクがモータの巻線に供給された駆動電流に対応した出力トルクを超えてしまうと、モータが入力信号に同期しない制御不能な状態（脱調状態）となる可能性がある。モータが脱調状態となることを避けるためには、モータの回転子が回転するために必要となる負荷トルクに所定のマージンが加算されたトルクに対応する駆動電流がモータの巻線へ供給される必要がある。しかし、所定のマージンが加算されることにより、必要以上に電力を消費するとともに、余剰トルクに起因して装置に振動及び騒音が生じる問題がある。

このような問題に対処するための技術として、ベクトル制御（またはＦＯＣ：Field Oriented Control）と称される制御方法が提案されている。ベクトル制御は、回転子の磁束方向に沿ったｄ軸と、これに直交する方向に沿ったｑ軸とによって表される回転座標系に基づいて、モータに適切なトルクが発生するように駆動電流の振幅及び位相を制御する制御方法である。ベクトル制御において、モータの巻線に供給される駆動電流は、回転子が回転するためのトルクを発生させる電流成分であるｑ軸成分（トルク電流成分）と、巻線を貫く磁束の強度に影響する電流成分であるｄ軸成分（励磁電流成分）とによって表される。回転子にかかる負荷トルクの変化に応じてトルク電流成分の値が制御されることによって、回転に必要なトルクが効率的に発生する。この結果、余剰トルクに起因したモータ音の増大や消費電力の増大が抑制される。また、モータが脱調状態になることが抑制される。

上述のようなベクトル制御には、モータの回転子（ロータ）の回転位相を検出する構成が必要となる。特許文献１には、モータの各相の巻線に流れる駆動電流に基づいて、モータの各相の巻線に発生する誘起電圧が決定（演算）される。そして、決定された誘起電圧に基づいて回転子の回転位相が決定される、という構成が述べられている。

特許第５５３７５６５号公報

ステッピングモータ等のモータを駆動する駆動回路には、例えば、モータの駆動電圧に対応するＰＷＭ信号によって駆動されるスイッチング素子（ＦＥＴ）で構成されたフルブリッジ回路が使用される。フルブリッジ回路は、ＰＷＭ信号によって駆動されるＦＥＴのスイッチングに応じた駆動電流をモータの巻線へ供給する。

上述のベクトル制御によるモータの駆動制御を実現するためには、駆動回路からモータの巻線へ供給される駆動電流を検出し、ロータの回転位相を推定（決定）する構成が必要である。

駆動電流の検出は、ＰＷＭ信号のレベルの変化に対するＦＥＴの追従性に起因した誤差が生じるのを防ぐために、ＰＷＭ信号のレベルが変化するタイミングから時間的に離れたタイミングに行われる必要がある。しかし、ＰＷＭ信号のハイレベル及びローレベルの期間の長さは駆動電圧に応じて変化するため、駆動電流を一定の時間間隔で検出できないことが起こりうる。駆動電流の検出時間間隔が一定ではなく不規則になると、駆動電流の検出結果に歪みが生じる。この結果、歪みが生じた駆動電流に基づいてモータの制御が行われると、モータの制御が不安定になってしまう。

本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものである。本発明は、モータの巻線に流れる駆動電流がＰＷＭ信号のデューティ比によって決まるタイミングにおいて検出されることに起因して、駆動電流が一定の時間間隔で検出されなくなることを抑制する。

本発明の一態様に係るモータ制御装置は、Ｈブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子を備え、モータの巻線が接続される駆動回路と、前記複数のスイッチング素子のオン動作及びオフ動作を制御するＰＷＭ信号であって、搬送波としての第１の三角波に基づいて生成され、ハイレベルとローレベルの一方である第１レベルの信号とハイレベルとローレベルの他方である第２レベルの信号とで構成される第１のＰＷＭ信号と、前記第１の三角波の位相とは逆位相である第２の三角波に基づいて生成され、前記第１レベルの信号と前記第２レベルの信号とで構成される第２のＰＷＭ信号と、を生成する生成手段と、前記モータの巻線に流れる駆動電流を、前記第１のＰＷＭ信号の１周期における、前記第１のＰＷＭ信号が前記第１レベルである第１期間の割合を表すデューティ比によって決定されるタイミングにおいて検出する検出手段と、を有し、前記検出手段は、前記デューティ比が所定値未満の場合は、前記生成手段が生成した前記第１のＰＷＭ信号が前記第２レベルである第２期間に前記駆動電流を検出し、前記デューティ比が前記所定値以上の場合は、前記生成手段が生成した前記第２のＰＷＭ信号が前記第１レベルである第３期間に前記駆動電流を検出し、前記生成手段は、前記検出手段によって検出された駆動電流に基づいて、前記第１のＰＷＭ信号及び前記第２のＰＷＭ信号を生成することを特徴とする。

本発明の他の一態様に係るモータ制御装置は、Ｈブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子を備え、モータの巻線が接続される駆動回路と、前記複数のスイッチング素子のオン動作、オフ動作を制御するＰＷＭ信号であって、前記駆動回路を駆動する第１の駆動電圧と搬送波としての三角波とに基づいて生成され、ハイレベルの信号とローレベルの信号とで構成される第１のＰＷＭ信号と、前記第１の駆動電圧の極性とは逆極性である第２の駆動電圧と前記三角波とに基づいて生成された第３のＰＷＭ信号の位相とは逆位相であるＰＷＭ信号であり、前記ハイレベルの信号と前記ローレベルの信号とで構成される第２のＰＷＭ信号と、を生成する生成手段と、 前記第１の駆動電圧が所定値以上である場合は、前記生成手段が生成した前記第２のＰＷＭ信号が前記ハイレベルであるハイ期間に前記巻線に流れる駆動電流を検出し、前記第１の駆動電圧が前記所定値未満の場合は、前記生成手段が生成した前記第１のＰＷＭ信号が前記ローレベルであるロー期間に前記駆動電流を検出する検出手段と、を備え、前記生成手段は、前記検出手段によって検出された駆動電流に基づいて、前記第１のＰＷＭ信号及び前記第２のＰＷＭ信号を生成することを特徴とする。

本発明によれば、モータの巻線に流れる駆動電流がＰＷＭ信号のデューティ比によって決まるタイミングにおいて検出されることに起因して、駆動電流が一定の時間間隔で検出されなくなることを抑制することができる。この結果、モータの制御が不安定になることを抑制することができる。

画像形成装置の全体の構成例を示す図 画像形成装置の制御構成例を示すブロック図 モータと回転座標系のｄｑ軸との関係を示す図 モータ制御装置の構成例を示すブロック図 ＰＷＭインバータの構成例を示す図 三角波比較方式の概念を示す図 フルブリッジ回路における入力ＰＷＭ信号と駆動電流との関係の例を示す図 Ａ相及びＢ相の駆動電流の検出タイミングの例を示す図 ＰＷＭ信号生成部の構成例を示すブロック図 ＰＷＭ信号の生成方法及び駆動電流の検出タイミングの例を示す図 モータ制御装置による駆動電流の検出フローを示すフローチャート ＰＷＭ信号の生成方法及び駆動電流の検出タイミングの例を示す図 モータ制御装置の構成例を示すブロック図

以下に、図面を参照して、本発明の好適な実施の形態を説明する。ただし、この実施の形態に記載されている構成部品の形状及びそれらの相対配置などは、この発明が適用される装置の構成や各種条件により適宜変更されるべきものであり、この発明の範囲が以下の実施の形態に限定される趣旨のものではない。なお、以下の説明においては、モータ制御装置が画像形成装置に設けられる場合について説明するが、モータ制御装置が設けられるのは画像形成装置に限定されるわけではない。例えば、モータ制御装置は記録媒体や原稿等のシートを搬送するシート搬送装置にも用いられる。

［実施例１］
＜画像形成装置＞
図１は、本実施形態で用いられるシート搬送装置を有するモノクロの電子写真方式の複写機（以下、画像形成装置と称する）１００の構成を示す断面図である。なお、画像形成装置は複写機に限定されず、例えば、ファクシミリ装置、印刷機、プリンタ等であっても良い。また、記録方式は、電子写真方式に限らず、例えば、インクジェット等であっても良い。更に、画像形成装置の形式はモノクロ及びカラーのいずれの形式であっても良い。

まず、図１を参照して、本実施形態に係るモータ制御装置が実装される画像形成装置の構成例について説明する。図１に示す画像形成装置１００は、原稿給送装置２０１、読取装置２０２、及び画像形成装置本体３０１を備えている。

原稿給送装置２０１の原稿載置部（原稿トレイ）２０３に積載された原稿は、給紙ローラ２０４によって１枚ずつ給紙され、搬送ガイド２０６を経由して読取装置２０２の原稿ガラス台２１４に搬送される。更に、原稿は、搬送ベルト２０８によって一定速度で搬送され、排紙ローラ２０５によって装置外部へ排紙される。読取装置２０２の読取位置において照明系２０９によって照明された原稿画像からの反射光は、反射ミラー２１０，２１１，２１２から成る光学系によって画像読取部１０１に導かれ、画像読取部１０１によって画像信号に変換される。画像読取部１０１は、レンズ、光電変換素子であるＣＣＤ、ＣＣＤの駆動回路等で構成される。画像読取部１０１から出力された画像信号は、ＡＳＩＣ等のハードウェアデバイスで構成される画像処理部１１２によって、各種補正処理が行われた後、画像形成装置本体３０１へ出力される。前述の如くして、原稿の読取が行われる。即ち、原稿給送装置２０１及び読取装置２０２は、原稿読取装置として機能する。

原稿の読取モードとして、第１読取モード及び第２読取モードがある。第１読取モードは、一定速度で搬送される原稿の画像を、所定の位置に固定された照明系２０９及び光学系によって読み取るモードである。第２読取モードは、読取装置２０２の原稿ガラス台２１４上に載置された原稿の画像を、一定速度で移動する照明系２０９及び光学系によって読み取るモードである。通常、シート状の原稿の画像は第１読取モードにより読み取られ、綴じられた原稿の画像は第２読取モードで読み取られる。

画像形成装置１００は、読取装置２０２から出力される画像信号に基づいて、画像形成装置本体３０１においてページ単位で記録紙（記録材）に画像を形成するコピー機能を有する。なお、画像形成装置１００は、ネットワークを介して外部装置から受信したデータに基づいて記録紙に画像を形成する印刷機能も有する。

画像形成装置本体３０１の内部には、シート収納トレイ３０２、３０４が設けられている。シート収納トレイ３０２、３０４には、それぞれ異なる種類の記録媒体を収納することができる。例えば、シート収納トレイ３０２にはＡ４サイズの普通紙が収納され、シート収納トレイ３０４にはＡ４サイズの厚紙が収納される。なお、記録媒体とは、画像形成装置によって画像が形成されるものであって、例えば、用紙、樹脂シート、布、ＯＨＰシート、ラベル等は記録媒体に含まれる。

シート収納トレイ３０２に収納された記録媒体は、給紙ローラ３０３によって給送されて、搬送ローラ３０６によってレジストレーションローラ３０８へ送り出される。また、シート収納トレイ３０４に収納された記録媒体は、給紙ローラ３０５によって給送されて、搬送ローラ３０７及び３０６によってレジストレーションローラ３０８へ送り出される。

読取装置２０２から出力された画像信号は、半導体レーザ及びポリゴンミラーを含む光走査装置３１１に入力される。また、感光ドラム３０９は、帯電器３１０によって外周面が帯電される。感光ドラム３０９の外周面が帯電された後、読取装置２０２から光走査装置３１１に入力された画像信号に応じたレーザ光が、光走査装置３１１からポリゴンミラー、及びミラー３１２，３１３を経由し、感光ドラム３０９の外周面に照射される。この結果、感光ドラム３０９の外周面に静電潜像が形成される。

その後、感光ドラム３０９上に形成された静電潜像が、現像器３１４から供給されるトナーによって現像されることで、感光ドラム３０９の外周面にトナー像が形成される。感光ドラム３０９に形成されたトナー像は、感光ドラム３０９と対向する位置（転写位置）に設けられた転写帯電器３１５によって記録媒体に転写される。この転写のタイミングに合わせて、レジストレーションローラ３０８は、記録媒体を転写位置へ送り込む。

前述の如くしてトナー像が転写された記録媒体は、搬送ベルト３１７によって定着器３１８へ搬送され、定着器３１８によって加熱加圧されて、トナー像が記録媒体に定着される。このようにして、画像形成装置１００によって記録媒体に画像が形成される。

片面印刷モードで画像形成が行われる場合は、定着器３１８を通過した記録媒体は、排紙ローラ３１９，３２４によって装置外部へ排紙される。また、両面印刷モードで画像形成が行われる場合は、定着器３１８によって記録媒体の第１面に定着処理が行われた後に、記録媒体は、排紙ローラ３１９、搬送ローラ３２０及び反転ローラ３２１によって、反転パス３２５へ搬送される。その後、記録媒体は、搬送ローラ３２２，３２３によって再度レジストレーションローラ３０８へと搬送され、前述した方法で記録媒体の第２面に画像が形成される。その後、記録媒体は、排紙ローラ３１９、３２４によって不図示の排紙トレイへ排紙される。

また、第１面に画像形成された記録媒体がフェースダウンで画像形成装置１００の外部へ排紙される場合は、定着器３１８を通過した記録媒体は、排紙ローラ３１９を通って搬送ローラ３２０へ向かう方向へ搬送される。その後、記録媒体の後端が搬送ローラ３２０のニップ部を通過する直前に、搬送ローラ３２０の回転が反転することによって、記録媒体の第１面が下向きになった状態で、記録媒体が排紙ローラ３２４を経由して、画像形成装置１００の外部へ排出される。

以上が画像形成装置１００の構成および機能についての説明である。なお、本発明における負荷とはモータによって駆動される対象物である。例えば、給紙ローラ２０４、３０３、３０５、レジストレーションローラ３０８及び排紙ローラ３１９等の各種ローラ（搬送ローラ）や感光ドラム３０９、搬送ベルト２０８、３１７、照明系２０９及び光学系等は本発明における負荷に対応する。本実施形態のモータ制御装置は、これら負荷を駆動するモータに適用することができる。

（画像形成装置の制御構成）
図２は、画像形成装置１００の制御構成例を示すブロック図である。図２に示すシステムコントローラ１５１は、ＣＰＵ１５１ａ、ＲＯＭ１５１ｂ、及びＲＡＭ１５１ｃを備え、画像形成装置１００全体を制御する。システムコントローラ１５１は、画像処理部１１２、操作部１５２、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１５３、高圧制御部１５５、モータ制御装置１５７、センサ類１５９、及びＡＣドライバ１６０と接続されている。システムコントローラ１５１は、接続された各ユニットとの間でデータの交換が可能である。

ＣＰＵ１５１ａは、ＲＯＭ１５１ｂに格納された各種プログラムを読み出して実行することによって、予め定められた画像形成シーケンスに関連する各種シーケンスを実行する。ＲＡＭ１５１ｃは、記憶デバイスである。ＲＡＭ１５１ｃには、例えば、高圧制御部１５５に対する設定値、モータ制御装置１５７に対する指令値、操作部１５２から受信される情報等のデータが格納される。

システムコントローラ１５１は、ユーザが各種の設定を行うための操作画面を、操作部１５２に設けられた表示部に表示するように操作部１５２を制御する。システムコントローラ１５１は、ユーザが設定した情報を、操作部１５２から受信し、ユーザが設定した情報に基づいて画像形成装置１００の動作シーケンスを制御する。また、システムコントローラ１５１は、画像形成装置の状態をユーザに知らせるためのデータを操作部１５２に送信する。なお、画像形成装置の状態を示す情報とは、例えば、画像形成枚数、画像形成中か否かを示す情報、ジャムの発生及び発生個所を示す情報である。操作部１５２は、システムコントローラ１５１から受信した情報を表示部に表示する。

システムコントローラ１５１（ＣＰＵ１５１ａ）は、画像処理部１１２における画像処理に必要となる、画像形成装置１００内の各デバイスの設定値データを画像処理部１１２に送信する。また、システムコントローラ１５１は、各デバイスからの信号（センサ類１５９からの信号）を受信して、受信した信号に基づいて高圧制御部１５５を制御する。高圧制御部１５５は、システムコントローラ１５１によって設定された設定値に基づいて、高圧ユニット１５６（帯電器３１０、現像器３１４、及び転写帯電器３１５）に必要な電圧を供給する。なお、センサ類１５９には、搬送ローラによって搬送される記録媒体を検知するセンサ等が含まれる。

モータ制御装置１５７は、ＣＰＵ１５１ａから出力された指令に応じてモータ５０９を制御する。なお、図２においては、負荷を駆動するモータとしてモータ５０９のみが記載されているが、実際には、画像形成装置には複数個のモータが設けられているものとする。また、１個のモータ制御装置が複数個のモータを制御する構成であっても良い。更に、図２においては、画像形成装置にモータ制御装置が１個しか設けられていないが、実際には、複数個のモータ制御装置が画像形成装置に設けられているものとする。

Ａ／Ｄ変換器１５３は、定着ヒータ１６１の温度を検出するためのサーミスタ１５４が検出した検出信号を受信し、当該検出信号をアナログ信号からデジタル信号に変換してシステムコントローラ１５１に送信する。システムコントローラ１５１は、Ａ／Ｄ変換器１５３から受信したデジタル信号に基づいてＡＣドライバ１６０を制御する。ＡＣドライバ１６０は、定着ヒータ１６１の温度が定着処理を行うために必要な温度となるように定着ヒータ１６１を制御する。なお、定着ヒータ１６１は、定着処理に用いられるヒータであり、定着器３１８に含まれる。

前述の如くして、システムコントローラ１５１は画像形成装置１００の動作シーケンスを制御する。

＜ベクトル制御＞
次に、本実施形態におけるモータ制御装置１５７について説明する。本実施形態におけるモータ制御装置１５７は、ベクトル制御を用いてモータを制御する。まず、図３及び図４を参照して、モータ制御装置１５７によって実行される、モータ５０９のベクトル制御の概要について説明する。なお、以下の説明におけるモータには、モータの回転子の回転位相を検出するためのロータリエンコーダなどのセンサは設けられていないものとする。

図３は、Ａ相（第１相）とＢ相（第２相）との２相から成るステッピングモータ（以下、モータと称する）５０９と、ｄ軸及びｑ軸によって表される回転座標系との関係を示す図である。図３では、静止座標系において、Ａ相の巻線に対応した軸であるα軸と、Ｂ相の巻線に対応した軸であるβ軸とが定義されている。また、図３では、回転子４０２に用いられている永久磁石の磁極によって作られる磁束の方向に沿ってｄ軸が定義され、ｄ軸から反時計回りに９０度進んだ方向（ｄ軸に直交する方向）に沿ってｑ軸が定義されている。α軸とｄ軸との成す角度はθと定義され、回転子４０２の回転位相は角度θによって表される。ベクトル制御では、回転子４０２の回転位相θを基準とした回転座標系が用いられる。具体的には、ベクトル制御では、巻線に流れる駆動電流に対応する電流ベクトルの、回転座標系における電流成分であって、回転子にトルクを発生させるｑ軸成分（トルク電流成分）の値と巻線を貫く磁束の強度に影響するｄ軸成分（励磁電流成分）の値とが用いられる。

ベクトル制御とは、回転子の目標位相を表す指令位相と実際の回転位相との偏差が小さくなるようにトルク電流成分の値と励磁電流成分の値とを制御する位相フィードバック制御を行うことによってモータを制御する制御方法である。また、回転子の目標速度を表す指令速度と実際の回転速度との偏差が小さくなるようにトルク電流成分の値と励磁電流成分の値とを制御する速度フィードバック制御を行うことによってモータを制御する手法もある。

図４は、モータ５０９を制御するモータ制御装置１５７の構成の例を示すブロック図である。なお、モータ制御装置１５７は、少なくとも１つのＡＳＩＣで構成されており、以下に説明する各機能を実行する。

モータ制御装置１５７では、ベクトル制御部５１５から出力される、モータ５０９の駆動電圧Ｖα，Ｖβに応じて、ＰＷＭインバータ５０６がモータ５０９の巻線へ駆動電流を供給することによって、モータ５０９を駆動する。なお、図４に示すように、ベクトル制御部５１５は、速度制御器５０２、電流制御器５０３，５０４、及び座標変換器５０５，５１１を有する。

モータ制御装置１５７は、モータ５０９へ供給する駆動電流を、モータ５０９の回転子の回転位相θを基準とした回転座標系の電流値によって制御するベクトル制御を行う。ベクトル制御では、モータ５０９のＡ相及びＢ相の巻線に流れる駆動電流に対応する電流ベクトルが、α軸及びβ軸で表される静止座標系から、ｄ軸及びｑ軸で表される回転座標系に変換される。このような変換の結果、モータ５０９に供給される駆動電流は、回転座標系において、直流のｄ軸成分（ｄ軸電流）及びｑ軸成分（ｑ軸電流）によって表される。この場合、ｑ軸電流は、モータ５０９にトルクを発生させるトルク電流成分に相当し、回転子の回転に寄与する電流である。ｄ軸電流は、モータ５０９の回転子の磁束の強度に影響する励磁電流成分に相当する。モータ制御装置１５７は、ｑ軸電流及びｄ軸電流をそれぞれ独立に制御することができる。この結果、モータ制御装置１５７は、回転子４０２が回転するために必要なトルクを効率的に発生させることができる。

モータ制御装置１５７は、モータ５０９の回転子の回転位相及び回転速度を決定し、その決定結果に基づいてベクトル制御を行う。モータ制御装置１５７は、図４に示すように、位相制御器５０１、速度制御器５０２、及び電流制御器５０３，５０４を有する。

位相制御器５０１を含む最も外側の制御ループでは、モータ５０９の回転子の回転位相θの決定結果に基づいて、モータ５０９の位相制御が行われる。

ＣＰＵ１５１ａは、モータ５０９の回転子４０２の目標位相を表す指令位相θ＿ｒｅｆを生成し、所定の時間周期で指令位相θ＿ｒｅｆをモータ制御装置１５７へ出力する。

減算器１０１は、モータ５０９の回転子４０２の回転位相θと指令位相θ＿ｒｅｆとの偏差を演算し、該偏差を位相制御器５０１に出力する。

位相制御器５０１は、比例制御（Ｐ）、積分制御（Ｉ）、微分制御（Ｄ）に基づいて、減算器１０１から出力された偏差が小さくなるように、モータ５０９の回転子４０２の目標速度を表す指令速度ω＿ｒｅｆを生成して出力する。具体的には、位相制御器５０１は、Ｐ制御、Ｉ制御、Ｄ制御に基づいて減算器１０１から出力された偏差が０になるように、指令速度ω＿ｒｅｆを生成して出力する。なお、Ｐ制御とは、制御する対象の値を指令値と推定値との偏差に比例する値に基づいて制御する制御方法である。また、Ｉ制御とは、制御する対象の値を指令値と推定値との偏差の時間積分に比例する値に基づいて制御する制御方法である。また、Ｄ制御とは、制御する対象の値を指令値と推定値との偏差の時間変化に比例する値に基づいて制御する制御方法である。本実施形態における位相制御器５０１は、ＰＩＤ制御に基づいて指令速度ω＿ｒｅｆを生成しているがこれに限定されるものではない。例えば、位相制御器５０１は、ＰＩ制御に基づいて指令速度ω＿ｒｅｆを生成しても良い。このようにして、位相制御器５０１によるモータ５０９の位相制御が行われる。

速度制御器５０２を含む制御ループでは、モータ５０９の回転子の回転速度ωの決定結果に基づいて、モータ５０９の速度制御が行われる。

減算器１０２は、モータ５０９の回転子４０２の回転速度ωと指令速度ω＿ｒｅｆとの偏差を演算し、該偏差を速度制御器５０２に出力する。

速度制御器５０２は、ＰＩＤ制御に基づいて、減算器１０２から出力された偏差が小さくなるように、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆを生成して出力する。具体的には、速度制御器５０２は、ＰＩＤ制御に基づいて減算器１０２から出力された偏差が０になるように、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆを生成して出力する。本実施形態における速度制御器５０２は、ＰＩＤ制御に基づいてｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆを生成しているがこれに限定されるものではない。例えば、速度制御器５０２は、ＰＩ制御に基づいてｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆを生成しても良い。なお、回転子４０２に永久磁石が用いられる場合、通常は巻線を貫く磁束の強度に影響するｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆは０に設定されるが、これに限定されるものではない。

電流制御器５０３，５０４を含む制御ループでは、モータ５０９の各相の巻線に流れる駆動電流の検出値に基づいて、モータ５０９の各相の巻線に流れる駆動電流が制御される。ここで、モータ５０９のＡ相及びＢ相の巻線にそれぞれ流れる駆動電流（交流電流）は、電流検出器５０７、５０８によって検出され、その後、Ａ／Ｄ変換器５１０によってアナログ値からデジタル値へと変換される。Ａ／Ｄ変換器５１０によってアナログ値からデジタル値へと変換された駆動電流の電流値は、静止座標系における電流値ｉα及びｉβとして、次式のように表される。なお、Iは電流の振幅の大きさを示す。
ｉα＝Ｉ＊ｃｏｓθ
ｉβ＝Ｉ＊ｓｉｎθ （１）
これらの電流値ｉα及びｉβは、座標変換器５１１と誘起電圧決定器５１２に入力される。

座標変換器５１１は、次式によって、静止座標系における電流値ｉα及びｉβを回転座標系におけるｑ軸電流の電流値ｉｑ及びｄ軸電流の電流値ｉｄに変換する。
ｉｄ＝ ｃｏｓθ＊ｉα＋ｓｉｎθ＊ｉβ
ｉｑ＝−ｓｉｎθ＊ｉα＋ｃｏｓθ＊ｉβ （２）

減算器１０３には、速度制御器５０２から出力されたｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆと座標変換器５１１から出力された電流値ｉｑとが入力される。減算器１０３は、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆと電流値ｉｑとの偏差を演算し、該偏差を電流制御器５０３に出力する。

また、減算器１０４には、速度制御器５０２から出力されたｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆと座標変換器５１１から出力された電流値ｉｄとが入力される。減算器１０４は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆと電流値ｉｄとの偏差を演算し、該偏差を電流制御器５０４に出力する。

電流制御器５０３は、ＰＩＤ制御に基づいて、前記偏差が小さくなるように駆動電圧Ｖｑを生成する。具体的には、電流制御器５０３は、前記偏差が０になるように駆動電圧Ｖｑを生成して座標変換器５０５に出力する。

また、電流制御器５０４は、ＰＩＤ制御に基づいて、前記偏差が小さくなるように駆動電圧Ｖｄを生成する。具体的には、電流制御器５０４は、前記偏差が０になるように駆動電圧Ｖｄを生成して座標変換器５０５に出力する。

なお、本実施形態における電流制御器５０３、５０４は、ＰＩＤ制御に基づいて駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを生成しているこれに限定されるものではない。例えば、電流制御器５０３、５０４は、ＰＩ制御に基づいて駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを生成しても良い。

座標変換器５０５は、電流制御器５０３，５０４から出力された回転座標系における駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを、次式によって、静止座標系における駆動電圧Ｖα及びＶβに逆変換する。
Ｖα＝ｃｏｓθ＊Ｖｄ−ｓｉｎθ＊Ｖｑ
Ｖβ＝ｓｉｎθ＊Ｖｄ＋ｃｏｓθ＊Ｖｑ （３）
座標変換器５０５は、変換された駆動電圧Ｖα，Ｖβを、フルブリッジ回路で構成されたＰＷＭインバータ５０６、及び誘起電圧決定器５１２へ出力する。このように、ベクトル制御部５１５は、電流検出器５０７，５０８によって検出された駆動電流と、モータ５０９の巻線に供給するべき駆動電流との偏差が小さくなるように、ＰＷＭインバータ５０６のフルブリッジ回路５３０ａ，５３０ｂを駆動する駆動電圧を生成する。したがって、本実施形態のベクトル制御部５１５は電圧生成手段の一例として機能する。

図５は、ＰＷＭインバータ５０６の構成を示すブロック図である。図５に示すように、ＰＷＭインバータ５０６は、ＰＷＭ信号生成部５２０ａとフルブリッジ回路５３０ａとを有し、Ａ相の巻線に駆動電流を供給する。また、ＰＷＭインバータ５０６は、ＰＷＭ信号生成部５２０ｂとフルブリッジ回路５３０ｂとを有し、Ｂ相の巻線に駆動電流を供給する。

ＰＷＭ信号生成部５２０ａは、後述する方法により、座標変換器５０５から入力された駆動電圧Ｖαに応じてＰＷＭ信号を生成し、フルブリッジ回路５３０ａに出力する。フルブリッジ回路５３０ａはＰＷＭ信号生成部５２０ａから出力されたＰＷＭ信号によって駆動される。その結果、Ａ相の巻線には、駆動電圧Ｖαに応じた駆動電流ｉαが供給される。

また、ＰＷＭ信号生成部５２０ｂは、後述する方法により、座標変換器５０５から入力された駆動電圧Ｖβに応じてＰＷＭ信号を生成し、フルブリッジ回路５３０ｂに出力する。フルブリッジ回路５３０ｂはＰＷＭ信号生成部５２０ｂから出力されたＰＷＭ信号によって駆動される。その結果、Ｂ相の巻線には、駆動電圧Ｖβに応じた駆動電流ｉβが供給される。

なお、本実施形態においては、ＰＷＭインバータはフルブリッジ回路を有しているが、ＰＷＭインバータはハーフブリッジ回路等を有していても良い。

＜センサレス制御＞
次に、回転位相θの決定方法について説明する。回転子４０２の回転位相θの決定には、回転子４０２の回転によってモータ５０９のＡ相及びＢ相の巻線に誘起される誘起電圧Ｅα及びＥβの値が用いられる。誘起電圧の値は誘起電圧決定器５１２によって決定（算出）される。具体的には、誘起電圧Ｅα及びＥβは、Ａ／Ｄ変換器５１０から誘起電圧決定器５１２に入力された電流値ｉα及びｉβと、座標逆変換器５０５から誘起電圧決定器５１２に入力された駆動電圧Ｖα及びＶβとから、次式によって決定される。
Ｅα＝Ｖα−Ｒ＊ｉα−Ｌ＊ｄｉα／ｄｔ
Ｅβ＝Ｖβ−Ｒ＊ｉβ−Ｌ＊ｄｉβ／ｄｔ （４）
ここで、Ｒは巻線レジスタンス、Ｌは巻線インダクタンスである。Ｒ及びＬの値は、使用されているモータ５０９に固有の値であり、ＲＯＭ１５１ｂ、またはモータ制御装置１５７に設けられた不図示のメモリに予め格納されている。

誘起電圧決定器５１２によって決定された誘起電圧Ｅα，Ｅβは位相決定器５１３へ入力される。

位相決定器５１３は、誘起電圧決定器５１２から出力された誘起電圧Ｅαと誘起電圧Ｅβとの比から、次式によってモータ５０９の回転子の回転位相θを決定する。
θ＝ｔａｎ^-1(−Ｅβ／Ｅα) （５）
なお、本実施形態においては、位相決定器５１３は、式（５）に基づく演算を行うことによって回転位相θを決定したが、この限りではない。例えば、位相決定器５１３は、ＲＯＭ１５１ｂ等に記憶されている、誘起電圧Ｅα及び誘起電圧Ｅβと誘起電圧Ｅα及び誘起電圧Ｅβとに対応する回転位相θとの関係を示すテーブルを参照することによって回転位相θを決定してもよい。

前述の如くして得られた回転子４０２の回転位相θは、減算器１０１、速度決定器５１４、座標変換器５０５、５１１に入力される。

速度決定器５１４は、入力された回転位相θの時間変化に基づいて、次式によってモータ５０９の回転子の回転速度ωを決定する。
ω＝ｄθ／ｄｔ （６）
速度決定器５１４は、回転速度ωを減算器１０２に出力する。

モータ制御装置１５７は、上述の制御を繰り返し行う。

以上のように、本実施形態におけるモータ制御装置１５７は、指令位相θ＿ｒｅｆと回転位相θとの偏差が小さくなるように回転座標系における電流値を制御する位相フィードバック制御を用いたベクトル制御を行う。ベクトル制御を行うことによって、モータが脱調状態となることや、余剰トルクに起因してモータ音が増大すること及び消費電力が増大することを抑制することができる。

＜ＰＷＭインバータ及び電流検出器＞
以上のように、本実施形態におけるモータ制御装置１５７は、巻線に流れる駆動電流の電流値を検出し、検出した電流値に基づいて巻線に流れる駆動電流を制御する。即ち、モータの駆動制御においては、巻線に流れる駆動電流の電流値を検出する構成、及び、駆動電流を巻線に供給する構成が必要となる。

図５は、ＰＷＭインバータ５０６及び電流検出器５０７，５０８の構成を示すブロック図である。図５に示すように、ＰＷＭインバータ５０６は、駆動対象のモータ５０９の相数（本実施形態では２相）に等しい数のフルブリッジ回路を、モータ５０９の駆動回路として備えている。具体的には、ＰＷＭインバータ５０６は、モータ５０９のＡ相及びＢ相それぞれに対応するフルブリッジ回路５３０ａ，５３０ｂを備えている。ＰＷＭインバータ５０６は、更に、Ａ相に対応するＰＷＭ信号生成部５２０ａ、反転器５３１ａ、及びシャント抵抗（抵抗器）５３２ａと、Ｂ相に対応するＰＷＭ信号生成部５２０ｂ、反転器５３１ｂ、及びシャント抵抗５３２ｂとを有する。

以下に、モータ５０９のＡ相の巻線に駆動電流が供給される構成について説明する。なお、Ｂ相についてはＡ相と同様の構成であるため説明を省略する

図５に示すように、フルブリッジ回路５３０ａは、スイッチング素子としてのＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ４を有し、モータの巻線に接続されている。ＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ４はＨブリッジ回路を構成し、巻線は、ＦＥＴ Ｑ１とＱ３との接続点とＦＥＴ Ｑ２とＱ４との接続点とを繋ぐように接続されている。このように、モータの巻線は、一端がＦＥＴ Ｑ１とＦＥＴ Ｑ３とを繋ぐ導線に接続され、他端がＦＥＴ Ｑ２とＦＥＴ Ｑ４とを繋ぐ導線に接続される。また、ＦＥＴ Ｑ１及びＱ２のドレイン端子は電源に接続され、ＦＥＴ Ｑ３及びＱ４のソース端子は、シャント抵抗５３２ａの一端に接続される。このように、Ｑ１の一端及びＱ２の一端が電源に接続され、Ｑ１の他端にＱ３の一端が直列に接続され、Ｑ２の他端にＱ４の一端が直列に接続され、Ｑ３の他端とＱ４の他端とにシャント抵抗５３２ａが接続されている。更に、シャント抵抗５３２ａの他端は接地（グラウンド（ＧＮＤ）に接続）される。

ＰＷＭ信号生成部５２０ａは、ベクトル制御部５１５から入力される駆動電圧Ｖαに対応するデューティ比に応じたＰＷＭ信号を、三角波比較方式によって生成して出力する。なお、本実施例においては、ＰＷＭ信号の１周期におけるＨレベルの期間の占める割合をＰＷＭ信号のデューティ比とするが、この限りではない。例えば、ＰＷＭ信号の１周期におけるＬレベルの期間の占める割合をＰＷＭ信号のデューティ比としても良い。

図６は、ＰＷＭ信号生成部５２０ａがＰＷＭ信号を生成する構成を説明する図である。図６に示すように、ＰＷＭ信号生成部５２０ａは、変調波と搬送波とを比較する比較器６００を有する。ＰＷＭ信号生成部５２０ａは、比較器６００を用いて、変調波としての駆動電圧Ｖαと搬送波としての三角波とを比較することによって、ＰＷＭ信号を生成する。具体的には、比較器６００は、変調波の値（Ｖα）が三角波の値以上である場合にはハイレベル（Ｈレベル）としてＰＷＭ信号を生成し、ＦＥＴＱ１及びＱ４と反転器５３１ａに出力する。また、比較器６００は、変調波の値（Ｖα）が三角波の値未満である場合にはローレベル（Ｌレベル）としてＰＷＭ信号を生成し、ＦＥＴＱ１及びＱ４と反転器５３１ａに出力する。なお、本実施形態においては、ＰＷＭ信号生成部５２０ａが所定の周波数の三角波搬送波を生成しているものとする。また、該三角波搬送波の値が極小値となるタイミングから次に極小値となるタイミングまでの期間を一周期とした場合に、該三角波搬送波の１周期の波形(極小値から次の極小値までの波形)は、該三角波搬送波の値が極大値となるタイミングを基準として線対称となるような波形とする。また、Ａ相における三角波搬送波はＢ相における三角波搬送波に同期している。ＰＷＭ信号生成部５２０ａは、生成されたＰＷＭ信号のデューティ比と三角波搬送波についての情報として周波数及び位相の情報を電流検出器５０７に出力する。

反転器５３１ａは、入力されたＰＷＭ信号の位相を反転させ、位相を反転させたＰＷＭ信号（反転ＰＷＭ信号）をＦＥＴＱ２及びＱ３に出力する。ＦＥＴＱ１及びＱ４は入力されるＰＷＭ信号によって駆動される。また、ＦＥＴＱ２及びＱ３は入力される反転ＰＷＭ信号によって駆動される。

具体的には、ＦＥＴＱ１〜Ｑ４は、入力されるＰＷＭ信号がＨレベルである場合にはオン状態となり、ドレイン‐ソース間に電流が流れる。一方、ＦＥＴＱ１〜Ｑ４は、入力されるＰＷＭ信号がＬレベルである場合にはオフ状態となり、ドレイン‐ソース間に電流が流れない。なお、ＦＥＴＱ１及びＱ４に入力されるＰＷＭ信号の位相とＦＥＴＱ２及びＱ３に入力されるＰＷＭ信号の位相は逆位相である。したがって、ＦＥＴＱ１及びＱ４がオン状態の場合はＦＥＴＱ２及びＱ３はオフ状態となり、ＦＥＴＱ１及びＱ４がオフ状態の場合はＦＥＴＱ２及びＱ３はオン状態となる。

このように、ＦＥＴＱ１〜Ｑ４のオン動作、オフ動作が制御されることによって、巻線に供給する駆動電流の大きさ及び向きが制御される。

次に、Ａ相の巻線に流れる駆動電流を検出する構成について説明する。

図７は、フルブリッジ回路５３０ａに入力されるＰＷＭ信号とモータ５０９の巻線に流れる駆動電流との関係の一例を示す図である。図７Ａは、ＰＷＭ信号がＨレベル（反転ＰＷＭ信号がＬレベル）である場合における駆動電流の様子を示す図である。また、図７Ｂは、ＰＷＭ信号がＨレベルからＬレベルに切り替わった場合における駆動電流の様子を示す図である。なお、図７（Ａ）及び図７（Ｂ）はいずれも、モータ５０９のＡ相の巻線に流れる駆動電流が、ＦＥＴＱ１とＱ３との接続点からＦＥＴＱ２とＱ４との接続点の方向に流れる例を示している。

図７Ａに示すように、ＰＷＭ信号がＨレベルの場合は、電源、ＦＥＴ Ｑ１、モータの巻線、ＦＥＴ Ｑ４、ＧＮＤの順に駆動電流が流れる。その後、ＰＷＭ信号がＨレベルからＬレベルになると、モータの巻線には、電流の変化を阻止する方向に誘導起電力が生じる。この結果、ＧＮＤ、ＦＥＴ Ｑ３、モータの巻線、ＦＥＴ Ｑ２、電源の順に駆動電流が流れる。

電流検出器５０７は、シャント抵抗５３２ａにかかる電圧に基づいてＡ相の巻線に流れる駆動電流を検出する。前述したように、ＰＷＭ信号がＨレベルである場合は、電源、ＦＥＴ Ｑ１、モータの巻線、ＦＥＴ Ｑ４、ＧＮＤの順に駆動電流が流れる。また、ＰＷＭ信号がＨレベルからＬレベルに切り替わると、ＧＮＤ、ＦＥＴ Ｑ３、モータの巻線、ＦＥＴ Ｑ２、電源の順に駆動電流が流れる。即ち、モータ５０９のＡ相の巻線に流れる駆動電流が、ＦＥＴＱ１とＱ３との接続点からＦＥＴＱ２とＱ４との接続点の方向に流れる場合であっても、

駆動電流が電源からＧＮＤへ向かう方向に流れる場合と、駆動電流がＧＮＤから電源へ向かう方向に流れる場合とがある。したがって、シャント抵抗５３２ａの両端の電圧に基づいて駆動電流が検出される場合、検出された駆動電流の向きと実際に巻線に流れている駆動電流の向きとが異なっている可能性がある。この場合、検出された駆動電流の電流値に基づいてモータが制御されると、モータの制御が不安定になってしまう可能性がある。なお、モータ５０９のＡ相の巻線に流れる駆動電流が、ＦＥＴＱ２とＱ４との接続点からＦＥＴＱ１とＱ３との接続点の方向に流れる場合についても同様の現象が起こる。
そこで、本実施形態においては、電流検出器５０７は、駆動電流が検出されるタイミングにおけるＰＷＭ信号のレベルに応じて、検出した電流値（電圧値）の極性を反転させる。

具体的には、例えば、電流検出器５０７は、駆動電流が検出されるタイミングにおけるＰＷＭ信号がＨレベルである場合は、検出した電流値（電圧値）の極性を反転させない。また、電流検出器５０７は、駆動電流が検出されるタイミングにおけるＰＷＭ信号がＬレベルである場合は、検出した電流値（電圧値）の極性を反転させる。

＜駆動電流の検出タイミング＞
ＰＷＭ信号のレベルが切り替わってから、更にＰＷＭ信号のレベルが切り替わるまでの時間間隔（ＨレベルまたはＬレベルの継続時間）が短いと、ＦＥＴＱ１〜Ｑ４がＰＷＭ信号のレベルの切り替わりに応答出来ない可能性がある。この場合、電流値（電圧値）の極性を切り替える必要が無いにもかかわらず電流値（電圧値）の極性が切り替わってしまい、検出された駆動電流の向きと実際に巻線に流れている駆動電流の向きとが異なってしまう可能性がある。

そこで、本実施形態では、電流検出器５０７は、ＰＷＭ信号がＨレベルである期間（以下、「Ｈ期間（ハイ期間）」と称する。）とＬレベルである期間（以下、「Ｌ期間（ロー期間）」と称する。）とのうちで長い方の期間に、駆動電流の検出を行う。このような構成が用いられることによって、検出された駆動電流の向きと実際に巻線に流れている駆動電流の向きとが異なってしまうことを防止することができる。

前述したように、電流検出器５０７には、ＰＷＭ信号生成部５２０ａから出力されたＰＷＭ信号のデューティ比と三角波搬送波の情報とが入力される。電流検出器５０７は、入力されたデューティ比が５０％以上の場合はＨ期間に電流値を検出する。具体的には、電流検出器５０７は、ＰＷＭ信号生成部５２０ａによって生成されたＰＷＭ信号が立ち上がった（ＬレベルからＨレベルに切り替わった）後に三角波搬送波が最初に極値となるタイミングで電流値を検出する。また、電流検出器５０７は、入力されたデューティ比が５０％未満の場合はＬ期間に電流値を検出する。具体的には、電流検出器５０７は、ＰＷＭ信号生成部５２０ａによって生成されたＰＷＭ信号が立ち下がった（ＨレベルからＬレベルに切り替わった）後に三角波搬送波が最初に極値となるタイミングで電流値を検出する。このように、三角波搬送波が極値となるタイミングで電流値が検出されることによって、ＰＷＭ信号が立ち上がる又は立ち下がるタイミングにおいて電流値が検出されることを防止することが出来る。この結果、ＰＷＭ信号が立ち上がる又は立ち下がる際にスイッチング素子がスイッチングすることに起因して発生するノイズが、検出された値に含まれることを抑制することができる。

図８は、駆動電流が検出されるタイミングを示す図である。図８に示す例では、駆動電圧が２４Ｖである場合はデューティ比が１００％、駆動電圧が０Ｖである場合はデューティ比が５０％、駆動電圧が−２４Ｖである場合はデューティ比が０％に対応する。

図８に示すように、駆動電圧が０Ｖ以上である場合は、三角波搬送波の値が極小値となるタイミングで電流値が検出される。また、駆動電圧が負である場合は、三角波搬送波の値が極大値となるタイミングで電流値が検出される。また、駆動電圧が正の値から負の値へと変化する場合、電流値が検出されるタイミングが、三角波搬送波の値が極小値となるタイミングから三角波搬送波の値が極大値となるタイミングに変わる。また、駆動電圧が負の値から正の値へと変化する場合、電流値が検出されるタイミングが、三角波搬送波の値が極大値となるタイミングから三角波搬送波の値が極小値となるタイミングに変わる。

このように、駆動電圧の値に応じて電流値が検出されるタイミングが変わると、一定の周期で電流値が検出されなくなってしまう。

Ａ相のフルブリッジ回路５３０ａとＢ相のフルブリッジ回路５３０ｂは、それぞれ独立に駆動される。したがって、駆動電圧の値に応じて電流値が検出されるタイミングが変わると、図８に示すように、Ａ相における検出時刻とＢ相における検出時刻とが一致しない場合がある。この場合、異なるタイミングで得られたＡ相の電流値とＢ相の電流値とに基づいてモータが制御されてしまう。

そこで、本実施形態では、以下の構成を用いることによって、電流検出器５０７，５０８による各相の駆動電流の検出を各ＰＷＭ周期におけるＨ期間及びＬ期間のうちの長い方の期間内に実行し、且つ一定の時間間隔で実行できるようにする。この結果、異なるタイミングで得られたＡ相の値とＢ相の値とに基づいてモータが制御されてしまうことを抑制することができる。

＜ＰＷＭ信号生成部＞
図９Ａは、本実施例のＰＷＭ信号生成部５２０ａの構成を示すブロック図である。なお、以下の説明においては、ＰＷＭ信号生成部５２０ａについて説明するが、ＰＷＭ信号生成部５２０ｂの構成はＰＷＭ信号生成部５２０ａと同様である。

図９Ａに示すように、ＰＷＭ信号生成部５２０ａは、反転制御部５２１、キャリア生成部５２２、キャリア反転部５２３、及び比較器６００を有する。

キャリア生成部５２２は、所定の周波数及び所定の振幅の三角波搬送波をキャリアとして生成し、生成したキャリアをキャリア反転部５２３へ出力する。本実施例では、キャリア（三角波）の１つの極小値と次の極小値との間の期間をＰＷＭ信号の１周期とする。また、Ａ相における三角波搬送波はＢ相における三角波搬送波に同期している。

ベクトル制御部５１５から出力された駆動電圧Ｖα（変調波）は、比較器６００及び反転制御部５２１に入力される。

反転制御部５２１は、駆動電圧Ｖαに基づいて、キャリア生成部５２２によって生成されたキャリア（三角波）の正負の極性を反転させる（位相を反転させる）反転処理を行うか否かを決定し、決定した結果に従ってキャリア反転部５２３を制御する。具体的には、反転制御部５２１は、ＰＷＭ周期（例えば図８のｔ０〜ｔ２の期間）の開始タイミング（例えば図８のｔ０）における駆動電圧Ｖαが０以上であれば（Ｖα≧０）、キャリア反転部５２３が当該ＰＷＭ周期における三角波搬送波の極性を反転させるように、キャリア反転部５２３を制御する。この結果、キャリア反転部５２３は、キャリア生成部５２２から出力された三角波搬送波の極性を反転させ、極性が反転した三角波搬送波を比較器６００に出力する。一方、反転制御部５２１は、ＰＷＭ周期の開始タイミングにおける駆動電圧Ｖαが負であれば（Ｖα＜０）、キャリア反転部５２３が当該ＰＷＭ周期における三角波搬送波の極性を反転させないように、キャリア反転部５２３を制御する。この結果、キャリア反転部５２３は、キャリア生成部５２２から出力された三角波搬送波の極性を反転させず、三角波搬送波を比較器６００に出力する。

図１０は、キャリア反転部５２３が適用された場合（本実施例）における三角波搬送波及びＰＷＭ信号を示す図である。図１０に示すように、キャリア反転部５２３が適用されることによって、ＰＷＭ信号９１０が生成される。

前述のように、電流検出器５０７は、入力されたデューティ比が５０％以上（駆動電圧Ｖαが０以上）の場合はＨ期間に電流値を検出する。具体的には、電流検出器５０７は、ＰＷＭ信号生成部５２０ａによって生成されたＰＷＭ信号が立ち上がった（ＬレベルからＨレベルに切り替わった）後に三角波搬送波が最初に極値となるタイミングで電流値を検出する。また、電流検出器５０７は、入力されたデューティ比が５０％未満（駆動電圧Ｖαが０未満）の場合はＬ期間に電流値を検出する。具体的には、電流検出器５０７は、ＰＷＭ信号生成部５２０ａによって生成されたＰＷＭ信号が立ち下がった（ＨレベルからＬレベルに切り替わった）後に三角波搬送波が最初に極値となるタイミングで電流値を検出する。

したがって、図１０に示すように、ＰＷＭ信号９１０に基づいて電流値が検出される場合、電流検出器５０７はＰＷＭ周期の中心のタイミングで電流値を検出する。即ち、一定の周期で電流値が検出される。この結果、異なるタイミングで得られたＡ相の電流値とＢ相の電流値とに基づいてモータが制御されてしまうことを抑制することができる。

＜駆動電流の検出フロー＞
図１１Ａは、実施例１におけるモータ制御装置１５７によって実行される、駆動電流の検出フローを示すフローチャートである。モータ制御装置１５７は、ＰＷＭ信号生成部５２０ａ，５２０ｂによって生成されるＰＷＭ信号の１周期ごとに、図１１Ａに示す制御フローを実行する。なお、以下ではＡ相における駆動電流の検出について説明するが、Ｂ相における駆動電流の検出についても同様である。

まず、Ｓ１０１において、モータ制御装置１５７（反転制御部５２１）は、ＰＷＭ周期の開始タイミング（ｔ０）において、駆動電圧Ｖαが０以上（Ｖα≧０）であるか否かを判定する。

駆動電圧Ｖαが０以上である場合には、Ｓ１０２において、モータ制御装置１５７（キャリア反転部５２３）は、上述のように、ＰＷＭ周期におけるキャリアの極性を反転させる。

一方、駆動電圧Ｖαが０以上ではない場合には、モータ制御装置１５７（キャリア反転部５２３）は、Ｓ１０２の処理を実行しない。即ち、モータ制御装置１５７（キャリア反転部５２３）は、キャリアの極性を反転させない。

その後、Ｓ１０３において、モータ制御装置１５７（電流検出器５０７）は、ＰＷＭ周期の中心タイミング（ｔ１）において、上述のように駆動電流の検出を行い、当該ＰＷＭ周期についての処理を終了する。

以上説明したように、本実施形態のモータ制御装置１５７において、フルブリッジ回路５３０ａは、Ｈブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子であるＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ４を備え、モータ５０９の巻線が接続される。ＰＷＭ信号生成部５２０ａは、ＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ４のオン動作及びオフ動作を制御する第１のＰＷＭ信号と第２のＰＷＭ信号とを生成する。第１のＰＷＭ信号は、搬送波としての第１の三角波に基づいて生成され、ＨレベルとＬレベルの一方である第１レベルの信号と、ＨレベルとＬレベルの他方である第２レベルの信号とで構成される。第２のＰＷＭ信号は、第１の三角波の位相とは逆位相である第２の三角波に基づいて生成され、第１レベルの信号と第２レベルの信号とで構成される。電流検出部５０７は、第１のＰＷＭ信号のデューティ比が所定値未満の場合は、ＰＷＭ信号生成部５２０ａが生成した第１のＰＷＭ信号が第２レベルである第２期間に駆動電流を検出する。また、電流検出部５０７は、第１のＰＷＭ信号のデューティ比が所定値以上の場合は、ＰＷＭ信号生成部５２０ａが生成した第２のＰＷＭ信号が第１レベルである第３期間に駆動電流を検出する。このデューティ比は、第１のＰＷＭ信号の１周期における、第１のＰＷＭ信号が第１レベルである第１期間の割合を表す。ＰＷＭ信号生成部５２０ａは、電流検出部５０７によって検出された駆動電流に基づいて、第１のＰＷＭ信号及び第２のＰＷＭ信号を生成する。

本実施例によれば、電流検出器５０７，５０８は、各相の駆動電流の検出を、各ＰＷＭ周期におけるＨ期間及びＬ期間のうちの長い方の期間内に実行し、且つ一定の時間間隔で実行することが可能である。このため、異なるタイミングで得られたＡ相の電流値とＢ相の電流値とに基づいてモータが制御されてしまうことを抑制することができる。この結果、各ＰＷＭ周期においてＡ相とＢ相との間で（複数相間で）駆動電流の検出タイミングを揃えることが可能である。このため、複数相間で駆動電流の検出タイミングがずれることに起因した、モータ５０９の回転子の回転位相θの決定精度の低下を抑制できる。

本実施例では、キャリア生成部５２２によって生成されるキャリアの１つの極小値と次の極小値との間の期間をＰＷＭ周期と定めているが、キャリアの１つの極大値と次の極大値との間の期間をＰＷＭ周期と定めてもよい。その場合、反転制御部５２１は、ＰＷＭ周期の開始タイミングにおける駆動電圧Ｖα，Ｖβが正であれば、当該１ＰＷＭ周期において、キャリア反転部５２３に反転処理を行わず、駆動電圧Ｖα，Ｖβが負であれば、キャリア反転部５２３に反転処理を行わせる。これにより、上述の実施例と同様、各ＰＷＭ周期においてＨ期間及びＬ期間のうちの長い方の期間が常に中心部に配置されたＰＷＭ信号を生成できる。

また、本実施例では、反転制御部５２１は、駆動電圧の極性に基づいて、即ち、デューティ比が５０％以上か否かに基づいて、キャリア反転部５２３に三角波の位相を反転させる指令を行ったが、これに限定されるものではない。例えば、反転制御部５２１は、デューティ比が７０％以上か否かに基づいて、キャリア反転部５２３に三角波の位相を反転させる指令を行っても良い。

［実施例２］
画像形成装置の構成は実施例１と同様の構成である。以下の説明においては、モータ制御装置１５７の構成が実施例１におけるモータ制御装置１５７の構成と異なる部分について説明する。

実施例１では、キャリア反転部５２３によってキャリア（三角波搬送波）の正負の極性が制御され、正負の極性が制御されたキャリアに基づいてＰＷＭ信号が生成される。実施例２では、変調波としてＰＷＭ信号生成部に入力される駆動電圧Ｖα，Ｖβの正負の極性を反転させる処理と、比較器６００から出力されたＰＷＭ信号のレベルを反転させる処理とに基づいて、ＰＷＭ信号が生成される。

＜ＰＷＭ信号生成部＞
図９Ｂは、本実施例のＰＷＭ信号生成部５２０ａの構成を示すブロック図である。なお、以下の説明においては、ＰＷＭ信号生成部５２０ａについて説明するが、ＰＷＭ信号生成部５２０ｂの構成はＰＷＭ信号生成部５２０ａと同様である。

図９Ｂに示すように、ＰＷＭ信号生成部５２０ａは、反転制御部５２１、キャリア生成部５２２、駆動電圧反転部５２４、ＰＷＭ信号反転部５２５、及び比較器６００を有する。

キャリア生成部５２２は、所定の周波数及び所定の振幅の三角波搬送波をキャリアとして生成し、生成したキャリアを比較器６００へ出力する。本実施例でも、実施例１と同様、キャリア（三角波）の１つの極小値と次の極小値との間の期間を１ＰＷＭ周期とする。また、Ａ相における三角波搬送波とＢ相における三角波搬送波は同期されているものとする。

ベクトル制御部５１５から出力された駆動電圧Ｖα（変調波）は、反転制御部５２１及び駆動電圧反転部５２４に入力される。

反転制御部５２１は、駆動電圧Ｖαに基づいて、駆動電圧反転部５２４による駆動電圧Ｖαの反転処理（第１反転処理）及びＰＷＭ信号反転部５２５によるＰＷＭ信号の反転処理（第２反転処理）を行うか否かを決定する。反転制御部５２１は、決定した結果に従って駆動電圧反転部５２４及びＰＷＭ信号反転部５２５を制御する。具体的には、反転制御部５２１は、ＰＷＭ周期の開始タイミングにおける駆動電圧Ｖαが０以上であれば（Ｖα≧０）、当該ＰＷＭ周期において駆動電圧反転部５２４及びＰＷＭ信号反転部５２５が反転処理を行うように、駆動電圧反転部５２４及びＰＷＭ信号反転部５２５を制御する。この結果、駆動電圧反転部５２４は駆動電圧Ｖαの極性を反転させ、極性が反転した（即ち、逆極性の）駆動電圧Ｖαを比較器６００に出力する。また、ＰＷＭ信号反転部５２５はＰＷＭ信号のレベルを反転させ、レベルが反転したＰＷＭ信号を出力する。一方、反転制御部５２１は、ＰＷＭ周期の開始タイミングにおける駆動電圧Ｖαが０以上でなければ（Ｖα＜０）、当該ＰＷＭ周期において駆動電圧反転部５２４及びＰＷＭ信号反転部５２５が反転処理を行わないように、駆動電圧反転部５２４及びＰＷＭ信号反転部５２５を制御する。この結果、駆動電圧反転部５２４は駆動電圧Ｖαの極性を反転させずに駆動電圧Ｖαを比較器６００に出力する。また、ＰＷＭ信号反転部５２５はＰＷＭ信号のレベルを反転させずにＰＷＭ信号を出力する。

図１２は、本実施例に係る、ＰＷＭ信号の生成方法及び駆動電流の検出タイミングの例を示す図である。図１２に示すＰＷＭ信号１２１０は、駆動電圧反転部５２４による処理が適用された駆動電圧Ｖαに基づいて、比較器６００が生成したＰＷＭ信号である。また、図１２に示すＰＷＭ信号１２２０は、ＰＷＭ信号反転部５２５による処理が適用されたＰＷＭ信号である。

前述のように、電流検出器５０７は、入力されたデューティ比が５０％以上（駆動電圧Ｖαが０以上）の場合はＨ期間に電流値を検出する。具体的には、電流検出器５０７は、ＰＷＭ信号生成部５２０ａによって生成されたＰＷＭ信号が立ち上がった（ＬレベルからＨレベルに切り替わった）後に三角波搬送波が最初に極値となるタイミングで電流値を検出する。また、電流検出器５０７は、入力されたデューティ比が５０％未満（駆動電圧Ｖαが０未満）の場合はＬ期間に電流値を検出する。具体的には、電流検出器５０７は、ＰＷＭ信号生成部５２０ａによって生成されたＰＷＭ信号が立ち下がった（ＨレベルからＬレベルに切り替わった）後に三角波搬送波が最初に極値となるタイミングで電流値を検出する。

したがって、電流検出器５０７、５０８がＰＷＭ信号１２２０に基づいて電流値を検出すると、電流検出器５０７、５０８はＰＷＭ周期の中心のタイミングで電流値を検出することができる。即ち、一定の周期で電流値が検出される。この結果、異なるタイミングで得られたＡ相の電流値とＢ相の電流値とに基づいてモータが制御されてしまうことを抑制することができる。

＜駆動電流の検出フロー＞
図１１Ｂは、実施例２におけるモータ制御装置１５７によって実行される、駆動電流の検出フローを示すフローチャートである。実施例１と同様、モータ制御装置１５７は、ＰＷＭ信号生成部５２０ａ，５２０ｂによって生成されるＰＷＭ信号の１周期ごとに、図１１Ｂに示す制御フローを実行する。なお、以下ではＡ相における駆動電流の検出について説明するが、Ｂ相における駆動電流の検出についても同様である。

まず、Ｓ２０１において、モータ制御装置１５７（反転制御部５２１）は、ＰＷＭ周期の開始タイミング（ｔ０）において、駆動電圧Ｖαが０以上（Ｖα≧０）であるか否かを判定する。

駆動電圧Ｖαが０以上である場合には、Ｓ２０２において、モータ制御装置１５７（駆動電圧反転部５２４）は、上述のように、ＰＷＭ周期において駆動電圧Ｖαの極性を反転させる。

更に、Ｓ２０３で、モータ制御装置１５７（ＰＷＭ信号反転部５２５）は、比較器６００から出力されたＰＷＭ信号のレベルをＨレベルとＬレベルとの間で反転させる。

一方、Ｓ２０２において、駆動電圧Ｖαが０以上ではない場合には、モータ制御装置１５７は、Ｓ２０２及びＳ２０３の処理を実行しない。即ち、モータ制御装置１５７は、駆動電圧Ｖαの極性及びＰＷＭ信号のレベルを反転させない

その後、Ｓ２０４において、モータ制御装置１５７（電流検出器５０７）は、ＰＷＭ周期の中心タイミング（ｔ１）において、上述のように駆動電流の検出を行い、当該ＰＷＭ周期についての処理を終了する。

以上説明したように、本実施例によれば、電流検出器５０７，５０８は、各相の駆動電流の検出を、各ＰＷＭ周期におけるＨ期間及びＬ期間のうちの長い方の期間内に実行し、且つ一定の時間間隔で実行することが可能である。このため、異なるタイミングで得られたＡ相の電流値とＢ相の電流値とに基づいてモータが制御されてしまうことを抑制することができる。この結果、各ＰＷＭ周期においてＡ相とＢ相との間で（複数相間で）駆動電流の検出タイミングを揃えることが可能である。このため、複数相間で駆動電流の検出タイミングがずれることに起因した、モータ５０９の回転子の回転位相θの決定精度の低下を抑制できる。

なお、実施例１及び実施例２において、モータ５０９の回転子の実際の回転位相θｍ（機械角）と、位相決定器５１３によって決定された回転位相θｅ（電気角）とが１対１に対応しない場合には、図１３に示すように、電気角から機械角への変換を行う変換器７００が、位相決定器５１３と位相制御器５０１との間に設けられてもよい。この場合、モータ５０９の回転子の回転位相θは、このような変換器によって実際の回転位相（機械角）に変換された後に、位相制御器５０１へ出力される。

また、実施例１及び実施例２においては、負荷を駆動するモータとしてステッピングモータが用いられているが、ＤＣモータ等の他のモータであっても良い。また、モータは２相モータである場合に限らず、３相モータ等の他のモータであっても良い。

１００：画像形成装置、１５１ａ：ＣＰＵ、１５７：モータ制御装置、５０１：位置制御器、５０６：ＰＷＭインバータ、５０７，５０８：電流検出器、５０９：モータ、５１０：Ａ／Ｄ変換器、５１２：誘起電圧決定器、５１３：位置決定器、５１４：速度決定器、５１５：ベクトル制御部、５３０ａ，５３０ｂ：フルブリッジ回路、５２０ａ，５２０ｂ：ＰＷＭ信号生成部

Claims (22)

1. Ｈブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子を備え、モータの巻線が接続される駆動回路と、
   前記複数のスイッチング素子のオン動作及びオフ動作を制御するＰＷＭ信号であって、搬送波としての第１の三角波に基づいて生成され、ハイレベルとローレベルの一方である第１レベルの信号とハイレベルとローレベルの他方である第２レベルの信号とで構成される第１のＰＷＭ信号と、前記第１の三角波の位相とは逆位相である第２の三角波に基づいて生成され、前記第１レベルの信号と前記第２レベルの信号とで構成される第２のＰＷＭ信号と、を生成する生成手段と、
   前記モータの巻線に流れる駆動電流を、前記第１のＰＷＭ信号の１周期における、前記第１のＰＷＭ信号が前記第１レベルである第１期間の割合を表すデューティ比によって決定されるタイミングにおいて検出する検出手段と、
   を有し、前記検出手段は、前記デューティ比が所定値未満の場合は、前記生成手段が生成した前記第１のＰＷＭ信号が前記第２レベルである第２期間に前記駆動電流を検出し、前記デューティ比が前記所定値以上の場合は、前記生成手段が生成した前記第２のＰＷＭ信号が前記第１レベルである第３期間に前記駆動電流を検出し、
   前記生成手段は、前記検出手段によって検出された駆動電流に基づいて、前記第１のＰＷＭ信号及び前記第２のＰＷＭ信号を生成する
   ことを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記モータ制御装置は、前記検出手段によって検出された駆動電流と前記巻線に供給するべき駆動電流との偏差が小さくなるように、前記駆動回路を駆動する駆動電圧を生成する電圧生成手段を更に有し、
   前記生成手段は、前記電圧生成手段によって生成された前記駆動電圧と前記第１の三角波とに基づいて前記第１のＰＷＭ信号を生成する
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記検出手段は、前記第１の三角波の１周期ごとに、前記駆動電流を検出する
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
4. 前記検出手段は、前記第１期間に前記駆動電流を検出する場合は、前記第１のＰＷＭ信号のレベルが前記第２レベルから前記第１レベルへと切り替わった後に前記第１の三角波が最初に極値となるタイミングにおいて前記駆動電流を検出し、
   前記第２期間に前記駆動電流を検出する場合は、前記第１のＰＷＭ信号のレベルが前記第１レベルから前記第２レベルへと切り替わった後に前記第１の三角波が最初に極値となるタイミングにおいて前記駆動電流を検出し、
   前記第３期間に前記駆動電流を検出する場合は、前記第２のＰＷＭ信号のレベルが前記第２レベルから前記第１レベルへと切り替わった後に前記第２の三角波が最初に極値となるタイミングにおいて前記駆動電流を検出する
   ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
5. 前記生成手段は、
   前記第１の三角波を生成するキャリア生成手段と、
   前記電圧生成手段によって生成された駆動電圧の正負の極性に応じて、前記第１の三角波の位相を反転させることによって前記第２の三角波を生成する反転手段と、
   前記駆動電圧が０以上である場合は、前記駆動電圧と前記第２の三角波とを比較することによって前記第２のＰＷＭ信号を生成し、前記駆動電圧が負である場合は、前記駆動電圧と前記第１の三角波とを比較することによって前記第１のＰＷＭ信号を生成する比較手段と、
   を有することを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
6. 前記第１のＰＷＭ信号が前記第１レベルである場合は前記複数のスイッチング素子はオンとなり、
   前記第１のＰＷＭ信号が前記第２レベルである場合は前記複数のスイッチング素子はオフとなり、
   前記第２のＰＷＭ信号が前記第１レベルである場合は前記複数のスイッチング素子はオンとなり、
   前記第２のＰＷＭ信号が前記第２レベルである場合は前記複数のスイッチング素子はオフとなり、
   前記検出手段は、前記第１のＰＷＭ信号が前記第１レベルである期間又は前記第２のＰＷＭ信号が前記第１レベルである期間に前記駆動電流を検出する場合は検出した前記駆動電流の極性を反転させず、前記第１のＰＷＭ信号が前記第２レベルである期間又は前記第２のＰＷＭ信号が前記第２レベルである期間に前記駆動電流を検出する場合は検出した前記駆動電流の極性を反転させる
   ことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
7. 前記モータ制御装置は、前記モータの第１相及び第２相のそれぞれに対応した、前記生成手段、前記駆動回路及び前記検出手段を有し、
   前記第１相に対応する三角波は前記第２相に対応する三角波に同期しており、
   前記第１相に対応する前記検出手段は、前記第１相の巻線に流れる駆動電流を検出し、
   前記第２相に対応する前記検出手段は、前記第２相の巻線に流れる駆動電流を検出し、
   前記モータ制御装置は、更に、前記第１相に対応する前記検出手段によって検出された前記第１相の巻線に流れる駆動電流と前記第２相に対応する前記検出手段によって検出された前記第２相の巻線に流れる駆動電流とに基づいて前記モータの回転子の回転位相を決定する位相決定手段を有し、
   前記モータ制御装置は、前記モータの回転子の目標位相を表す指令位相と前記位相決定手段によって決定された回転位相との偏差が小さくなるように、前記第１相の巻線及び前記第２相の巻線に流れる駆動電流を制御することによって前記モータを制御する
   ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
8. 前記所定値は５０％であることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
9. 前記駆動回路は、
   第１のスイッチング素子の一端及び第２のスイッチング素子の一端が電源に接続されており、
   前記第１のスイッチング素子の他端に第３のスイッチング素子の一端が直列に接続されており、
   前記第２のスイッチング素子の他端に第４のスイッチング素子の一端が直列に接続されており、
   前記第３のスイッチング素子の他端と前記第４のスイッチング素子の他端とに抵抗器が接続されており、
   前記抵抗器は接地されており、
   前記モータの巻線は、一端が前記第１のスイッチング素子と第３のスイッチング素子とを繋ぐ導線に接続され、他端が前記第２のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とを繋ぐ導線に接続された回路である
   ことを特徴とする請求項１乃至８のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
10. 前記生成手段によって生成されたＰＷＭ信号は、前記第１のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子へ供給され、
    前記生成手段によって生成されたＰＷＭ信号とは逆位相であるＰＷＭ信号が、前記第２のスイッチング素子及び前記第３のスイッチング素子へ供給される
    ことを特徴とする請求項９に記載のモータ制御装置。
11. 前記モータ制御装置は、前記モータの回転子の回転によって前記第１相の巻線に誘起される誘起電圧の値と前記第２相の巻線に誘起される誘起電圧の値とを、前記検出手段によって検出された前記駆動電流に基づいて決定する誘起電圧決定手段を更に有し、
    前記位相決定手段は、前記誘起電圧決定手段によって決定された前記第１相における誘起電圧の値と前記第２相における誘起電圧の値とに基づいて前記回転位相を決定する
    ことを特徴とする請求項７に記載のモータ制御装置。
12. 前記モータ制御装置は、前記指令位相と前記位相決定手段によって決定された回転位相との偏差が小さくなるように、前記回転位相を基準とした回転座標系において表される電流値の電流成分であって、前記回転子にトルクを発生させるトルク電流成分の値と前記モータの巻線を貫く磁束の強度に影響する励磁電流成分の値とに基づいて前記モータを制御することを特徴とする請求項１１に記載のモータ制御装置。
13. Ｈブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子を備え、モータの巻線が接続される駆動回路と、
    前記複数のスイッチング素子のオン動作、オフ動作を制御するＰＷＭ信号であって、前記駆動回路を駆動する第１の駆動電圧と搬送波としての三角波とに基づいて生成され、ハイレベルの信号とローレベルの信号とで構成される第１のＰＷＭ信号と、前記第１の駆動電圧の極性とは逆極性である第２の駆動電圧と前記三角波とに基づいて生成された第３のＰＷＭ信号の位相とは逆位相であるＰＷＭ信号であり、前記ハイレベルの信号と前記ローレベルの信号とで構成される第２のＰＷＭ信号と、を生成する生成手段と、
    前記第１の駆動電圧が所定値以上である場合は、前記生成手段が生成した前記第２のＰＷＭ信号が前記ハイレベルであるハイ期間に前記巻線に流れる駆動電流を検出し、前記第１の駆動電圧が前記所定値未満の場合は、前記生成手段が生成した前記第１のＰＷＭ信号が前記ローレベルであるロー期間に前記駆動電流を検出する検出手段と、を備え、
    前記生成手段は、前記検出手段によって検出された駆動電流に基づいて、前記第１のＰＷＭ信号及び前記第２のＰＷＭ信号を生成する
    ことを特徴とするモータ制御装置。
14. 前記検出手段は、前記三角波の１周期ごとに、前記駆動電流を検出する
    ことを特徴とする請求項１３に記載のモータ制御装置。
15. 前記モータ制御装置は、前記検出手段によって検出された駆動電流と前記巻線に供給するべき駆動電流との偏差が小さくなるように、前記第１の駆動電圧を生成する電圧生成手段を更に有し、
    前記生成手段は、
    前記三角波を生成するキャリア生成手段と、
    前記電圧生成手段によって生成された前記第１の駆動電圧の正負の極性に応じて、当該第１の駆動電圧の極性を反転させることによって前記第２の駆動電圧を生成する第１反転手段と、
    前記第１の駆動電圧が０以上である場合は、前記第２の駆動電圧と前記三角波とを比較することによって前記第３のＰＷＭ信号を生成し、前記第１の駆動電圧が負である場合は、当該第１の駆動電圧と前記三角波とを比較することによって前記第１のＰＷＭ信号を生成する比較手段と、
    前記第１の駆動電圧が０以上である場合は、前記比較手段によって生成された前記第３のＰＷＭ信号の位相を反転させることによって前記第２のＰＷＭ信号を生成して出力し、前記第１の駆動電圧が負である場合は、前記比較手段によって生成された前記第１のＰＷＭ信号の位相を反転させずに当該第１のＰＷＭ信号を出力する第２反転手段と、
    を有することを特徴とする請求項１３又は１４に記載のモータ制御装置。
16. 前記所定値は０であることを特徴とする請求項１３乃至１５のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
17. シートを搬送する搬送ローラと、
    前記搬送ローラを駆動するモータと、
    前記モータを制御する、請求項１から１６のいずれか１項に記載のモータ制御装置と、
    を備えることを特徴とするシート搬送装置。
18. 原稿が積載される原稿トレイと、
    前記原稿トレイに積載された前記原稿を搬送する搬送ローラと、
    前記搬送ローラを駆動するモータと、
    前記モータを制御する、請求項１から１６のいずれか１項に記載のモータ制御装置と、
    を備えることを特徴とする原稿給送装置。
19. 原稿が積載される原稿トレイと、
    前記原稿トレイに積載された前記原稿を搬送する搬送ローラと、
    前記搬送ローラによって搬送された前記原稿を読み取る読取手段と、
    前記搬送ローラを駆動するモータと、
    前記モータを制御する、請求項１から１６のいずれか１項に記載のモータ制御装置と、
    を備えることを特徴とする原稿読取装置。
20. 記録媒体を搬送する搬送ローラと、
    前記搬送ローラによって搬送された前記記録媒体に画像を形成する画像形成手段と、
    前記搬送ローラを駆動するモータと、
    前記モータを制御する、請求項１から１６のいずれか１項に記載のモータ制御装置と、
    を備えることを特徴とする画像形成装置。
21. 記録媒体に画像を形成する画像形成装置であって、
    負荷を駆動するモータと、
    前記モータを制御する、請求項１から１６のいずれか１項に記載のモータ制御装置と、
    を備えることを特徴とする画像形成装置。
22. 前記負荷は、前記記録媒体を搬送する搬送ローラである
    ことを特徴とする請求項２１に記載の画像形成装置。

Images