JP2017102202A - 電源装置及び画像形成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 入力する電源の種類を変更した場合でも、画像形成の性能劣化を抑制する電源装置及び画像形成装置を提供する。
【解決手段】 本発明は、ヒータに電源装置に関する。本発明の電源装置は、電源から供給された電源電圧を昇圧し、ヒータ側に出力する力率改善回路と、電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、ヒータのヒータ電力を取得する取得手段と、電源電圧検出手段の検出結果と、推定手段が取得したヒータ電力とを利用して、力率改善回路に適用するスイッチング周波数を決定する周波数決定手段と、電源電圧検出手段が検出した電源電圧と、推定手段が推定したヒータ電力とを利用して、力率改善回路に適用するスイッチング周波数を決定する周波数決定手段と、周波数決定手段が決定したスイッチング周波数で、力率改善回路を動作させるように制御する周波数制御手段とを有することを特徴とする。
【選択図】 図１

Description

この発明は、電源装置及び画像形成装置に関し、例えば、電子写真式の画像形成装置において定着器のヒータに電力を供給する電源装置に適用し得る。

従来の画像形成装置では、トナー像を現像して媒体（印刷用紙）に転写し、定着器を用いて当該媒体に熱及び圧力を加え、当該媒体にトナー像を定着させる処理が行われる。

そして、その定着器には、ヒータ（熱源）が備えられており、当該ヒータには加熱のための電力供給がなされる。そして、従来の定着器のヒータに電力を供給する電源装置としては、例えば特許文献１の記載技術がある。

特許文献１の記載技術では、トライアックによる位相制御により電力制御を行っていた。

特開２０１３−２３５１０７号公報

しかしながら、従来、ヒータの電源装置に、トライアックのように商用電源を直接オンオフする素子を用いた場合、電源電圧に応じて異なる定着器を用意する必要があった。また大判プリンタのように定着器の消費電力が大きくなる画像形成装置については、日本国内でも２００Ｖの電源を用いる場合がある。

通常、日本国内で流通する画像形成装置については、入力電圧が１００Ｖで消費電力を１５００Ｗ以内とする必要がある。そのため、従来は、１００Ｖと２００Ｖの両方に対応する画像形成装置では、２００Ｖが入力されても消費電力を１５００Ｗ以内に抑える為に、２００Ｖにだけ対応する画像形成装置より印刷速度を遅くする必要がある等の制限があった。したがって、従来１００Ｖ及び２００Ｖに対応する画像形成装置を導入したユーザは、入力する電源の種類を変更する際に、印刷速度等の性能を保つためには装置の買換え等を行う必要があった。

そのため、入力する電源の種類を変更した場合でも、電源効率の劣化を抑制することができる電源装置及び画像形成装置が望まれている。

第１の本発明の電源装置は、（１）電源から供給された電源電圧を昇圧し、ヒータ側に出力する力率改善回路と、（２）前記電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、（３）前記ヒータのヒータ電力を取得する取得手段と、（４）前記電源電圧検出手段の検出結果と、前記推定手段が取得したヒータ電力とを利用して、前記力率改善回路に適用するスイッチング周波数を決定する周波数決定手段と、（５）前記周波数決定手段が決定したスイッチング周波数で、前記力率改善回路を動作させるように制御する周波数制御手段とを有することを特徴とする。

第２の本発明の画像形成装置は、現像剤像が形成された媒体をヒータにより加熱して定着させる定着部と、前記定着部のヒータ側に電力供給する電源装置とを備える画像形成装置において、前記電源装置として第１の本発明の電源装置を適用したことを特徴とする。

本発明によれば、入力する電源の種類を変更した場合でも、電源効率の劣化を抑制する電源装置及び画像形成装置を提供することができる。

第１の実施形態に係る電源及びその周辺の詳細構成について示した説明図である。 第１の実施形態に係る画像形成装置の概略断面図である。 第１の実施形態に係る電源制御系の機能的構成について示したブロック図である。 第１の実施形態に係るＰＦＣ制御回路の詳細構成の例について示した説明図である。 第１の実施形態に係る画像形成装置の動作（電源制御系の動作）について示したフローチャートである。 第１の実施形態に係るＰＦＣ回路の動作について示したタイミングチャートである。 第１の実施形態に係る電源の動作について示したタイミングチャートである。 第２の実施形態に係る電源制御系の機能的構成について示したブロック図である。 第２の実施形態に係る電源及びその周辺の詳細構成について示した説明図である。 第２の実施形態に係る画像形成装置の動作（電源制御系の動作）について示したフローチャートである。 第３の実施形態に係る電源制御系の機能的構成について示したブロック図である。 第３の実施形態に係る電源及びその周辺の詳細構成について示した説明図である。 第３の実施形態に係る電源の動作について示したタイミングチャートである。 第４の実施形態に係る電源制御系の機能的構成について示したブロック図である。 第４の実施形態に係る電源及びその周辺の詳細構成について示した説明図である。 第４の実施形態に係る電源の動作について示したタイミングチャートである。

（Ａ）第１の実施形態
以下、本発明による電源装置及び画像形成装置の第１の実施形態を、図面を参照しながら詳述する。

（Ａ−１）第１の実施形態の構成
図３は、画像形成装置１００の概略断面図である。

画像形成装置１００は、大別すると給紙部１、画像形成部２、定着部３、及び用紙排出部４を有している。

給紙部１は、用紙をセットする為の用紙カセット５、用紙を給紙するためのピックアッフローラ６、７、８、及び用紙を画像形成部２へ搬送する為のレジストローラ９、１０を有している。

画像形成部２は、プロセス色（トナーの色）ごとに対応するプロセス色のトナー像を現像する画像形成ユニット２５を有している。この実施形態の画像形成部２画はカラー印刷が可能な装置であるため、ブラック（Ｋ）、イエロー（Ｙ）、マゼンダ（Ｍ）、シアン（Ｃ）のそれぞれのプロセス色に対応する４つの画像形成ユニット２５（２５Ｋ、２５Ｙ、２５Ｍ、２５Ｃ）が配置されている。画像形成部２では、用紙搬送路の上流側から順に画像形成ユニット２５Ｋ、２５Ｙ、２５Ｍ、２５Ｃが配置されている。

次に各画像形成ユニット２５（２５Ｋ、２５Ｙ、２５Ｍ、２５Ｃ）の内部構成について説明する。画像形成ユニット２５Ｋ、２５Ｙ、２５Ｍ、２５Ｃは、それぞれ対応するトナー色が異なること以外は同様の構成を備える。

各画像形成ユニット２５は、静電潜像担持体である感光ドラム１１と、感光ドラム１１に接触し、感光ドラム１１表面に均一に高電圧を帯電させる帯電ローラ１２、感光ドラム１１に接触しトナー担持体である現像ローラ１３、現像ローラ１３に接触しトナーを現像ローラ１３へ供給するトナー供給ローラ１４とを有している。

また、各画像形成ユニット２５の感光ドラム１１の上方向には、露光部であるＬＥＤヘッド１５が、配置されている。さらに、各画像形成ユニット２５には、対応する色のトナーカートリッジ１６が脱着自在に配置されている。さらにまた、画像形成部２では、画像形成ユニット２５Ｋ、２５Ｙ、２５Ｍ、２５Ｃの下方向で印刷用紙を搬送する転写ベルト１７が配置されている。また、画像形成部２では、画像形成ユニット２５Ｋ、２５Ｙ、２５Ｍ、２５Ｃについて、転写ベルト１７を介して感光ドラム１１と当接されている転写ローラ１８が配置されている。各転写ローラ１８は、転写ベルト１７の内側に配置されている。

定着部３は、印刷用紙に転写されたトナーを定着させる定着ローラ１９が配置されている。定着ローラ１９の内部には、熱源としてのヒータ２０が配置されている。ヒータ２０としては、例えば、ハロゲンランプ等を適用することができる。

また、定着部３は、定着ローラ１９の表面温度を検出する温度検出センサ２１が配置されている。温度検出センサ２１としては、例えば、サーミスタを適用することができる。

用紙排出部４は、定着が完了した用紙を排出する為の排出ローラ２２を有している。

次に、画像形成装置１００に係る電源制御系の機能的構成について図３を用いて説明する。図３では、上述の図２と同一部分又は対応部分には同一符号又は対応符号を付している。

画像形成装置１００は、電源制御系の構成要素として、電源１０００、メイン制御ブロック２００、及びサブ制御ブロック３００を有している。

電源１０００は、大別すると、ブリッジダイオード１１００、ＰＦＣ回路１２００、ＤＣ−ＡＣインバータ１３００、サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００、メインＤＣ−ＤＣコンバータ１５００、及びＡＣ電圧検出回路１６００を有している。この実施形態では、電源１０００は、商用電源１０１より供給されるＡＣ電圧にて動作するものとして説明する。電源１０００の電源の種類は商用電源に限定されず、種々のＡＣ電源を適用することができる。ここでは、電源１０００は、ワールドワイド入力（世界中での商用電源の入力）に対応するため、ＡＣ１００系及びＡＣ２００Ｖ系の電源に対応しているものとする。電源１０００を、ワールドワイド入力（世界中の商用電源の入力）に対応することを考慮すると、ＡＣ２００Ｖ系として少なくともＡＣ２２０Ｖ以上の入力可能とする必要がある。そこで、この実施形態では、電源１０００は、ＡＣ２００Ｖ系の入力として、少なくともＡＣ２００Ｖ〜ＡＣ２６４Ｖの範囲で対応するように構成されているものとする。なお、電源１０００が対応する入力電圧の範囲は限定されないものであり、任意の範囲に設定することができる。

メインスイッチ１０２は装置入力部に配置され、ユーザによりオンオフ可能なメカスイッチである。

ブリッジダイオード１１００は、ＡＣ電圧を全波整流するものである。ブリッジダイオード１１００としては、例えば、４素子を１パッケージにしたダイオードを適用することができる。

ＰＦＣ回路１２００は、ＡＣ電圧をＤＣ電圧へ昇圧するＡＣ−ＤＣコンバータである。ＰＦＣ回路１２００は、所謂ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）と呼ばれる構成の回路である。ＰＦＣ回路１２００は、ブリッジダイオード１１００の出力である全波整流電圧を入力とし、ＤＣ電圧をＤＣ−ＡＣインバータ１３００とサブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００とメインＤＣ−ＤＣコンバータ１５００へ出力（供給）する。

ＤＣ−ＡＣインバータ１３００はＤＣ電圧をＡＣ電圧へ変換するインバータ回路であり、ＰＦＣ回路１２００より出力されるＤＣ電圧を入力とし、後述するメイン制御ブロック２００（メイン制御部２０１）より出力される信号（後述するヒータオンオフ信号）により、任意のＡＣ電圧を定着部３へ出力する。

サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００は、ＤＣ電圧を降圧するＤＣ−ＤＣコンバータであり、ＤＣ電圧を入力とし、サブ制御ブロック３００へＤＣ電圧５Ｖを出力する。サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００は、例えば、一次−二次を絶縁する絶縁トランスにより降圧することができる。

メインＤＣ−ＤＣコンバータ１５００は、ＰＦＣ回路１２００より出力されるＤＣ電圧を入力とし、メイン制御ブロック２００へＤＣ電圧２４Ｖと５Ｖを出力する。メインＤＣ−ＤＣコンバータ１５００は、サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００と同様に、例えば、一次−二次間を絶縁する絶縁トランスにより２４Ｖへ降圧して出力するようにしてもよい。また、メインＤＣ−ＤＣコンバータ１５００は、２５Ｖとは別個のＤＣ−ＤＣコンバータを用いて５Ｖを出力する構成としてもよい。

電源電圧検出手段としてのＡＣ電圧検出回路１６００は、商用電源１０１より供給されるＡＣ電圧を検出する回路である。ＡＣ電圧検出回路１６００は、検出結果を、メイン制御部２０１へ供給する。ＡＣ電圧検出回路１６００は、例えば、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系と入力を区別するツェナーダイオードとトランジスタで構成された回路を適用することで安価に実現することができる。また、ＡＣ電圧検出回路１６００は、例えば、トランスとＡ−Ｄコンバータにより構成された回路を用いても実現することができる。この場合、ＡＣ電圧検出回路１６００では、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の区別のみでなく、異常電圧の検出（例えば、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の定格範囲外の電圧値の検出）や後述のＰＦＣスイッチング周波数を最適化できるというメリットがある。この実施形態では、ＡＣ電圧検出回路１６００は、トランスとＡ−Ｄコンバータにより構成されており、異常電圧の検出も可能であるものとして説明する。

メイン制御ブロック２００は、メイン制御部２０１、ＲＯＭ２０２、ＲＡＭ２０３、温度検出部２０６、センサオンオフ回路２０７、高圧電源２０８、ヘッド制御部２０９、アクチュエータ駆動部２１０を有している。

メイン制御部２０１は、プログラムや設定データを保存している不揮発性の記憶部品のＲＯＭ２０２に書き込まれたプログラムによって動作する装置である。メイン制御部２０１は、時間計測のカウンタなどを内蔵している。

ＲＡＭ２０３はデータ保管、読み出しを行うメモリである。

温度検出部２０６は、定着部６内部の温度検出センサの出力を抵抗分圧し、メイン制御部２０１へ温度検出信号を出力する。

センサオンオフ回路２０７は、メイン制御部２０１から供給されるセンサオフ信号に基づいて、後述の各種センサに供給する電源をオフ（例えば、トランジスタを用いたスイッチ手段によりオフ）するものである。センサオンオフ回路２０７は、電源オン時の装置ウォームアップや、ホスト１０４などの指示により動作する印刷時以外は、センサオフ信号に従ってセンサオフする動作を行う。

高圧電源２０８は、画像形成部２の感光ドラムや各種ローラへ高圧電圧を印加する電源である。ヘッド制御部２０９は、ＬＥＤヘッド１５のオンオフを制御する制御部である。

アクチュエータ駆動部２１０は、メイン制御部２０１より出力されるロジック信号を元に、後述するアクチュエータへ駆動信号を出力する専用ドライパである。

各種センサ４００は、給紙部１、画像形成部２、定着部３、及び用紙排出部４に配設された用紙位置検出用の図示しない用紙走行路センサや画像濃度、色ずれ補正用のセンサなどが該当する。

アクチュエータ５００は、上述のアクチュエータ駆動部２１０により駆動するものであり、例えば、給紙部１、画像形成部２、定着部３、及び用紙排出部４に配設された図示しないモータ、クラッチ、ソレノイドや空冷用のＦＡＮ等が該当する。

次に、サブ制御ブロック３００の内部構成について説明する。

サブ制御ブロック３００は、ＤＣ５Ｖオンオフスイッチ３０１、及びサブ制御部３０２を有する。

ＤＣ５Ｖオンオフスイッチ３０１は、例えば、ＦＥＴ、トランジスタ、リレー等のスイッチ手段を用いて、電源１０００から出力されるＤＣ５Ｖをオンオフする。ＤＣ５Ｖオンオフスイッチ３０１は、サブ制御部３０２の制御に応じて、オンオフ状態を切り替える。

サブ制御部３０２は、低消費モード用のマイクロコンピュータ（省電力モードでの動作時の制御用マイクロコンピュータ）であり、スリープ信号（以下、「ｓｌｅｅｐ」信号とも呼ぶ）など、低消費モード時の制御信号を出力する。この実施形態では、サブ制御部３０２は、低消費モード時にスリープ状態を示す信号としてＬｏレベルのスリープ信号を出力する。また、サブ制御部３０２は、低消費モードから印刷モード（通常モード）に復旧する際にスリープ信号としてＨｉレベルを出力する。なお、電源１０００では、スリープ信号の極性を逆とし、Ｈｉレベルをスリープ状態を示す信号とするようにしてもよい。また、画像形成装置１００では、設定された時間経過（印刷されたない状態での時間経過）後や、ユーザによるソフトスイッチ１０３の押下等を契機として通常モードから低消費モード（通常モードよりも電力消費の少ない動作モード）へ移行するように構成されているものとする。また、画像形成装置１００では、低消費モード時にソフトスイッチ１０３の押下により通常の電力消費モードに復旧することが可能となっているものとする。さらに、サブ制御部３０２は、サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００にスリープ信号を供給する。

次に、電源１０００内部の詳細構成について図１を用いて説明する。

電源１０００は、大別すると保護素子１００１、フィルタ１００２、突入電流防止回路１００３、ブリッジダイオード１１００、ＰＦＣ回路１２００（力率制御回路）、サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００、メインＤＣ−ＤＣコンバータ１５００、ＤＣ−ＡＣインバータ１３００、ＡＣ電圧検出回路１６００を有している。

保護素子１００１は、過電流保護用のヒューズ、や雷サージ保護用のバリスタなどで構成される。

メインスイッチ１０２は、電源１０００の入力側（商用電源１０１の入力側）に配置されるスイッチである。

フィルタ１００２は、例えば、図示しないコモンあるいはノーマルチョークコイルとコンデンサで構成することができる。上述の図示しないコンデンサは、例えば、ＬＩＮＥ、ＮＥＵＴＲＡＬ間に配置するＸコンと、ＬＩＮＥあるいはＮＥＵＴＲＡＬとＦＧ（フレームグラウンド）間に配置するＹコンで構成することができる。

突入電流防止回路１００３は、ＰＦＣ出力電解コンデンサ１０１２充電時の突入電流を抑制する回路である。突入電流防止回路１００３としては、例えば、サーミスタを用いると安価に実現することができる。しかし、突入電流防止回路１００３としてサーミスタを用いた場合高温時に突入電流を抑制しにくいという問題がある。そのため、突入電流防止回路１００３では、例えば、サーミスタの他に、抵抗とスイッチ素子により構成されるトライアックやリレーを組み合わせた回路を適用するようにしてもよい。

ブリッジダイオード１１００は４つのダイオードをブリッジ構成に接続したものである。ブリッジダイオード１１００としては、例えば、４素子入りのブリッジダイオードと呼ばれる素子を適用するようにしてもよい。

ＰＦＣ回路１２００は、ブリッジダイオード１１００により全波整流されたＡＣ電圧を入力とし、ＤＣ電圧へ変換し、昇圧する回路である。ＰＦＣ回路１２００は、Ａ相ＰＦＣパワーデバイス１００４、Ａ相ＰＦＣコイル１００５、Ａ相電流検出抵抗１００６、Ａ相ＰＦＣダイオード１００７、Ｂ相ＰＦＣパワーデバイス１００８、Ｂ相ＰＦＣコイル１００９、Ｂ相電流検出抵抗１０１０、Ｂ相ＰＦＣダイオード１０１１、ＰＦＣ出力電解コンデンサ１０１２、電圧フィードバック検出部１０１３、ＯＶＰ検出部１０１４、及びＰＦＣ制御回路１２０１を有している。

ＰＦＣ制御回路１２０１は、ブリッジダイオード１１００により全波整流されたＡＣ電圧を入力とし、ＤＣ電圧へ変換し、昇圧するＰＦＣ回路１２００の制御部である。ＰＦＣ制御回路１２０１としては、例えば、種々の専用ＩＣ（ＰＦＣ制御ＩＣ）やマイクロコンピュータ（ＰＦＣ制御プログラムが組み込まれたマイクロコンピュータ）を用いて構成することができる。

ＰＦＣ回路１２００において、昇圧する電圧は、ＡＣ入力電圧の最大電圧（商用電源１０１として想定される最大電圧）を考慮する必要がある。上述の通り、電源１０００を、ワールドワイド入力（世界中の商用電源の入力）に対応することを考慮すると、少なくとも２２０Ｖ以上の入力とする必要がある。そして、この実施形態では、ＰＦＣ回路１２００で昇圧する電圧は、以下の（１）式のように、商用電源１０１の最大電圧をＡＣ２６４Ｖと想定し、３９０Ｖに設定している。
２６４Ｖ×√２＋１０Ｖ＝３９０Ｖ …（１）

なお、この実施形態の電源１０００（ＰＦＣ回路１２００）は、２相構成として説明するが、３相以上又は単相の構成としてもよい。以下では、電源１０００（ＰＦＣ回路１２００）における各相（２相）を、それぞれＡ相、Ｂ相と呼ぶものとする。

電源１０００では、後述するＰＦＣ周波数設定信号と、電圧フィードバック検出部１０１３の検出結果とＯＶＰ検出部１０１４の検出結果とＡ相電流検出抵抗１００６の検出結果とＢ相電流検出抵抗１０１０の検出結果とが入力される。そして、電源１０００では、Ａ相ＰＦＣパワーデバイス１００４のゲート電圧とＢ相ＰＦＣパワーデバイス１００８のゲート電圧が決定され、出力される。また、電源１０００では、サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００の補助巻き線の出力電圧が電源電圧として供給される。

Ａ相ＰＦＣコイル１００５は、Ａ相の昇圧コイルである。Ａ相ＰＦＣパワーデバイス１００４は、Ａ相をスイッチングさせるパワーデバイス（パワーＭＯＳＦＥＴ）であり、ゲート入力端子は、ＰＦＣ制御回路１２０１より入力される。

Ａ相電流検出抵抗１００６は、Ａ相ＰＦＣパワーデバイス１００４のドレイン電流を検出する抵抗であり、検出結果はＰＦＣ制御回路１２０１へ出力される。

Ａ相ＰＦＣダイオード１００７は、ＰＦＣ出力電解コンデンサ１０１２へ出力する整流ダイオードである。

Ｂ相ＰＦＣコイル１００９は、Ｂ相の昇圧コイルである。

Ｂ相ＰＦＣパワーデバイス１００８は、Ｂ相をスイッチングさせるパワーデバイス（パワーＭＯＳＦＥＴ）であり、ゲート入力端子は、ＰＦＣ制御回路１２０１より入力される。

Ｂ相電流検出抵抗１０１０は、Ｂ相ＰＦＣパワーデバイス１００８のドレイン電流を検出する抵抗であり、検出結果はＰＦＣ制御回路１２０１へ出力される。

Ｂ相ＰＦＣダイオード１０１１は、ＰＦＣ出力電解コンデンサ１０１２へ出力する整流ダイオードである。

ＰＦＣ出力電解コンデンサ１０１２はＰＦＣ出力電圧を平滑する電解コンデンサである。

電圧フィードバック検出部１０１３は、ＰＦＣ出力電圧を分圧し、検出結果をＰＦＣ回路１２００へ出力する。

ＯＶＰ検出部１０１４は、ＰＦＣ出力電圧が過電圧状態であるかを検出する回路であり、ＰＦＣ出力電圧を分圧し、検出結果をＰＦＣ制御回路１２０１へ供給する。

サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００は、ＰＦＣ出力電圧を入力とし、サブ制御ブロック３００へＤＣ５Ｖを出力する回路である。サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００では、一次と二次を絶縁する為に図示しない絶縁トランスを有している。また、サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００では、絶縁トランスの補助巻き線の出力電圧は、ＰＦＣ制御回路１２０１とメインＤＣ−ＤＣコンバータ１５００とＤＣ−ＡＣインバータ１３００の制御回路の電源電圧としている。また、サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００には、サブ制御部３０２より出力されるスリープ信号が入力され、補助巻き線の出力電圧がオンオフされる。

メインＤＣ−ＤＣコンバータ１５００は、ＰＦＣ出力電圧を入力とし、メイン制御ブロック２００へＤＣ２４ＶとＤＣ５Ｖを出力する回路である。メインＤＣ−ＤＣコンバータ１５００は、サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００と同様、図示しない絶縁トランスを有する。また、サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００の補助巻き線の出力電圧がメインＤＣ−ＤＣコンバータ１５００の制御回路に入力される。

ＤＣ−ＡＣインバータ１３００は、ＰＦＣ出力電圧（ＰＦＣ回路１２００の出力電圧）を入力とし、ＡＣ電圧へ変換する回路である。ＤＣ−ＡＣインバータ１３００は、メイン制御部２０１より出力されるヒータオンオフ信号により、ＡＣ電圧値とオンオフタイミングを可変とし、定着部３へＡＣ電圧を出力する。

ＡＣ電圧検出回路１６００は、商用電源１０１より出力されるＡＣ電圧を入力とし、ＡＣ電圧検出結果をメイン制御部２０１へ出力する回路である。

次に、ＰＦＣ制御回路１２０１内部の詳細構成の例について図４を用いて説明する。

ＰＦＣ制御回路１２０１は、ＰＦＣ制御ＩＣ１２０１ａを用いて構成されている。ＰＦＣ制御ＩＣ１２０１ａとしては種々のＰＦＣ制御ＩＣを適用することができる。

ＰＦＣ制御ＩＣ１２０１ａは、少なくともＴ１〜Ｔ８の８つの端子を有しているものとする。なお、図４に示すＰＦＣ制御ＩＣ１２０１ａの構成は一例であり、ＰＦＣ制御ＩＣ１２０１ａの内部仕様及び外部仕様（例えば、端子の構成）については限定されないものである。この実施形態では、図１、図４に示すように、ＰＦＣ制御ＩＣ１２０１ａは、連続モードで２相インタリーブ方式に対応したＰＦＣ制御ＩＣであるものとして説明する。

図１、図４を用いてＰＦＣ制御ＩＣ１２０１ａの各端子の構成について説明する。端子Ｔ１は、Ａ相ＰＦＣパワーデバイス１００４のゲートと接続するゲート入力端子である。

端子Ｔ２は、Ａ相電流検出抵抗１００６の一端と接続し、Ａ相ＰＦＣパワーデバイス１００４のドレイン電流を検出するための端子である。

端子Ｔ３は、Ｂ相ＰＦＣパワーデバイス１００８のゲートと接続するためのゲート入力端子である。

端子Ｔ４は、Ｂ相電流検出抵抗１０１０の一端と接続し、Ｂ相ＰＦＣパワーデバイス１００８のドレイン電流を検出するための端子である。

端子Ｔ５は、ＰＦＣ制御ＩＣ１２０１ａを駆動するための電源入力を受けるための端子である。この実施形態では、端子Ｔ５は、サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００と接続して電源入力を受けているものとする。

端子Ｔ６は、電圧フィードバック検出部１０１３から出力電圧のフィードバック（ＰＦＣ回路１２００が出力した出力電圧を分圧したＰＦＣ出力電圧）の供給を受けるための端子である。

端子Ｔ７は、ＯＶＰ検出部１０１４から、ＰＦＣ出力電圧が過電圧状態であるかの検出結果（検出値）の供給を受けるための端子である。

端子Ｔ８は、ＰＦＣ回路１２００（ＰＦＣ制御回路１２０１）における、スイッチング周波数（以下、「ＰＦＣスイッチング周波数」と呼ぶ）を設定するための外部回路（例えば、外部抵抗や外部コンデンサ等により構成される回路）を接続する端子である。図４において、ＰＦＣ制御回路１２０１の端子Ｔ８には、抵抗１２０１ｂ、１２０１ｃ、コンデンサ１２０１ｄの順序で直列に接続されている。

そして、ＰＦＣ制御回路１２０１の端子Ｔ８に接続される外部回路には、メイン制御ブロック２００から供給されるＰＦＣ周波数設定信号（ＰＦＣスイッチング周波数を設定する信号）に応じて外部抵抗等の値（インピーダンス）を切替えるトランジスタ１２０１ｅが接続されている。トランジスタ１２０１ｅのコレクタとエミッタは、それぞれ抵抗１２０１ｃの両端に接続されている。そして、トランジスタ１２０１ｅのベースにはＰＦＣ周波数設定信号が入力されている。すなわち、ＰＦＣ制御回路１２０１の端子Ｔ８に接続される外部回路では、ＰＦＣ周波数設定信号としてＨｉレベルが入力されるとトランジスタ１２０１ｅがオン状態（導通状態）となり、ＰＦＣ制御回路１２０１の外部抵抗値は、抵抗１２０１ｂの値となる。一方、ＰＦＣ制御回路１２０１の端子Ｔ８に接続される外部回路では、ＰＦＣ周波数設定信号としてＬｏレベルが入力されるとトランジスタ１２０１ｅがオフ状態となり、ＰＦＣ制御回路１２０１の外部抵抗値は、抵抗１２０１ｂ＋抵抗１２０１ｃの値となる。ＰＦＣ制御ＩＣ１２０１ａでは、端子Ｔ８に接続される外部回路の抵抗や容量に応じて定まる周波数がＰＦＣスイッチング周波数として設定されることになる。なお、この実施形態のＰＦＣ制御ＩＣ１２０１ａでは、１つ端子Ｔ８に抵抗及びコンデンサ（容量）を接続しているが、ＰＦＣ制御ＩＣ１２０１ａの仕様に応じて、抵抗とコンデンサとを異なる端子に接続する構成としてもよい。

なお、以下では、ＰＦＣ周波数設定信号としてＨｉレベルが入力されたときのＰＦＣ制御回路１２０１のＰＦＣスイッチング周波数をＦ１と表し、ＰＦＣ周波数設定信号としてＬｏレベルが入力されたときのＰＦＣ制御回路１２０１のＰＦＣスイッチング周波数をＦ２と表すものとする。この実施形態では、スイッチング周波数Ｆ１は、商用電源１０１がＡＣ１００Ｖ系の場合（例えば、ＡＣ１００Ｖの場合）に力率が所定以上となるように調整された周波数であるものとする。また、この実施形態では、スイッチング周波数Ｆ２は、商用電源１０１が２００Ｖ系の場合（例えば、ＡＣ２３０Ｖの場合）に力率が所定以上となるように調整されたな周波数であるものとする。

このようにＰＦＣ制御回路１２０１では、ＰＦＣ制御ＩＣ１２０１ａに、トランジスタ等のスイッチによりインピーダンス（ＰＦＣスイッチング周波数を設定するインピーダンス）を制御可能（変更可能）な外部回路を設け、ＰＦＣ周波数設定信号に応じてＰＦＣスイッチング周波数を切替える周波数制御手段が実現されている。なお、ＰＦＣ制御ＩＣ１２０１ａに接続する外部回路のインピーダンス（例えば、抵抗値や容量）を制御する手段としてはトランジスタに限定されず種々のスイッチ手段を適用することができる。なお、この実施形態のＰＦＣ制御回路１２０１では、ＰＦＣスイッチング周波数の設定を２段階に制御可能な構成として説明したが、３段階以上の周波数に切り替え可能とするようにしてもよい。

次に、メイン制御部２０１がＰＦＣ回路１２００（ＰＦＣ制御回路１２０１）に対して行うＰＦＣスイッチング周波数の制御について説明する。

メイン制御部２０１は、ＰＦＣ回路１２００に設定する最適なＰＦＣスイッチング周波数を算出し、その算出結果に基づいたＰＦＣ周波数設定信号をＰＦＣ回路１２００に供給する。上述の通り、この実施形態のＰＦＣ回路１２００では、ＰＦＣスイッチング周波数を二段階に変更可能であるので、この実施形態のメイン制御部２０１は、算出したＰＦＣスイッチング周波数に基づいて、ＰＦＣ周波数設定信号の内容（Ｈｉレベル又はＬｏレベル）を決定し出力する。メイン制御部２０１は、例えば、ＰＦＣ制御回路１２０１で設定可能なＰＦＣスイッチング周波数（Ｆ１、Ｆ２）のうち、最も算出したＰＦＣスイッチング周波数に近い周波数を選択し、選択した周波数を設定するためのＰＦＣ周波数設定信号を出力するようにしてもよい。例えば、メイン制御部２０１は、算出したＰＦＣスイッチング周波数が、Ｆ２よりもＦ１に近い値であれば、ＰＦＣ周波数設定信号としてＦ２を設定する値（Ｌｏレベル）を出力するようにしてもよい。

なお、メイン制御部２０１がＰＦＣ制御回路１２０１に設定するＰＦＣスイッチング周波数を決定する方法は上記の例に限定されない。例えば、メイン制御部２０１は、所定の閾値や範囲設定を用いて、算出したＰＦＣスイッチング周波数に基づき実際にＰＦＣ制御回路１２０１に設定するＰＦＣスイッチング周波数を決定するようにしてもよい。

また、例えば、メイン制御部２０１は、ＡＣ電圧検出回路１６００で検出された電圧に応じて、ＰＦＣ制御回路１２０１に設定するＰＦＣスイッチング周波数を設定するようにしてもよい。例えば、メイン制御部２０１は、ＡＣ電圧検出回路１６００で検出された電圧がＡＣ９０Ｖ〜ＡＣ１１０Ｖの範囲内だった場合にＦ１を選択し、ＡＣ電圧検出回路１６００で検出された電圧がＡＣ２００Ｖ〜ＡＣ２６４Ｖの範囲内だった場合にＦ２を選択するようにしてもよい。

次に、メイン制御部２０１が、最適なＰＦＣスイッチング周波数を算出する例について説明する。

メイン制御部２０１は、ＰＦＣ回路１２００に設定する最適なＰＦＣスイッチング周波数Ｆｐｆｃを、例えば、以下の（２）式を用いて求めることができる。

以下に（２）式において、Ｖａｃは、ＡＣ入力電圧（ＡＣ電圧検出回路１６００によるＡＣ電圧検出結果）を示している。また、以下の（２）式において、ＶｐｆｃはＰＦＣ出力電圧（ＰＦＣ回路１２００の出力電圧）を示している。さらに、以下の（２）式では、ＰＦは力率（ＰＦＣ回路１２００で目標とする力率）を示している。さらにまた、以下の（２）式において、Ｌは、ＰＦＣコイルインダクタンス値（Ａ相ＰＦＣコイル１００５及びＢ相ＰＦＣコイル１００９に基づくインダクタンス値）を示している。また、以下の（２）式において、Ｐｏｕｔはヒータ電力（ヒータ２０の消費電力）を示している。さらに、以下の（２）式において、Ｐｄｃは、ＤＣ２４Ｖ／ＤＣ５Ｖ負荷電力を示している。
Ｆｐｆｃ＝（Ｖａｃ＾２＊（Ｖｐｆｃ−√２＊Ｖａｃ＊ＰＦ）
／（２＊Ｌ＊（Ｐｏｕｔ＋Ｐｄｃ＊Ｖｐｆｃ） …（２）

ところで、近年、パワーデバイスの特性良化（例えば、低オン抵抗化、スイッチングスピードの高速化等）により、ＰＦＣスイッチング周波数アップが可能となっている。そして、ＰＦＣスイッチング周波数アップにより、ＰＦＣコイルの小型化が可能になってきている。現状はＰＦＣのスイッチングには、ＭＯＳ−ＦＥＴを使用することが一般的であるが、ヒータ負荷がｋＷクラスになると、ＳｉＣやＧａＮパワーデバイスを使用することにより、コイルなど力率改善回路の周辺部品の小型化が可能となる。従来、ｋＷクラスのＰＣＦ回路では、ＰＦＣスイッチング周波数は数十ｋＨｚであるが、現在は、上述のようなパワーデバイスの特性良化により、数百ＭＨｚオーダーまでアップできる。また、ＰＦＣ回路における力率改善回路方式は、非連続モード、臨界モード、連続モードがあるが、ｋＷクラスでは連続モードが好適な方式（デメリットが少ない方式）である。通常、連続モードでＰＦＣ回路を動作させる場合、ＰＦＣコイルインダクタンス値が固定となる為、ワールドワイド入力に対応する電源でも、従来ではＡＣ１００ＶあるいはＡＣ２３０Ｖ仕様に合わせて、固定的なＰＦＣスイッチング周波数が設定されている。そこで、第１の実施形態のＰＦＣ回路１２００では、ＡＣ電圧検出結果（商用電源１０１の電圧）により最適なＰＦＣスイッチング周波数を設定するものとする。これにより、電源１０００では、商用電源１０１の入力（ＡＣ１００Ｖ入力又はＡＣ２３０Ｖの入力）によらず小型且つ高効率化を実現できる。具体的には、上述の通り、メイン制御部２０１が、ＡＣ電圧検出回路１６００により検出されたＡＣ電圧検出結果に応じて、上述の（２）式により最適なＰＦＣスイッチング周波数を算出し、その算出結果に応じて、ＰＦＣ回路１２００（ＰＦＣ回路１２００）を制御する。メイン制御部２０１は、ＰＦＣ周波数設定信号を用いて、ＰＦＣ回路１２００（ＰＦＣ制御回路１２０１）を制御する。

以上のように第１の実施形態では、メイン制御部２０１が、ＰＦＣ回路１２００に設定するＰＦＣスイッチング周波数を決定する周波数決定手段として機能する。また、第１の実施形態では、メイン制御部２０１及びＰＦＣ制御回路１２０１により、ＰＦＣ回路１２００のＰＦＣスイッチング周波数を制御（変更）する周波数制御手段として機能する。さらにまた、第１の実施形態では、メイン制御部２０１が、ヒータ電力を取得（第１の実施形態では推定処理により取得）する取得手段として機能する。また、第１の実施形態の電源装置は、少なくとも電源１０００及びメイン制御部２０１の一部（電源１０００を制御するための処理構成）を含む構成要素により構成されている。

（Ａ−２）第１の実施形態の動作
次に、以上のような構成を有する第１の実施形態における画像形成装置１００の動作を説明する。

以下では、画像形成装置１００を構成する電源制御に係る動作（特にＰＦＣ回路１２００を中心とする動作）について説明する。

図５は、画像形成装置１００における電源制御に係る一部の動作について示したフローチャートである。

図５のフローチャートの初期状態として、画像形成装置１００はパワーオフの状態（メインスイッチ１０２がオフの状態）となっているものとする。そして、ユーザによりメインスイッチ１０２押下されたものとする（Ｓ１０１）。メインスイッチ１０２が押下されると、商用電源１０１より出力されるＡＣ電圧が電源１０００に供給され、ブリッジダイオード１１００により全波整流されたＡＣ電圧がＰＦＣ回路１２００に供給される。この時、スリープ信号はＬｏ状態（Ｌｏレベルの状態）であり、ＰＦＣ回路１２００は動作しない。したがって、全波整流電圧がＰＦＣ出力電解コンデンサ１０１２により平滑され、ＡＣ電圧×√２のＤＣ電圧がサブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００に供給されることになる。

次に、ＡＣ電圧×√２のＤＣ電圧がサブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００に入力され、サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００が起動する。この実施形態において、サブＤＣ−ＤＣコンバータは低消費モードで動作する際の電源として使用されるものとする。そして、サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００が起動後、ＤＣ５Ｖがサブ制御ブロック３００に出力される（Ｓ１０２）。これにより、サブ制御ブロック３００にＤＣ５Ｖが供給され、画像形成装置１００が低消費モードで動作を開始する。なお、一般的に、画像形成装置において低消費モードの電源としては、ＤＣ１０〜２０Ｗクラスの電源制御ＩＣを用いて制御される。一般的に、電源制御ＩＣは低負荷時に間欠発振をし、スイッチング損失を減らす動作を行うものが多い。

その後、ユーザによりソフトスイッチ１０３押下されると（Ｓ１０３）、ＤＣ５Ｖオンオフスイッチ３０１がオン状態となり、メイン制御ブロック２００の一部が起動する。そして、サブ制御部３０２は、スリープ信号をＨｉレベルとして、サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００に供給する。サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００にＨｉレベルのスリープ信号が入力されることにより、ＰＦＣ回路１２００とメインＤＣ−ＤＣコンバータ１５００の制御回路とＤＣ−ＡＣインバータ１３００の制御回路の電源部にＤＣ電圧が供給される。ＤＣ電圧はサブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００の補助巻き線の出力電圧であり、ＤＣ１０−２０Ｖ程度である。なお、スリープ信号による電力供給オンオフは、例えば、トランジスタなどの半導体スイッチを使用するようにしてもよい。

次に、ＡＣ電圧検出回路１６００によりＡＣ電圧検出信号がメイン制御部２０１に供給される（Ｓ１０４）。ここでは、ＡＣ電圧検出信号は、異常電圧の有無を示す信号であるものとする。そして、メイン制御部２０１は、ＡＣ電圧検出信号として異常電圧が発生したことを示す信号が供給された場合には、後述するステップＳ１０５に進み、異常電圧が発生していない（正常範囲内の電圧）ことを示す信号が供給された場合には後述するステップＳ１０６に進む。

上述のステップＳ１０４で、ＡＣ電圧検出結果が異常電圧の場合、メイン制御部２０１は、装置動作を停止し、ＡＣ電圧異常を示したエラー出力（例えば、図示しないオペレーションパネルにエラーメッセージを表示出力）する（Ｓ１０５）。

上述のステップＳ１０４で、ＡＣ電圧検出結果が正常範囲内の電圧の場合、メイン制御部２０１は、ＰＦＣスイッチング周波数Ｆｐｆｃを算出する。メイン制御部２０１は、ＡＣ電圧検出回路１６００により検出されたＡＣ電圧検出結果に基づき、上述の（２）式を用いて最適なＰＦＣスイッチング周波数を算出し、その算出結果に応じて、ＰＦＣ回路１２００（ＰＦＣ回路１２００）を制御する。メイン制御部２０１は、ＰＦＣ周波数設定信号を用いて、ＰＦＣ回路１２００（ＰＦＣ制御回路１２０１）を制御する（Ｓ１０６）。以上のような動作により、電源１０００では、ＰＦＣ回路１２００及びメインＤＣ−ＤＣコンバータ１５００が動作を開始し、メイン制御ブロック２００へＤＣ２４Ｖ及びＤＣ５Ｖが供給される。

ステップＳ１０６において、メイン制御部２０１は、上記の（２）式の各パラメータを、例えば、以下のように設定して算出することができる。例えば、上述のＡＣ入力電圧が最大２６４Ｖであることを考慮し、Ｖｐｆｃとして、ＡＣ２６４Ｖ＊√２＋１０Ｖ＝３９０Ｖという設計値（Ｔｙｐ）を設定するようにしてもよい。また、ＰＦとしては、例えば、０．９９を設定するようにしてもよい。さらに、Ｌとしては、例えば、任意の設定されたインダクタンス値（例えば、Ａ相ＰＦＣコイル１００５及びＢ相ＰＦＣコイル１００９に基づくインダクタンス値）を設定するようにしてもよい。また、Ｐｏｕｔとしては、例えば、任意の設定されたヒータ電力値（例えば、ヒータ２０の設計／仕様に応じた固定値）を設定するようにしてもよい。さらに、Ｐｄｃとしては、例えば、は任意の設定されたＤＣ２４Ｖ／ＤＣ５Ｖ負荷電力値（電源１０００の設計／仕様に応じた負荷電力値）を設定するようにしてもよい。

なお、ステップＳ１０６の時点（ウォームアップ前）において、メイン制御部２０１は、ＰＦＣスイッチング周波数Ｆｐｆｃを算出せずに、Ｆ１又はＦ２のいずれかの周波数を決定（例えば、予めプログラミングされた周波数に固定的に決定）してＰＦＣ回路１２００を制御するようにしてもよい。例えば、メイン制御部２０１は、ステップＳ１０６の時点（ウォームアップ前）において、１００Ｖに対応する周波数Ｆ１を選択し、ＰＦＣ回路１２００を制御（ＰＦＣスイッチング周波数を制御）するようにしてもよい。

そして、メイン制御部２０１よりヒータオンオフ信号がＤＣ−ＡＣインバータ１３００へ供給されると、ウォームアップスタート（ヒータ２０による加熱開始）となる（Ｓ１０７）。ＤＣ−ＡＣインバータ１３００はＡＣ出力電圧可変可能な回路であり、スタート時はＡＣ出力電圧を下げるスロースタートとし、定着ローラ１９の表面温度が温度検出センサ２１により検出される。そして、メイン制御部２０１は、ＡＣ出力電圧あるいはオンデューティを決定し、定着温度（温度検出センサ２１により検出される温度）を目標温度まで上昇させる。

その後、定着温度が目標温度に到達して一定となった時点（温度が安定した時点）で、メイン制御部２０１は、定着部３のウォームアップが終了したと判断し、ヒータオンオフ信号のオンデューティの状態等によりヒータ電力（ヒータ２０で消費されている電力）の推定値を算出する（Ｓ１０８）。メイン制御部２０１は、例えば、ヒータ２０が１００％デューティ（オンデューティ）時に１０００Ｗの電力が消費される仕様の場合、デューティ５０％時にヒータ２０で消費される電力は５００Ｗと推定できる。すなわち、メイン制御部２０１は、最大消費電力（１００％デューティ時の消費電力）と、現在ヒータ２０が動作するオンデューティに応じて、現在のヒータ電力を推定することができる。

次に、メイン制御部２０１は、上記の（２）式を用いて、現時点（定着部３のウォームアップ後の時点）でのヒータ電力値Ｐｏｕｔの推定値（上述のステップＳ１０８で推定したヒータ電力値）に基づいて再度ＰＦＣスイッチング周波数を算出し、算出結果に基づいてＰＦＣ回路１２００（ＰＦＣ制御回路１２０１）を制御（ＰＦＣ周波数設定信号を用いて制御）する（Ｓ１０９）。そして、メイン制御部２０１は、定着部３のウォームアップ後にヒータ電力算出結果（推定結果）をフィードバックして、ＰＦＣスイッチング周波数を更新することで、上述のステップＳ１０６よりも精度よく高効率化が実現できる。

ステップＳ１０９において、メイン制御部２０１は、上記（２）式を用いてＰＦＣスイッチング周波数Ｆｐｆｃを求めるが、上述の通り、ステップＳ１０９では現時点でのヒータ電力値Ｐｏｕｔの推定値を適用する点で上述のステップＳ１０６と異なっている。ステップＳ１０９において、メイン制御部２０１は、上記の（２）式の計算にあたって、ヒータ電力値Ｐｏｕｔ以外のパラメータについては、上述のステップＳ１０６と同様のあてはめをすることができるため詳しい説明を省略する。

以上のように、メイン制御部２０１は、定着部３のウォームアップ後に最適なＰＦＣスイッチング周波数を更新して、ＰＦＣ回路１２００（ＰＦＣ制御回路１２０１）を制御した後、印刷開始可能と判断し、印刷処理を開始することができる（Ｓ１１０）。

次に、ＰＦＣ回路１２００の動作について、図６のタイミングチャートを用いて説明する。

図６に示すタイミングチャートでは、上から順に、Ａ相ゲート電圧（Ａ相ＰＦＣパワーデバイス１００４のゲート電圧値）、Ｂ相ゲート電圧（Ｂ相ＰＦＣパワーデバイス１００８のゲート電圧値）、Ａ相ドレイン電流（Ａ相ＰＦＣパワーデバイス１００４のドレイン電流値）、Ｂ相ドレイン電流（Ｂ相ＰＦＣパワーデバイス１００８のドレイン電流値）、Ａ相ドレイン−ソース電圧（Ａ相ＰＦＣパワーデバイス１００４のドレイン−ソース間の電圧（電位差））、Ｂ相ドレイン−ソース電圧（Ｂ相ＰＦＣパワーデバイス１００８のドレイン−ソース間の電圧（電位差））、Ａ相インダクタ電流（Ａ相ＰＦＣコイル１００５の電流値）、及びＢ相インダクタ電流（Ｂ相ＰＦＣコイル１００９の電流値）の遷移（各値のレベルの遷移）が図示されている。図６に示す各値のタイミングチャートでは、縦軸が電圧あるいは電流を示しており、横軸が時間を示している。なお、図６では、ＰＦＣ回路１２００が２相の連続モードを採用している場合の動作について示している。図６では、時系列順に、タイミングｔ１〜ｔ５の５つのタイミングが図示されている。

Ａ相ゲート電圧は、ＰＦＣ制御回路１２０１より出力される電圧であり、電圧フィードバック検出部１０１３とＡ相電流検出抵抗１００６より検出された電流検出結果よりオン時間が決定される。タイミングｔ１からタイミングｔ４区間の逆数がＰＦＣスイッチング周波数Ｆｐｆｃであり、Ａ相とＢ相のＰＦＣスイッチング周波数Ｆｐｆｃは同一である。また、２相の場合、タイミングｔ１からタイミングｔ４区間を位相３６０度とすると、位相１８０度ずらしてＡ相とＢ相がオンするタイミングとなる。図６では、ＰＦＣ回路１２００が対応する電源が２相の例を示しているが、上述の通り３相、４相など、２相以上の構成あるいは単相としてもよい。その場合、ＰＦＣ回路１２００では、各相がオンするタイミングは２相と異なり、１／３、１／４と変化させる必要がある。

タイミングｔ１の時点で、Ａ相ゲート電圧がＨｉに切り替わると、Ａ相ＰＦＣパワーデバイス１００４がオンし、Ａ相ドレイン電流が上昇していく。この上昇の傾きはＡ相ＰＦＣコイルのインダクタンス値で決定される。電源１０００では、前述のスイッチング周波数を上げた場合、オンデューティが変わらず、オン時間が短くなる為、リップル同一を前提とすると、電流上昇率を上げることが可能となり、インダクタンス値を下げることができ、結果としてＰＦＣ回路１２００のコイル小型化が可能となる。

タイミングｔ２の時点は、Ａ相オンオフ１周期の位相１８０度地点である。タイミングｔ２の時点でＢ相ゲート電圧がＨｉ状態となり、Ａ相と同様、Ｂ相ドレイン電流が上昇する。このとき、Ａ相とＢ相のＰＦＣコイルインダクタンス値は同一とする為、上昇率も同一となる。

タイミングｔ３の時点にて、ＰＦＣ制御回路１２０１より出力されるゲート電圧がＬｏレベルに達すると、Ａ相ドレイン電流が下降する。また、Ａ相ドレイン電流の下降に伴って、Ａ相ドレイン−ソース電圧が上昇する。ここで、Ａ相インダクタ電流は、ＰＦＣコイルインダクタンス値で決定される下降率により下降していく。この実施形態のＰＦＣ回路１２００では、連続モードを想定している為、Ａ相インダクタ電流は０Ａまでは下降しない。

タイミングｔ４の時点にて、ＰＦＣ制御回路１２０１より出力されるＡ相ゲート電圧がＨｉに達すると、Ａ相ドレイン電流が上昇する。また、Ａ相ドレイン電流の上昇に伴って、Ａ相ドレイン−ソース電圧が下降する。Ａ相インダクタ電流は、ＰＦＣコイルインダクタンス値で決定される上昇率により上昇していく。

タイミングｔ５の時点にて、ＰＦＣ制御回路１２０１より出力されるＢ相ゲート電圧がＬｏレベルに達すると、Ｂ相ドレイン電流が下降する。また、このとき、Ｂ相ドレイン−ソース電圧が上昇する。Ｂ相インダクタ電流は、Ａ相と同様、ＰＦＣコイルインダクタンス値で決定される下降率により下降していく。

以上のように、ＰＦＣ回路１２００では、タイミングｔ１からタイミングｔ５に示す動作を繰り返すことで、ＰＦＣ出力電圧を生成する。電流はＡ相インダクタ電流とＢ相インダクタ電流の合成波形となり、複数相にすることによりリップル相殺できるというメリットがある。ｋＷクラスのＰＦＣ回路では、複数相の構成にすることが一般的である。

上述の図５、図６では、画像形成装置１００が起動して印刷が行われる際の動作（印刷モードの動作）について説明したが、例えば、ホスト１０４より印刷指示が発生しない場合、画像形成装置１００は低消費モードへ移行することになる。画像形成装置１００では、低消費モード（省エネルギーモード）として、例えば、定着部３に印刷モードよりも低い定着温度設定にする待機モードや、定着部３へのＡＣ電圧供給を停止させるパワーセーブモードや、メイン制御ブロック２００へのＤＣ２４Ｖ、５Ｖ供給を停止させるスリープモード等を設けるようにしてもよい。以下では、画像形成装置１００が、印刷モードから低消費モードとしてのスリープモードに移行する動作について図７のフローチャートを用いて説明する。

次に、ＰＦＣ回路１２００の動作について、図７のタイミングチャートを用いて説明する。

図７に示すタイミングチャートでは、上から順に、スリープ信号（サブ制御部３０２から出力される制御信号）、サブＤＣ−ＤＣコンバータ補助巻線出力電圧（サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００の補助巻き線より出力されるＤＣ電圧）、メインＤＣ−ＤＣコンバータ制御部電源電圧（メインＤＣ−ＤＣコンバータ１５００の制御回路の電源電圧）、ＤＣ−ＡＣコンバータ電源電圧（ＤＣ−ＡＣインバータ１３００の制御回路の電源電圧）、ＰＦＣ制御回路電源電圧（ＰＦＣ回路１２００の電源電圧）、ＡＣ電力（商用電源１０１から電源１０００に供給されるＡＣ電力）が図示されている。図７に示す各値のタイミングチャートでは、縦軸が電圧、電流又は電力を示しており、横軸が時間を示している。なお、図７では、時系列順に、タイミングｔ１１、ｔ１２の２つのタイミングが図示されている。

図７では、タイミングｔ１１の時点にて、スリープモード移行により、サブ制御部３０２より出力させるスリープ信号がＬｏレベルに切り替わり、サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００の補助巻き線より出力されるＤＣ電圧が遮断され、メインＤＣ−ＤＣコンバータ１５００の制御回路の電源電圧、ＤＣ−ＡＣインバータ１３００の制御回路の電源電圧、ＰＦＣ回路１２００の電源電圧が遮断される。

そして、タイミングｔ１２の時点にて遮断終了の時点でスリープモード移行前のパワーセーブモードに対して、サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００のみの動作となる為、ＡＣ電力がＰ１からＰ２まで低下する。

（Ａ−３）第１の実施形態の効果
第１の実施形態によれば、以下のような効果を奏することができる。

第１の実施形態の電源１０００では、ＡＣ入力電圧とヒータ電力の算出結果（推定結果）により、インバータ入力の力率改善回路（ＰＦＣ回路１２００）のスイッチング周波数を切り替えている。これにより、第１の実施形態の電源１０００では、上述の通り、電源小型化且つ電源効率が上げられるという効果を奏する。

以上のように、電源１０００を搭載した画像形成装置１００では、商用交流電源の電圧によらず同一の機器で対応出来る。これにより、電源１０００を搭載した画像形成装置１００では、例えば、入力される電源電圧としてＡＣ１００Ｖ系及びＡＣ２００Ｖ系の両方に対応しつつ、いずれの電圧で動作させた場合でも性能の劣化を抑制することができる。また、例えば、電源１０００を搭載した画像形成装置１００は、導入後に電源電圧のＡＣ１００ＶからＡＣ２００Ｖへの変更を行っても画像形成の性能劣化等ユーザの利便性を損なわないという効果を奏することができる。さらに、例えば、電源１０００を搭載した画像形成装置１００では、ＡＣ入力電圧によらず、ワールドワイド入力での電源小型化、旦つ電源効率アップが可能となる。

（Ｂ）第２の実施形態
以下、本発明による電源装置及び画像形成装置の第２の実施形態を、図面を参照しながら詳述する。

（Ｂ−１）第２の実施形態の構成
第２の実施形態の画像形成装置１００Ａの全体構成についても、上述の図２を用いて示すことができる。以下では、第２の実施形態について第１の実施形態との差異を説明する。

図８は、第２の実施形態に係る電源制御系の構成について示したブロック図であり、上述の図３と同一部分又は対応部分には、同一符号又は対応符号を付している。図９は、第２の実施形態に係る電源１０００Ａの詳細構成について示したブロック図であり、上述の図１と同一部分又は対応部分には、同一符号又は対応符号を付している。

図８、図９に示すように、第２の実施形態の画像形成装置１００Ａでは、電源１０００が電源１０００Ａに置き換わっている点で、第１の実施形態と異なっている。

第２の実施形態の実施形態の電源１０００Ａでは、ＤＣ−ＡＣインバータ１３００がＤＣ−ＡＣインバータ１３００Ａに置き換わっている点で第１の実施形態と異なっている。第２の実施形態のＤＣ−ＡＣインバータ１３００Ａでは、ヒータ電力検出回路１７００が追加されている点で、第１の実施形態と異なっている。

ヒータ電力検出回路１７００は、ＤＣ−ＡＣインバータ１３００Ａから定着部３（ヒータ２０）へ供給されるヒータ電力を検出し、その検出結果を、ヒータ電力検出信号としてメイン制御ブロック２００（メイン制御部２０１）に供給する。そして、メイン制御部２０１は、供給されたヒータ電力検出信号を利用して、ＰＦＣ回路１２００を制御する。

以上のように第２の実施形態では、ヒータ電力検出回路１７００が、ヒータ電力を取得する取得手段として機能する。

（Ｂ−２）第２の実施形態の動作
次に、以上のような構成を有する第２の実施形態における画像形成装置１００Ａの動作を説明する。以下では、第２の実施形態の電源１０００Ａを中心とする動作について、第１の実施形態との差異のみを説明する。

図１０は、画像形成装置１００Ａにおける電源制御に係る一部の動作について示したフローチャートである。図１０のフローチャートでは、上述の図４と同様の処理については同一のステップ番号(符号)を付している。

第２の実施形態の画像形成装置１００Ａでは、ステップＳ２０１が追加され、さらにステップＳ１０９がＳ２０２に置き換えられている点で第１の実施形態異なっている。

第２の実施形態では、ステップＳ１０７における定着部３のウォームアップ後（温度検出部２０６で検出される定着温度が目標温度まで上昇して安定した後）、メイン制御部２０１は、ＤＣ−ＡＣインバータ１３００Ａ（ヒータ電力検出回路１７００）で検出されるヒータ電力を確認し、ヒータ電力が異常値であるか否か（正常値であるか否か）を確認する。ヒータ電力の正常範囲については、ヒータ２０の仕様や目標温度に応じて任意に設定するようにしてもよい。そして、メイン制御部２０１ヒータ電力が異常値であった場合には、上述のステップＳ１０９の処理（ＰＦＣスイッチング周波数の再設定処理）に移行し、ヒータ電力が異常値である場合（ヒータ電力が正常範囲内でない場合）には、上述のステップＳ１０５（エラー停止の処理）に移行して処理を終了することになる。

そして、ステップＳ２０１で、ヒータ電力が正常値の範囲内であると判定された場合、メイン制御部２０１は、上記の（２）式を用いて、現時点（定着部３のウォームアップ後の時点）でのヒータ電力値Ｐｏｕｔの推定値（上述のステップＳ１０８で推定したヒータ電力値）に基づいて再度ＰＦＣスイッチング周波数を算出し、算出結果に基づいてＰＦＣ回路１２００（ＰＦＣ制御回路１２０１）を制御（ＰＦＣ周波数設定信号を用いて制御）する（Ｓ２０１）。上述の通り、第２の実施形態では、推定値ではなく、ヒータ電力検出回路１７００でより精度の高いヒータ電力を取得することができる。したがって、メイン制御部２０１は、上記（２）式を用いてＰＦＣスイッチング周波数Ｆｐｆｃを求める際に、ヒータ電力検出回路１７００でより精度の高いヒータ電力をヒータ電力値Ｐｏｕｔとして用いる点で、第１の実施形態と異なっている。ステップＳ２０１において、メイン制御部２０１は、上記の（２）式の計算にあたって、ヒータ電力値Ｐｏｕｔ以外のパラメータについては、上述のステップＳ１０６と同様のあてはめをすることができるため詳しい説明を省略する。

（Ｂ−３）第２の実施形態の効果
第２の実施形態によれば、第１の実施形態の効果に加えて以下のような効果を奏することができる。

第２の実施形態の画像形成装置１００（電源１０００Ａ）では、ＰＦＣスイッチング周波数Ｆｐｆｃを算出する際に、ヒータ電力として推定値ではなくヒータ電力検出回路１７００での検出結果を適用している。これにより、第２の実施形態の電源１０００Ａでは、より精度の高いＰＦＣスイッチング周波数Ｆｐｆｃを算出した結果に基づいた制御を行うことができる。

（Ｃ）第３の実施形態
以下、本発明による電源装置及び画像形成装置の第３の実施形態を、図面を参照しながら詳述する。

（Ｃ−１）第３の実施形態の構成
第３の実施形態の画像形成装置１００Ｂの全体構成についても、上述の図２を用いて示すことができる。以下では、第３の実施形態について第２の実施形態との差異を説明する。

図１１は、第３の実施形態に係る電源制御系の構成について示したブロック図であり、上述の図１３と同一部分又は対応部分には、同一符号又は対応符号を付している。図１２は、第３の実施形態に係る電源１０００Ｂの詳細構成について示したブロック図であり、上述の図８と同一部分又は対応部分には、同一符号又は対応符号を付している。

図１１、図１２に示すように、第３の実施形態の画像形成装置１００Ｂでは、電源１０００Ａが電源１０００Ｂに置き換わっている点で、第２の実施形態と異なっている。

ＰＦＣ回路１２００Ｂでは、ＰＦＣ回路１２００の入力側（ＰＦＣ回路１２００の前段）にリレー１８００が追加されている点で第２の実施形態と異なっている。具体的には、この実施形態では、ブリッジダイオード１４０２とＰＦＣ回路１２００との間にリレー１８００が挿入された構成となっている。図１２に示すように、第３の実施形態では、サブ制御部３０２から出力されるスリープ信号は、リレー１８００に制御信号として供給されている。リレー１８００は、スリープ信号に応じて、オン状態（導通状態）、又はオフ状態（遮断状態）に遷移する。リレー１８００は、Ｌｏレベルのスリープ信号（スリープ状態を示す信号）が供給されるとオフ状態（ＰＦＣ回路１２００への電力供給を遮断する状態）となり、Ｈｉレベルのスリープ信号が供給されるとオン状態（商用電源１０１とＰＦＣ回路１２００との間を導通させて、ＰＦＣ回路１２００へ電力供給する状態）とする。なお、リレー１８００については、トライアック（半導体を用いたスイッチ手段）等の他のスイッチ手段に置き換えるようにしてもよい。

（Ｃ−２）第３の実施形態の動作
次に、以上のような構成を有する第３の実施形態における画像形成装置１００Ｂの動作を説明する。以下では、第３の実施形態の電源１０００Ｂを中心とする動作について、第２の実施形態との差異のみを説明する。

第３の実施形態におけるＰＦＣ回路１２００の動作について、図１３のタイミングチャートを用いて説明する。

図１３に示すタイミングチャートでは、上から順に、スリープ信号（サブ制御部３０２から出力される制御信号）、サブＤＣ−ＤＣコンバータ補助巻線出力電圧（サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００の補助巻き線より出力されるＤＣ電圧）、メインＤＣ−ＤＣコンバータ制御部電源電圧（メインＤＣ−ＤＣコンバータ１５００の制御回路の電源電圧）、ＤＣ−ＡＣコンバータ電源電圧（ＤＣ−ＡＣインバータ１３００の制御回路の電源電圧）、ＰＦＣ制御回路電源電圧（ＰＦＣ回路１２００の電源電圧）、ＡＣ電力（商用電源１０１から電源１０００に供給されるＡＣ電力）が図示されている。図１３に示す各値のタイミングチャートでは、縦軸が電圧、電流又は電力を示しており、横軸が時間を示している。なお、図１３では、時系列順に、タイミングｔ２１、ｔ２２の２つのタイミングが図示されている。

図１３では、タイミングｔ２１の時点にて、スリープモード移行により、サブ制御部３０２から出力されるスリープ信号がＬｏレベルに切り替わり、サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００の補助巻き線より出力されるＤＣ電圧が遮断される。

そして、タイミングｔ２１では、メインＤＣ−ＤＣコンバータ１５００の制御回路の電源電圧と、ＤＣ−ＡＣインバータ１３００の制御回路の電源電圧と、ＰＦＣ回路１２００の電源電圧とが遮断される。さらに、タイミングｔ２１では、リレー１８００も遮断される。

その後、タイミングｔ２２の時点にて、遮断終了の時点でスリープモード移行前のパワーセーフモードに対して、サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００のみの動作となる為、第１の実施形態のＰ２よりも低いＰ３のレベルまでＡＣ電力が低下する。

（Ｃ−３）第３の実施形態の効果
第３の実施形態によれば、第１及び第２の実施形態の効果に加えて、以下のような効果を奏することができる。

第３の実施形態では、リレー１８００搭載により、メインＤＣ−ＤＣコンバータ１５００の制御回路の電源電圧、ＤＣ−ＡＣインバータ１３００の制御回路の電源電圧、ＰＦＣ回路１２００の電源電圧の遮断だけではなく、周辺回路も遮断される為、第１及び第２の実施形態と比較して、ＡＣ電力が低下することになる。

したがって、第３の実施形態の電源１０００Ｂでは、力率改善回路（ＰＦＣ回路１２００）の入力部にスイッチ（リレー１８００）を搭載することにより、低消費モード時の不要な電源回路の消費電力を下げることが可能となり、低消費モード時の効率も上げられるという効果を奏する。

（Ｄ）第４の実施形態
以下、本発明による電源装置及び画像形成装置の第４の実施形態を、図面を参照しながら詳述する。

（Ｄ−１）第４の実施形態の構成
第４の実施形態の画像形成装置１００Ｃの全体構成についても、上述の図２を用いて示すことができる。以下では、第４の実施形態について第３の実施形態との差異を説明する。

図１４は、第４の実施形態に係る電源制御系の構成について示したブロック図であり、上述の図１１と同一部分又は対応部分には、同一符号又は対応符号を付している。図１５は、第４の実施形態に係る電源１０００Ｃの詳細構成について示したブロック図であり、上述の図１２と同一部分又は対応部分には、同一符号又は対応符号を付している。

図１４、図１５に示すように、第４の実施形態の画像形成装置１００Ｃでは、電源１０００Ｂが電源１０００Ｃに置き換わっている点で、第３の実施形態と異なっている。

第４の実施形態では、ブリッジダイオード１１００の入力側（前段）にリレー１８００が接続され、リレー１８００の出力側（後段）にＡＣ電圧検出回路１６００が接続されている点で第３の実施形態と異なっている。また、第４の実施形態では、サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００の入力側（前段）にブリッジダイオード１４０２及び電解コンデンサ１４０１が接続されている点で第３の実施形態と異なっている。

（Ｄ−２）第４の実施形態の動作
次に、以上のような構成を有する第４の実施形態における画像形成装置１００Ｃの動作を説明する。以下では、第４の実施形態の電源１０００Ｃを中心とする動作について、第３の実施形態との差異のみを説明する。

第４の実施形態におけるＰＦＣ回路１２００の動作について、図１６のタイミングチャートを用いて説明する。

図１６に示すタイミングチャートでは、上から順に、スリープ信号（サブ制御部３０２から出力される制御信号）、サブＤＣ−ＤＣコンバータ補助巻線出力電圧（サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００の補助巻き線より出力されるＤＣ電圧）、メインＤＣ−ＤＣコンバータ制御部電源電圧（メインＤＣ−ＤＣコンバータ１５００の制御回路の電源電圧）、ＤＣ−ＡＣコンバータ電源電圧（ＤＣ−ＡＣインバータ１３００の制御回路の電源電圧）、ＰＦＣ制御回路電源電圧（ＰＦＣ回路１２００の電源電圧）、ＡＣ電力（商用電源１０１から電源１０００に供給されるＡＣ電力）が図示されている。図１６に示す各値のタイミングチャートでは、縦軸が電圧、電流又は電力を示しており、横軸が時間を示している。なお、図１６では、時系列順に、タイミングｔ３１、ｔ３２の２つのタイミングが図示されている。

図１６では、タイミングｔ３１の時点にて、スリープモード移行により、サブ制御部３０２より出力させるスリープ信号がＬｏに切り替わり、サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００の補助巻き線より出力されるＤＣ電圧が遮断され、メインＤＣ−ＤＣコンバータ１５００の制御回路の電源電圧、ＤＣ−ＡＣインバータ１３００の制御回路の電源電圧、及びＰＦＣ回路１２００の電源電圧が遮断される。また、このとき、リレー１８００も遮断される。

図１６では、その後、タイミングｔ３２の時点にて遮断終了の時点でスリープモード移行前のパワーセーブモードに対して、サブＤＣ−ＤＣコンバータ１４００のみの動作となる為、第３の実施形態のＰ３よりも低いＰ４のレベルまでＡＣ電力が低下する。

（Ｄ−３）第４の実施形態の効果
第４の実施形態によれば、第３の実施形態と比較して以下のような効果を奏することができる。

第４の実施形態の電源１０００Ｃでは、リレー１８００の挿入位置をブリッジダイオード１１００の入力側（前段）としたため、第３の実施形態と比較して、ＰＦＣ出力電解コンデンサ１０１２の突入電流防止回路１００３も遮断する為、第３の実施形態よりもＡＣ電力が低下させることができる。

（Ｅ）他の実施形態
本発明は、上記の各実施形態に限定されるものではなく、以下に例示するような変形実施形態も挙げることができる。

（Ｅ−１）上記の各実施形態では、本発明の画像形成装置を、プリンタ装置、特にタンデム方式のカラー４色プリンタ装置に対して説明を行ったが、カラー５色以上のプリンタ装置、カラー４色未満のプリンタ装置、モノクロプリンタ装置、複写装置等の他の画像形成装置に適用するようにしてもよい。

（Ｅ−２）上記の各実施形態では本発明の電源装置を画像形成装置に搭載する例について説明したが、画像形成装置以外のヒータの電源として適用するようにしてもよい。

１…給紙部、２…画像形成部、３…定着部、４…用紙排出部、５…用紙カセット、６、７、８…ピックアッフローラ、９、１０…レジストローラ、１１…感光ドラム、１２…帯電ローラ、１３…現像ローラ、１４…トナー供給ローラ、１５…ＬＥＤヘッド、１６…トナーカートリッジ、１７…転写ベルト、１８…転写ローラ、１９…定着ローラ、２０…ヒータ、２１…温度検出センサ、２２…排出ローラ、２５、２５Ｃ、２５Ｍ、２５Ｙ、２５Ｋ…画像形成ユニット、１００…画像形成装置、１０１…商用電源、１０２…メインスイッチ、１０３…ソフトスイッチ、１０４…ホスト、２００…メイン制御ブロック、２０１…メイン制御部、２０２…ＲＯＭ、２０３…ＲＡＭ、２０６…温度検出部、２０７…センサオンオフ回路、２０８…高圧電源、２０９…ヘッド制御部、２１０…アクチュエータ駆動部、３００…サブ制御ブロック、３０１…ＤＣ５Ｖオンオフスイッチ、３０２…サブ制御部、４００…センサ、５００…アクチュエータ、１０００…電源、１００１…保護素子、１００２…フィルタ、１００３…突入電流防止回路、１００４…Ａ相ＰＦＣパワーデバイス、１００５…Ａ相ＰＦＣコイル、１００６…Ａ相電流検出抵抗、１００７…Ａ相ＰＦＣダイオード、１００８…Ｂ相ＰＦＣパワーデバイス、１００９…Ｂ相ＰＦＣコイル、１０１０…Ｂ相電流検出抵抗、１０１１…Ｂ相ＰＦＣダイオード、１０１２…ＰＦＣ出力電解コンデンサ、１０１３…電圧フィードバック検出部、１０１４…ＯＶＰ検出部、１１００…ブリッジダイオード、１２００…ＰＦＣ回路、１２００Ｂ…ＰＦＣ回路、１２０１…ＰＦＣ制御回路、１２０１ｂ…抵抗、１２０１ｃ…抵抗、１２０１ｄ…コンデンサ、１２０１ｅ…トランジスタ、１３００…ＤＣ−ＡＣインバータ、１３００Ａ…ＤＣ−ＡＣインバータ、１４００…サブＤＣ−ＤＣコンバータ、１４０１…電解コンデンサ、１４０２…ブリッジダイオード、１５００…メインＤＣ−ＤＣコンバータ、１６００…ＡＣ電圧検出回路、１７００…ヒータ電力検出回路、１８００…リレー。

Claims (9)

1. 電源から供給された電源電圧を昇圧し、ヒータ側に出力する力率改善回路と、
   前記電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、
   前記ヒータのヒータ電力を取得する取得手段と、
   前記電源電圧検出手段の検出結果と、前記推定手段が取得したヒータ電力とを利用して、前記力率改善回路に適用するスイッチング周波数を決定する周波数決定手段と、
   前記周波数決定手段が決定したスイッチング周波数で、前記力率改善回路を動作させるように制御する周波数制御手段と
   を有することを特徴とする電源装置。
2. 前記取得手段は、前記ヒータ電力を推定する計算処理を行い、その計算結果を前記ヒータ電力として取得することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記取得手段は、前記ヒータ電力を検知するヒータ電力検出部を備え、前記ヒータ電力検出部の検出結果を前記ヒータ電力として取得することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
4. 前記力率改善回路は、前記電源電圧をスイッチングしてコイルで昇圧し、昇圧された電圧をコンデンサで平滑する構成となっていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電源装置。
5. 前記力率改善回路の入力側にスイッチが配置されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の電源装置。
6. 前記スイッチはリレーであることを特徴とした請求項５に記載の電源装置。
7. 前記スイッチは半導体であることを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
8. 前記スイッチの出力側に前記電源電圧を検出する検出手段が配置されていることを特徴とする請求項５〜７のいずれかに記載の電源装置。
9. 現像剤像が形成された媒体をヒータにより加熱して定着させる定着部と、前記定着部のヒータ側に電力供給する電源装置とを備える画像形成装置において、前記電源装置として請求項１〜８のいずれかに記載の電源装置を適用したことを特徴とする画像形成装置。

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