JP2016163447A - スイッチング制御回路およびスイッチング制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】動作モードの切替時に鋸波電圧の中心レベルを切り替えることで、出力電圧に生じるオーバーシュートを大幅に低減する。【解決手段】帰還電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆ０の比較によりエラー電圧Ｖｅｒｒを生成し、該エラー電圧Ｖｅｒｒと鋸波電圧Ｖｓａｗとの比較によりＰＷＭ電圧Ｖｐｗｍを生成し、該ＰＷＭ電圧Ｖｐｗｍと第１モード切替信号Ｖｐ１と第２モード切替信号Ｖｐ３の組み合わせに応じてハイサイドトランジスタＭＰ０とロウサイドトランジスＭＮ０をＯＮ／ＯＦＦ駆動することで、電圧帰還により前記出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧になるように制御する。エラー電圧Ｖｅｒｒのレベルが所定値になることにより、第１モード切替信号Ｖｐ１と第２モード切替信号Ｖｐ２の組み合わせを切り替えて動作モードを切り替えるとともに、鋸波信号Ｖｓａｗの中心レベルを切り替える。【選択図】図１

Description

本発明は、動作モードを現在の動作モードから別の動作モードに切り替える際に発生する出力電圧のオーバーシュートを低減できるようにしたスイッチング制御回路およびスイッチング制御方法に関する。

従来のスイッチング電源装置を図４に示す。このスイッチング電源装置は、半導体集積回路（ＩＣ）で構成されるスイッチング制御回路１００Ａと、そのスイッチング制御回路１００ＡによってＯＮ／ＯＦＦが制御されるＰＭＯＳトランジスタからなるハイサイドトランジスタＭＰ０と、同様にスイッチング制御回路１００ＡによってＯＮ／ＯＦＦが制御されるＮＭＯＳトランジスタからなるロウサイドトランジスタＭＮ０と、ハイサイドトランジスタＭＰ０とロウサイドトランジスタＭＮ０との間に接続されたインダクタＬ１と、出力コンデンサＣ１と、インダクタＬ１に通電した電流が遮断される際にインダクタＬ１に誘起される電圧によりＯＮして出力コンデンサＣ１に電荷を充電するダイオードＤ１，Ｄ２と、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧して負帰還電圧Ｖｆｂを生成する分圧抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２とを備える。

スイッチング制御回路１００Ａは、スイッチング駆動回路１１０Ａと、第１モード切替信号生成回路１３２および第２モード切替信号生成回路１３３を有するモード切替回路１３０Ａとで構成されている。

スイッチング駆動回路１１０Ａにおいて、ＯＰ１は誤差増幅器であり、負帰還電圧Ｖｆｂと出力電圧Ｖｏｕｔの目標値に相当する基準電圧Ｖｒｅｆ０とを比較してエラー電圧Ｖｅｒｒを生成する。ＣＰ１はコンパレータであり、鋸波信号生成回路１１４で生成された鋸波電圧Ｖｓａｗとエラー電圧Ｖｅｒｒとを比較してＰＷＭ電圧Ｖｐｗｍを生成する。１１１はロジック回路であり、ＰＷＭ電圧Ｖｐｗｍを入力して、第１モード切替電圧Ｖｐ１と第２モード切替電圧Ｖｐ２の論理の組み合わせに応じて、ハイサイド駆動回路１１２とロウサイド駆動回路１１３を駆動する。ハイサイド駆動回路１１２から出力する駆動電圧Ｖｇｈは、ハイサイドトランジスタＭＰ０をＯＮ／ＯＦＦ駆動する。また、ロウサイド駆動回路１１３から出力する駆動電圧Ｖｇｌは、ロウサイドトランジスタＭＮ０をＯＮ／ＯＦＦ駆動する。

デューティ比切替回路１３０Ａの第１モード切替信号生成回路１３２および第２モード切替信号生成回路１３３は、エラー電圧Ｖｅｒｒが所定値に達すると第１モード切替電圧Ｖｐ１と第２モード切替電圧Ｖｐ２の論理を切り替える。

第１モード切替信号生成回路１３２の生成する第１モード切替電圧Ｖｐ１は、降圧モード時に“Ｈ”の状態にあるとき、エラー電圧Ｖｅｒｒが所定値に達すると“Ｌ”となる。また、第２モード切替信号生成回路１３３の第２モード切替電圧Ｖｐ２は、降圧モードおよび昇降圧モードにおいて“Ｈ”の状態にあり、昇降圧モード時にエラー電圧Ｖｅｒｒが所定値に達すると“Ｌ”となる。

すなわち、第１モード切替電圧Ｖｐ１と第２モード切替電圧Ｖｐ２がともに“Ｈ”のとき降圧モードで動作し、第１モード切替電圧Ｖｐ１が“Ｌ”で第２モード切替電圧Ｖｐ２が“Ｈ”のとき昇降圧モードで動作し、第１モード切替電圧Ｖｐ１と第２モード切替電圧Ｖｐ２がともに“Ｌ”のとき昇圧モードで動作する。

図４のスイッチング電源装置は、このような降圧モード、昇降圧モード、昇圧モードの３つのモードで動作する。ここでは、入力電圧Ｖｉｎの低下によって、そのモードが、降圧モード→昇降圧モード→昇圧モードと切り替わる場合の動作について図５を参照して説明する。

降圧モードでの動作では、ハイサイドトランジスタＭＰ０がＰＷＭ電圧Ｖｐｗｍのデューティ比に相当する駆動電圧Ｖｇｈに応じてＯＮ／ＯＦＦを繰り返す。このとき、ロウサイドトランジスタＭＮ０はＯＦＦ状態に固定される。

この後、入力電圧Ｖｉｎの低下で出力電圧Ｖｏｕｔが低下してきて、エラー電圧Ｖｅｒｒが所定値に達すると、今度は昇降圧モードで動作する。このきは、ハイサイドトランジスタＭＰ０とロウサイドトランジスタＭＮ０が、ＰＷＭ電圧Ｖｐｗｍのデューティ比に対応する駆動電圧Ｖｇｈ，Ｖｈｌに応じて同期してＯＮ／ＯＦＦを繰り返す。

この後、入力電圧Ｖｉｎの低下で出力電圧Ｖｏｕｔが低下してきて、エラー電圧Ｖｅｒｒが所定値に達すると、今度は昇圧モードで動作する。このときは、駆動電圧Ｖｇｈは“Ｌ”に固定されるのでハイサイドトランジスタＭＰ０はＯＮの状態に固定される。ロウサイドトランジスタＭＮ０はＰＷＭ電圧Ｖｐｗｍのデューティ比に相当する駆動電圧Ｖｇｌに応じてＯＮ／ＯＦＦを繰り返す。従来のスイッチング電源装置として、昇降圧自動切替回路を備えた技術が、特許文献１に記載されている。

特開２００５−５７９５４号公報

ところが、図４のスイッチング電源装置では、降圧モード→昇降圧モードのモード切替時や、昇降圧モード→昇圧モードのモード切替時に昇圧率の変化が大きくなって、図５に示したように、誤差増幅器ＯＰ１から出力するエラー電圧Ｖｅｒｒが鋸波電圧Ｖｓａｗのレベルの範囲外に振り切れてしまい、出力電圧Ｖｏｕｔにオーバーシュートが発生するという問題があった。

すなわち、一般式として、降圧モード時のＰＷＭ電圧Ｖｐｗｍのデューティ比Ｄは、

で示される。また、昇降圧モード時のデューティ比Ｄ’は、

で示される。

例えば、降圧モード時のデューティ比がＤ＝７５％になったときに昇降圧モードに移行するように設定した場合、式（１）と式（２）から、

であるので、昇降圧モードでのデューティ比Ｄ’は、

となる。

このように、降圧モードから昇降圧モードへのモード切替時には、デューティ比が７５％→４３％に大きく変化するため、急激なデューティ比の変化となって、誤差増幅器ＯＰ１から出力するエラー電圧Ｖｅｒｒが鋸波のレベル範囲外に振れてしまい、デューティ比が４３％になるまでの間の帰還動作が長く継続して、出力電圧Ｖｏｕｔにオーバーシュートが発生する。

また、昇圧モード時のデューティ比Ｄ”は、

で示される。

例えば、昇降圧モード時のデューティ比がＤ’＝６０％になったときに昇圧モードに移行するように設定した場合、式（２）と式（５）から、

であるので、昇圧モードでのデューティ比Ｄ”は、

となる。

こちらの場合も、降圧モード→昇降圧モードの場合と同様に、昇降圧モード→昇圧モードのモード切替時にデューティ比が６０％→３３％に大きく変化するため、急激なデューティ比変化により誤差増幅器ＯＰ１の出力が鋸波のレベルの範囲外に振れてしまい、デューティ比が３３％になるまでの間の帰還動作が長く継続して、出力電圧Ｖｏｕｔにオーバーシュートが発生する。

本発明の目的は、動作モードの切替時に同時に鋸波信号の中心レベルを切り替えることで、出力電圧に生じるオーバーシュートを大幅に低減したスイッチング制御回路およびスイッチング制御方法を提供することである。

上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明のスイッチング制御回路は、直流の入力電圧をＤＣ−ＤＣ変換して所定レベルの直流の出力電圧を生成するために、ハイサイドトランジスタと該ハイサイドトランジスタに対してインダクタを介して直列接続されたロウサイドトランジスタをスイッチングするスイッチング制御回路において、前記出力電圧と目標電圧の比較によりエラー信号を生成し、該エラー信号と鋸波信号との比較によりＰＷＭ信号を生成し、該ＰＷＭ信号と第１モード切替信号と第２モード切替信号の組み合わせに応じて前記ハイサイドトランジスタと前記ロウサイドトランジスタをＯＮ／ＯＦＦ駆動することで、電圧帰還により前記出力電圧が前記目標電圧になるように制御するスイッチング駆動回路と、前記エラー信号のレベルが所定値になることにより、前記第１モード切替信号と前記第２モード切替信号の組み合わせを切り替えて動作モードを切り替えると同時に、前記鋸波信号の中心レベルを切り替えるデューティ比切替回路と、を備えることを特徴とする路。

請求項２にかかる発明は、請求項１に記載のスイッチング制御回路において、前記デューティ比切替回路は、第１のデューティ比で動作している現在の動作モードから第２のデューティ比となるように動作を開始する別の動作モードに切り替えるとき、同時に前記鋸波信号の中心レベルを前記第２のデューティ比に対応するレベルに切り替えることを特徴とする。

請求項３にかかる発明は、請求項２に記載のスイッチング制御回路において、前記インダクタに流れる電流を検出して前記出力電圧を制御する電流帰還制御手段が備えられ、前記鋸波信号には、該電流帰還制御手段の動作により前記鋸波信号の波形に与える影響を補償するスロープ補償信号が含まれている、ことを特徴とする。

請求項４にかかる発明は、請求項３に記載のスイッチング制御回路において、前記デューティ比切替回路は、モード切替第１基準信号に前記スロープ補償信号を加算した信号と前記エラー信号とを比較して前記第１モード切替信号を生成する第１コンパレータと、モード切替第２基準信号に前記スロープ補償信号を加算した信号と前記エラー信号とを比較して前記第２モード切替信号を生成する第２コンパレータとを備える、ことを特徴とする。

請求項５にかかる発明は、請求項３に記載のスイッチング制御回路において、前記デューティ比切替回路で生成される鋸波信号には基準バイアス信号が含まれ、前記デューティ比切替回路は、モード切替第１基準信号に前記スロープ補償信号と前記基準バイアス信号を加算した信号と前記エラー信号とを比較して前記第１モード切替信号を生成する第１コンパレータと、モード切替第２基準信号に前記スロープ補償信号と前記基準バイアス信号を加算した信号と前記エラー信号とを比較して前記第２モード切替信号を生成する第２コンパレータとを備える、ことを特徴とする。

請求項６にかかる発明は、請求項４又は５に記載のスイッチング制御回路において、前記第１コンパレータと前記第２のコンパレータはヒステリシス特性を備えていることを特徴とする。

請求項７にかかる発明は、直流の入力電圧をＤＣ−ＤＣ変換して所定レベルの直流の出力電圧を生成するために、ハイサイドトランジスタと該ハイサイドトランジスタに対してインダクタを介して直列接続されたロウサイドトランジスタをスイッチングするスイッチング制御方法において、前記出力電圧と目標電圧の比較によりエラー信号を生成し、該エラー信号と鋸波信号との比較によりＰＷＭ信号を生成し、該ＰＷＭ信号と第１モード切替信号と第２モード切替信号の組み合わせに応じて前記ハイサイドトランジスタと前記ロウサイドトランジスタをＯＮ／ＯＦＦ駆動することで、電圧帰還により前記出力電圧が前記目標電圧になるように制御し、前記エラー信号のレベルが所定値になることにより、前記第１モード切替信号と前記第２モード切替信号の組み合わせを切り替えて動作モードを切り替えると同時に、前記鋸波信号の中心レベルを切り替えることを特徴とする。

請求項８にかかる発明は、請求項７に記載のスイッチング制御方法において、第１のデューティ比で動作している現在の動作モードから第２のデューティ比となるように動作を開始する別の動作モードに切り替えるとき、同時に前記鋸波信号の中心レベルを前記第２のデューティ比に対応するレベルに切り替えることを特徴とする。

請求項９にかかる発明は、請求項８に記載のスイッチング制御方法において、前記インダクタに流れる電流を検出して前記出力電圧を電流帰還で制御し、前記鋸波信号には、該電流帰還の制御により前記鋸波信号の波形に与える影響を補償するスロープ補償信号が含まれていることを特徴とする。

請求項１０にかかる発明は、請求項９に記載のスイッチング制御方法において、モード切替第１基準信号に前記スロープ補償信号を加算した信号と前記エラー信号とを比較して前記第１モード切替信号を生成し、モード切替第２基準信号に前記スロープ補償信号を加算した信号と前記エラー信号とを比較して前記第２モード切替信号を生成することを特徴とする。

請求項１１にかかる発明は、請求項９に記載のスイッチング制御方法において、前記鋸波信号には基準バイアス信号が含まれ、モード切替第１基準信号に前記スロープ補償信号と前記基準バイアス信号を加算した信号と前記エラー信号とを比較して前記第１モード切替信号を生成し、モード切替第２基準信号に前記スロープ補償信号と前記基準バイアス信号を加算した信号と前記エラー信号とを比較して前記第２モード切替信号を生成することを特徴とする。

本発明によれば、エラー信号のレベルが所定値になることにより、第１モード切替信号と第２モード切替信号の組み合わせを切り替えて動作モードを切り替える際に、同時に鋸波信号の中心レベルを切り替えるので、出力電圧に生じるオーバーシュートを大幅に低減することができる。また、スロープ補償信号を鋸波信号に含ませることにより、電流帰還制御時に鋸波信号に与えられる影響を補償することができる。また、第１モード切替信号や第２モード切替信号を生成する際に、モード切替第１基準信号やモード切替第２基準信号にスロープ補償信号を加味することにより、高精度なモード切替を実現することができる。

本発明の実施例のスイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。 図１のスイッチング電源装置のデューティ比切替回路の回路図である。 図１のスイッチング電源装置の動作波形図である。 従来のスイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。 図４のスイッチング電源装置の動作波形図である。

本発明では、例えば、前記したように、降圧モードにおいてデューティ比が７５％になって昇降圧モードに動作モードを切り替えるときに、その切り替えと同時にデューティ比が７５％→４３％となるように鋸波信号のバイアスを切り替えることで、その鋸波信号の中心レベルを切り替える。また、昇降圧モードにおいてデューティ比が６０％になって昇圧モードに動作モードを切り替えるときに、その切り替えと同時にデューティ比が６０％→３３％になるように鋸波信号のバイアスを切り替えることで、その鋸波信号の中心レベルを切り替える。

また、例えば、昇圧モードにおいてデューティ比が３３％になって昇降圧モードに動作モードを切り替えるときに、その切り替えと同時にデューティ比が３３％→６０％となるように鋸波信号のバイアスを切り替えることで、その鋸波信号の中心レベルを切り替える。また、昇降圧モードにおいてデューティ比が４３％になって昇圧モードに動作モードを切り替えるときに、その切り替えと同時にデューティ比が４３％→７５％になるように鋸波信号のバイアスを切り替えることで、その鋸波信号の中心レベルを切り替える。

このように、鋸波信号の中心レベルを、動作モードの切替時にその切り替えと同時にモード切替後のデューティ比が実現できるような中心レベルに切り替えることで、切替後に当該のデューティ比になるまでの移行時間が短縮され、動作モードがスムースに切り替えられ、出力電圧のオーバーシュートを低減する。

図１に本発明の実施例のスイッチング電源装置を示す。このスイッチング電源装置は、半導体集積回路（ＩＣ）で構成されるスイッチング制御回路１００と、そのスイッチング制御回路１００によってＯＮ／ＯＦＦが制御されるＰＭＯＳトランジスタからなるハイサイドトランジスタＭＰ０と、同様にスイッチング制御回路１００によってＯＮ／ＯＦＦが制御されるＮＭＯＳトランジスタからなるロウサイドトランジスタＭＮ０と、ハイサイドトランジスタＭＰ０とロウサイドトランジスタＭＮ０との間に接続されたインダクタＬ１と、出力コンデンサＣ１と、インダクタＬ１に通電した電流が遮断される際にインダクタＬ１に誘起される電圧によりＯＮして出力コンデンサＣ１に電荷を充電するダイオードＤ１，Ｄ２と、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧して負帰還電圧Ｖｆｂを生成する分圧抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２とを備える。

スイッチング制御回路１００は、スイッチング駆動回路１１０と、電流帰還制御・スロープ補償回路１２０と、デューティ比切替回路１３０とを有する。

スイッチング駆動回路１１０において、ＯＰ１は誤差増幅器であり、出力電圧Ｖｏｕｔに相当する負帰還電圧Ｖｆｂと出力電圧Ｖｏｕｔの目標値に相当する基準電圧Ｖｒｅｆ０とを比較してエラー電圧Ｖｅｒｒを生成する。ＣＰ１はコンパレータであり、エラー電圧Ｖｅｒｒと鋸波電圧Ｖｓａｗとを比較してＰＷＭ電圧Ｖｐｗｍを生成する。１１１はロジック回路であり、ＰＷＭ電圧Ｖｐｗｍを入力して、第１モード切替電圧Ｖｐ１と第２モード切替電圧Ｖｐ２の論理の組み合わせに応じて、ハイサイド駆動回路１１２とロウサイド駆動回路１１３を制御する。

第１モード切替電圧Ｖｐ１は降圧モード時に“Ｈ”となり昇降圧モードと昇圧モード時に“Ｌ”となる。また、第２モード切替電圧Ｖｐ２は、降圧モードと昇降圧モード時に“Ｈ”となり昇圧モード時に“Ｌ”となる。

ハイサイド駆動回路１１２から出力する駆動電圧Ｖｇｈは、ハイサイドトランジスタＭＰ０をＯＮ／ＯＦＦ駆動する。また、ロウサイド駆動回路１１３から出力する駆動電圧Ｖｇｌは、ロウサイドトランジスタＭＮ０をＯＮ／ＯＦＦ駆動する。

電流帰還制御・スロープ補償回路１２０は、電流センサＣＳで検出したインダクタＬ１に流れる電流の検出信号を取り込んで、電流帰還制御とスロープ補償制御を行う。電流帰還制御では、インダクタＬ１に流れる電流に応じて出力電圧Ｖｏｕｔを安定化させる制御を行うが、本発明と直接関係しないので詳しい説明は省略する。スロープ補償制御では、電流帰還制御時にＰＷＭ電圧Ｖｐｗｍのデューティ比が５０％を超えるとインダクタＬ１の電流が不安定になり、低調波発振（サブハーモニック発振）が発生するので、鋸波電圧Ｖｓａｗの基本成分にランプ波（スロープ補償電圧）を加えてその鋸波電圧Ｖｓａｗのスロープの傾きを修正することで、低調波発振を抑制する。

デューティ比切替回路１３０において、１３１は鋸波信号・基準信号生成回路であり、鋸波電圧Ｖｓａｗとモード切替第１基準電圧Ｖｒｅｆ１とモード切替第２基準電圧Ｖｒｅｆ２を生成する。ＣＰ２はモード切替第１基準電圧Ｖｒｅｆ１とエラー電圧Ｖｅｒｒとを比較して第１モード切替電圧Ｖｐ１を生成するコンパレータ（第１コンパレータ）である。ＣＰ３はモード切替第２基準電圧Ｖｒｅｆ２とエラー電圧Ｖｅｒｒとを比較して第２モード切替電圧Ｖｐ２を生成するコンパレータ（第２コンパレータ）である。

図２にデューティ比切替回路１３０の具体的な回路を示す。鋸波信号・基準信号生成回路１３１は、カレントミラー用のＰＭＯＳトランジスタＭＰ１〜ＭＰ１４と、抵抗切替用のＮＭＯＳトランジスタＭＮ１〜ＭＮ４と、電流／電圧変換用の抵抗Ｒ１〜Ｒ７と、正帰還制御用のインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２と、電流源１３１１〜１３１５を有する。

電流源１３１１は、基準鋸波波形に相当する電流Ｉ１を発生する。電流源１３１２はモード切替第１基準電圧相当の電流Ｉ２を発生する。電流源１３１３は、モード切替第２基準電圧相当の電流Ｉ３を発生する。電流源１３１４は、基準鋸波波形に加える鋸波基準バイアス電圧相当の電流Ｉ４を発生する。電流源１３１５は電流帰還制御・スロープ補償回路１２０で生成された電流帰還・スロープ補償電圧相当の逆鋸波形状の電流Ｉ５を発生する。

トランジスタＭＰ１とＭＰ２、ＭＰ３とＰ４、ＭＰ５とＭＰ６、ＭＰ７〜ＭＰ１０、ＭＰ１１〜ＭＰ１４は、それぞれカレントミラーを構成する。各カレントミラーのカレントミラー比を１：１に設定しておけば、トランジスタＭＰ２のドレインには電流Ｉ１が、トランジスタＭＰ４のドレインには電流Ｉ２が、トランジスタＭＰ６のドレインには電流Ｉ３が、トランジスタＭＰ８〜ＭＰ１０には電流Ｉ４が、トランジスタＭＰ１２〜ＭＰ１４のドレインには電流Ｉ５が、それぞれ流れる。

そして、電流Ｉ１とＩ４とＩ５の加算電流は、基準鋸波波形成分に鋸波基準バイアス電圧相当成分と電流帰還・スロープ補償電圧相当成分を加算したものであり、抵抗Ｒ１〜Ｒ３の直列回路によって電圧に変換することで、鋸波電圧Ｖｓａｗが生成される。この抵抗Ｒ１〜Ｒ３の直列回路が後記するように切り替えられると、鋸波電圧Ｖｓａｗの中心レベルが切り替えられる。

また、電流Ｉ３とＩ４とＩ５の加算電流は、モード切替第２基準電圧相当成分に鋸波基準バイアス電圧相当成分と電流帰還・スロープ補償電圧相当成分を加算したものであり、抵抗Ｒ４，Ｒ５の直列回路によって電圧に変換することで、モード切替第２基準電圧Ｖｒｅｆ２が生成される。この抵抗Ｒ４，Ｒ５の直列回路は、後記するように切り替えられることがある。

さらに、電流Ｉ２とＩ４とＩ５の加算電流は、モード切替第１基準電圧相当成分に鋸波基準バイアス電圧相当成分と電流帰還・スロープ補償電圧相当成分を加算したものであり、抵抗Ｒ６，Ｒ７の直列回路によって電圧に変換することで、モード切替第１基準電圧Ｖｒｅｆ１が生成される。この抵抗Ｒ６，Ｒ７の直列回路も、後記するように切り替えられることがある。

なお、モード切替第１基準電圧Ｖｒｅｆ１およびモード切替第２基準電圧Ｖｒｅｆ２に電流帰還・スロープ補償電圧相当成分を加算した理由は、スロープ補償電圧相当成分によって鋸波電圧Ｖｓａｗが変動するためＰＷＭ電圧Ｖｐｗｍのデューティ比も変動してしまい、モード切替の精度に大きな影響が及ぼされるので、これを避けるためである。

次に図３の波形図を参照しながら動作を説明する。入力電圧Ｖｉｎが高いときは動作モードが降圧モードとなっている。このときは、エラー電圧Ｖｅｒｒが小さいので、デューティ比切替回路１３０のコンパレータＣＰ２，ＣＰ３のモード切替電圧Ｖｐ１、Ｖｐ２がいずれも“Ｈ”となっており、スイッチング駆動回路１１０のロジック回路１１１によってハイサイド駆動回路１１２が選択され、ハイサイドトランジスタＭＰ０がＯＮ／ＯＦＦを繰り返す。ロウサイドトランジスタＭＮ０はＯＦＦとなっている。

また、このときは、第１モード切替電圧Ｖｐ１と第２モード切替電圧Ｖｐ２がともに“Ｈ”であることによって、トランジスタＭＮ１，ＭＮ２がＯＮしていて、抵抗Ｒ１〜Ｒ３の内の抵抗Ｒ２，Ｒ３は短絡され、抵抗Ｒ１のみで鋸波電圧Ｖｓａｗへの電圧変換が行われている。このため、鋸波電圧Ｖｓａｗの中心レベルは最低レベルとなっている。

入力電圧Ｖｉｎが低下することでエラー電圧Ｖｅｒｒが大きくなり、そのエラー電圧ＶｅｒｒがコンパレータＣＰ２のモード切替第１基準電圧Ｖｒｅｆ１を超えると、そのコンパレータＣＰ２から出力する第１モード切替電圧Ｖｐ１が“Ｌ”に切り替わる。このため、ロジック回路１１１によってロウサイド駆動回路１１３も駆動を開始して、ロウサイドトランジスタＭＮ０もＯＮ／ＯＦＦを繰り返す。このロウサイドトランジスタＭＮ０のＯＮ／ＯＦＦ動作は、ハイサイドトランジスタＭＰ０のＯＮ／ＯＦＦ動作と同期した動作となり、動作モードが昇降圧モードに切り替わる。

このように動作モードが降圧モードから昇降圧モードに切り替わるとき、鋸波信号・基準信号生成回路１３１では、コンパレータＣＰ２から出力する第１モード切替電圧Ｖｐ１が“Ｌ”になることで、トランジスタＭＮ２がオフとなって、抵抗Ｒ１〜Ｒ３の内の抵抗Ｒ１とＲ２が直列接続されるので、鋸波電圧Ｖｓａｗの中心レベルが、最低レベルから中間レベルに上昇する。

このように動作モードが降圧モードから昇降圧モードに切り替わる際は、ＰＷＭ電圧Ｖｐｗｍのデューティ比が、例えば、前記したように７５％から４３％に同時に切り替わって鋸波電圧Ｖｓａｗの中心レベルを上げるべく、電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ４，Ｉ５の値と抵抗Ｒ１，Ｒ２の値を予め設定しておく。これにより、昇降圧モードに切り替わった後にデューティ比が４３％になるように帰還動作が長く継続されることはなくなり、出力電圧Ｖｏｕｔに生じるオーバーシュートは極めて小さなものとなる。

なお、コンパレータＣＰ２から出力する第１モード切替電圧Ｖｐ１が“Ｌ”になると、インバータＩＮＶ１によってトランジスタＭＮ４がＯＮして抵抗Ｒ７が短絡されるので、モード切替第１基準電圧Ｖｒｅｆ１のレベルが若干低下して、コンパレータＣＰ２に正帰還がかかり、ノイズや誤差増幅器ＯＰ１から出力するエラー電圧Ｖｅｒｒの微小変動によりコンパレータＣＰ２がチャタリングすることが防止される。つまり、コンパレータＣＰ２にヒステリシス特性をもたせているため、安定した第１モード切替電圧Ｖｐ１の切り替えが行われる。

昇降圧モードにおいて、入力電圧Ｖｉｎが低下することでエラー電圧Ｖｅｒｒが大きくなり、そのエラー電圧ＶｅｒｒがコンパレータＣＰ３のモード切替第２基準電圧Ｖｒｅｆ２を超えると、そのコンパレータＣＰ３から出力する第２モード切替電圧Ｖｐ２が“Ｌ”に切り替わる。このため、ロジック回路１１１によってハイサイドド駆動回路１１２が駆動を停止してハイサイドトランジスタＭＰ０はＯＮ状態に固定される。また、ロウサイド駆動回路１１３はＰＷＭ電圧Ｖｐｗｍに応じてＯＮ／ＯＦＦを繰り返し、ロウサイドトランジスタＭＮ０はスイッチングを継続する。

このように昇降圧モードから昇圧モードに切り替わるとき、鋸波信号・基準信号生成回路１３１では、コンパレータＣＰ３から出力する第２モード切替電圧Ｖｐ２が“Ｌ”になることで、トランジスタＭＮ３もトランジスタＭＮ２と同様にオフとなって、抵抗Ｒ１〜Ｒ３が全部直列接続されるので、鋸波電圧Ｖｓａｗの中心レベルが、中間レベルから最高レベルに上昇する。

このように昇降圧モードから昇圧モードに切り替わる際は、ＰＷＭ電圧Ｖｐｗｍのデューティ比が、例えば、前記したように６０％から３３％に同時に切り替わって鋸波電圧Ｖｓａｗの中心レベルを上げるべく、電流Ｉ１，Ｉ３，Ｉ４，Ｉ５の値と抵抗Ｒ１〜Ｒ３の値を予め設定しておく。これにより、動作モードを昇圧モードに切り替えた後にデューティ比が３３％になるように帰還動作が長く継続されることはなくなり、出力電圧Ｖｏｕｔに生じるオーバーシュートは極めて小さなものとなる。

なお、コンパレータＣＰ３から出力する第２モード切替電圧Ｖｐ２が“Ｌ”になると、インバータＩＮＶ２によってトランジスタＭＮ３がＯＮして抵抗Ｒ５が短絡されるので、モード切替第２基準電圧Ｖｒｅｆ２のレベルが若干低下して、コンパレータＣＰ３に正帰還がかかり、ノイズや誤差増幅器ＯＰ１から出力するエラー電圧Ｖｅｒｒの微小変動によりコンパレータＣＰ３がチャタリングすることが防止される。つまり、コンパレータＣＰ３にヒステリシス特性をもたせているため、安定した第２モード切替電圧Ｖｐ２の切り替えが行われる。

以上では入力電圧Ｖｉｎが徐々に低下してきた場合に、動作モードが降圧モード→昇降圧モード→昇圧モードに順次切り替わる例について説明したが、その逆の順序で動作モードが切り替わる場合においても、その動作モードの切替時に同時に鋸波電圧Ｖｓａｗの中心レベルを切り替えればよい。すなわち、動作モードを昇圧モード→昇降圧モードに切り替えるときは、例えば、デューティ比が３３％→６０％となるように、また昇降圧モード→降圧モードに切り替えるときは、例えば、デューティ比が４３％〜７５％になるように、動作モードの切替時に鋸波電圧Ｖｓａｗの中心レベルを切り替えればよい。これにより、動作モードの切替時に出力電圧Ｖｏｕｔに生じるオーバーシュートを大幅に低減することができる。

なお、以上では動作モードを降圧モード、昇降圧モード、昇圧モードの３モードに切替可能なスイッチング制御回路について説明したが、降圧モードと昇降圧モード、昇降圧モードと昇圧モード、降圧モードと昇圧モード等のように、２モードを切替可能なスイッチング制御回路にも同様に適用して同様に出力電圧Ｖｏｕｔに生じるオーバーシュートを大幅に低減することができる。

１００：スイッチング制御回路
１１０：スイッチング駆動回路、１１１：ロジック回路、１１２：ハイサイド駆動回路、１１３：ロウサイド駆動回路
１２０：電流帰還制御・スロープ補償回路
１３０：デューティ比切替回路、１３１：鋸波信号・基準信号生成回路、１３１１〜１３１５：電流源
ＯＰ１：誤差増幅器
ＯＰ１〜ＯＰ３：コンパレータ
ＭＰ０：ハイサイドトランジスタ
ＭＮ０：ロウサイドトランジスタ
ＣＳ：電流センサ

Claims (11)

1. 直流の入力電圧をＤＣ−ＤＣ変換して所定レベルの直流の出力電圧を生成するために、ハイサイドトランジスタと該ハイサイドトランジスタに対してインダクタを介して直列接続されたロウサイドトランジスタをスイッチングするスイッチング制御回路において、
   前記出力電圧と目標電圧の比較によりエラー信号を生成し、該エラー信号と鋸波信号との比較によりＰＷＭ信号を生成し、該ＰＷＭ信号と第１モード切替信号と第２モード切替信号の組み合わせに応じて前記ハイサイドトランジスタと前記ロウサイドトランジスタをＯＮ／ＯＦＦ駆動することで、電圧帰還により前記出力電圧が前記目標電圧になるように制御するスイッチング駆動回路と、
   前記エラー信号のレベルが所定値になることにより、前記第１モード切替信号と前記第２モード切替信号の組み合わせを切り替えて動作モードを切り替えると同時に、前記鋸波信号の中心レベルを切り替えるデューティ比切替回路と、
   を備えることを特徴とするスイッチング制御回路。
2. 請求項１に記載のスイッチング制御回路において、
   前記デューティ比切替回路は、第１のデューティ比で動作している現在の動作モードから第２のデューティ比となるように動作を開始する別の動作モードに切り替えるとき、同時に前記鋸波信号の中心レベルを前記第２のデューティ比に対応するレベルに切り替えることを特徴とするスイッチング制御回路。
3. 請求項２に記載のスイッチング制御回路において、
   前記インダクタに流れる電流を検出して前記出力電圧を制御する電流帰還制御手段が備えられ、
   前記鋸波信号には、該電流帰還制御手段の動作により前記鋸波信号の波形に与える影響を補償するスロープ補償信号が含まれている、
   ことを特徴とするスイッチング制御回路。
4. 請求項３に記載のスイッチング制御回路において、
   前記デューティ比切替回路は、モード切替第１基準信号に前記スロープ補償信号を加算した信号と前記エラー信号とを比較して前記第１モード切替信号を生成する第１コンパレータと、モード切替第２基準信号に前記スロープ補償信号を加算した信号と前記エラー信号とを比較して前記第２モード切替信号を生成する第２コンパレータとを備える、
   ことを特徴とするスイッチング制御回路。
5. 請求項３に記載のスイッチング制御回路において、
   前記デューティ比切替回路で生成される鋸波信号には基準バイアス信号が含まれ、
   前記デューティ比切替回路は、モード切替第１基準信号に前記スロープ補償信号と前記基準バイアス信号を加算した信号と前記エラー信号とを比較して前記第１モード切替信号を生成する第１コンパレータと、モード切替第２基準信号に前記スロープ補償信号と前記基準バイアス信号を加算した信号と前記エラー信号とを比較して前記第２モード切替信号を生成する第２コンパレータとを備える、
   ことを特徴とするスイッチング制御回路。
6. 請求項４又は５に記載のスイッチング制御回路において、
   前記第１コンパレータと前記第２のコンパレータはヒステリシス特性を備えていることを特徴とするスイッチング制御回路。
7. 直流の入力電圧をＤＣ−ＤＣ変換して所定レベルの直流の出力電圧を生成するために、ハイサイドトランジスタと該ハイサイドトランジスタに対してインダクタを介して直列接続されたロウサイドトランジスタをスイッチングするスイッチング制御方法において、
   前記出力電圧と目標電圧の比較によりエラー信号を生成し、該エラー信号と鋸波信号との比較によりＰＷＭ信号を生成し、該ＰＷＭ信号と第１モード切替信号と第２モード切替信号の組み合わせに応じて前記ハイサイドトランジスタと前記ロウサイドトランジスタをＯＮ／ＯＦＦ駆動することで、電圧帰還により前記出力電圧が前記目標電圧になるように制御し、
   前記エラー信号のレベルが所定値になることにより、前記第１モード切替信号と前記第２モード切替信号の組み合わせを切り替えて動作モードを切り替えると同時に、前記鋸波信号の中心レベルを切り替えることを特徴とするスイッチング制御方法。
8. 請求項７に記載のスイッチング制御方法において、
   第１のデューティ比で動作している現在の動作モードから第２のデューティ比となるように動作を開始する別の動作モードに切り替えるとき、同時に前記鋸波信号の中心レベルを前記第２のデューティ比に対応するレベルに切り替えることを特徴とするスイッチング制御方法。
9. 請求項８に記載のスイッチング制御方法において、
   前記インダクタに流れる電流を検出して前記出力電圧を電流帰還で制御し、
   前記鋸波信号には、該電流帰還の制御により前記鋸波信号の波形に与える影響を補償するスロープ補償信号が含まれていることを特徴とするスイッチング制御方法。
10. 請求項９に記載のスイッチング制御方法において、
    モード切替第１基準信号に前記スロープ補償信号を加算した信号と前記エラー信号とを比較して前記第１モード切替信号を生成し、モード切替第２基準信号に前記スロープ補償信号を加算した信号と前記エラー信号とを比較して前記第２モード切替信号を生成することを特徴とするスイッチング制御方法。
11. 請求項９に記載のスイッチング制御方法において、
    前記鋸波信号には基準バイアス信号が含まれ、
    モード切替第１基準信号に前記スロープ補償信号と前記基準バイアス信号を加算した信号と前記エラー信号とを比較して前記第１モード切替信号を生成し、モード切替第２基準信号に前記スロープ補償信号と前記基準バイアス信号を加算した信号と前記エラー信号とを比較して前記第２モード切替信号を生成することを特徴とするスイッチング制御方法。
    

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