JP2016127421A - 出力回路及びこれを有する電流センサ - Google Patents

Abstract

【課題】消費電力の増大を抑制しつつ出力電圧の範囲を精度良く制限できる出力回路を提供する。
【解決手段】出力電圧Ｖｏｕｔが第１リミット電圧ＶＬ１より上昇した場合、出力電圧Ｖｏｕｔが第１リミット電圧ＶＬ１へ近づくように第１出力トランジスタＭ１１が制御され、出力電圧Ｖｏｕｔが第２リミット電圧ＶＬ２より低下した場合、出力電圧Ｖｏｕｔが第２リミット電圧ＶＬ２へ近づくように第２出力トランジスタＭ１２が制御される。これにより、従来の電圧リミッタ回路のようにリミッタ動作時の出力電流を増大させることなく出力電圧Ｖｏｕｔの範囲を制限できるため、消費電力の増大を抑えることができる。
【選択図】図１

Description

本発明はアナログ信号を出力する出力回路とこれを有する電流センサに係り、特に、出力電圧の範囲が制限された出力回路に関するものである。

増幅回路やバッファ回路などの出力電圧を、ある一定の範囲に制限することが必要な場合がある。そのような場合、一般に、電圧リミッタ回路が用いられる。図９は、従来の一般的な電圧リミッタ回路の構成を示す図である（下記の特許文献１を参照）。図９に示す電圧リミッタ回路１００は、ダイオード１０２と定電圧源１０３を直列に接続して構成されたものであり、オペアンプによるバッファ回路１０１の出力端子に接続されている。バッファ回路１０１の出力電圧Ｖｏｕｔが定電圧源１０３とダイオード１０２の順方向電圧の和に相当する電圧に達すると、ダイオード１０２が導通し、定電圧源１０３へ流れる電流が増大することにより、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇が制限される。

特開２０００−５６８４１号公報

図９に示す電圧リミッタ回路１００では、導通したダイオード１０２を通じて定電圧源１０３に大きな電流を流すことにより電圧の上昇を制限している。しかしながら、例えばプッシュルプル方式などのように電流供給能力が高い回路形式を持つ出力回路の場合、このような電圧リミッタ回路では電流が非常に大きくなってしまい、消費電流の増大や素子の温度上昇などの問題を生じる。また、ダイオードの順方向電圧は温度によって大きくばらつくため、出力電圧の制限範囲が温度により変動してしまうという問題もある。

本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、消費電力の増大を抑制しつつ出力電圧の範囲を精度良く制限できる出力回路と、そのような出力回路を有する電流センサを提供することにある。

本発明の第１の観点に係る出力回路は、入力信号に応じたアナログ信号を出力ラインへ出力する出力回路であって、少なくとも１つの電源ラインと前記出力ラインとの間の電流経路に設けられた少なくとも１つの出力トランジスタと、前記出力ラインに生じる出力電圧が所定のリミット電圧より上昇又は低下した場合、前記出力電圧が前記リミット電圧へ近づくように前記出力トランジスタを制御する少なくとも１つの制御回路とを具備する。

上記の構成によれば、前記出力ラインに生じる出力電圧が前記所定のリミット電圧より上昇又は低下した場合、前記出力電圧が前記リミット電圧へ近づくように、前記電源ラインと前記出力ラインとの間の電流経路に設けられた前記出力トランジスタが制御される。これにより、リミッタ動作時に前記出力トランジスタの電流を増大させることなく前記出力電圧の範囲が制限される。また、前記出力電圧が前記所定のリミット電圧へ近づくように前記出力ランジスタが負帰還制御されるため、前記出力電圧の範囲が精度良く制限される。

好適に、前記制御回路は、前記出力電圧と前記リミット電圧との差を増幅する差動増幅回路と、前記出力トランジスタの制御端子へ信号を伝達する信号経路と前記出力ラインとの間に設けられており、前記出力電圧が前記リミット電圧より上昇又は低下した場合、前記出力ラインから前記信号経路への帰還信号を前記差動増幅回路の出力信号に応じて制御する帰還制御トランジスタとを有してよい。

この場合、前記制御回路は、所定の電圧と前記出力電圧との間の分圧電圧を発生する分圧回路を有してよい。前記差動増幅回路は、前記リミット電圧と前記分圧回路の分圧比とに基づいて設定されたしきい電圧と前記分圧電圧との差を増幅してよい。前記所定の電圧は、前記出力電圧と前記リミット電圧とが等しい場合に前記分圧電圧が前記出力電圧に比べて電源の最高電圧と最低電圧との中間の電圧に近くなるように設定されてよい。
上記の構成によれば、前記分圧電圧が電源の最高電圧と最低電圧との中間の電圧に近い電圧となるため、前記差動増幅回路の構成が簡易になる。

また好適に、前記出力回路は、第１電源ラインと前記出力ラインとの間の電流経路に設けられた第１出力トランジスタと、前記第１電源ラインより低電圧の第２電源ラインと前記出力ラインとの間の電流経路に設けられた第２出力トランジスタと、前記出力電圧が第１リミット電圧より上昇した場合、前記出力電圧が前記第１リミット電圧へ近づくように前記第１出力トランジスタを制御する第１制御回路と、前記出力電圧が第２リミット電圧より低下した場合、前記出力電圧が前記第２リミット電圧へ近づくように前記第２出力トランジスタを制御する第２制御回路とを備えてよい。前記第１制御回路は、前記出力電圧と前記第１リミット電圧との差を増幅する第１差動増幅回路と、前記第１出力トランジスタの制御端子へ信号を伝達する信号経路と前記出力ラインとの間に設けられており、前記出力電圧が前記第１リミット電圧より上昇した場合、前記出力ラインから当該信号経路への帰還信号を前記第１差動増幅回路の出力信号に応じて制御する第１帰還制御トランジスタとを有してよい。前記第２制御回路は、前記出力電圧と前記第２リミット電圧との差を増幅する第２差動増幅回路と、前記第２出力トランジスタの制御端子へ信号を伝達する信号経路と前記出力ラインとの間に設けられており、前記出力電圧が前記第２リミット電圧より低下した場合、前記出力ラインから当該信号経路への帰還信号を前記第２差動増幅回路の出力信号に応じて制御する第２帰還制御トランジスタとを有してよい。

この場合、前記第１制御回路は、前記第１リミット電圧より低い所定の電圧と前記出力電圧との間の第１分圧電圧を発生する第１分圧回路を有してよい。前記第１差動増幅回路は、前記第１リミット電圧と前記第１分圧回路の分圧比とに基づいて設定された第１しきい電圧と前記第１分圧電圧との差を増幅してよい。前記第２制御回路は、前記第２リミット電圧より高い所定の電圧と前記出力電圧との間の第２分圧電圧を発生する第２分圧回路を有してもよい。前記第２差動増幅回路は、前記第２リミット電圧と前記第２分圧回路の分圧比とに基づいて設定された第２しきい電圧と前記第２分圧電圧との差を増幅してよい。

また、前記制御回路は、前記第２出力トランジスタの制御端子と前記第１電源ラインとの間に設けられており、前記出力電圧が前記第１リミット電圧より上昇した場合、前記第１差動増幅回路の出力信号に応じて前記第２出力トランジスタの制御端子の電圧を制御する第３帰還制御トランジスタ、及び、前記第１出力トランジスタの制御端子と前記第２電源ラインとの間に設けられており、前記出力電圧が前記第２リミット電圧より低下した場合、前記第２差動増幅回路の出力信号に応じて前記第１出力トランジスタの制御端子の電圧を制御する第４帰還制御トランジスタの少なくとも一方を有していてもよい。

好適に、上記出力回路は、前記第１出力トランジスタ及び前記第２出力トランジスタを前記入力信号に応じて相補的に動作させる相補駆動回路を有してよい。

好適に、上記出力回路は、前記第１出力トランジスタ及び前記第２出力トランジスタの一方を定電流源として動作させるバイアス回路を有してよい。

好適に、前記制御回路は、前記出力電圧と前記リミット電圧との差を増幅する差動増幅回路と、前記出力トランジスタの制御端子へ信号を伝達する信号経路と所定の電圧が供給される電圧供給ラインとの間に設けられており、前記出力電圧が前記リミット電圧より上昇又は低下した場合、前記差動増幅回路の出力信号に応じて前記信号経路の電圧を制御する帰還制御トランジスタとを有してもよい。

本発明の第２の観点に係る電流センサは、被測定電流による磁界に応じた検出信号を出力する磁気センサと、前記磁気センサに作用する前記被測定電流による磁界を打ち消す方向に磁界を発生するコイルと、前記検出信号に応じて、前記磁気センサに作用する前記被測定電流による磁界と前記コイルに流れる電流による磁界とが平衡するよう前記コイルを駆動するコイル駆動回路と、前記コイルに流れる電流を検出する抵抗と、前記抵抗に生じる電圧を増幅する増幅回路とを備える。前記増幅回路は、上記第１の観点に係る出力回路を有する。

本発明によれば、消費電力の増大を抑制しつつ出力電圧の範囲を精度良く制限できる。

本発明の第１の実施形態に係る出力回路の構成の一例を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る出力回路の構成の一例を示す図である。 本発明の第３の実施形態に係る出力回路の構成の一例を示す図である。 本発明の第４の実施形態に係る出力回路の構成の一例を示す図である。 本発明の第５の実施形態に係る出力回路の構成の一例を示す図である。 本発明の第６の実施形態に係る出力回路の構成の一例を示す図である。 本発明の第７の実施形態に係る出力回路の構成の一例を示す図である。 本発明の第８の実施形態に係る出力回路の構成の一例を示す図である。 従来の一般的な電圧リミッタ回路の構成を示す図である。

＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係る出力回路の構成の一例を示す図である。
図１に示す出力回路は、入力信号Ｓｉｎを増幅して出力ラインＯＵＴに出力する増幅回路１０と、増幅回路１０の出力電圧Ｖｏｕｔを所定の範囲に制限するための制御を行うリミッタ制御回路２０を有する。

図１の例において、増幅回路１０は、ＰＭＯＳ型の第１出力トランジスタＭ１１と、ＮＭＯＳ型の第２出力トランジスタＭ１２と、この第１出力トランジスタＭ１１及び第２出力トランジスタＭ１２を入力信号Ｓｉｎに応じて相補的に動作させる相補駆動回路１１を有する。

第１出力トランジスタＭ１１は、電源電圧Ｖｄｄが供給される電源ライン（以下、「電源ラインＶｄｄ」と記す。）と出力ラインＯＵＴとの間の電流経路に設けられる。第１出力トランジスタＭ１１のソースが電源ラインＶｄｄに接続され、そのドレインが出力ラインＯＵＴに接続される。

第２出力トランジスタＭ１２は、接地電位の電源ライン（以下、「接地ラインＧＮＤ」と記す。）と出力ラインＯＵＴとの間の電流経路に設けられる。第２出力トランジスタＭ１２のソースが接地ラインＧＮＤに接続され、そのドレインが出力ラインＯＵＴに接続される。

相補駆動回路１１は、第１出力トランジスタＭ１１及び第２出力トランジスタＭ１２によって構成される出力段がプッシュプル回路として動作するように、それぞれのゲートを入力信号Ｓｉｎに応じて駆動する。図１の例において、相補駆動回路１１は、ＰＭＯＳ型のトランジスタＭ１４，Ｍ１５とＮＭＯＳ型のトランジスタＭ１６，Ｍ１７を有する。トランジスタＭ１４のソースが電源ラインＶｄｄに接続され、そのドレインが第１出力トランジスタＭ１１のゲートに接続される。トランジスタＭ１４のゲートには一定のバイアス電圧Ｖｂが印加される。トランジスタＭ１５のソースが第１出力トランジスタＭ１１のゲートに接続され、そのソースとドレインがトランジスタＭ１６のゲートとドレインに接続される。トランジスタＭ１６のソースは、第２出力トランジスタＭ１２のゲートに接続される。トランジスタＭ１７のドレインが第２出力トランジスタＭ１２のゲートに接続され、そのソースが接地ラインＧＮＤに接続される。トランジスタＭ１７のゲートには入力信号Ｓｉｎが入力される。

リミッタ制御回路２０は、出力ラインＯＵＴに生じる出力電圧Ｖｏｕｔが第１リミット電圧ＶＬ１から第２リミット電圧ＶＬ２までの範囲（ＶＬ２＜Ｖｏｕｔ＜ＶＬ１）に制限されるように、増幅回路１０の出力段の第１出力トランジスタＭ１１及び第２出力トランジスタＭ１２を制御する。

リミッタ制御回路２０は、出力電圧Ｖｏｕｔの上限値を第１リミット電圧ＶＬ１に制限する第１制御回路２１と、出力電圧Ｖｏｕｔの下限値を第２リミット電圧ＶＬ２に制限する第２制御回路２２を有する。第１制御回路２１は、出力電圧Ｖｏｕｔが第１リミット電圧ＶＬ１より上昇した場合、出力電圧Ｖｏｕｔが第１リミット電圧ＶＬ１へ近づくように第１出力トランジスタＭ１１を制御する。また、第２制御回路２２は、出力電圧Ｖｏｕｔが第２リミット電圧ＶＬ２より低下した場合、出力電圧Ｖｏｕｔが第２リミット電圧ＶＬ２へ近づくように第２出力トランジスタＭ１２を制御する。

図１の例において、第１制御回路２１は、ＰＭＯＳ型の第１帰還制御トランジスタＭ３１と第１差動増幅回路ＯＰ１を有する。

第１差動増幅回路ＯＰ１は、出力電圧Ｖｏｕｔと第１リミット電圧ＶＬ１との差を増幅する回路であり、例えばオペアンプを用いて構成される。第１差動増幅回路ＯＰ１の反転入力端子に出力電圧Ｖｏｕｔが入力され、その非反転入力端子には第１リミット電圧ＶＬ１が入力される。

第１帰還制御トランジスタＭ３１は、第１出力トランジスタＭ１１のゲートと出力ラインＯＵＴとの間に設けられており、出力電圧Ｖｏｕｔが第１リミット電圧ＶＬ１より上昇した場合、出力ラインＯＵＴから第１出力トランジスタＭ１１のゲートへの帰還信号を第１差動増幅回路ＯＰ１の出力信号に応じて制御する。第１帰還制御トランジスタＭ３１のドレインが第１出力トランジスタＭ１１のゲートに接続され、そのソースが出力ラインＯＵＴに接続され、そのゲートが第１差動増幅回路ＯＰ１の出力に接続される。

また図１の例において、第２制御回路２２は、ＮＭＯＳ型の第２帰還制御トランジスタＭ３２と第２差動増幅回路ＯＰ２を有する。

第２差動増幅回路ＯＰ２は、出力電圧Ｖｏｕｔと第２リミット電圧ＶＬ２との差を増幅する回路であり、例えばオペアンプを用いて構成される。第２差動増幅回路ＯＰ２の反転入力に出力電圧Ｖｏｕｔが入力され、その非反転入力端子には第２リミット電圧ＶＬ２が入力される。

第２帰還制御トランジスタＭ３２は、第２出力トランジスタＭ１２のゲートと出力ラインＯＵＴとの間に設けられており、出力電圧Ｖｏｕｔが第２リミット電圧ＶＬ２より低下した場合、出力ラインＯＵＴから第２出力トランジスタＭ１２のゲートへの帰還信号を第２差動増幅回路ＯＰ２の出力信号に応じて制御する。第２帰還制御トランジスタＭ３２のドレインが第２出力トランジスタＭ１２のゲートに接続され、そのソースが出力ラインＯＵＴに接続され、そのゲートが第２差動増幅回路ＯＰ２の出力に接続される。

ここで、上述した構成を有する本実施形態に係る出力回路の動作を説明する。

まず、増幅回路１０の出力段のプッシュルプル動作について説明する。
トランジスタＭ１４は、ゲートに入力されるバイアス電圧Ｖｂに応じたほぼ一定の電流が流れる定電流源として動作する。トランジスタＭ１５及びＭ１６のゲート−ソース電圧は、トランジスタＭ１４の一定の電流によってほぼ一定となる。すなわち、第１出力トランジスタＭ１１のゲートと第２出力トランジスタＭ１２のゲートとの電圧差はほぼ一定となる。そのため、トランジスタＭ１７のドレイン電圧が入力信号Ｓｉｎに応じて変化すると、第１出力トランジスタＭ１１及び第２出力トランジスタＭ１２のゲート電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２が共に変化する。
入力信号Ｓｉｎの電圧が上昇すると、トランジスタＭ１７のドレイン電圧が低下する。これにより、第１出力トランジスタＭ１１のゲート電圧Ｖｇ１が低下して第１出力トランジスタＭ１１のドレイン電流が増大するとともに、第２出力トランジスタＭ１２のゲート電圧Ｖｇ２が低下して第２出力トランジスタＭ１２のドレイン電流が減少し、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。
入力信号Ｓｉｎの電圧が低下した場合は、上記と逆の動作により、第１出力トランジスタＭ１１のドレイン電流が減少するとともに第２出力トランジスタＭ１２のドレイン電流が増大し、出力電圧Ｖｏｕｔが低下する。従って、第１出力トランジスタＭ１１と第２出力トランジスタＭ１２は、入力信号Ｓｉｎに応じて相補的に動作する。

次に、出力電圧Ｖｏｕｔのリミット動作について説明する。
出力電圧Ｖｏｕｔが第１リミット電圧ＶＬ１より低い場合、第１差動増幅回路ＯＰ１の出力電圧はハイレベル（Ｖｄｄ）となり、第１帰還制御トランジスタＭ３１はオフ状態となる。この場合、第１制御回路２１による出力電圧Ｖｏｕｔのリミット動作は働かない。

出力電圧Ｖｏｕｔが第１リミット電圧ＶＬ１より高くなると、第１差動増幅回路ＯＰ１の出力電圧が低下し、第１帰還制御トランジスタＭ３１がオフ状態から導通状態へ変化する。電圧差「Ｖｏｕｔ−ＶＬ１」が大きくなるほど、第１帰還制御トランジスタＭ３１のインピーダンスが小さくなる。

ここで、第１リミット電圧ＶＬ１は第１出力トランジスタＭ１１のゲートの電圧Ｖｇ１より高いものとする。すなわち、第１出力トランジスタＭ１１のゲート−ソース間のしきい電圧Ｖｔｈ１に対して「ＶＬ１＞Ｖｄｄ−｜Ｖｔｈ１｜」の関係を満たしているものとする。そうすると、第１帰還制御トランジスタＭ３１のインピーダンスが小さくなるほど第１出力トランジスタＭ１１のゲート電圧Ｖｇ１が上昇するため、第１出力トランジスタＭ１１のドレイン電流が減少して、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇が抑制される。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔは、第１リミット電圧ＶＬ１より高くなると急激に上昇が抑制され、ほぼ第１リミット電圧ＶＬ１に固定される。

他方、出力電圧Ｖｏｕｔが第２リミット電圧ＶＬ２より高い場合、第２差動増幅回路ＯＰ２の出力電圧はローレベル（ＧＮＤ）となり、第２帰還制御トランジスタＭ３２はオフ状態となる。この場合、第２制御回路２２による出力電圧Ｖｏｕｔのリミット動作は働かない。

出力電圧Ｖｏｕｔが第２リミット電圧ＶＬ２より低くなると、第２差動増幅回路ＯＰ２の出力電圧が上昇し、第２帰還制御トランジスタＭ３２がオフ状態から導通状態へ変化する。電圧差「ＶＬ２−Ｖｏｕｔ」が大きくなるほど、第２帰還制御トランジスタＭ３２のインピーダンスが小さくなる。

ここで、第２リミット電圧ＶＬ２は第２出力トランジスタＭ１２のゲートの電圧Ｖｇ２より低いものとする。すなわち、第２出力トランジスタＭ１２のゲート−ソース間のしきい電圧Ｖｔｈ２に対して「Ｖｔｈ２＞ＶＬ２」の関係を満たしているものとする。そうすると、第２帰還制御トランジスタＭ３２のインピーダンスが小さくなるほど第２出力トランジスタＭ１２のゲート電圧Ｖｇ２が低下するため、第２出力トランジスタＭ１２のドレイン電流が減少して、出力電圧Ｖｏｕｔの低下が抑制される。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔは、第２リミット電圧ＶＬ１より低くなると急激に低下が抑制され、ほぼ第２リミット電圧ＶＬ２に固定される。

以上説明したように、本実施形態に係る出力回路によれば、出力電圧Ｖｏｕｔが第１リミット電圧ＶＬ１より上昇した場合、出力電圧Ｖｏｕｔが第１リミット電圧ＶＬ１へ近づくように第１出力トランジスタＭ１１が制御され、出力電圧Ｖｏｕｔが第２リミット電圧ＶＬ２より低下した場合、出力電圧Ｖｏｕｔが第２リミット電圧ＶＬ２へ近づくように第２出力トランジスタＭ１２が制御される。
これにより、従来の電圧リミッタ回路のようにリミッタ動作時の出力電流を増大させることなく出力電圧Ｖｏｕｔの範囲を制限できるため、消費電力の増大を抑えることができる。
また、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の範囲から逸脱した場合、制御回路（２１，２２）によって出力電圧Ｖｏｕｔが所定のリミット電圧（ＶＬ１，ＶＬ２）へ近づくように出力段のトランジスタ（Ｍ１１，Ｍ１２）が負帰還制御されるため、出力電圧Ｖｏｕｔの範囲を精度良く制限することができる。

＜第２の実施形態＞
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
図２は、第２の実施形態に係る出力回路の構成の一例を示す図である。図２に示す出力回路は、図１に示す出力回路におけるリミッタ制御回路２０をリミッタ制御回路２０Ａに置き換えたものであり、他の構成は図１に示す出力回路と同じである。

リミッタ制御回路２０Ａは、出力段のトランジスタ（Ｍ１，Ｍ２）の制御を行う第１制御回路２１Ａと第２制御回路２２Ａを有する。

第１制御回路２１Ａは、図１における第１制御回路２１と同様の構成（第１帰還制御トランジスタＭ３１、第１差動増幅回路ＯＰ１）に加えて、第１分圧回路２３を有する。
第１分圧回路２３は、所定の電圧と出力電圧Ｖｏｕｔとの間の分圧電圧（第１分圧電圧Ｖｏ１）を発生する回路である。ここで「所定の電圧」は、出力電圧Ｖｏｕｔと第１リミット電圧ＶＬ１とが等しい場合に、第１分圧電圧Ｖｏ１が出力電圧Ｖｏｕｔに比べて電源電圧Ｖｄｄとグランドの電圧（ゼロ電圧）との中間値（Ｖｄｄ／２）に近くなるように設定される。図１の例において、「所定の電圧」は、第１リミット電圧ＶＬ１より低い電圧であるグランドの電圧（ゼロ電圧）に設定されている。すなわち、第１分圧回路２３は、出力ラインＯＵＴと接地ラインＧＮＤとの間に直列接続された抵抗Ｒ１及びＲ２によって構成されている。

また、第１制御回路２１Ａにおいて、第１差動増幅回路ＯＰ１は、第１しきい電圧ＴＨ１と第１分圧電圧Ｖｏ１との差を増幅し、その出力を第１帰還制御トランジスタＭ３１のゲートに入力している。第１しきい電圧ＴＨ１は、第１分圧回路２３の分圧比と第１リミット電圧ＶＬ１とに基づいて設定される電圧であり、次の式で表わされる。

［数１］
ＴＨ１＝（Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２））×ＶＬ１ …（１）

第１分圧電圧Ｖｏ１が第１しきい電圧ＴＨ１と等しくなったとき、出力電圧Ｖｏｕｔは第１リミット電圧ＶＬ１と等しくなる。

第２制御回路２２Ａは、図１における第２制御回路２２と同様の構成（第２帰還制御トランジスタＭ３２、第２差動増幅回路ＯＰ２）に加えて、第２分圧回路２４を有する。
第２分圧回路２４は、所定の電圧と出力電圧Ｖｏｕｔとの間の分圧電圧（第２分圧電圧Ｖｏ２）を発生する回路である。ここで「所定の電圧」は、出力電圧Ｖｏｕｔと第２リミット電圧ＶＬ２とが等しい場合に、第２分圧電圧Ｖｏ２が出力電圧Ｖｏｕｔに比べて電源電圧Ｖｄｄとグランドの電圧（ゼロ電圧）との中間値（Ｖｄｄ／２）に近くなるように設定される。図１の例において、「所定の電圧」は、第２リミット電圧ＶＬ２より高い電圧である電源電圧Ｖｄｄに設定されている。すなわち、第２分圧回路２４は、出力ラインＯＵＴと電源ラインＶｄｄとの間に直列接続された抵抗Ｒ３及びＲ４によって構成されている。

また、第２制御回路２２Ａおいて、第２差動増幅回路ＯＰ２は、第２しきい電圧ＴＨ２と第２分圧電圧Ｖｏ２との差を増幅し、その出力を第２帰還制御トランジスタＭ３２のゲートに入力している。第２しきい電圧ＴＨ２は、第２分圧回路２４の分圧比と第２リミット電圧ＶＬ２とに基づいて設定される電圧であり、次の式で表わされる。

［数２］
ＴＨ２＝（Ｒ３×Ｖｄｄ＋Ｒ４×ＶＬ１）／（Ｒ３＋Ｒ４） …（２）

第２分圧電圧Ｖｏ２が第２しきい電圧ＴＨ２と等しくなったとき、出力電圧Ｖｏｕｔは第２リミット電圧ＶＬ２と等しくなる。

上述した構成を有する図２に示す出力回路におけるリミット動作は、図１に示す出力回路とほぼ同様である。すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔが第１リミット電圧ＶＬ１より高くなった場合、出力電圧Ｖｏｕｔが第１リミット電圧ＶＬ１へ近づくように第１出力トランジスタＭ１１が制御され、出力電圧Ｖｏｕｔが第２リミット電圧ＶＬ２より低くなった場合、出力電圧Ｖｏｕｔが第２リミット電圧ＶＬ２へ近づくように第２出力トランジスタＭ１２が制御される。

図１と図２に示す出力回路の相違点は、差動増幅回路（ＯＰ１）に分圧電圧（Ｖｏ１，Ｖｏ２）が入力される点にある。分圧電圧（Ｖｏ１，Ｖｏ２）は、出力電圧Ｖｏｕｔがリミット電圧（ＶＬ１，ＶＬ２）に達したとき、リミット電圧（ＶＬ１，ＶＬ２）に比べて電源電圧Ｖｄｄの中間値（Ｖｄｄ／２）に近い電圧となる。

第１リミット電圧ＶＬ１は「Ｖｄｄ＞ＶＬ１＞Ｖｄｄ−｜Ｖｔｈ１｜」の範囲に含まれる電圧であり、電源電圧Ｖｄｄにかなり近い電圧である。また、第２リミット電圧ＶＬ２は「Ｖｔｈ２＞ＶＬ２＞０」の範囲に含まれる電圧であり、グランドの電圧にかなり近い電圧である。図１に示す出力回路では、このように電源電圧範囲の上限（Ｖｄｄ）や下限（ゼロ電圧）に近い電圧を差動増幅回路（ＯＰ１，ＯＰ２）において増幅する必要があるため、差動増幅回路（ＯＰ１，ＯＰ２）の回路構成が複雑になるという問題がある。これに対し、図２に示す出力回路では、電源電圧Ｖｄｄの中間値（Ｖｄｄ／２）に近い電圧を差動増幅回路（ＯＰ１，ＯＰ２）において増幅すればよいため、簡易な回路構成で差動増幅を行うことができる。

＜第３の実施形態＞
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
図３は、第３の実施形態に係る出力回路の構成の一例を示す図である。図３に示す出力回路は、図２に示す出力回路における増幅回路１０を増幅回路１０Ａに置き換えたものであり、他の構成は図２に示す出力回路と同じである。

増幅回路１０Ａは、既に説明した増幅回路１０と同様な第１出力トランジスタＭ１１及び第２出力トランジスタＭ１２を有するとともに、第１出力トランジスタＭ１１を定電流源として動作させるバイアス回路１２を有する。第２出力トランジスタＭ１２は、ゲートに入力される入力信号Ｓｉｎを増幅してドレイン（出力ラインＯＵＴ）から出力するソース接地型の増幅回路として動作する。図３の例において、バイアス回路１２は、ＰＭＯＳ型のトランジスタＭ１８と定電流源１２１を有する。トランジスタＭ１８のソースが電源ラインＶｄｄに接続され、そのドレインとゲートが第１出力トランジスタＭ１１のゲートに接続される。また、トランジスタＭ１８のドレインと接地ラインＧＮＤの間に定電流源１２１が設けられ、トランジスタＭ１８のゲート−ソース電圧は定電流源１２１の電流に応じた一定の電圧となる。トランジスタＭ１８と第１出力トランジスタＭ１１はカレントミラー回路を構成しており、第１出力トランジスタＭ１１のドレインには定電流源１２１に流れる電流に応じた一定の電流が流れる。

図３に示す出力回路では、出力電圧Ｖｏｕｔが第１リミット電圧ＶＬ１より高くなった場合、第１帰還制御トランジスタＭ３１が導通して第１出力トランジスタＭ１１のゲート電圧が上昇することにより、出力電圧Ｖｏｕｔが第１リミット電圧ＶＬ１へ近づく方向に変化する。また、出力電圧Ｖｏｕｔが第２リミット電圧ＶＬ２より低くなった場合は、第２帰還制御トランジスタＭ３２が導通して第２出力トランジスタＭ１２のゲート電圧が低下することにより、出力電圧Ｖｏｕｔが第２リミット電圧ＶＬ２へ近づく方向に変化する。従って、既に述べた出力回路と同様に、消費電流の増大を抑制しつつ、出力電圧Ｖｏｕｔの範囲を負帰還動作で精度よく制限することができる。

＜第４の実施形態＞
次に、本発明の第４の実施形態について説明する。
図４は、第４の実施形態に係る出力回路の構成の一例を示す図である。図４に示す出力回路は、図２に示す出力回路における増幅回路１０を増幅回路１０Ｂに置き換えたものであり、他の構成は図２に示す出力回路と同じである。

増幅回路１０Ｂは、ソースフォロワとして動作するＮＭＯＳ型の第１出力トランジスタＭ１３と、入力信号Ｓｉｎを増幅して第１出力トランジスタＭ１３のゲートに入力する増幅段１３と、ＮＭＯＳ型の第２出力トランジスタＭ１２と、第２出力トランジスタＭ１２を定電流源として動作させるバイアス回路１４とを有する。

第１出力トランジスタＭ１３は、そのドレインが電源ラインＶｄｄに接続され、そのソースが出力ラインＯＵＴに接続される。また、第２出力トランジスタＭ１２は、そのドレインが出力ラインＯＵＴに接続され、そのソースが接地ラインＧＮＤに接続される。

増幅段１３は、例えば図４に示すように、ソース接地型の増幅回路として動作するＮＭＯＳ型のトランジスタＭ１９と、トランジスタＭ１９のドレインと電源ラインＶｄｄの間に負荷として接続された定電流源１３１を有する。トランジスタＭ１９のゲートに入力信号Ｓｉｎが入力され、そのドレインが第１出力トランジスタＭ１３のゲートに接続される。

バイアス回路１４は、ＮＭＯＳ型のトランジスタＭ２０と定電流源１４１を有する。トランジスタＭ１９のソースが接地ラインＧＮＤに接続され、そのドレインとゲートが第２出力トランジスタＭ１２のゲートに接続される。トランジスタＭ２０のドレインと電源ラインＶｄｄの間に定電流源１２１が設けられ、トランジスタＭ２０のゲート−ソース電圧は定電流源１４１の電流に応じた一定の電圧となる。トランジスタＭ２０と第２出力トランジスタＭ１２はカレントミラー回路を構成しており、第２出力トランジスタＭ１２のドレインには定電流源１４１に流れる電流に応じた一定の電流が流れる。

第１制御回路２１Ａの第１帰還制御トランジスタＭ３１は、増幅段１３のトランジスタＭ１９のゲートと出力ラインＯＵＴの間に接続される。第２制御回路２２Ａの第２帰還制御トランジスタＭ３２は、第２出力トランジスタＭ１２のゲートと出力ラインＯＵＴの間に接続される。

図４に示す出力回路では、出力電圧Ｖｏｕｔが第１リミット電圧ＶＬ１より高くなった場合、第１帰還制御トランジスタＭ３１が導通してトランジスタＭ１９のゲート電圧が上昇し、トランジスタＭ１９のドレイン電圧（第１出力トランジスタＭ１３のゲート電圧）が低下することにより、出力電圧Ｖｏｕｔが第１リミット電圧ＶＬ１へ近づく方向に変化する。また、出力電圧Ｖｏｕｔが第２リミット電圧ＶＬ２より低くなった場合は、第２帰還制御トランジスタＭ３２が導通して第２出力トランジスタＭ１２のゲート電圧が低下することにより、出力電圧Ｖｏｕｔが第２リミット電圧ＶＬ２へ近づく方向に変化する。従って、既に述べた出力回路と同様に、消費電流の増大を抑制しつつ出力電圧Ｖｏｕｔの範囲を精度よく制限することができる。

＜第５の実施形態＞
次に、本発明の第５の実施形態について説明する。
図５は、第５の実施形態に係る出力回路の構成の一例を示す図である。図５に示す出力回路は、図２に示す出力回路における増幅回路１０を増幅回路１０Ｃに置き換えたものであり、他の構成は図２に示す出力回路と同じである。

増幅回路１０Ｃは、これまで説明した増幅回路１０，１０Ａ，１０Ｂと異なり、バイポーラトランジスタで構成される。増幅回路１０Ｃは、出力段を構成するトランジスタとして、ＮＰＮ型の第１出力トランジスタＱ１１と、ＰＮＰ型の第２出力トランジスタＱ１２を有する。第１出力トランジスタＱ１１は電源ラインＶｄｄと出力ラインＯＵＴの間の電流経路に設けられ、第２出力トランジスタＱ１２は出力ラインＯＵＴと接地ラインＧＮＤとの間の電流経路に設けられる。具体的には、第１出力トランジスタＱ１１のコレクタが電源ラインＶｄｄに接続され、そのソースが出力ラインＯＵＴに接続される。第２出力トランジスタＱ１２のソースが出力ラインＯＵＴに接続され、そのコレクタが接地ラインＧＮＤに接続される。第１出力トランジスタＱ１１及び第２出力トランジスタＱ１２は、それぞれエミッタフォロワとして動作する。

また、増幅回路１０Ｃは、出力段の第１出力トランジスタＱ１１及び第２出力トランジスタＱ１２を入力信号Ｓｉｎに応じて相補的に動作させる相補駆動回路１５を有する。図５の例において、相補駆動回路１５は、ＰＮＰ型のトランジスタＱ１３，Ｑ１４と、ＮＰＮ型のトランジスタＱ１５と、ダイオードＤ１，Ｄ２を有する。トランジスタＱ１３のソースが電源ラインＶｄｄに接続され、そのコレクタが第１出力トランジスタＱ１１のベースに接続される。トランジスタＱ１３のベースには一定のバイアス電圧Ｖｂ２が印加される。ダイオードＤ１及びＤ２は、第１出力トランジスタＱ１１のベースと第２出力トランジスタＱ１２のベースとの間に直列に接続される。トランジスタＱ１４のコレクタは第２出力トランジスタＱ１２のベースに接続され、そのエミッタは接地ラインＧＮＤに接続される。トランジスタＱ１５のコレクタはトランジスタＱ１４のベースに接続され、そのエミッタは接地ラインＧＮＤに接続される。トランジスタＱ１５のベースに入力信号Ｓｉｎが入力される。

トランジスタＱ１３は、ベースに入力されるバイアス電圧Ｖｂ２に応じたほぼ一定の電流が流れる定電流源として動作する。第１出力トランジスタＱ１１のベースと第２出力トランジスタＱ１２のベースとの電圧差は、直列接続されたダイオードＤ１及びＤ２の順方向電圧によってほぼ一定となる。そのため、入力信号Ｓｉｎに応じてトランジスタＱ１５のコレクタ電流（トランジスタＱ１４のベース電流）が変化すると、これに応じてトランジスタＱ１４のコレクタ電圧が変化し、第１出力トランジスタＱ１１及び第２出力トランジスタＱ１２のベース電圧が共に変化する。
入力信号Ｓｉｎの電圧が上昇した場合、トランジスタＱ１４のベース電流が増大することによりトランジスタＱ１４のコレクタ電圧が低下し、第１出力トランジスタＱ１１及び第２出力トランジスタＱ１２のベース電圧が低下し、出力電圧Ｖｏｕｔが低下する。入力信号Ｓｉｎの電圧が低下した場合は、上記と逆の動作により第１出力トランジスタＱ１１及び第２出力トランジスタＱ１２のベース電圧が上昇し、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。従って、第１出力トランジスタＱ１１と第２出力トランジスタＱ１２は、入力信号Ｓｉｎに応じて相補的に動作する。

図５に示す出力回路では、出力電圧Ｖｏｕｔが第１リミット電圧ＶＬ１より高くなった場合、第１帰還制御トランジスタＭ３１が導通してトランジスタＱ１３のベース電圧が上昇し、トランジスタＱ１３のコレクタ電圧が低下し、第１出力トランジスタＱ１１のベース電圧が低下することにより、出力電圧Ｖｏｕｔが第１リミット電圧ＶＬ１へ近づく方向へ変化する。
また、出力電圧Ｖｏｕｔが第２リミット電圧ＶＬ２より低くなった場合は、第２帰還制御トランジスタＭ３２が導通してトランジスタＱ１５のベース電圧が低下し、トランジスタＱ１５のコレクタ電流（トランジスタＱ１４のベース電流）が減少し、トランジスタＱ１４のエミッタ電圧が上昇し、第１出力トランジスタＱ１３及び第２出力トランジスタＱ１２のベース電圧が上昇することにより、出力電圧Ｖｏｕｔが第２リミット電圧ＶＬ２へ近づく方向へ変化する。従って、既に述べた出力回路と同様に、消費電流の増大を抑制しつつ、出力電圧Ｖｏｕｔの範囲を負帰還動作で精度よく制限することができる。

＜第６の実施形態＞
次に、本発明の第６の実施形態について説明する。
図６は、第６の実施形態に係る出力回路の構成の一例を示す図である。図６に示す出力回路は、図１に示す出力回路におけるリミッタ制御回路２０をリミッタ制御回路２０Ｂに置き換えたものであり、他の構成は図１に示す出力回路と同じである。

リミッタ制御回路２０Ｂは、出力段のトランジスタ（Ｍ１，Ｍ２）の制御を行う第１制御回路２１Ｂと第２制御回路２２Ｂを有する。

第１制御回路２１Ｂは、図２における第１制御回路２１Ａと同様の構成（第１帰還制御トランジスタＭ３１，第１差動増幅回路ＯＰ１，第１分圧回路２３）に加えて、ＰＭＯＳ型の第３帰還制御トランジスタＭ３３を有する。第３帰還制御トランジスタＭ３３は、第２出力トランジスタＭ１２のゲートと電源ラインＶｄｄとの間に設けられており、出力電圧Ｖｏｕｔが第１リミット電圧ＶＬ１より上昇した場合、第１差動増幅回路ＯＰ１の出力信号に応じて第２出力トランジスタＭ１２のゲートの電圧を制御する。第３帰還制御トランジスタＭ３３のソースは電源ラインＶｄｄに接続され、そのドレインは第２出力トランジスタＭ１２のゲートに接続され、そのゲートには第１差動増幅回路ＯＰ１の出力信号が入力される。

第２制御回路２２Ｂは、図２における第１制御回路２２Ａと同様の構成（第２帰還制御トランジスタＭ３２，第２差動増幅回路ＯＰ２，第２分圧回路２４）に加えて、ＮＭＯＳ型の第４帰還制御トランジスタＭ３４を有する。第４帰還制御トランジスタＭ３４は、第１出力トランジスタＭ１１のゲートと接地ラインＧＮＤとの間に設けられており、出力電圧Ｖｏｕｔが第２リミット電圧ＶＬ２より低下した場合、第２差動増幅回路ＯＰ２の出力信号に応じて第１出力トランジスタＭ１１のゲートの電圧を制御する。第４帰還制御トランジスタＭ３４のソースは接地ラインＧＮＤに接続され、そのドレインは第１出力トランジスタＭ１１のゲートに接続され、そのゲートには第２差動増幅回路ＯＰ２の出力信号が入力される。

上述した構成を有する第１制御回路２１Ｂ，第２制御回路２２Ｂでは、次のように出力電圧Ｖｏｕｔのリミット動作が行われる。

出力電圧Ｖｏｕｔが第１リミット電圧ＶＬ１より低い場合、第１差動増幅回路ＯＰ１の出力電圧はハイレベル（Ｖｄｄ）となり、第１帰還制御トランジスタＭ３１及び第３帰還制御トランジスタＭ３３は共にオフ状態となるため、第１制御回路２１による出力電圧Ｖｏｕｔのリミット動作は働かない。

出力電圧Ｖｏｕｔが第１リミット電圧ＶＬ１より高くなると、第１差動増幅回路ＯＰ１の出力電圧が低下し、第１帰還制御トランジスタＭ３１及び第３帰還制御トランジスタＭ３３がオフ状態から導通状態へ変化する。電圧差「Ｖｏｕｔ−ＶＬ１」が大きくなるほど、第１帰還制御トランジスタＭ３１及び第３帰還制御トランジスタＭ３３のインピーダンスが小さくなる。ここで、第１帰還制御トランジスタＭ３１のインピーダンスが小さくなることにより第１出力トランジスタＭ１１のゲート電圧Ｖｇ１が上昇する点は、既に説明したリミッタ制御回路２０，２０Ａと同じである。リミッタ制御回路２０Ｂでは、この動作に加えて、第３帰還制御トランジスタＭ３３のインピーダンスが小さくなることにより第２出力トランジスタＭ１２のゲート電圧Ｖｇ２が上昇する。ゲート電圧Ｖｇ２が上昇すると、第２出力トランジスタＭ１２のドレイン電流が増える（インピーダンスが小さくなる）ため、出力電圧Ｖｏｕｔの低下方向への変化が付勢される。

ゲート電圧Ｖｇ１は電源電圧Ｖｄｄに比較的近い電圧（Ｖｄｄ−｜Ｖｔｈ１｜）であるため、第１帰還制御トランジスタＭ３１を通じて出力電圧Ｖｏｕｔを与えるだけでは十分にゲート電圧Ｖｇ１を上昇させることができず、出力電圧Ｖｏｕｔを第１リミット電圧ＶＬ１まで低下させることが難しい場合がある。第２制御回路２２Ｂでは、電源ラインＶｄｄに接続された第３帰還制御トランジスタＭ３３が導通することによって第２出力トランジスタＭ１２のゲート電圧Ｖｇ２が上昇し、第２出力トランジスタＭ１２のドレイン電流が増大し、出力電圧Ｖｏｕｔの低下方向への変化が助長される。そのため、第１出力トランジスタＭ１１のゲート電圧Ｖｇ１が電源電圧Ｖｄｄに近い場合でも、出力電圧Ｖｏｕｔの上限値を精度よく第１リミット電圧ＶＬ１に制御することができる。

一方、出力電圧Ｖｏｕｔが第２リミット電圧ＶＬ２より高い場合、第２差動増幅回路ＯＰ２の出力電圧はローレベル（ＧＮＤ）となり、第２帰還制御トランジスタＭ３２及び第４帰還制御トランジスタＭ３４は共にオフ状態となるため、第２制御回路２２による出力電圧Ｖｏｕｔのリミット動作は働かない。

出力電圧Ｖｏｕｔが第２リミット電圧ＶＬ２より低くなると、第２差動増幅回路ＯＰ２の出力電圧が低下し、第２帰還制御トランジスタＭ３２及び第４帰還制御トランジスタＭ３４がオフ状態から導通状態へ変化する。電圧差「ＶＬ２−Ｖｏｕｔ」が大きくなるほど、第２帰還制御トランジスタＭ３２及び第４帰還制御トランジスタＭ３４のインピーダンスが小さくなる。ここで、第２帰還制御トランジスタＭ３２のインピーダンスが小さくなることにより第２出力トランジスタＭ１２のゲート電圧Ｖｇ２が低下する点は、既に説明したリミッタ制御回路２０，２０Ａと同じである。リミッタ制御回路２０Ｂでは、この動作に加えて、第４帰還制御トランジスタＭ３４のインピーダンスが小さくなることにより第１出力トランジスタＭ１１のゲート電圧Ｖｇ１が低下する。ゲート電圧Ｖｇ１が低下すると、第１出力トランジスタＭ１１のドレイン電流が増える（インピーダンスが小さくなる）ため、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇方向への変化が付勢される。

ゲート電圧Ｖｇ２はグランドの電圧（ゼロ電圧）に比較的近い電圧（Ｖｔｈ２）であるため、第３帰還制御トランジスタＭ３３を通じて出力電圧Ｖｏｕｔを与えるだけでは十分にゲート電圧Ｖｇ２を低下させることができず、出力電圧Ｖｏｕｔを第２リミット電圧ＶＬ２まで上昇させることが難しい場合がある。第２制御回路２２Ｂでは、接地ラインＧＮＤに接続された第４帰還制御トランジスタＭ３４が導通することによって第１出力トランジスタＭ１１のゲート電圧Ｖｇ１が低下し、第１出力トランジスタＭ１１のドレイン電流が増大し、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇方向への変化が助長される。そのため、第２出力トランジスタＭ１２のゲート電圧Ｖｇ２が電源電圧Ｖｄｄに近い場合でも、出力電圧Ｖｏｕｔの下限値を精度よく第２リミット電圧ＶＬ２に制御することができる。

このように、本実施形態に係る出力回路によれば、出力電圧Ｖｏｕｔのリミット動作を行う場合に、出力段を構成する出力トランジスタ（Ｍ１１，Ｍ２２）をそれぞれ帰還制御することにより、更に精度よく出力電圧Ｖｏｕｔの範囲を制限することができる。

＜第７の実施形態＞
次に、本発明の第７の実施形態について説明する。
図７は、第７の実施形態に係る出力回路の構成の一例を示す図である。図７に示す出力回路は、図１に示す出力回路におけるリミッタ制御回路２０をリミッタ制御回路２０Ｃに置き換えたものであり、他の構成は図１に示す出力回路と同じである。

リミッタ制御回路２０Ｃは、出力段のトランジスタ（Ｍ１，Ｍ２）の制御を行う第１制御回路２１Ｃと第２制御回路２２Ｃを有する。

第１制御回路２１Ｃは、ＰＭＯＳ型の帰還制御トランジスタＭ３５と第１差動増幅回路ＯＰ１を有する。
第１差動増幅回路ＯＰ１は、既に説明した第１制御回路２１に含まれる同一符号の構成要素と同じである。
帰還制御トランジスタＭ３５は、第１出力トランジスタＭ１１のゲートと電源ラインＶｄｄとの間に設けられており、出力電圧Ｖｏｕｔが第１リミット電圧ＶＬ１より上昇した場合、第１出力トランジスタＭ１１のゲート電圧Ｖｇ１を第１差動増幅回路ＯＰ１の出力信号に応じて制御する。帰還制御トランジスタＭ３５のドレインが第１出力トランジスタＭ１１のゲートに接続され、そのソースが電源ラインＶｄｄに接続され、そのゲートが第１差動増幅回路ＯＰ１の出力に接続される。

第２制御回路２２Ｃは、ＮＭＯＳ型の帰還制御トランジスタＭ３６と第２差動増幅回路ＯＰ２を有する。
第２差動増幅回路ＯＰ２は、既に説明した第２制御回路２２に含まれる同一符号の構成要素と同じである。
帰還制御トランジスタＭ３６は、第２出力トランジスタＭ１２のゲートと接地ラインＧＮＤとの間に設けられており、出力電圧Ｖｏｕｔが第２リミット電圧ＶＬ２より低下した場合、第２出力トランジスタＭ１２のゲート電圧Ｖｇ２を第２差動増幅回路ＯＰ２の出力信号に応じて制御する。帰還制御トランジスタＭ３６のドレインが第２出力トランジスタＭ１２のゲートに接続され、そのソースが接地ラインＧＮＤに接続され、そのゲートが第２差動増幅回路ＯＰ２の出力に接続される。

出力電圧Ｖｏｕｔが第１リミット電圧ＶＬ１より低い場合、第１差動増幅回路ＯＰ１の出力電圧はハイレベル（Ｖｄｄ）となり、帰還制御トランジスタＭ３５はオフ状態となる。この場合、第１制御回路２１Ｃによる出力電圧Ｖｏｕｔのリミット動作は働かない。

出力電圧Ｖｏｕｔが第１リミット電圧ＶＬ１より高くなると、第１差動増幅回路ＯＰ１の出力電圧が低下し、帰還制御トランジスタＭ３５がオフ状態から導通状態へ変化する。電圧差「Ｖｏｕｔ−ＶＬ１」が大きくなるほど、帰還制御トランジスタＭ３５のインピーダンスが小さくなり、第１出力トランジスタＭ１１のゲート電圧Ｖｇ１が電源電圧Ｖｄｄに向かって上昇する。ゲート電圧Ｖｇ１が上昇すると、第１出力トランジスタＭ１１のドレイン電流が減少して、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇が抑制される。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔは、第１リミット電圧ＶＬ１より高くなると急激に上昇が抑制され、ほぼ第１リミット電圧ＶＬ１に固定される。

他方、出力電圧Ｖｏｕｔが第２リミット電圧ＶＬ２より高い場合、第２差動増幅回路ＯＰ２の出力電圧はローレベル（ＧＮＤ）となり、帰還制御トランジスタＭ３６はオフ状態となる。この場合、第２制御回路２２Ｃによる出力電圧Ｖｏｕｔのリミット動作は働かない。

出力電圧Ｖｏｕｔが第２リミット電圧ＶＬ２より低くなると、第２差動増幅回路ＯＰ２の出力電圧が低下し、帰還制御トランジスタＭ３６がオフ状態から導通状態へ変化する。電圧差「ＶＬ２−Ｖｏｕｔ」が大きくなるほど、帰還制御トランジスタＭ３６のインピーダンスが小さくなり、第２出力トランジスタＭ１２のゲート電圧Ｖｇ２がグランドの電圧（ゼロ電圧）に向かって低下する。ゲート電圧Ｖｇ２が低下すると、第２出力トランジスタＭ１２のドレイン電流が減少して、出力電圧Ｖｏｕｔの低下が抑制される。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔは、第２リミット電圧ＶＬ２より低くなると急激に低下が抑制され、ほぼ第２リミット電圧ＶＬ２に固定される。

以上説明したように、本実施形態に係る出力回路によれば、出力電圧Ｖｏｕｔが第１リミット電圧ＶＬ１より上昇した場合、出力電圧Ｖｏｕｔが第１リミット電圧ＶＬ１へ近づくように第１出力トランジスタＭ１１が制御され、出力電圧Ｖｏｕｔが第２リミット電圧ＶＬ２より低下した場合、出力電圧Ｖｏｕｔが第２リミット電圧ＶＬ２へ近づくように第２出力トランジスタＭ１２が制御される。従って、上述した各実施形態の出力回路と同様に、消費電流の増大を抑制しつつ、出力電圧Ｖｏｕｔの範囲を負帰還動作で精度よく制限することができる。

＜第８の実施形態＞
次に、本発明の第８の実施形態について説明する。
本実施形態は、本発明に係る出力回路を用いた磁気平衡式の電流センサに関するものである。

図８は、本実施形態に係る電流センサの構成の一例を示す図である。図８に示す電流センサは、導体５に流れる被測定電流Ｉｓによる磁界に応じた検出信号Ｓ３０を出力する磁気センサ３０と、磁気センサ３０に作用する被測定電流Ｉｓによる磁界を打ち消す方向に磁界を発生するコイル４０と、コイル駆動回路５０と、シャント抵抗Ｒｓと、増幅回路６０とを有する。

図８の例において、磁気センサ３０は、ブリッジ回路３１を構成する４つの磁気抵抗効果素子（ＭＲ１〜ＭＲ４）と、ブリッジ回路３１に一定の電流を供給する定電流源３２を有する。検出信号Ｓ３０は、被測定電流Ｉｓによる磁界とコイル４０に流れる電流Ｉｄによる磁界とが平衡する場合、所定の基準レベルとなる。２つの磁界が平衡していない場合、検出信号Ｓ３０は、２つの磁界の大小に応じて、基準レベルより大きくなるか又は小さくなる。

コイル駆動回路５０は、磁気センサ３０から出力される検出信号Ｓ３０に応じて、磁気センサ３０に作用する被測定電流Ｉｓによる磁界とコイル４０に流れる電流Ｉｄによる磁界とが平衡するようにコイル４０を駆動する。すなわち、コイル駆動回路５０は、検出信号Ｓ３０のレベルが上述した基準レベルと等しくなるように、コイル４０の電流Ｉｄを負帰還制御する。

コイル４０の電流Ｉｄは、被測定電流Ｉｓにほぼ比例しており、被測定電流Ｉｓの測定結果を表す。この電流Ｉｄは、例えば図８において示すように、コイル４０に設けたシャント抵抗Ｒｓに発生する電圧Ｖｓとして出力される。

増幅回路６０は、コイル４０に流れる電流Ｉｄに応じてシャント抵抗Ｒｓに発生する電圧Ｖｓを増幅し、増幅結果を電圧Ｖｏｕｔとして出力する。この増幅回路６０は、出力電圧Ｖｏｕｔを所定の範囲に制限するため、上述した本発明の実施形態に係る出力回路を有する。例えば増幅回路６０は、半導体ＩＣの内部に形成されており、半導体ＩＣの外側の図示しないコントローラ等に増幅結果の電圧Ｖｏｕｔを出力する。増幅回路６０の出力電圧Ｖｏｕｔを一定の範囲内に制限することによって、当該範囲外の出力電圧Ｖｏｕｔを半導体ＩＣの異常通知機能に利用可能となる。例えば、半導体ＩＣの内部に設けた異常検知回路が、異常検知時に出力電圧Ｖｏｕｔを強制的に増幅回路６０の制限範囲外にすることで、異常通知用の専用端子を設けることなく、半導体ＩＣの外側に異常の発生を通知できる。

以上、本発明の幾つかの実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々のバリエーションを含んでいる。すなわち、上述した実施形態において挙げられている回路構成は一例であり、同様な機能を実現する他の回路に置き換えることができる。回路を構成するトランジスタはＭＯＳ型に限定されるものではなく、パイポーラ型などの他の種類のトランジスタを用いてもよい。

また、上述した実施形態において例として挙げた増幅回路（１０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ）とリミッタ制御回路（２０，２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ）との組み合わせは図１〜図７に示す例に限定されるものではなく、他の組み合わせも本発明の実施形態に含まれる。

また、上述した実施形態では２つの電源ラインの一方が電源電圧Ｖｄｄを供給し、他方がグランド電圧を供給する例を挙げているが、本発明はこの例に限定されない。本発明の他の実施形態では、グランド電圧に対して正の電圧を供給する電源ラインと負の電圧を供給する電源ラインをそれぞれ有していてもよい。その場合、正負の２つの電源ラインと出力ラインとの間にそれぞれ設けられた出力トランジスタを制御して、出力電圧が所定の範囲内に制限されるようにしてもよい。

１０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ…増幅回路、１１，１５…相補駆動回路、１２，１４…バイアス回路、１３…増幅段、２０，２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ…リミッタ制御回路、２１，２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ…第１制御回路、２２，２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃ…第２制御回路、
２３…第１分圧回路、２４…第２分圧回路、３０…磁気センサ、４０…コイル、５０…コイル駆動回路、６０…増幅回路、Ｍ１１，Ｍ１３，Ｑ１１…第１出力トランジスタ、Ｍ１２，Ｑ１２…第２出力トランジスタ、Ｍ３１…第１帰還制御トランジスタ、Ｍ３２…第２帰還制御トランジスタ、Ｍ３３…第３帰還制御トランジスタ、Ｍ３４…第４帰還制御トランジスタ、Ｍ３５，Ｍ３６…帰還制御トランジスタ、ＯＰ１…第１差動増幅回路、ＯＰ２…第２差動増幅回路、Ｒｓ…シャント抵抗、ＶＬ１…第１リミット電圧、ＶＬ２…第２リミット電圧、ＴＨ１…第１しきい電圧、ＴＨ２…第２しきい電圧、Ｖｏ１…第１分圧電圧、Ｖｏ２…第２分圧電圧。

Claims (10)

1. 入力信号に応じたアナログ信号を出力ラインへ出力する出力回路であって、
   少なくとも１つの電源ラインと前記出力ラインとの間の電流経路に設けられた少なくとも１つの出力トランジスタと、
   前記出力ラインに生じる出力電圧が所定のリミット電圧より上昇又は低下した場合、前記出力電圧が前記リミット電圧へ近づくように前記出力トランジスタを制御する少なくとも１つの制御回路と
   を具備することを特徴とする出力回路。
2. 前記制御回路は、
   前記出力電圧と前記リミット電圧との差を増幅する差動増幅回路と、
   前記出力トランジスタの制御端子へ信号を伝達する信号経路と前記出力ラインとの間に設けられており、前記出力電圧が前記リミット電圧より上昇又は低下した場合、前記出力ラインから前記信号経路への帰還信号を前記差動増幅回路の出力信号に応じて制御する帰還制御トランジスタとを有する
   ことを特徴とする請求項１に記載の出力回路。
3. 前記制御回路は、所定の電圧と前記出力電圧との間の分圧電圧を発生する分圧回路を有し、
   前記差動増幅回路は、前記リミット電圧と前記分圧回路の分圧比とに基づいて設定されたしきい電圧と前記分圧電圧との差を増幅し、
   前記所定の電圧は、前記出力電圧と前記リミット電圧とが等しい場合に前記分圧電圧が前記出力電圧に比べて電源の最高電圧と最低電圧との中間の電圧に近くなるように設定される
   ことを特徴とする請求項２に記載の出力回路。
4. 第１電源ラインと前記出力ラインとの間の電流経路に設けられた第１出力トランジスタと、
   前記第１電源ラインより低電圧の第２電源ラインと前記出力ラインとの間の電流経路に設けられた第２出力トランジスタと、
   前記出力電圧が第１リミット電圧より上昇した場合、前記出力電圧が前記第１リミット電圧へ近づくように前記第１出力トランジスタを制御する第１制御回路と、
   前記出力電圧が第２リミット電圧より低下した場合、前記出力電圧が前記第２リミット電圧へ近づくように前記第２出力トランジスタを制御する第２制御回路とを備え、
   前記第１制御回路は、
   前記出力電圧と前記第１リミット電圧との差を増幅する第１差動増幅回路と、
   前記第１出力トランジスタの制御端子へ信号を伝達する信号経路と前記出力ラインとの間に設けられており、前記出力電圧が前記第１リミット電圧より上昇した場合、前記出力ラインから当該信号経路への帰還信号を前記第１差動増幅回路の出力信号に応じて制御する第１帰還制御トランジスタとを有し、
   前記第２制御回路は、
   前記出力電圧と前記第２リミット電圧との差を増幅する第２差動増幅回路と、
   前記第２出力トランジスタの制御端子へ信号を伝達する信号経路と前記出力ラインとの間に設けられており、前記出力電圧が前記第２リミット電圧より低下した場合、前記出力ラインから当該信号経路への帰還信号を前記第２差動増幅回路の出力信号に応じて制御する第２帰還制御トランジスタとを有する
   ことを特徴とする請求項１に記載の出力回路。
5. 前記第１制御回路は、前記第１リミット電圧より低い所定の電圧と前記出力電圧との間の第１分圧電圧を発生する第１分圧回路を有し、
   前記第１差動増幅回路は、前記第１リミット電圧と前記第１分圧回路の分圧比とに基づいて設定された第１しきい電圧と前記第１分圧電圧との差を増幅し、
   前記第２制御回路は、前記第２リミット電圧より高い所定の電圧と前記出力電圧との間の第２分圧電圧を発生する第２分圧回路を有し、
   前記第２差動増幅回路は、前記第２リミット電圧と前記第２分圧回路の分圧比とに基づいて設定された第２しきい電圧と前記第２分圧電圧との差を増幅する
   ことを特徴とする請求項４に記載の出力回路。
6. 前記制御回路は、
   前記第２出力トランジスタの制御端子と前記第１電源ラインとの間に設けられており、前記出力電圧が前記第１リミット電圧より上昇した場合、前記第１差動増幅回路の出力信号に応じて前記第２出力トランジスタの制御端子の電圧を制御する第３帰還制御トランジスタ、及び、
   前記第１出力トランジスタの制御端子と前記第２電源ラインとの間に設けられており、前記出力電圧が前記第２リミット電圧より低下した場合、前記第２差動増幅回路の出力信号に応じて前記第１出力トランジスタの制御端子の電圧を制御する第４帰還制御トランジスタの少なくとも一方を有する
   ことを特徴とする請求項４又は５の何れか一項に記載の出力回路。
7. 前記第１出力トランジスタ及び前記第２出力トランジスタを前記入力信号に応じて相補的に動作させる相補駆動回路を有する
   ことを特徴とする請求項４乃至６の何れか一項に記載の出力回路。
8. 前記第１出力トランジスタ及び前記第２出力トランジスタの一方を定電流源として動作させるバイアス回路を有する
   ことを特徴とする請求項４乃至６の何れか一項に記載の出力回路。
9. 前記制御回路は、
   前記出力電圧と前記リミット電圧との差を増幅する差動増幅回路と、
   前記出力トランジスタの制御端子へ信号を伝達する信号経路と所定の電圧が供給される電圧供給ラインとの間に設けられており、前記出力電圧が前記リミット電圧より上昇又は低下した場合、前記差動増幅回路の出力信号に応じて前記信号経路の電圧を制御する帰還制御トランジスタとを有する
   ことを特徴とする請求項１に記載の出力回路。
10. 被測定電流による磁界に応じた検出信号を出力する磁気センサと、
    前記磁気センサに作用する前記被測定電流による磁界を打ち消す方向に磁界を発生するコイルと、
    前記検出信号に応じて、前記磁気センサに作用する前記被測定電流による磁界と前記コイルに流れる電流による磁界とが平衡するよう前記コイルを駆動するコイル駆動回路と、
    前記コイルに流れる電流を検出する抵抗と、
    前記抵抗に生じる電圧を増幅する増幅回路と
    を備え、
    前記増幅回路が、請求項１乃至請求項９の何れか一項に記載した出力回路を有する
    ことを特徴とする電流センサ。