JP2014126908A - 定電圧電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】従来構成に比べて消費電流およびレイアウトサイズを低減する。
【解決手段】抵抗Ｒ１、基準電圧回路４、トランジスタＴ１、起動抵抗Ｒｓの直列回路に電流Ｉ１が流れると、抵抗Ｒ２、トランジスタＴ３、抵抗Ｒ４、トランジスタＴ２、ツェナーダイオードＤ３の直列回路にも電流Ｉ２が流れる。トランジスタＴ１、Ｔ２のエミッタ電位は等しいので、抵抗Ｒ１と基準電圧回路４の直列回路に印加される電圧と、抵抗Ｒ２とトランジスタＴ３と抵抗Ｒ４の直列回路に印加される電圧は等しくなる。抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の電圧降下は等しく、トランジスタＴ３のベース・エミッタ間電圧はＶｆに等しい。抵抗Ｒ４の電圧はＶｆに等しくなり、ツェナーダイオードＤ３に定電流Ｉ２が流れる。出力回路５は、トランジスタＴ４の出力電流を増幅し、ツェナーダイオードＤ３の定電圧Ｖｃに基づく一定の電圧Ｖｏで電流を出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源電圧を降圧して定電圧を出力する定電圧電源装置に関する。

近年、車両に構築されるシステムの大規模化に伴い、車両に搭載される制御ユニットの数が増大している。このような状況では、制御ユニットのスタンバイ電流（ＩＧオフ時のバックアップ用電流など）が減少しない限り、車載機器全体で消費されるスタンバイ電流が増加の一途を辿り、バッテリ上がりが問題となる。特に、マイコンのＲＡＭをバックアップするためにバックアップ用の電源が必要となるが、ＲＡＭの消費電流のみならず、電源そのものの消費電流も低減させる必要に迫られている。

定電圧電源回路は、例えば所望のツェナー電圧を持つツェナーダイオードや直列接続したダイオードにより簡単に構成できる。しかし、この構成ではダイオードに流れる電流が変化してリファレンス電圧が変動し、或いは出力電流能力が不足する。そこで、複数の電流源を備え、各電流源にそれぞれ定電流回路、定電圧回路および電流増幅回路を接続し、さらに定電流回路に起動抵抗を付加した定電圧電源回路が用いられている（特許文献１参照）。

具体的には、カレントミラー回路を構成する電流源としての第１から第４のＰＮＰ形トランジスタが高電位側電源線に接続され、第１、第２のＰＮＰ形トランジスタと低電位側電源線との間にそれぞれ接続された２つのＮＰＮ形トランジスタにより自己バイアス形式の定電流回路が構成されている。第３のＰＮＰ形トランジスタと低電位側電源線との間には、上記定電流が流れることで定電圧を生成する定電圧回路が接続されている。電流増幅回路（出力回路）は、第４のＰＮＰ形トランジスタから出力される電流を入力して増幅し、上記定電圧で電流を出力する。

特許第３５８４９００号公報

上述した従来の定電圧電源回路では、起動抵抗に流れる電流（一例として５μＡ）、第１、第２、第３のＰＮＰ形トランジスタに流れる電流（各５μＡ）および第４のＰＮＰ形トランジスタに流れる電流（３０μＡ）が必要になる。これらの電流は、４つのＰＮＰ形トランジスタから各回路に独立して流れるので、定電圧電源回路の消費電流が大きくなる。また、これらの電流を並列に流すために、電流源（ＰＮＰ形トランジスタ）の数も多くなる。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、従来構成に比べ消費電流が少なく、レイアウトサイズも小さい定電圧電源装置を提供することにある。

請求項１に記載した手段は、第１電源線と第２電源線との間の電圧を降圧し、出力端子から定電圧を出力する定電圧電源装置である。この定電圧電源装置は、第１から第４トランジスタ、起動抵抗、基準電圧回路、定電圧回路、電流設定抵抗および出力回路を備えている。以下の説明で、制御端子はベースまたはゲート、第１主端子はコレクタまたはドレイン、第２主端子はエミッタまたはソースである。

第１トランジスタの制御端子と第１主端子および第２トランジスタの制御端子は、互いに接続されている。第１トランジスタの第１主端子と第２電源線との間には起動抵抗が接続されており、第１電源線と第１トランジスタの第２主端子との間には基準電圧回路が接続されている。第２トランジスタの第１主端子と第２電源線との間には定電圧回路が接続されており、第１電源線と第２トランジスタの第２主端子との間には第３トランジスタと電流設定抵抗が直列に接続されている。第３トランジスタの制御端子と第１主端子および第４トランジスタの制御端子は互いに接続されており、これら第３、第４トランジスタによりカレントミラー回路が構成されている。出力回路は、第４トランジスタの出力電流を入力し、定電圧回路が出力する定電圧により定まる電圧で電流を出力する。

この構成によれば、基準電圧回路と第１トランジスタと起動抵抗の直列回路を通して電流が流れ、それに応じて第３トランジスタと電流設定抵抗と定電圧回路の直列回路および第４トランジスタにも電流が流れる。このとき、基準電圧回路の電圧と、第３トランジスタと電流設定抵抗の直列回路の電圧とが等しくなる。これにより、電流設定抵抗には、基準電圧回路の電圧から第３トランジスタの制御端子・第２主端子間の電圧を減じた電圧が印加される。この電圧は一定であるため、第３トランジスタと電流設定抵抗と定電圧回路の直列回路に定電流が流れ、定電圧回路は一定の電圧を生成する。

定電流回路は、基準電圧回路、第１、第２、第３トランジスタおよび電流設定抵抗により構成される。従って、第１電源線と第２電源線との間には、定電流回路と起動抵抗が縦積みされるとともに、カレントミラー回路と定電流回路と定電圧回路が縦積みされる。本構成によれば、従来構成で並列して横並びに設けられていた回路を縦積み構成としたので、従来構成に比べて消費電流が少なくなり、電流源の数も少なくなってレイアウトサイズが小さくなる。

請求項２記載の手段によれば、第１電源線と第３トランジスタの第２主端子との間、および第１電源線と第４トランジスタの第２主端子との間に抵抗を備えている。これにより、第３、第４トランジスタの制御端子・第２主端子間の電圧ばらつきによる影響を低減できる。加えて、第１電源線と基準電圧回路との間にも抵抗を備え、これらの３つの抵抗の電圧降下が等しくなるように抵抗値を設定することにより、抵抗を設けたことによる定電流値のずれを低減することができる。

請求項３記載の手段によれば、基準電圧回路は、ダイオード、ベース・コレクタ間が接続されたトランジスタおよびゲート・ドレイン間が接続されたＭＯＳトランジスタの中から選択した２以上の素子（組み合わせは任意）を直列に接続して構成されている。この基準電圧回路の構成および第３、第４トランジスタの構成に応じて、電流設定抵抗に様々な値の電圧を作り出すことができる。

請求項４記載の手段によれば、第３、第４トランジスタがバイポーラトランジスタである場合、基準電圧回路は、ベース・コレクタ間が接続されたトランジスタを含んでいる。これにより、温度変化による第３トランジスタのベース・エミッタ間電圧の変動と基準電圧回路の電圧変動とが相殺され、生成される定電流の温度特性が改善される。

請求項５記載の手段によれば、第３、第４トランジスタがＭＯＳトランジスタである場合、基準電圧回路は、ゲート・ドレイン間が接続されたＭＯＳトランジスタを含んでいる。これにより、温度変化による第３トランジスタのゲート・ソース間電圧の変動と基準電圧回路の電圧変動とが相殺され、生成される定電流の温度特性が改善される。

請求項６記載の手段によれば、定電圧回路は、ダイオード、ツェナーダイオードまたはバンドギャップリファレンスから構成されている。これらの定電圧回路は、定電流が流れることにより高精度の定電圧を生成する。

請求項７記載の手段によれば、出力回路は、第４トランジスタの第１主端子と第２電源線との間に接続され、制御端子に定電圧が与えられるエミッタフォロアまたはソースフォロアの第５トランジスタと、第１電源線と出力端子との間に接続され、第５トランジスタの出力電圧を入力とするエミッタフォロアまたはソースフォロアの出力トランジスタとを備えている。これにより、定電圧電源装置は、負荷電流が増えても定電圧を出力することができる。

請求項８記載の手段によれば、出力回路は、第１電源線と出力端子との間に接続された出力トランジスタと、第４トランジスタの出力電流を差動対の電流とし、定電圧と出力端子の電圧が等しくなるように出力トランジスタを制御するオペアンプとを備えている。これにより、定電圧電源装置は、より高精度に定電圧で電流を流し出すことができる。

請求項９記載の手段によれば、出力トランジスタはダーリントン接続されているので、負荷が増大しても定電圧を出力することができる。

第１の実施形態を示す定電圧電源回路の構成図 入力するバッテリ電圧に対する出力電圧と消費電流の特性図 第２の実施形態を示す図１相当図 第３の実施形態を示す図１相当図 図４相当図 図４相当図 第４の実施形態を示す図１相当図 図７相当図 図７相当図 図７相当図 第５の実施形態を示す図１相当図 図１１相当図 図１１相当図 図１１相当図 第６の実施形態を示すスイッチ回路の構成図

各実施形態において実質的に同一部分には同一符号を付して説明を省略する。以下の説明において、ベースとゲートは制御端子、コレクタとドレインは第１主端子、エミッタとソースは第２主端子に相当する。

（第１の実施形態）
本発明の第１の実施形態について図１および図２を参照しながら説明する。図１に示す定電圧電源回路１（定電圧電源装置）は、車両に搭載されたＥＣＵ（Electronic Control Unit）に組み込まれている。例えばボデー系ＥＣＵは、回路全体に電源が供給される通常動作モードと、データを記憶したＲＡＭなどの必要最小限の回路にだけ電源が供給される低消費電力動作モード（スタンバイモード）で動作する。ボデー系ＥＣＵは、ドアを開けた時、ルームランプの点灯スイッチが操作された時などに、低消費電力動作モードから通常動作モードにウェイクアップする。

定電圧電源回路１は、出力トランジスタＴ７を除いて電源ＩＣとして構成されている。このＩＣの入力電源端子は、電源ハーネスを介して車載バッテリに接続されている。ＩＣ内において、入力電源端子に繋がる第１電源線２と第２電源線３との間には、入力電圧としてバッテリ電圧ＶＢが常時与えられている。

第１トランジスタＴ１のベースとコレクタおよび第２トランジスタＴ２のベースは互いに接続されている。トランジスタＴ１のコレクタと電源線３との間には起動抵抗Ｒｓが接続されており、電源線２とトランジスタＴ１のエミッタとの間には抵抗Ｒ１とダイオードＤ１、Ｄ２が直列に接続されている。起動抵抗Ｒｓは、例えば２ＭΩ程度の抵抗値を持つ。ダイオードＤ１、Ｄ２は、電流を流すことにより基準電圧Ｖｒを生成する基準電圧回路４を構成している。

トランジスタＴ２のコレクタと電源線３との間には、定電圧回路としてのツェナーダイオードＤ３が接続されている。第３トランジスタＴ３と第４トランジスタＴ４はカレントミラー回路を構成しており、その各エミッタと電源線２との間にはそれぞれ抵抗Ｒ２、Ｒ３が接続されている。トランジスタＴ３のコレクタとトランジスタＴ２のエミッタとの間には、電流設定用の抵抗Ｒ４が接続されている。

出力回路５は、トランジスタＴ４の出力電流を入力して増幅し、ツェナーダイオードＤ３で作られる定電圧Ｖｃに基づく一定の電圧Ｖｏで電流を出力する。出力回路５は、エミッタフォロアの接続形態を持つトランジスタＴ５、電源線２とＩＣの出力端子との間に接続された出力トランジスタＴ６、Ｔ７および抵抗Ｒ５から構成されている。トランジスタＴ５のエミッタ、コレクタ、ベースは、それぞれトランジスタＴ４のコレクタ、電源線３、ツェナーダイオードＤ３のカソードに接続されている。トランジスタＴ６、Ｔ７と抵抗Ｒ５は、インバーテッドダーリントン回路を構成している。外付けのトランジスタＴ７は、ＩＣに内蔵してもよい。

次に、図２も参照しながら本実施形態の作用を説明する。定電圧電源回路１は、バッテリ電圧ＶＢを降圧して定電圧Ｖｏを出力する。抵抗Ｒ１、基準電圧回路４、トランジスタＴ１および起動抵抗Ｒｓの直列回路に電流Ｉ１が流れると、抵抗Ｒ２、トランジスタＴ３、抵抗Ｒ４、トランジスタＴ２およびツェナーダイオードＤ３の直列回路にも電流Ｉ２が流れる。これらの電流Ｉ１、Ｉ２は、基準電圧回路４が基準電圧Ｖｒを安定して生成でき、ツェナーダイオードＤ３が定電圧Ｖｃを安定して生成できるだけの電流であって、従来構成と同程度の電流値（例えば５μＡ）とされている。

定電流を生成するためのバイアスを設定するため、トランジスタＴ１、Ｔ２のベースは互いに接続されて同電位とされている。トランジスタＴ１、Ｔ２に流れる電流Ｉ１、Ｉ２をほぼ等しく設定することにより、トランジスタＴ１、Ｔ２のエミッタ電位は等しくなる。すなわち、抵抗Ｒ１と基準電圧回路４の直列回路に印加される電圧と、抵抗Ｒ２とトランジスタＴ３と抵抗Ｒ４の直列回路に印加される電圧とは等しくなる。

ここで、抵抗Ｒ２、Ｒ３は、トランジスタＴ３、Ｔ４のベース・エミッタ間電圧のばらつきによる影響を低減するために用いられており、抵抗Ｒ４に比べて十分に小さい抵抗値に設定されている。抵抗Ｒ１は、抵抗Ｒ２、Ｒ３の電圧降下による電流値のずれを補償するため、および回路の保護のために設けられており、例えば抵抗Ｒ２と同じ抵抗値に設定されている。抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の電圧降下は設計中心において互いに等しく、その電圧値は０．１Ｖ程度と低く設定されている。

その結果、基準電圧回路４の電圧２・Ｖｆ（＝Ｖｆ(D1)＋Ｖｆ(D2)；ＶｆはＰＮ接合の順方向電圧）と、トランジスタＴ３と抵抗Ｒ４の直列回路に印加される電圧とは等しくなる。トランジスタＴ３のベース・エミッタ間電圧はＶｆに等しいので、結局のところ抵抗Ｒ４の電圧はＶｆに等しくなり、（１）式で示す定電流Ｉ２が流れる。電流Ｉ２はツェナーダイオードＤ３に流れるので、ツェナーダイオードＤ３は精度よく定電圧Ｖｃを生成できる。
Ｉ２＝Ｖｆ(D2)／Ｒ４ …（１）

トランジスタＴ３、Ｔ４は、ＰＮＰ形バイポーラトランジスタである。そこで、基準電圧回路４のうち少なくともダイオードＤ１を、ベース・コレクタ間が接続されたＰＮＰ形トランジスタで構成し、トランジスタＴ３、Ｔ４と密に温度結合すれば、ダイオードＤ１とトランジスタＴ３のベース・エミッタ間電圧は温度変化にかかわらず等しくなる。その結果、両ベース・エミッタ間電圧は相殺され、抵抗Ｒ４の電圧はダイオードＤ２の温度特性にだけ依存する。

ツェナーダイオードＤ３のインピーダンスは高いので、出力回路５がバッファリングして低インピーダンスで出力する。すなわち、ツェナーダイオードＤ３の定電圧Ｖｃは、エミッタフォロアとして動作するトランジスタＴ５、Ｔ６でバッファされて出力電圧Ｖｏになる。トランジスタＴ３に電流が流れると、トランジスタＴ４からトランジスタＴ６にベース電流が流れ、トランジスタＴ６はベース電流のｈFE倍のコレクタ電流を負荷（図示せず）に対し出力する。

出力電流が小さいときには、抵抗Ｒ５の電圧が小さいのでトランジスタＴ７はオフしている。出力電流が大きくなって抵抗Ｒ５の電圧がＶｆを超えると、トランジスタＴ６がトランジスタＴ７のベース電流を流し込む。トランジスタＴ７は、ベース電流のｈFE倍のコレクタ電流を負荷に対し出力する。トランジスタＴ３とＴ４のエミッタ面積比は、従来構成と同様に出力電流（負荷）の大きさに応じて決めればよい。本実施形態では１：６に設定しているので、トランジスタＴ４は３０μＡの電流Ｉ３を出力する。これに合わせて、抵抗Ｒ３は抵抗Ｒ２の１／６の抵抗値に設定されている。

図２は、入力するバッテリ電圧ＶＢが０Ｖから１４Ｖまでリニアに上昇したときの、定電圧電源回路１の出力電圧Ｖｏおよび消費電流を示すシミュレーション結果である。出力端子と電源線３との間には、５００ｋΩの負荷抵抗が接続されている。出力電圧Ｖｏは、バッテリ電圧ＶＢにほぼ追従して上昇し、バッテリ電圧ＶＢが約６Ｖに達すると定電圧５Ｖになる。バッテリ電圧ＶＢが６Ｖより低下しても、出力電圧Ｖｏが急激に低下することがないので、定電圧電源回路１は入力電圧変動が大きい車載機器への適用に特に適している。

定電圧電源回路１の消費電流は、例示したように電流Ｉ１、Ｉ２が５μＡ、電流Ｉ３が３０μＡであり、出力電圧Ｖｏが定電圧５Ｖに達した時点で４０μＡとなっている（図２では、消費電流をマイナス符号を付して表している）。これは、背景技術で述べた従来の一般的な定電圧電源回路の消費電流と比較して、５μＡ×２＝１０μＡだけ少なくなっている。

以上説明した作用から明らかとなるように、定電圧電源回路１において、定電流回路は、基準電圧回路４、第１、第２、第３トランジスタＴ１、Ｔ２、Ｔ３および電流設定抵抗Ｒ４から構成されている。つまり、定電圧電源回路１は、電源線２、３間に定電流回路と起動抵抗Ｒｓが縦積みされた構成、および電源線２、３間に定電流回路とツェナーダイオードＤ３（定電圧回路）が縦積みされた構成を備えている。定電流回路は、トランジスタＴ３を介して出力回路５に定電流を供給するカレントミラー回路の機能も備えている。

このように、本実施形態の定電圧電源回路１は、従来構成において並列して設けられていた起動抵抗、定電流回路および定電圧回路を縦積み構成としたので、従来構成に比べて消費電流が少なくて済む。これにより、電流源（カレントミラーを構成するトランジスタ）の数が少なくなるので、レイアウトサイズも小さくなる。

トランジスタＴ３、Ｔ４のエミッタと電源線２との間に抵抗Ｒ２、Ｒ３を設けたので、ベース・エミッタ間電圧のばらつきによるミラー比の誤差を低減することができる。さらに、抵抗Ｒ１を設けたので、抵抗Ｒ２、Ｒ３を設けたことによる定電流値のずれを低減できる。

トランジスタＴ３、Ｔ４をバイポーラトランジスタとし、基準電圧回路４をダイオードＤ１、Ｄ２により構成したので、トランジスタＴ３のベース・エミッタ間電圧とダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆの温度特性を相殺することができる。特に、ダイオードＤ１またはＤ２をベース・コレクタ間が接続されたトランジスタで構成すれば、定電流Ｉ２の温度特性を一層改善できる。

（第２の実施形態）
第２の実施形態について図３を参照しながら説明する。定電圧電源回路６の出力回路７は、ＩＣに内蔵されたＬＤＭＯＳトランジスタにより出力トランジスタＴ７を構成している。トランジスタＴ７のゲート・ソース間には、保護用のツェナーダイオードＤ４、Ｄ５が互いに逆向きに直列接続されている。その他の構成は、定電圧電源回路１（図１参照）と同様である。本構成によれば、トランジスタＴ７が出力する電流を例えば３００ｍＡ程度に増大することができる。その他、第１の実施形態と同様の効果が得られる。

（第３の実施形態）
第３の実施形態について図４、図５、図６を参照しながら説明する。定電圧電源回路８、９、１０は、トランジスタＴ１からＴ４を高耐圧のＭＯＳトランジスタで構成したＢｉＣＭＯＳ構造である。出力端子と電源線３との間に抵抗Ｒ６が接続されている。

図４に示す定電圧電源回路８の基準電圧回路４は、ダイオードＤ１、Ｄ２により構成されている。図５に示す定電圧電源回路９の基準電圧回路４は、ゲート・ドレイン間が接続されたＭＯＳトランジスタＴ８とダイオードＤ２により構成されている。図６に示す定電圧電源回路１０の基準電圧回路４は、ゲート・ドレイン間が接続されたＭＯＳトランジスタＴ８、Ｔ９により構成されている。

ＭＯＳトランジスタＴ３、Ｔ８、Ｔ９が同一サイズで同一特性の素子であればＶGS(T3)＝ＶGS(T8)が成立するので、定電圧電源回路８、９、１０における抵抗Ｒ４の電圧Ｖ(R4)は、それぞれ（２）式、（３）式、（４）式となる。
Ｖ(R4)＝２・Ｖｆ−ＶGS(T3) …（２）
Ｖ(R4)＝Ｖｆ(D2) …（３）
Ｖ(R4)＝ＶGS(T9) …（４）

定電圧電源回路８の電圧Ｖ(R4)は、ダイオードＤ１、Ｄ２の温度特性とＭＯＳトランジスタの温度特性の影響を受ける。これに対し、定電圧電源回路９、１０の電圧Ｖ(R4)は、それぞれダイオードＤ２の温度特性、ＭＯＳトランジスタＴ９の温度特性にのみ影響を受ける。そのため、定電圧電源回路９、１０は、定電圧電源回路８に比べて定電流Ｉ２の温度特性を把握し易く、温度依存性を低減するためのプロセスの選択および制御が容易になる利点がある。その他、第１の実施形態と同様の効果が得られる。

（第４の実施形態）
第４の実施形態について図７から図１０を参照しながら説明する。図７に示す定電圧電源回路１１は、出力回路１２に誤差アンプであるオペアンプ１３を備えている点において、定電圧電源回路１（図１参照）と相違する。オペアンプ１３は、出力電圧Ｖｏが定電圧Ｖｃに等しくなるようにトランジスタＴ６を制御して出力電圧Ｖｏを安定化する。

オペアンプ１３は、電源線２、３からバッテリ電圧ＶＢの供給を受けて動作する。初段の差動対には、トランジスタＴ４から定電流Ｉ３が与えられている。オペアンプ１３の非反転入力端子には定電圧Ｖｃが与えられ、反転入力端子には出力電圧Ｖｏが与えられている。オペアンプ１３の出力端子はトランジスタＴ６のベースに接続されており、定電圧電源回路１１の出力端子と電源線３との間には抵抗Ｒ６が接続されている。

図８に示す定電圧電源回路１４は、オペアンプ１３がトランジスタＴ７を直接駆動するように構成した出力回路１５を備えている。図９に示す定電圧電源回路１６は、定電圧電源回路１１のダイオードＤ１を、ベース・コレクタ間が接続されたトランジスタＴ８に置き替えた構成を備えている。図１０に示す定電圧電源回路１７は、定電圧電源回路１４のダイオードＤ１、Ｄ２を、ベース・コレクタ間が接続されたトランジスタＴ８、Ｔ９に置き替えた構成を備えている。

図示しないが、定電圧電源回路１１のダイオードＤ１、Ｄ２を、ベース・コレクタ間が接続されたトランジスタＴ８、Ｔ９に置き替えた構成、定電圧電源回路１４のダイオードＤ１を、ベース・コレクタ間が接続されたトランジスタＴ８に置き替えた構成としてもよい。本実施形態によれば、電圧フィードバック制御を行い出力を安定化しているので、負荷変動が大きい場合でも高精度の定電圧出力が得られる。その他、第１の実施形態と同様の効果が得られる。

（第５の実施形態）
第５の実施形態について図１１から図１４を参照しながら説明する。図１１、図１２、図１４に示す定電圧電源回路１８、１９、２１は、それぞれ図７、図８、図１０に示す定電圧電源回路１１、１４、１７を高耐圧のＭＯＳトランジスタで構成したものである。図１３に示す定電圧電源回路２０は、定電圧電源回路１８のダイオードＤ１、Ｄ２を、ゲート・ドレイン間が接続されたＭＯＳトランジスタＴ８、Ｔ９に置き替えた構成を備えている。

図示しないが、定電圧電源回路１８、１９のダイオードＤ１を、ゲート・ドレイン間が接続されたＭＯＳトランジスタＴ８に置き替えた構成としてもよい。本実施形態によっても、第４の実施形態と同様に高精度の定電圧出力が得られる。その他、第１の実施形態と同様の効果が得られる。

（第６の実施形態）
第６の実施形態について図１５を参照しながら説明する。ハイサイド側のスイッチ回路２２は、電源線２と出力端子との間に接続されたＰチャネル型のＭＯＳトランジスタＴ１０、ＭＯＳトランジスタＴ１０を駆動するドライバ２３、およびドライバ２３に定電圧を出力する定電圧電源回路２４から構成されている。

ドライバ２３は、電源線２と定電圧電源回路２４の出力ノードＮ１との間から一定の電源電圧の供給を受け、入力電圧Ｖin（Ｈレベル／Ｌレベル）に応じてＭＯＳトランジスタＴ１０にゲート電圧を与える。定電圧電源回路２４が必要になるのは、ドライバ２３がＭＯＳトランジスタＴ１０をオン駆動するときに、ゲート耐圧を超えるゲート電圧を出力しないためである。

定電圧電源回路２４は、図１に示した構成に対し、電源線３を第１電源線とし、電源線２を第２電源線とした構成、すなわち各素子の接続形態を高電位側と低電位側とで逆にした構成を備えている。出力回路２５は、トランジスタＴ５、Ｔ６および抵抗Ｒ５から構成されている。定電圧電源回路２４の作用および効果は、定電圧電源回路１（図１参照）と同様であり、定電圧Ｖｃに等しい電圧Ｖｏで電流を流し込む。本実施形態によれば、ハイサイド側に配置したＭＯＳトランジスタＴ１０のゲートを、耐圧以下の適正なゲート電圧で駆動できる。

（その他の実施形態）
以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変形、拡張を行うことができる。

抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３を省略してもよい。また、トランジスタには、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳトランジスタ、高耐圧ＭＯＳトランジスタ、ＬＤＭＯＳトランジスタなどを適宜組み合わせて使用することができる。

基準電圧回路４は、ダイオード、ベース・コレクタ間が接続されたバイポーラトランジスタおよびゲート・ドレイン間が接続されたＭＯＳトランジスタの中から選択した２以上の素子を直列に接続して構成すればよい。

定電圧回路は、１個のダイオードまたは直列接続されたｎ個（ｎ＝２、３、…）のダイオードから構成してもよい。この場合には、定電圧ＶｃはＶｆまたはｎ・Ｖｆになる。
定電圧回路は、バンドギャップリファレンスから構成してもよい。これにより、より高精度の定電圧Ｖｃが得られる。この構成は、オペアンプ１３を備えた出力回路１２、１５を用いる場合に特に有効である。

基準電圧回路４のダイオードＤ１、Ｄ２を、ベース・コレクタ間が接続されたバイポーラトランジスタＴ８、Ｔ９で置き替える場合、ＰＮＰ形トランジスタとＮＰＮ形トランジスタの何れを用いてもよい。基準電圧回路４のダイオードＤ１、Ｄ２を、ゲート・ドレイン間が接続されたＭＯＳトランジスタＴ８、Ｔ９で置き替える場合、Ｐチャネル型、Ｎチャネル型の何れを用いてもよい。
第２から第５の実施形態を適用しても、第６の実施形態で説明したスイッチ回路を構成できる。

図面中、１、６、８〜１１、１４、１６〜２１、２４は定電圧電源回路（定電圧電源装置）、２または３は第１電源線、３または２は第２電源線、４は基準電圧回路、５、７、１２、１５、２５は出力回路、１３はオペアンプ、Ｄ１、Ｄ２はダイオード、Ｄ３はツェナーダイオード（定電圧回路）、Ｔ１〜Ｔ５は第１〜第５トランジスタ、Ｔ６、Ｔ７はトランジスタ（出力トランジスタ）、Ｔ８、Ｔ９はベース・コレクタ間が接続されたトランジスタまたはゲート・ドレイン間が接続されたＭＯＳトランジスタ、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３は抵抗、Ｒ４は抵抗（電流設定抵抗）、Ｒｓは起動抵抗である。

Claims (9)

1. 第１電源線（２，３）と第２電源線（３，２）との間の電圧を降圧して出力端子から定電圧を出力する定電圧電源装置において、
   制御端子と第１主端子とが接続された第１トランジスタ（Ｔ１）と、
   前記第１トランジスタと制御端子同士が接続された第２トランジスタ（Ｔ２）と、
   前記第１トランジスタの第１主端子と前記第２電源線との間に接続された起動抵抗（Ｒｓ）と、
   前記第１電源線と前記第１トランジスタの第２主端子との間に接続され、電流を流すことにより基準電圧を生成する基準電圧回路（４）と、
   前記第２トランジスタの第１主端子と前記第２電源線との間に接続され、電流を流すことにより定電圧を生成する定電圧回路（Ｄ３）と、
   一端が前記第２トランジスタの第２主端子に接続された電流設定抵抗（Ｒ４）と、
   前記第１電源線と前記電流設定抵抗との間に設けられ、制御端子と第１主端子とが前記電流設定抵抗の他端に接続された第３トランジスタ（Ｔ３）と、
   前記第３トランジスタと制御端子同士が接続された第４トランジスタ（Ｔ４）と、
   前記第４トランジスタの出力電流を入力し、前記定電圧により定まる電圧で電流を出力する出力回路（５，７，１２，１５，２５）とを備えていることを特徴とする定電圧電源装置。
2. 前記第１電源線と前記基準電圧回路との間、前記第１電源線と前記第３トランジスタの第２主端子との間、および前記第１電源線と前記第４トランジスタの第２主端子との間に、互いに電圧降下が等しくなるように抵抗値が設定された抵抗（Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３）を備えていることを特徴とする請求項１記載の定電圧電源装置。
3. 前記基準電圧回路は、ダイオード（Ｄ１，Ｄ２）、ベース・コレクタ間が接続されたトランジスタ（Ｔ８，Ｔ９）およびゲート・ドレイン間が接続されたＭＯＳトランジスタ（Ｔ８，Ｔ９）の中から選択した２以上の素子を直列に接続して構成されていることを特徴とする請求項１または２記載の定電圧電源装置。
4. 前記第３、第４トランジスタがバイポーラトランジスタである場合、前記基準電圧回路は、ベース・コレクタ間が接続されたトランジスタを含んでいることを特徴とする請求項３記載の定電圧電源装置。
5. 前記第３、第４トランジスタがＭＯＳトランジスタである場合、前記基準電圧回路は、ゲート・ドレイン間が接続されたＭＯＳトランジスタを含んでいることを特徴とする請求項３記載の定電圧電源装置。
6. 前記定電圧回路は、ダイオード、ツェナーダイオード（Ｄ３）またはバンドギャップリファレンスから構成されていることを特徴とする請求項１から５の何れか一項に記載の定電圧電源装置。
7. 前記出力回路（５，７，２５）は、
   前記第４トランジスタの第１主端子と前記第２電源線との間に接続され、制御端子に前記定電圧が与えられるエミッタフォロアまたはソースフォロアの第５トランジスタ（Ｔ５）と、
   前記第１電源線と前記出力端子との間に接続され、前記第５トランジスタの出力電圧を入力とするエミッタフォロアまたはソースフォロアの出力トランジスタ（Ｔ６）とを備えていることを特徴とする請求項１から６の何れか一項に記載の定電圧電源装置。
8. 前記出力回路（１２，１５）は、
   前記第１電源線と前記出力端子との間に接続された出力トランジスタ（Ｔ６，Ｔ７）と、
   前記第４トランジスタの出力電流を差動対の電流とし、前記定電圧と前記出力端子の電圧が等しくなるように前記出力トランジスタを制御するオペアンプ（１３）とを備えていることを特徴とする請求項１から６の何れか一項に記載の定電圧電源装置。
9. 前記出力トランジスタは、ダーリントン接続された構成を備えていることを特徴とする請求項７または８記載の定電圧電源装置。

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