JPS6382006A - 増幅回路 - Google Patents
増幅回路Info
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- JPS6382006A JPS6382006A JP61225946A JP22594686A JPS6382006A JP S6382006 A JPS6382006 A JP S6382006A JP 61225946 A JP61225946 A JP 61225946A JP 22594686 A JP22594686 A JP 22594686A JP S6382006 A JPS6382006 A JP S6382006A
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 38
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 38
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000001771 impaired effect Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
この発明は、増幅回路技術、さらには差動増幅回路に適
用して有効な技術に関するもので、たとえば、アナログ
増幅回路あるいはデジタル出力回路に利用して有効な技
術に関するものである。
用して有効な技術に関するもので、たとえば、アナログ
増幅回路あるいはデジタル出力回路に利用して有効な技
術に関するものである。
[従来の技術]
アナログあるいはデジタルの信号を増幅する回路として
は、たとえば、株式会社コロナ社発行「集積回路工学(
2)」柳井 人頼、永1)穣共著、138〜142頁(
インバータ形式の増幅回路、差動増幅回路)に記載され
ているように、インバータ形式のものど差動型のものと
がある。
は、たとえば、株式会社コロナ社発行「集積回路工学(
2)」柳井 人頼、永1)穣共著、138〜142頁(
インバータ形式の増幅回路、差動増幅回路)に記載され
ているように、インバータ形式のものど差動型のものと
がある。
第5図はインバータ形式の増幅回路の典型例を示す。
同図に示す増幅回路は、いわゆるCMO3型O3増幅回
路であって、pチャンネルMOSトランジスタp3とn
チャンネルMOSトランジスタn3が電源+V/−Vの
間にて直列に接続されている。この増幅回路は、入力端
子Aから与えられる信号電圧レベルの高低に応じて2つ
のMOSトランジスタn3とn3が相補的に導通駆動さ
れることにより、その入力信号と逆相の出力信号が出力
端子OUTから得られる。
路であって、pチャンネルMOSトランジスタp3とn
チャンネルMOSトランジスタn3が電源+V/−Vの
間にて直列に接続されている。この増幅回路は、入力端
子Aから与えられる信号電圧レベルの高低に応じて2つ
のMOSトランジスタn3とn3が相補的に導通駆動さ
れることにより、その入力信号と逆相の出力信号が出力
端子OUTから得られる。
第5図に示した増幅回路では、互いに相補な動作特性を
もつ2種類のMOSトランジスタn3とn3が電源+V
/−Vの間にて直列に接続されていることにより、定常
的に流れる回路電流を少なくして消費電力を低減化させ
ることが行いやすい、とくに、容量性負荷を駆動するデ
ジタル増幅回路として動作させる場合には、いずれか一
方のトランジスタp3またはn3を完全オフ化させるこ
とができ、これによって定常的に消費される電流をほと
んど零近くまで減らすことができる。
もつ2種類のMOSトランジスタn3とn3が電源+V
/−Vの間にて直列に接続されていることにより、定常
的に流れる回路電流を少なくして消費電力を低減化させ
ることが行いやすい、とくに、容量性負荷を駆動するデ
ジタル増幅回路として動作させる場合には、いずれか一
方のトランジスタp3またはn3を完全オフ化させるこ
とができ、これによって定常的に消費される電流をほと
んど零近くまで減らすことができる。
第6図は差動型の増幅回路の一例を示す。
同図に示す増幅回路は、演算増幅器の入力部などに多く
用いられている回路であって、2つのnチャンネルMO
Sトランジスタn3.n4の各ドレインがそれぞれ負荷
抵抗R1,R2を介して正側電源十Vに接続されるとと
もに、両MOSトランジスタn3.n4の各ソースが共
通の抵抗(あるいは定電流回路)R3を介して負側電源
−■に接続されている。これにより、両トランジスタn
3、n4をそれぞれに流れる電流は、その合計がほぼ一
定となるように制御されるようになっている。この増幅
回路では、2つの入力端子A、Bにそれぞれに与えられ
る信号レベルの差が増幅されて出力端子OUTに現れる
。
用いられている回路であって、2つのnチャンネルMO
Sトランジスタn3.n4の各ドレインがそれぞれ負荷
抵抗R1,R2を介して正側電源十Vに接続されるとと
もに、両MOSトランジスタn3.n4の各ソースが共
通の抵抗(あるいは定電流回路)R3を介して負側電源
−■に接続されている。これにより、両トランジスタn
3、n4をそれぞれに流れる電流は、その合計がほぼ一
定となるように制御されるようになっている。この増幅
回路では、2つの入力端子A、Bにそれぞれに与えられ
る信号レベルの差が増幅されて出力端子OUTに現れる
。
第6図に示した増幅回路では、差動入力A、 Bをもっ
ているので、たとえば演算増幅器あるいはプッシュプル
型増幅回路など、非常に広い用途がある。
ているので、たとえば演算増幅器あるいはプッシュプル
型増幅回路など、非常に広い用途がある。
[発明が解決しようとする問題点]
しかしながら、上述した技術には、次のような問題点の
あることが本発明者によってあきらかとされた。
あることが本発明者によってあきらかとされた。
すなわち、第5図に示したインバータ形式の増幅回路は
、定常的な消費電力を少なくできるという利点を有する
が、入力端子Aが1つであるために差動増幅器を構成で
きないという問題点があった。
、定常的な消費電力を少なくできるという利点を有する
が、入力端子Aが1つであるために差動増幅器を構成で
きないという問題点があった。
一方、第6図に示した差動型の増幅回路は、差動信号を
受ける2つの入力端子A、Bをもっているが、差動動作
する2つのMOSトランジスタn3とn4が電源+V/
−Vに対して並列的に接続されているために、定常的な
消費電力がどうしても多くなってしまう、という問題点
があった。
受ける2つの入力端子A、Bをもっているが、差動動作
する2つのMOSトランジスタn3とn4が電源+V/
−Vに対して並列的に接続されているために、定常的な
消費電力がどうしても多くなってしまう、という問題点
があった。
また、第6図に示した差動型の増幅回路は、電源の正側
(十V)と負側(−■)側とに対して非対称な回路とな
っているが、この非対称性によって次のような問題点を
生じることが本発明者によってあきらかとされた。
(十V)と負側(−■)側とに対して非対称な回路とな
っているが、この非対称性によって次のような問題点を
生じることが本発明者によってあきらかとされた。
すなわち、回路構成が非対称であるために、たとえば電
源+V/−Vに重畳してくる同相雑音の影響を受けやす
い。
源+V/−Vに重畳してくる同相雑音の影響を受けやす
い。
また、素子の特性や定数を高精度に揃えなければならな
い、という面倒もあった。これを怠ると、同相信号除去
比の低下やオフセットの増大といったような、差動増幅
器にとって非常に重要な特性が大幅に損なわれるように
なってしまう。
い、という面倒もあった。これを怠ると、同相信号除去
比の低下やオフセットの増大といったような、差動増幅
器にとって非常に重要な特性が大幅に損なわれるように
なってしまう。
本発明の目的は、定常的な消費電力の低減化を可能にし
た差動増幅器を可能にするとともに、電源に対しての対
称性をもつ回路構成によって、電源に重畳してくる雑音
からの影響を少なくでき、かつ高い同相信号除去比を得
て精度の高い回路の構成を可能にする、という技術を提
供することにある。
た差動増幅器を可能にするとともに、電源に対しての対
称性をもつ回路構成によって、電源に重畳してくる雑音
からの影響を少なくでき、かつ高い同相信号除去比を得
て精度の高い回路の構成を可能にする、という技術を提
供することにある。
本発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴は、
本明細書の記述および添付図面からあきらかになるであ
ろう。
本明細書の記述および添付図面からあきらかになるであ
ろう。
[問題点を解決するための手段]
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要
を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、たとえばnチャンネルMOSトランジスタと
nチャンネルMOSトランジスタのように互いに相補な
動作特性を有する第1.第2の2つの種類の増幅素子を
用い、この2種類゛の増幅素子を直列に接続してなる増
幅素子対を2つ構成するとともに、一方の増幅素子対に
流れる動作電流を他方の増幅素子対に流れる動作電流に
よって制御する第1のカレントミラーと、他方の増幅素
子対に流れる動作電流を一方の増幅素子対に流れる電流
によって制御する第2のカレントミラーを備える、とい
うものである。
nチャンネルMOSトランジスタのように互いに相補な
動作特性を有する第1.第2の2つの種類の増幅素子を
用い、この2種類゛の増幅素子を直列に接続してなる増
幅素子対を2つ構成するとともに、一方の増幅素子対に
流れる動作電流を他方の増幅素子対に流れる動作電流に
よって制御する第1のカレントミラーと、他方の増幅素
子対に流れる動作電流を一方の増幅素子対に流れる電流
によって制御する第2のカレントミラーを備える、とい
うものである。
[作用コ
上記した手段によれば、先ず、それぞれが互いに相補な
動作特性を有する2種類の増幅素子が電源に対して直列
に接続されることになるので、個々の増幅素子対に定常
的に流れる電流はそれぞれ、CMO3型O3回路のそれ
と同等なレベルまで低減化させることができる。また、
2つの増幅素子対の動作条件は、たとえば相互コンダク
タンスなどの素子特性に若干のバラツキがあったとして
も、両増幅素子対に流れる動作電流がカレントミラーに
よって相互に制御されることによって、良好かつ安定な
バランス状態が得られるようになる。これにより、定常
的な消費電力の低減化を可能した差動増幅器を可能にす
るとともに、電源に対して対称性をもつ回路構成によっ
て、電源に重畳してくる雑音からの影響を少なくでき、
かつ高い同相信号除去比を得て精度の高い回路の構成を
可能にする、という目的が達成される。
動作特性を有する2種類の増幅素子が電源に対して直列
に接続されることになるので、個々の増幅素子対に定常
的に流れる電流はそれぞれ、CMO3型O3回路のそれ
と同等なレベルまで低減化させることができる。また、
2つの増幅素子対の動作条件は、たとえば相互コンダク
タンスなどの素子特性に若干のバラツキがあったとして
も、両増幅素子対に流れる動作電流がカレントミラーに
よって相互に制御されることによって、良好かつ安定な
バランス状態が得られるようになる。これにより、定常
的な消費電力の低減化を可能した差動増幅器を可能にす
るとともに、電源に対して対称性をもつ回路構成によっ
て、電源に重畳してくる雑音からの影響を少なくでき、
かつ高い同相信号除去比を得て精度の高い回路の構成を
可能にする、という目的が達成される。
[実施例コ
以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する
。
。
なお、各図中、同一符号は同一あるいは相当部分を示す
。
。
第1図はこの発明による増幅回路の一実施例を示す。
同図に示す増幅回路は互いに相補な動作特性を有する第
1.第2の2つの種類の増幅素子によって構成される差
動型の増幅回路であって、第1の種類の増幅素子として
pチャンネルMOSトランジスタル1.p2.p3.p
4が使用され、第2の種類の増幅素子としてnチャンネ
ルMOSトランジスタnl、n2.n3.n4がそれぞ
れ使用されている。これらのMOSトランジスタP1〜
p4.n’J−〜n4は制御端子としてゲートを有する
。
1.第2の2つの種類の増幅素子によって構成される差
動型の増幅回路であって、第1の種類の増幅素子として
pチャンネルMOSトランジスタル1.p2.p3.p
4が使用され、第2の種類の増幅素子としてnチャンネ
ルMOSトランジスタnl、n2.n3.n4がそれぞ
れ使用されている。これらのMOSトランジスタP1〜
p4.n’J−〜n4は制御端子としてゲートを有する
。
第1図において、plとp2は第1のカレントミラーを
構成し、nlとn2は第2のカレントミラーを構成する
。
構成し、nlとn2は第2のカレントミラーを構成する
。
p3とn3は直列に接続されて第1の増幅素子対をなす
。同様に、p4とn4も直列に接続されて第2の増幅素
子対をなす。
。同様に、p4とn4も直列に接続されて第2の増幅素
子対をなす。
第1の増幅素子対(p3−n3)は、上記第1のカレン
トミラーの電流出力側となるp2および上記第2のカレ
ントミラーの電流入力側となるnlを介して電源の正側
(十V)および負側(−■)に接続されている。
トミラーの電流出力側となるp2および上記第2のカレ
ントミラーの電流入力側となるnlを介して電源の正側
(十V)および負側(−■)に接続されている。
また、第2の増幅素子対(p4−n4)は、第1のカレ
ントミラーの電流入力側となるplおよび上記第2のカ
レントミラーの電流出力側となるn2を介して電源の正
側(+V)および負側(−V)に接続されている。
ントミラーの電流入力側となるplおよび上記第2のカ
レントミラーの電流出力側となるn2を介して電源の正
側(+V)および負側(−V)に接続されている。
さらに、第1の増幅素子対(p3−n3)側のpチャン
ネルMOSトランジスタル3のゲートと第2の増幅素子
対(p4−n4)側のnチャンネルMoSトランジスタ
n4のゲートが第1の入力端子Aに共通接続されるとと
もに、第2の増幅素子対(p4−n4)側のpチャンネ
ルMOSトランジスタル4のゲートと第1の増幅素子対
(p3−n3)側のnチャンネルMOSトランジスタn
3のゲートが第2の入力端子Bに共通接続されている。
ネルMOSトランジスタル3のゲートと第2の増幅素子
対(p4−n4)側のnチャンネルMoSトランジスタ
n4のゲートが第1の入力端子Aに共通接続されるとと
もに、第2の増幅素子対(p4−n4)側のpチャンネ
ルMOSトランジスタル4のゲートと第1の増幅素子対
(p3−n3)側のnチャンネルMOSトランジスタn
3のゲートが第2の入力端子Bに共通接続されている。
そして、第1図に示した実施例では、p3のソース側と
n4のソース側から差動出力が取り出されるようになっ
ている。この差動出力は、プッシュプル接続された一対
の出力用CMOSトランジスタp5とn5からなる出力
段を介して取り出されるようになっている。OUTはそ
の出力端子を示す、この出力端子OUTには、第1.第
2の2つの入力端子A、Bにそれぞれに入力される信号
電圧の差が増幅される出力される。
n4のソース側から差動出力が取り出されるようになっ
ている。この差動出力は、プッシュプル接続された一対
の出力用CMOSトランジスタp5とn5からなる出力
段を介して取り出されるようになっている。OUTはそ
の出力端子を示す、この出力端子OUTには、第1.第
2の2つの入力端子A、Bにそれぞれに入力される信号
電圧の差が増幅される出力される。
第1図に示した増幅回路では、電源+V/−Vに対して
対称形に構成されているとともに、それぞれが互いに相
補な動作特性を有する2種類のMoSトランジスタp3
−n3.p4−n4が電源+V/−Vに対して直列に接
続されていることにより、個々の増幅素子対(p3−n
3)(p4−n4)に定常的に流れる電流はそれぞれ、
CMO8型O8回路のそれと同等なレベルまで低減化さ
せることができる。
対称形に構成されているとともに、それぞれが互いに相
補な動作特性を有する2種類のMoSトランジスタp3
−n3.p4−n4が電源+V/−Vに対して直列に接
続されていることにより、個々の増幅素子対(p3−n
3)(p4−n4)に定常的に流れる電流はそれぞれ、
CMO8型O8回路のそれと同等なレベルまで低減化さ
せることができる。
また、2つの増幅素子対(p3−n3)(p4−n4
)の動作条件は、たとえば相互コンダクタンスなどの素
子特性に若干のバラツキがあったとしても、両増幅素子
対に流れる動作電流が第1゜第2の2つのカレントミラ
ー(pl−p2)(nl−n2)によって相互に制御さ
れることにより、良好かつ安定なバランス状態が得られ
るようになっている。
)の動作条件は、たとえば相互コンダクタンスなどの素
子特性に若干のバラツキがあったとしても、両増幅素子
対に流れる動作電流が第1゜第2の2つのカレントミラ
ー(pl−p2)(nl−n2)によって相互に制御さ
れることにより、良好かつ安定なバランス状態が得られ
るようになっている。
これにより、定常的な消費電力の低減化を可能した差動
増幅器が可能になるとともに、電源子V/−Vに対して
対称性をもつ回路構成によって、電源+V/−Vに重畳
してくる雑音からの影響が少なくすること、および高い
同相信号除去比が得えられて精度の高い回路を構成する
ことが可能になる。
増幅器が可能になるとともに、電源子V/−Vに対して
対称性をもつ回路構成によって、電源+V/−Vに重畳
してくる雑音からの影響が少なくすること、および高い
同相信号除去比が得えられて精度の高い回路を構成する
ことが可能になる。
第2図および第3図は第1図に示した増幅回路の動作例
を示す。
を示す。
先ず、第2図に示すように、第1の入力端子Aの入力信
号電圧VAが第2の入力端子Bの入力信号電圧VBによ
りも高い場合(VA>VB)、p4、n4がオン(ON
)の気配となる一方、p3、n3がオフ(OFF>の気
配となる。これにともなって、pi、p2がオン(ON
)の気配になる一方、nl、n2がオフ(OFF)の気
配となる。これにより、出力端子OUTに現れる信号電
圧は負側電源−Vの電位へ大きく振れるようになる。
号電圧VAが第2の入力端子Bの入力信号電圧VBによ
りも高い場合(VA>VB)、p4、n4がオン(ON
)の気配となる一方、p3、n3がオフ(OFF>の気
配となる。これにともなって、pi、p2がオン(ON
)の気配になる一方、nl、n2がオフ(OFF)の気
配となる。これにより、出力端子OUTに現れる信号電
圧は負側電源−Vの電位へ大きく振れるようになる。
次に、第3図に示すように、第1の入力端子Aの入力信
号電圧VAが第2の入力端子Bの入力信号電圧VBによ
りも低い場合(VA<VB)、この場合は上記とは反対
に、p4.n4がオフ(OFF)気配となる一方、P3
.n3がオン(ON)気配となる。これにともなって、
PL、P2がオフ(OFF)気配になる一方、nl、n
2がオン(ON)気配となる。これにより、出力端子O
UTに現れる信号電圧は正側電源子Vの電位へ大きく振
れるようになる。
号電圧VAが第2の入力端子Bの入力信号電圧VBによ
りも低い場合(VA<VB)、この場合は上記とは反対
に、p4.n4がオフ(OFF)気配となる一方、P3
.n3がオン(ON)気配となる。これにともなって、
PL、P2がオフ(OFF)気配になる一方、nl、n
2がオン(ON)気配となる。これにより、出力端子O
UTに現れる信号電圧は正側電源子Vの電位へ大きく振
れるようになる。
以上のようにして、第1.第2の2つの入力端子A、B
にそれぞれに入力される信号電圧の差(VB−VA)を
増幅する差動増幅動作が行われる。
にそれぞれに入力される信号電圧の差(VB−VA)を
増幅する差動増幅動作が行われる。
第4図はこの発明の別の実施例を示す。
前述した実施例との相違点だけを示すと、この実施例で
は、互いに相補な動作特性を有する2種類の増幅素子と
して、pnpバイポーラ・トランジスタp1〜p5とn
pnバイポーラ・トランジスタn1〜n5が使用されて
いる。この回路も、前述した実施例のものと同様の動作
を行う。
は、互いに相補な動作特性を有する2種類の増幅素子と
して、pnpバイポーラ・トランジスタp1〜p5とn
pnバイポーラ・トランジスタn1〜n5が使用されて
いる。この回路も、前述した実施例のものと同様の動作
を行う。
以上、本発明者によってなされた発明を実施例にもとづ
き具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定され
るものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更
可能であることはいうまでもない。たとえば、第1.第
2の2つのカレントミラーを、電源+V/−Vの両極側
に振分けずに、いずれか一方の極の側に集めて接続する
構成であってもよい。
き具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定され
るものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更
可能であることはいうまでもない。たとえば、第1.第
2の2つのカレントミラーを、電源+V/−Vの両極側
に振分けずに、いずれか一方の極の側に集めて接続する
構成であってもよい。
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明
をその背景となった利用分野であるアナログ用の差動増
幅回路に適用した場合について説明したが、それに限定
されるものではなく、たとえば、デジタル用の出力回路
などにも適用できる。
をその背景となった利用分野であるアナログ用の差動増
幅回路に適用した場合について説明したが、それに限定
されるものではなく、たとえば、デジタル用の出力回路
などにも適用できる。
[発明の効果]
本願において開示される発明のうち代表的なものによっ
て得られる効果を簡単に説明すれば、下記のとおりであ
る。
て得られる効果を簡単に説明すれば、下記のとおりであ
る。
すなわち、定常的な消費電力の低減化を可能した差動増
幅器が可能になるとともに、電源に対しての対称性をも
つ回路構成により、電源に重畳してくる雑音からの影響
を少なくでき、かつ高い同相信号除去比を得て精度の高
い回路の構成が可能になる、という効果が得られる。
幅器が可能になるとともに、電源に対しての対称性をも
つ回路構成により、電源に重畳してくる雑音からの影響
を少なくでき、かつ高い同相信号除去比を得て精度の高
い回路の構成が可能になる、という効果が得られる。
第1図はこの発明による増幅回路の一実施例を示す回路
図、 第2図は第1図に示した増幅回路の第1の動作例を説明
するための回路図、 第3図は第1図に示した増幅回路の第2の動作例を説明
するための回路図、 第4図はこの発明による増幅回路の別の実施例を示す回
路図、 第5図はこの発明に先立って検討された増幅回路の第1
の構成を示す回路図、 第6図はこの発明に先立って検討された増幅回路の第2
の構成例を示す回路図である。 p1〜P4.P5・・・第1の種類の増幅素子(pチャ
ンネルMOSトランジスタまたはpnpバイポーラ・ト
ランジスタ)、n1〜n4.n5・・・第2の種類のM
o3)ランジスタ(nチャンネルMOSトランジスタま
たはnpnバイポーラ・トランジスタ)、pl、p2・
・・第1のカレントミラーを構成するMoSトランジス
タ(バイポーラ・トランジスタ)、nl、n2・・・第
2のカレントミラーを構成するMo3)ランジスタ(バ
イポーラ・トランジスタ)、p3.n3・・・第1の増
幅素子対を構成するMoSトランジスタ(バイポーラ・
トランジスタ)、p4.n4・・・第2の増幅素子対を
構成するMOSトランジスタ(バイポーラ・トランジス
タ) 、+V/。 ■・・・電源、A、B・・・入力端子、OUT・・・出
力端子。 第 1 図 第 2 図 vK 3 図 第 4 図 第 5 図
図、 第2図は第1図に示した増幅回路の第1の動作例を説明
するための回路図、 第3図は第1図に示した増幅回路の第2の動作例を説明
するための回路図、 第4図はこの発明による増幅回路の別の実施例を示す回
路図、 第5図はこの発明に先立って検討された増幅回路の第1
の構成を示す回路図、 第6図はこの発明に先立って検討された増幅回路の第2
の構成例を示す回路図である。 p1〜P4.P5・・・第1の種類の増幅素子(pチャ
ンネルMOSトランジスタまたはpnpバイポーラ・ト
ランジスタ)、n1〜n4.n5・・・第2の種類のM
o3)ランジスタ(nチャンネルMOSトランジスタま
たはnpnバイポーラ・トランジスタ)、pl、p2・
・・第1のカレントミラーを構成するMoSトランジス
タ(バイポーラ・トランジスタ)、nl、n2・・・第
2のカレントミラーを構成するMo3)ランジスタ(バ
イポーラ・トランジスタ)、p3.n3・・・第1の増
幅素子対を構成するMoSトランジスタ(バイポーラ・
トランジスタ)、p4.n4・・・第2の増幅素子対を
構成するMOSトランジスタ(バイポーラ・トランジス
タ) 、+V/。 ■・・・電源、A、B・・・入力端子、OUT・・・出
力端子。 第 1 図 第 2 図 vK 3 図 第 4 図 第 5 図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、互いに相補な動作特性を有する第1、第2の2つの
種類の増幅素子によって構成される差動型の増幅回路で
あって、 (1)第1の種類の増幅素子によって構成された第1の
カレントミラーと、 (2)第2の種類の増幅素子によって構成された第2の
カレントミラーと、 (3)第1の種類の増幅素子と第2の種類の増幅素子と
が直列に接続された第1の増幅素子対と、(4)第1の
種類の増幅素子と第2の種類の増幅、素子とが直列に接
続された第2の増幅素子対とを備え、 (5)上記第1の増幅素子対が上記第1のカレントミラ
ーの電流出力側および上記第2のカレントミラーの電流
入力側を介して電源に接続されるとともに、 (6)上記第2の増幅素子対が上記第1のカレントミラ
ーの電流入力側および上記第2のカレントミラーの電流
出力側を介して電源に接続され、(7)さらに、上記第
1の増幅素子対の第1の種類の増幅素子の制御端子と上
記第2の増幅素子対の第2の種類の増幅素子の制御端子
が第1の入力端子に共通接続されるとともに、 (8)上記第2の増幅素子対の第1の種類の増幅素子の
制御端子と上記第1の増幅素子対の第2の種類の増幅素
子の制御端子が第2の入力端子に共通接続されている、 ことを特徴とする増幅回路。 2、上記第1および第2の種類の増幅素子がpチャンネ
ルMOSトランジスタおよびnチャンネルMOSトラン
ジスタであることを特徴とする特許請求の範囲第1項記
載の増幅回路。 3、上記第1および第2の種類の増幅素子がpnpバイ
ポーラ・トランジスタおよびnpnバイポーラ・トラン
ジスタであることを特徴とする特許請求の範囲第1項ま
たは第2項記載の増幅回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61225946A JPH0740651B2 (ja) | 1986-09-26 | 1986-09-26 | 増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61225946A JPH0740651B2 (ja) | 1986-09-26 | 1986-09-26 | 増幅回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6382006A true JPS6382006A (ja) | 1988-04-12 |
JPH0740651B2 JPH0740651B2 (ja) | 1995-05-01 |
Family
ID=16837370
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61225946A Expired - Lifetime JPH0740651B2 (ja) | 1986-09-26 | 1986-09-26 | 増幅回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0740651B2 (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5754078A (en) * | 1995-04-21 | 1998-05-19 | Nec Corporation | Operational amplifier for class B amplification |
JP2006033091A (ja) * | 2004-07-12 | 2006-02-02 | Jepico Corp | センサユニット及びセンサ信号処理回路 |
US7453317B2 (en) | 2005-12-27 | 2008-11-18 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for reducing flicker noise of CMOS amplifier |
-
1986
- 1986-09-26 JP JP61225946A patent/JPH0740651B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5754078A (en) * | 1995-04-21 | 1998-05-19 | Nec Corporation | Operational amplifier for class B amplification |
JP2006033091A (ja) * | 2004-07-12 | 2006-02-02 | Jepico Corp | センサユニット及びセンサ信号処理回路 |
US7453317B2 (en) | 2005-12-27 | 2008-11-18 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for reducing flicker noise of CMOS amplifier |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0740651B2 (ja) | 1995-05-01 |
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