JP2016114611A - 二次電池監視装置および電池パック - Google Patents

Abstract

【課題】信頼性の高い過電流検出を実現可能な二次電池監視装置およびそれを備えた電池パックを提供する。【解決手段】二次電池ＢＡＴに流れる過電流を放電制御用スイッチＦＥＴｄおよび充電制御用スイッチＦＥＴｃのオン抵抗を介して生じる電流検出電圧Ｖｉｄｔを利用して検出する際に、比較回路ＣＭＰｄの入力電圧を電圧補正回路ＶＣＴＬによって補正する。ＶＣＴＬは、電源電圧ＶＣＣの増大に対して正の傾きを持つ過電流補正電圧をＶｉｄｔに加算し、これをＣＭＰｄの一方に印加すると共に、他方に過電流判定電圧Ｖｒｅｆ１を印加する。あるいは、ＶＣＣの増大に対して負の傾きを持つ過電流補正電圧をＶｒｅｆ１に加算し、これをＣＭＰｄの他方に印加すると共に、一方にＶｉｄｔを印加する。【００００】【選択図】図１

Description

本発明は、二次電池監視装置および電池パックに関し、例えば、リチウムイオン二次電池を監視する二次電池監視装置、ならびに、この二次電池監視装置とリチウムイオン二次電池を含んだ電池パックに適用して有効な技術に関する。

例えば、特許文献１〜特許文献４には、二次電池における過電流を、その電流経路に挿入されるＦＥＴのオン抵抗を介して検出し、これによって過電流の保護を行う方式が示されている。具体的には、特許文献１には、充電制御スイッチ素子および放電制御スイッチ素子のゲート電圧を電池電圧に関わらず一定とすることで各スイッチ素子のオン抵抗を一定に保つ技術が示されている。当該ゲート電圧は、例えば電池電圧が採り得る最低電圧に設定される。特許文献２には、充電および放電ＦＥＴと同一特性を持ち、同一のゲート電圧が印加される第１および第２基準ＦＥＴを設け、充電および放電ＦＥＴのオン抵抗を介して検出された電圧を、第１および第２基準ＦＥＴを介して生成された電圧を基準電圧として判別する技術が示されている。

また、特許文献３には、ＦＥＴのオン抵抗を介して検出された検出電圧を、基準電圧制御回路で生成された基準電圧（電池電圧の増加に伴い曲線的に低下する電圧）と比較し、検出電圧が基準電圧を超えた際に当該ＦＥＴをオフに駆動する技術が示されている。特許文献４には、放電制御用ＦＥＴのオン抵抗を介して検出された検出電圧に当該ＦＥＴのゲート電圧をオフセット電圧として加算し、この加算後となる放電電流検出電圧を用いて過電流の検出を行う技術が示されている。これにより、オン抵抗が低い放電制御用ＦＥＴを用いた場合、当該ＦＥＴに必要以上に多くの電流を流さずとも過電流の検出を行うことが可能になる。

特開２００２−３７４６３０号公報 特開２００９−１３１０２０号公報 特開２００１−１４０４２号公報 特開平１１−１２７５４３号公報

例えば、携帯電話機を代表とする携帯用電子機器では、軽量、高容量、サイクル寿命の長さなどの理由から、殆どの場合にリチウムイオン二次電池が用いられている。しかしながら、リチウムイオン二次電池は、高容量のために過充電または外部接続端子間の短絡などの状態では、膨張、発熱、発火の危険性が高い。そのため危険状態を回避するため、リチウムイオン二次電池には、二次電池監視装置が装着される。二次電池監視装置は、例えば、二次電池における過電圧（過充電電圧、過放電電圧）や過電流（過放電電流、過充電電流）等を検出し、これらの検出結果に応じて放電制御用スイッチならびに充電制御用スイッチのオン・オフを制御する。

図１７（ａ）は、本発明の前提として検討した電池パックにおいて、その主要部の構成例を示す概略図であり、図１７（ｂ）は、図１７（ａ）におけるドライバ回路の構成例を示す回路図である。図１７（ａ）に示す電池パックは、二次電池ＢＡＴと、ＢＡＴの充放電電流を制御する二次電池監視装置ＢＡＴＣＴＬ'を備える。ＢＡＴＣＴＬ'は、放電制御用スイッチＦＥＴｄおよび充電制御用スイッチＦＥＴｃと、これらのスイッチのオン・オフをＢＡＴの状態に応じて制御するスイッチ制御部ＳＷＣＴＬ'を備える。ＢＡＴＣＴＬ'の正極端子ＰＰと負極端子ＰＮの間には、ＢＡＴに充電を行う充電器ＣＧＲや、あるいはＢＡＴによって駆動される負荷回路ＬＤが結合される。

放電制御用スイッチＦＥＴｄおよび充電制御用スイッチＦＥＴｃは、例えば電界効果トランジスタ等によって構成され、二次電池ＢＡＴの電流経路上にソース・ドレイン間が直列に結合される。スイッチ制御部ＳＷＣＴＬ'は、過電流保護機能を担う過電流判定ブロックＩＪＧＥＢＫ'と、ＦＥＴｄ，ＦＥＴｃのゲートをそれぞれ駆動するドライバ回路ＤＲＶｄ，ＤＲＶｃと、ＩＪＧＥＢＫ'の判定結果に応じてＤＲＶｄ，ＤＲＶｃの入力信号を生成する制御論理回路ＬＯＧを備えている。

スイッチ制御部ＳＷＣＴＬ'は、通常動作時には、ＦＥＴｄ，ＦＥＴｃを共にオンに制御し、充電および放電を共に可能な状態に設定する。この際に、ＳＷＣＴＬ'は、二次電池ＢＡＴに流れる電流Ｉｂａｔを直列接続されたＦＥＴｄ，ＦＥＴｃのオン抵抗を利用して検出ならびに電圧変換し、当該電流検出電圧Ｖｉｄｔの大きさを過電流判定ブロックＩＪＧＥＢＫ'を用いて監視する。ＩＪＧＥＢＫ'内の比較回路ＣＭＰｄは、Ｖｉｄｔとして生じた正の電圧が所定の過電流判定電圧Ｖｒｅｆ１を超えた際に制御論理回路ＬＯＧに向けて検出信号を出力する。したがって、ＢＡＴの放電電流（Ｉｂａｔ）が過剰となった場合には、その旨がＣＭＰｄを介して検出され、例えばＬＯＧおよびドライバ回路ＤＲＶｄを介してＦＥＴｄがオフに制御される。その結果、ＢＡＴの放電経路が遮断され、ＦＥＴｃとＦＥＴｄのボディーダイオードＤ１を介した充電経路のみが形成される。

一方、過電流判定ブロックＩＪＧＥＢＫ'内の比較回路ＣＭＰｃは、検出電圧Ｖｉｄｔとして生じた負の電圧を反転アンプ回路ＡＭＰＲで極性変換することで生成した正の電圧が所定の過電流判定電圧Ｖｒｅｆ２を超えた際に制御論理回路ＬＯＧに検出信号を出力する。したがって、二次電池ＢＡＴの充電電流（Ｉｂａｔ）が過剰となった場合には、その旨がＣＭＰｃを介して検出され、例えばＬＯＧおよびドライバ回路ＤＲＶｃを介してＦＥＴｃがオフに制御される。その結果、ＢＡＴの充電経路が遮断され、ＦＥＴｄとＦＥＴｃのボディーダイオードＤ２を介した放電経路のみが形成される。このようにしてＢＡＴに対する過電流の保護が図られる。なお、ドライバ回路ＤＲＶｃ，ＤＲＶｄは、図１７（ｂ）に示すように、例えばＢＡＴの出力を電源電圧ＶＣＣとするＣＭＯＳインバータ回路等によって構成される。

しかしながら、このような構成例では、ドライバ回路ＤＲＶｃ，ＤＲＶｄの出力電圧が二次電池の出力電圧（電源電圧ＶＣＣ）に依存して変化し、その結果、放電制御用スイッチＦＥＴｄおよび充電制御用スイッチＦＥＴｃのオン抵抗が変化するため、信頼性の高い過電流の検出が困難となる恐れがある。図１８（ａ）、図１８（ｂ）は、図１７の構成例における問題点の一例を示す説明図である。図１８（ａ）に示すように、ＦＥＴｄ，ＦＥＴｃのオン抵抗（Ｒｏｎ）は、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳ（すなわち電源電圧ＶＣＣ）が大きくなるほど曲線的に低下する。一方、過電流判定ブロックＩＪＧＥＢＫ'内の比較回路ＣＭＰｄ（ＣＭＰｃも同様）は、電流検出電圧Ｖｉｄｔ（＝Ｉｂａｔ×Ｒｏｎ）を、電源電圧ＶＣＣに依らず一定となる過電流判定電圧Ｖｒｅｆ１を基準に判定し、Ｖｉｄｔ（＝Ｉｂａｔ×Ｒｏｎ）≧Ｖｒｅｆ１の際に過電流と判定する。

その結果、実動作上で過電流と判定される電流Ｉｂａｔの値（言い換えれば実動作上のＩｂａｔのしきい値（許容値）であり、これを本明細書では過電流判定電流Ｉｏｖと呼ぶ）は、図１８（ａ）および図１８（ｂ）に示すように、電源電圧ＶＣＣに対する依存性をもつことになる。具体的には、Ｉｏｖは、「Ｉｏｖ×Ｒｏｎ＝Ｖｒｅｆ１（一定）」の関係から、ＶＣＣの増大に伴いオン抵抗（Ｒｏｎ）が低下するとそれを相殺する分だけ上昇する。そうすると、例えば、Ｉｏｖが大きい方にばらついた場合等で、二次電池ＢＡＴの損傷等が生じる恐れがある。なお、Ｒｏｎは、より厳密には温度依存性を持つため、図１８（ｂ）に示すように、Ｉｏｖも、より厳密には温度依存性を持つことになる。ただし、実際上は、この温度依存性に伴うばらつきよりもＶＣＣに伴うばらつきの方が格段に大きくなる。

このような過電流判定電流Ｉｏｖのばらつきを低減するため、特許文献１〜特許文献３に示されるような技術を用いることが考えられる。特許文献１の技術は、オン抵抗（Ｒｏｎ）自体の電源電圧ＶＣＣ依存性を低減する方式であり、特許文献２および特許文献３の技術は、過電流判定電圧（Ｖｒｅｆ）側に、電流検出電圧Ｖｉｄｔ側と同様のＶＣＣ依存性を持たせる方式である。しかしながら、特許文献１の技術を用いて、変動するＶＣＣを降圧して一定のゲート・ソース間電圧ＶＧＳを生成する場合、ＶＧＳを低め(例えばＶＣＣの下限値)に設定することで広い範囲でＶＣＣ依存性を解消できるが、その反面、全体的なオン抵抗（Ｒｏｎ）の増大に伴い電力損失が生じる恐れがある。逆に、ＶＧＳを高めに設定すると、電力損失は低減できるが、その反面、当該設定電圧よりもＶＣＣが低い場合にＶＣＣ依存性が生じ得る。

また、特許文献２や特許文献３の技術を用いる場合、過電流判定電圧（Ｖｒｅｆ）の調整に伴う容易性や自由度が十分に得られない恐れや、回路面積のオーバヘッドが過剰となる恐れがある。なお、特許文献４では、電源電圧ＶＣＣの依存性に関する観点は特になく、単純に、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳをそのままオフセット電圧として電流検出電圧Ｖｉｄｔに加算するような回路が示されている。

本発明は、このようなことを鑑みてなされたものであり、その目的の一つは、信頼性の高い過電流検出を実現可能な二次電池監視装置およびそれを備えた電池パックを提供することにある。本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち、代表的な実施の形態の概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。

本実施の形態による二次電池監視装置は、二次電池に流れる過電流を充電制御用および放電制御用のＦＥＴのオン抵抗を介して生じる電流検出電圧を利用して検出する際に、比較回路の一方に一定電圧を印加し、当該比較回路の他方に、当該電流検出電圧に補正電圧を加算した電圧を印加することで過電流の検出を行うものとなっている。当該補正電圧は、電源電圧の増大に対して正の傾きを持つ電圧に定められる。

また、本実施の形態による二次電池監視装置は、二次電池に流れる過電流を充電制御用および放電制御用のＦＥＴのオン抵抗を介して生じる電流検出電圧を利用して検出する際に、比較回路の一方に一定電圧に対して補正電圧を加算した電圧を印加し、当該比較回路の他方に当該電流検出電圧を印加することで過電流の検出を行うものとなっている。当該補正電圧は、電源電圧の増大に対して負の傾きを持つ電圧に定められる。

本願において開示される発明のうち、代表的な実施の形態によって得られる効果を簡単に説明すると、二次電池監視装置およびそれを備えた電池パックにおいて、信頼性の高い過電流検出が実現可能になる。

本発明の実施の形態１による電池パックにおいて、その主要部の構成例を示す概略図である。 （ａ）および（ｂ）は、図１のスイッチ制御部において、その電圧補正回路の概略的な構成例および動作例を示す説明図である。 （ａ）は、図２（ａ）および図２（ｂ）における電流検出電圧の別の特性例を示す説明図であり、（ｂ）は、図３（ａ）の電流検出電圧の特性例に対応する過電流判定電流の特性例を示す説明図である。 （ａ）は、図２（ａ）に図３を適用する場合において、その補正後電圧の特性の概略的な調整方法の一例を示す模式図であり、（ｂ）は、図２（ｂ）に図３を適用する場合において、その補正後電圧の特性の概略的な調整方法の一例を示す模式図である。 （ａ）は、図１のスイッチ制御部において、その電圧補正回路の詳細な構成例を示す回路図であり、（ｂ）は、（ａ）における過電流補正電圧の特性例を示す説明図である。 （ａ）〜（ｃ）は、図５（ａ）の電圧補正回路の動作例を示す説明図である。 本発明の実施の形態２による二次電池監視装置において、その電圧補正回路の詳細な構成例を示す回路図である。 （ａ）〜（ｃ）は、図７の電圧補正回路の動作例を示す説明図である。 本発明の実施の形態３による電池パックにおいて、その主要部の構成例を示す概略図である。 （ａ）〜（ｄ）は、図９のスイッチ制御部の概略的な動作例を示す説明図である。 図９のスイッチ制御部において、その電圧補正回路およびドライバ回路周りの詳細な構成例を示す回路図である。 （ａ）〜（ｄ）は、図１１の電圧補正回路の動作例を示す説明図である。 図９のスイッチ制御部において、その電圧補正回路およびドライバ回路周りの他の詳細な構成例を示す回路図である。 （ａ）〜（ｄ）は、図１３の電圧補正回路の動作例を示す説明図である。 本発明の実施の形態４による二次電池監視装置において、その電圧補正回路の詳細な構成例を示す回路図である。 （ａ）〜（ｅ）は、図１５の電圧補正回路の動作例を示す説明図である。 （ａ）は、本発明の前提として検討した電池パックにおいて、その主要部の構成例を示す概略図であり、（ｂ）は、（ａ）におけるドライバ回路の構成例を示す回路図である。 （ａ）、（ｂ）は、図１７の構成例における問題点の一例を示す説明図である。

以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらは互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、詳細、補足説明等の関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でも良い。

さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（要素ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。

また、実施の形態の各機能ブロックを構成する回路素子は、特に制限されないが、公知のＣＭＯＳ（相補型ＭＯＳトランジスタ）等の集積回路技術によって、単結晶シリコンのような半導体基板上に形成される。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。

（実施の形態１）
《電池パックの全体構成および動作》
図１は、本発明の実施の形態１による電池パックにおいて、その主要部の構成例を示す概略図である。図１に示す電池パックは、二次電池（バッテリ）ＢＡＴと、フューズＦＳと、ＢＡＴの充電制御又は放電制御を行う二次電池監視装置ＢＡＴＣＴＬを備える。ＢＡＴは、代表的にはリチウムイオン二次電池である。フューズＦＳは、ＢＡＴに大電流が流れた際に当該電流経路を遮断することでＢＡＴの保護を図る。ＢＡＴＣＴＬは、ＢＡＴを接続するための正極端子ＢＰおよび負極端子ＢＮと、ＢＡＴに充電を行う充電器ＣＧＲやＢＡＴによって駆動される負荷回路ＬＤを接続するための正極端子ＰＰおよび負極端子ＰＮを備える。ＢＰにはＢＡＴによる電源電圧ＶＣＣが供給され、ＢＮにはＢＡＴによる接地電源電圧ＧＮＤが供給される。ＰＰ，ＰＮ間にＣＧＲ又はＬＤが接続された場合、このＢＰとＰＰの間、ならびにＢＮとＰＮの間にそれぞれ電流経路が形成される。

二次電池監視装置ＢＡＴＣＴＬは、ここでは負極端子ＢＮとＰＮの間の電流経路上に直列に挿入される放電制御用スイッチＦＥＴｄおよび充電制御用スイッチＦＥＴｃと、これらのスイッチのオン・オフをＢＡＴの状態に応じて制御するスイッチ制御部ＳＷＣＴＬ１を備える。放電制御用スイッチＦＥＴｄおよび充電制御用スイッチＦＥＴｃは、例えばｎチャネル型の電界効果トランジスタ等によって構成され、ＢＮとＰＮの間の電流経路上にソース・ドレイン間が直列に結合される。ここでは、ＦＥＴｄは、ソースがＢＮ（接地電源電圧ＧＮＤ）に結合され、ドレインがＦＥＴｃのドレインに結合される。ＦＥＴｃのソースは負極端子ＰＮに結合される。ＦＥＴｄ，ＦＥＴｃは、それぞれ、ソース・ドレイン間と並列に、ソース側をアノード、ドレイン側をカソードとするボディーダイオードＤ１，Ｄ２を備える。特に限定はされないが、ＳＷＣＴＬ１とスイッチ（ＦＥＴｄ，ＦＥＴｃ）は、それぞれ別の半導体チップによって形成され、同一の半導体パッケージ内または同一の配線基板上に搭載される。

スイッチ制御部ＳＷＣＴＬ１は、過電流保護機能を担う過電流判定ブロックＩＪＧＥＢＫ１と、ＦＥＴｄ，ＦＥＴｃのゲートをそれぞれ駆動するドライバ回路ＤＲＶｄ，ＤＲＶｃと、ＩＪＧＥＢＫ１の判定結果に応じてＤＲＶｄ，ＤＲＶｃの入力信号を生成する制御論理回路ＬＯＧを備える。ＳＷＣＴＬ１は、負極端子ＢＮから供給される接地電源電圧ＧＮＤを基準として正極端子ＢＰから抵抗Ｒｖｃｃを介して供給される電源電圧ＶＣＣを用いて動作する。ここで、ＩＪＧＥＢＫ１は、比較回路ＣＭＰｄおよび過電流判定電圧Ｖｒｅｆ１に加えて電圧補正回路ＶＣＴＬを備えている点が特徴となっている。

電圧補正回路ＶＣＴＬは、詳細は後述するが、電流検出電圧Ｖｉｄｔおよび過電流判定電圧Ｖｒｅｆ１を受け、両者を比較回路ＣＭＰｄの２入力にそれぞれ伝送すると共に、この伝送の際に、そのいずれか一方に所定の補正電圧を加える回路となっている。Ｖｉｄｔは、抵抗Ｒｉｄｔを介して充電制御用スイッチＦＥＴｃのソースに結合される電流検出端子ＩＤＴに生成される電圧であり、ほぼＦＥＴｃのソース電圧となる。ＣＭＰｄは、２入力の一方（ここでは正極ノード（＋）側）に入力される電圧を、２入力の他方（ここでは負極ノード（−）側）に印加される電圧を基準として大小判定する。なお、抵抗Ｒｖｃｃ，Ｒｉｄｔは、例えば、外部ノイズ（静電破壊）等からＳＷＣＴＬ１を保護するために設けられ、比較的高い抵抗値を持つ。

通常動作時において、スイッチ制御部ＳＷＣＴＬ１内のドライバ回路ＤＲＶｄは、放電制御端子ＤＣＨならびに放電制御信号ＤＣＨｏｕｔを介して放電制御用スイッチＦＥＴｄをオンに制御し、ドライバ回路ＤＲＶｃは、充電制御端子ＣＨＧならびに充電制御信号ＣＨＧｏｕｔを介して充電制御用スイッチＦＥＴｃをオンに制御する。この際に、ＳＷＣＴＬ１内の過電流判定ブロックＩＪＧＥＢＫ１は、二次電池ＢＡＴに流れる電流Ｉｂａｔを監視する。具体的には、ＩｂａｔをＦＥＴｄ，ＦＥＴｃのオン抵抗を利用して電圧に変換し、当該電圧を前述した電流検出電圧Ｖｉｄｔとして受けることで監視を行う。

制御論理回路ＬＯＧは、比較回路ＣＭＰｄによって「正極ノード（＋）側電圧≧負極ノード（−）側電圧」の状態が検出された際に、ドライバ回路ＤＲＶｄに制御信号を出力する。ＤＲＶｄは、これを受けて、放電制御用スイッチＦＥＴｄをオンからオフに遷移させる。これによって、二次電池ＢＡＴの放電経路が遮断され、ＦＥＴｃとＦＥＴｄのボディーダイオードＤ１を介した充電経路のみが形成される。なお、図１では、過放電電流保護回路の構成例が代表的に示されているが、実際には、加えて図１７（ａ）に示したような過充電電流保護回路を備えてもよい。この場合、例えば、図１７（ａ）における反転アンプ回路ＡＭＰＲの出力および過電流判定電圧Ｖｒｅｆ２を入力とし、比較回路ＣＭＰｃに出力を行う電圧補正回路ＶＣＴＬが加わることになる。以降においても同様に、各実施の形態では、説明を簡略化するため過放電電流保護回路を代表例として説明を行うが、これらは過充電電流保護回路に対しても適用可能である。

《電圧補正回路の概要》
図２（ａ）および図２（ｂ）は、図１のスイッチ制御部において、その電圧補正回路の概略的な構成例および動作例を示す説明図である。図１８（ａ）で述べたように、過電流を検出する際には、過電流判定電流Ｉｏｖが、放電制御用スイッチＦＥＴｄおよび充電制御用スイッチＦＥＴｃのオン抵抗（Ｒｏｎ）で生じる電源電圧ＶＣＣ（＝ゲート−ソース間電圧ＶＧＳ）依存性に応じて変化することが問題となる。一方、図２（ａ）に示すように、比較回路ＣＭＰｄの正極ノード（＋）の電圧を補正後電圧ＶＰ、負極ノード（−）の電圧を補正後電圧ＶＮとした場合、Ｉｏｖは、「Ｉｏｖ＝ＶＮ／Ｒｏｎ」によって定まる。したがって、ＩｏｖをＶＣＣに依らず一定とするためには、「ＶＮ＝Ｉｏｖ（一定）×Ｒｏｎ」（なお、Ｉｏｖ（一定）×Ｒｏｎ＝Ｖｉｄｔ）の条件を満たすようにＶＮを制御すればよい。これを実現するため、図２（ａ）では、電圧補正回路ＶＣＴＬ１が、過電流判定電圧Ｖｒｅｆ１（一定）に対してＶＣＣに依存する所定の過電流補正電圧Ｖｉｏｖを付加することでＶＮを電流検出電圧Ｖｉｄｔに一致させる制御を行っている。

また、図２（ａ）の代わりに、図２（ｂ）に示すような方式を用いても、過電流判定電流Ｉｏｖを電源電圧ＶＣＣに依らず一定とすることができる。図２（ｂ）では、電圧補正回路ＶＣＴＬ２が、電流検出電圧Ｖｉｄｔに対して前述した過電流補正電圧Ｖｉｏｖを付加することで比較回路ＣＭＰｄの正極ノード（＋）側の補正後電圧ＶＰを過電流判定電圧Ｖｒｅｆ１に一致させる制御を行っている。ただし、この場合、Ｖｉｏｖを付加する際の極性が反対の関係となる。すなわち、ＣＭＰｄの負極ノード（−）側に｜Ｖｉｏｖ｜を加算することは、ＣＭＰｄの正極ノード（＋）側から｜Ｖｉｏｖ｜を減算することと等価であり、ＣＭＰｄの負極ノード（−）側から｜Ｖｉｏｖ｜を減算することは、ＣＭＰｄの正極ノード（＋）側に｜Ｖｉｏｖ｜を加算することと等価である。

図３（ａ）は、図２（ａ）および図２（ｂ）における電流検出電圧の別の特性例を示す説明図であり、図３（ｂ）は、図３（ａ）の電流検出電圧の特性例に対応する過電流判定電流の特性例を示す説明図である。例えば前述した図２（ａ）では、比較回路ＣＭＰｄの負極ノード（−）の補正後電圧ＶＮを電流検出電圧Ｖｉｄｔに一致させるため、過電流補正電圧Ｖｉｏｖを電源電圧ＶＣＣに応じて曲線的に制御したが、このような制御を行うためには複雑な回路ならびに回路パラメータの調整が必要となる恐れがある。そこで、図３（ａ）に示すように、当該曲線特性（Ｖｉｄｔ）を直線近似（一次近似）特性（Ｖｉｄｔ'）に近似した上で、それを前提として、対応する補正後電圧ＶＮ（過電流検出電圧Ｖｉｏｖ）の特性を定めることが望ましい。これによって、回路面積のオーバヘッドが低減され、また回路パラメータの調整が容易化される。

ここで、図３（ａ）に示すように、曲線特性（Ｖｉｄｔ）を直線近似（一次近似）特性（Ｖｉｄｔ'）に近似する際には、可能な限り２個の特性間の誤差（ΔＶ）が小さい方が望ましい。この誤差（ΔＶ）は、図３（ｂ）（過電流判定電流Ｉｏｖの電源電圧ＶＣＣ依存性）における特性ＳＰ１（今回特性）に示すように、特性ＳＰ２（電源電圧ＶＣＣ依存性がゼロとなる理想特性）との間の誤差（ΔＩ）として現れる。ただし、図１８（ａ）で説明した従来特性となる特性ＳＰ３と比べると誤差は大幅に小さくなる。図３（ａ）において、曲線特性（Ｖｉｄｔ）と直線近似特性（Ｖｉｄｔ'）の誤差（ΔＶ）を最小とするためには、例えば、ＶＣＣの動作範囲（変動幅）の区間で所謂最小二乗法等を用いて変化の中心点と傾き（＝Ｖｉｄｔ'／ＶＣＣ）を定めればよい。

ただし、曲線特性（Ｖｉｄｔ）の形状は、オン抵抗（Ｒｏｎ）特性（すなわち使用するスイッチ（ＦＥＴｄ，ＦＥＴｃ）の種類等）や過電流判定電流Ｉｏｖの設定値（すなわちどの程度の電流値を過電流として判定させるか）によって変動する。したがって、これらの各種条件に応じて高い自由度で直線近似特性（Ｖｉｄｔ'）を定め、それに対応する補正後電圧ＶＮの特性を得るためには、Ｖｉｄｔ'に対応する過電流補正電圧Ｖｉｏｖの傾きならびに変化の中心点をそれぞれ独立に制御できる電圧補正回路ＶＣＴＬを設けることが望ましい。なお、ここでは、図２（ａ）の場合を例として説明したが、図２（ｂ）の場合も同様である。そこで、図２（ａ）および図２（ｂ）のような構成例に対して図３のような直線近似（一次近似）を用いると、前述した傾きと変化の中心点の独立制御が容易に実現可能になる。

図４（ａ）は、図２（ａ）に図３を適用する場合において、その補正後電圧の特性の概略的な調整方法の一例を示す模式図であり、図４（ｂ）は、図２（ｂ）に図３を適用する場合において、その補正後電圧の特性の概略的な調整方法の一例を示す模式図である。図４（ａ）の上図は、各種信号の電圧特性を示したものであり、図４（ａ）の下図は、過電流補正電圧に着目した電圧特性を示したものである。同様に、図４（ｂ）の上図は、各種信号の電圧特性を示したものであり、図４（ｂ）の下図は、過電流補正電圧に着目した電圧特性を示したものである。

図４（ａ）の上図において、まず、図３（ａ）で述べたようにして目標とする直線近似特性（Ｖｉｄｔ'）を定める。Ｖｉｄｔ'は、オン抵抗（Ｒｏｎ）と、過電流判定電流Ｉｏｖの設定値（どの程度の電流値を過電流として判定させるか）によって傾きと変化の中心点が変化する。次いで、当該直線近似特性（Ｖｉｄｔ'）上に変化の中心点（例えば、Ｖｉｄt'上でＶＣＣの変動範囲の中間点に対応する位置等）を定め、例えば、この変化の中心点上に過電流判定電圧Ｖｒｅｆ１を設定する。そして、このＶｒｅｆ１をＶｉｄｔ'に一致させるため、Ｖｒｅｆ１に付加するべき過電流補正電圧Ｖｉｏｖの特性を定める。このＶｉｏｖの特性は、図４（ａ）の下図に示すように、Ｖｉｄｔ'の負の傾きと同じ値の負の傾きを持ち、Ｖｒｅｆ１上の変化の中心点でＶｒｅｆ１と交わるような特性となる。

図４（ｂ）の上図においても同様に、目標とする直線近似特性（Ｖｉｄｔ'）が定まると、当該Ｖｉｄｔ'上に変化の中心点を定め、例えば、この変化の中心点上に過電流判定電圧Ｖｒｅｆ１を設定する。そして、このＶｉｄｔ'をＶｒｅｆ１に一致させるため、Ｖｉｄｔ'に付加するべき過電流補正電圧Ｖｉｏｖの特性を定める。このＶｉｏｖの特性は、図４（ｂ）の下図に示すように、図４（ｂ）の上図におけるＶｉｄｔ'の傾きと同じ絶対値で、符号が反転した正の傾きを持ち、Ｖｉｄｔ'上の変化の中心点でＶｉｄｔ'と交わるような特性となる。図４（ａ）および図４（ｂ）において、Ｖｉｏｖの電源電圧ＶＣＣに対する傾き特性は、直線近似を用いているため、例えばＶＣＣの抵抗分圧回路等を利用して容易に設定することができる。また、Ｖｉｏｖの変化の中心点は、図４（ａ）の場合にはＶｒｅｆ１の値と、Ｖｒｅｆ１とＶｉｏｖの交点の調整によって設定でき、図４（ｂ）の場合にはＶｒｅｆ１の値と、Ｖｉｄｔ'とＶｉｏｖの交点の調整によって設定できる。このように、図２（ａ）および図２（ｂ）のような構成例に対して図３のような直線近似（一次近似）を用いると、Ｖｉｏｖの傾きと変化の中心点の独立制御が容易に実現可能になる。

一方、特許文献２または特許文献３の技術は、図２（ａ）および図２（ｂ）に示したような過電流判定電圧Ｖｒｅｆ１や図３に示したような直線近似（一次近似）を用いずに、言うなれば、図２（ａ）における比較回路ＣＭＰｄの負極ノード（−）において電源電圧ＶＣＣに依存する電圧曲線を固定的に作り込むような方式を用いている。その結果、回路や回路パラメータの調整の複雑化や、設計の自由度の低下等が生じる恐れがある。

例えば、特許文献２の技術は、スイッチ用トランジスタ（ＦＥＴｄ，ＦＥＴｃ）と同一特性のトランジスタを設け、両者を常に組み合わせて用いる必要があるため、実装設計上の自由度が低下する恐れ等がある。また、特許文献３の技術は、比較回路ＣＭＰｄの負極ノード（−）の電圧曲線を複雑なトランジスタ回路で実現しているため、例えばスイッチ用トランジスタ（ＦＥＴｄ，ＦＥＴｃ）の種類が変わった場合等で、回路パラメータの調整の複雑化等を招く恐れがある。更に、特許文献３の技術は、回路面積の増大もある程度懸念される。そこで、図２および図３のような方式を用いると、スイッチ用トランジスタ（ＦＥＴｄ，ＦＥＴｃ）の特性等に応じて、過電流の検出条件（補正特性）を高い自由度で容易に設定することができ、信頼性の高い過電流検出が実現可能になる。

《電圧補正回路の詳細》
図５（ａ）は、図１のスイッチ制御部において、その電圧補正回路の詳細な構成例を示す回路図であり、図５（ｂ）は、図５（ａ）における過電流補正電圧の特性例を示す説明図である。図６（ａ）〜図６（ｃ）は、図５（ａ）の電圧補正回路の動作例を示す説明図である。図５（ａ）に示す電圧補正回路ＶＣＴＬ２ａは、前述した図２（ｂ）の電圧補正回路ＶＣＴＬ２に図３の直線近似（一次近似）を適用した構成例となっている。ＶＣＴＬ２ａは、電源電圧ＶＣＣと接地電源電圧ＧＮＤの間を抵抗分圧する抵抗Ｒ１，Ｒ２と、その抵抗分圧ノードと電流検出端子ＩＤＴの間を抵抗分圧する抵抗Ｒ３，Ｒ４を備える。Ｒ１，Ｒ２の抵抗分圧ノードには電圧ＶＣＣＲが生成され、Ｒ３，Ｒ４の抵抗分圧ノードには、過電流補正電圧Ｖｉｏｖが生成され、当該抵抗分圧ノード（Ｖｉｏｖ）が比較回路ＣＭＰｄの正極ノード（＋）に結合される。ＣＭＰｄの負極ノード（−）には固定値となる過電流判定電圧Ｖｒｅｆ１が印加される。

このような構成例を用いると、図６（ａ）に示すように、電源電圧ＶＣＣの増大に応じて抵抗Ｒ１，Ｒ２の分圧比に応じた正の傾きを持つ電圧ＶＣＣＲが生成される。当該ＶＣＣＲは、電流検出端子ＩＤＴにおける電流検出電圧Ｖｉｄｔを基準として、抵抗Ｒ３，Ｒ４の分圧比に応じて分圧される。その結果、図６（ｂ）に示すように、ＶＣＣ（ＶＣＣＲ）が増大すると、Ｒ３からＲ４に流れ込む電流が増大し、Ｖｉｄｔを基準として正の傾きを持つ過電流補正電圧Ｖｉｏｖが生成される。これにより、図２（ｂ）および図４（ｂ）で述べたように過電流判定電流ＩｏｖのＶＣＣ依存性が低減され、図５（ｃ）に示すようなＩｏｖの特性が得られる。

図４の動作をより詳細に述べると次のようになる。まず、電圧ＶＣＣＲは、電流検出端子ＩＤＴがほぼ開放とみなせるため式（１）で定められ、過電流補正電圧Ｖｉｏｖは式（２）で定められる。式（２）に式（１）を代入すると式（３）が得られる。

ＶＣＣＲ＝（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））×ＶＣＣ （１）
Ｖｉｏｖ＝（ＶＣＣＲ−Ｖｉｄｔ）×（Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４））＋Ｖｉｄｔ （２）

図５（ｂ）は、式（３）によって得られる過電流補正電圧Ｖｉｏｖの特性を図示したものである。図５（ｂ）から判るように、図５（ａ）の電圧補正回路ＶＣＴＬ２ａを用いると、Ｖｉｏｖの正の傾きは、抵抗Ｒ１〜Ｒ４の値によって設定できる。また、図４（ｂ）で述べた「変化の中心点」（すなわち、Ｖｉｄｔ'（実際にはＶｉｄｔ）とＶｉｏｖの交点）は、図５（ｂ）から判るように、抵抗Ｒ３，Ｒ４の値によって設定できる。すなわち、「変化の中心点」と「傾き」を、それぞれ独立に設定することが可能になる。これによって、スイッチ（ＦＥＴｄ，ＦＥＴｃ）のオン抵抗（Ｒｏｎ）の特性や過電流の判定条件（過電流判定電流Ｉｏｖの値）等に応じたＶｉｏｖの特性を高い自由度で容易に設定することが可能になる。

一方、電源電圧ＶＣＣの依存性を考慮したものではないが、例えば、特許文献４には、図５において、抵抗分圧ノード（ＶＣＣＲ）にスイッチ（ＦＥＴｄ，ＦＥＴｃ）のゲート電圧ノードが直接接続されたような構成が示されている。この場合、仮にゲート電圧ノードの電圧値が電源電圧ＶＣＣであったとしても、図５（ａ）、図５（ｂ）で述べたような高い自由度を持たせることは困難となる。すなわち、この場合、「変化の中心点」の設定と「傾き」の設定を、抵抗Ｒ３，Ｒ４のみを共通に用いて行う必要があり、それぞれ独立に設定することが困難となる。また、図５（ａ）の構成例は、特許文献２や特許文献３の技術と比較して、小さい回路面積で実現でき、この点からも有益となる。

以上、本実施の形態１の二次電池監視装置又は電池パックを用いることで、代表的には、スイッチ（ＦＥＴｄ，ＦＥＴｃ）の特性等に対応して誤差が小さい過電流の検出を行うことができ、信頼性の高い過電流検出が実現可能になる。なお、図５（ａ）、図５（ｂ）では、電流検出電圧Ｖｉｄｔを基準として正の傾きを持つ過電流補正電圧Ｖｉｏｖを生成し、これをＶｉｄｔに加算する回路方式を用いたが、回路方式は適宜変更することが可能である。例えば、Ｖｉｄｔを基準として負の傾きを持つ過電流補正電圧を生成し、これをＶｉｄｔから減算する回路方式等を用いてもよい。

（実施の形態２）
《電圧補正回路の詳細（変形例［１］）》
図７は、本発明の実施の形態２による二次電池監視装置において、その電圧補正回路の詳細な構成例を示す回路図である。図８（ａ）〜図８（ｃ）は、図７の電圧補正回路の動作例を示す説明図である。図７に示す電圧補正回路ＶＣＴＬ１ａは、前述した図２（ａ）の電圧補正回路ＶＣＴＬ１に図３の直線近似（一次近似）を適用した構成例となっている。ＶＣＴＬ１ａは、電源電圧ＶＣＣと接地電源電圧ＧＮＤの間を抵抗分圧する抵抗Ｒ１，Ｒ２と、その抵抗分圧ノードと比較回路ＣＭＰｄの負極ノード（−）の間を抵抗分圧する抵抗Ｒ３，Ｒ４と、アンプ回路ＡＭＰ１を備える。

アンプ回路ＡＭＰ１は、正極ノード（＋）に基準電圧生成回路（代表的にはバンドギャップリファレンス回路）ＶＲＧＥＮからの過電流判定電圧Ｖｒｅｆ１が入力され、負極ノード（−）に抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗分圧ノードが結合され、出力ノードに比較回路ＣＭＰｄの負極ノード（−）が結合される。抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗分圧ノードには電圧ＶＣＣＲが生成され、ＣＭＰｄの負極ノード（−）には過電流補正電圧Ｖｉｏｖが生成される。ＣＭＰｄの正極ノード（＋）には、電流検出端子ＩＤＴからの電流検出電圧Ｖｉｄｔが入力される。

このような構成例を用いると、図８（ａ）に示すように、電源電圧ＶＣＣの増大に応じて抵抗Ｒ１，Ｒ２の分圧比に応じた正の傾きを持つ電圧ＶＣＣＲが生成される。一方、アンプ回路ＡＭＰ１は、抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗分圧ノードを過電流判定電圧Ｖｒｅｆ１に設定する。したがって、ＶＣＣ（ＶＣＣＲ）の増大に伴いＲ３からＲ４に流れ込む電流Ｉ１が増大し、その結果、図８（ｂ）に示すように、Ｖｒｅｆ１を基準に負の傾きを持つ過電流補正電圧Ｖｉｏｖが生成される。これにより、図２（ａ）および図４（ａ）で述べたように過電流判定電流ＩｏｖのＶＣＣ依存性が低減され、図８（ｃ）に示すようなＩｏｖの特性が得られる。

図７の動作をより詳細に述べると次のようになる。まず、電圧ＶＣＣＲは、式（４）で定められ、抵抗Ｒ３に流れる電流Ｉ１は、式（５）で定められる。また、過電流補正電圧Ｖｉｏｖは、式（６）で定められる。したがって、式（６）に式（４）および式（５）を反映させると、式（７）が得られる。

ＶＣＣＲ＝（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））×ＶＣＣ （４）
Ｉ１＝（ＶＣＣＲ−Ｖｒｅｆ１）／Ｒ３ （５）
Ｖｉｏｖ＝Ｖｒｅｆ１−（Ｉ１×Ｒ４） （６）

前述した図５（ｂ）（式（３））の場合と同様にして、式（７）から判るように、図７の電圧補正回路ＶＣＴＬ１ａを用いると、過電流補正電圧Ｖｉｏｖの傾きは、抵抗Ｒ１〜Ｒ４の値によって設定できる。また、図４（ａ）で述べた「変化の中心点」（すなわちＶｒｅｆ１とＶｉｏｖの交点）は、抵抗Ｒ３，Ｒ４の値によって設定できる。すなわち、「変化の中心点」の設定と「傾き」の設定を、それぞれ独立に設定することが可能になる。これによって、スイッチ（ＦＥＴｄ，ＦＥＴｃ）のオン抵抗（Ｒｏｎ）の特性や過電流の判定条件（過電流判定電流Ｉｏｖの値）等に応じたＶｉｏｖの特性を高い自由度で容易に設定することが可能になる。

以上、本実施の形態２の二次電池監視装置を用いることで、代表的には、スイッチ（ＦＥＴｄ，ＦＥＴｃ）の特性等に対応して誤差が小さい過電流の検出を行うことができ、信頼性の高い過電流検出が実現可能になる。なお、図７の構成例は、図５（ａ）の構成例と比較すると、アンプ回路ＡＭＰ１の分だけ回路面積が増大するため、この観点からは、図５（ａ）の構成例が望ましい。また、図７では、過電流判定電圧Ｖｒｅｆ１を基準として負の傾きを持つ過電流補正電圧Ｖｉｏｖを生成し、これをＶｒｅｆ１に加算する回路方式を用いたが、回路方式は適宜変更することが可能である。例えば、Ｖｒｅｆ１を基準として正の傾きを持つ過電流補正電圧を生成し、これをＶｒｅｆ１から減算する回路方式等を用いてもよい。

（実施の形態３）
《電池パックの全体構成および動作（変形例）》
図９は、本発明の実施の形態３による電池パックにおいて、その主要部の構成例を示す概略図である。図９に示す電池パックは、図１の電池パックと比較してスイッチ制御部ＳＷＣＴＬ２内に電源電圧生成回路ＶＧＥＮが加わっている点が異なっている。これ以外の構成に関しては、図１の場合と同様であるため、詳細な説明は省略する。電源電圧生成回路ＶＧＥＮは、二次電池（バッテリ）ＢＡＴからの電源電圧ＶＣＣを受けて、それを降圧した電源電圧ＶＤＤを生成する。ＶＤＤは、代表的には、ツェナーダイオードや降圧レギュレータ回路等である。当該ＶＤＤは、ドライバ回路ＤＲＶｃ，ＤＲＶｄに電源電圧として供給される。

図１０（ａ）〜図１０（ｄ）は、図９のスイッチ制御部の概略的な動作例を示す説明図である。まず、図１０（ａ）に示すように、電源電圧生成回路ＶＧＥＮは、電源電圧ＶＣＣが所定の制限電圧Ｖｃｌｐ１に達するまではＶＣＣの増大に比例して増大する電源電圧ＶＤＤを生成するが、Ｖｃｌｐ１に達した以降はＶＣＣの増大に依らず所定の制限電圧Ｖｃｌｐ２の電圧値を持つＶＤＤを生成する。そうすると、ドライバ回路ＤＲＶｃ，ＤＲＶｄとして図１７（ｂ）のような構成例を用いた場合、図１０（ｂ）の特性ＳＰ１０に示すように、スイッチ（ＦＥＴｄ，ＦＥＴｃ）のオン抵抗（Ｒｏｎ）は、ＶＣＣがＶｃｌｐ１に達した以降はＶＣＣの増大に依らず一定値となる。

このようにスイッチ（ＦＥＴｄ，ＦＥＴｃ）のオン抵抗（Ｒｏｎ）が一定となった場合には、前述した過電流判定電流Ｉｏｖの電源電圧ＶＣＣ依存性も無くなる。前述した特許文献１には、このようにＲｏｎを一定にする方式が示されている。ただし、この場合、ＩｏｖのＶＣＣ依存性を無くすためには、制限電圧Ｖｃｌｐ１（それに応じたＶｃｌｐ２）を例えばＶＣＣの変動範囲の最低値等に設定する必要があるため、実動作上、Ｒｏｎが高い値で固定され、これに伴う電力損失が懸念される。そこで、本実施の形態３では、Ｖｃｌｐ１（それに応じたＶｃｌｐ２）をある程度高い値（例えばＶＣＣの変動範囲の中間値等）に設定し、これに伴いＶＣＣ＜Ｖｃｌｐ１の範囲で生じ得るＩｏｖのＶＣＣ依存性を、前述した実施の形態１または実施の形態２の方式で低減する。

この場合、図１０（ｃ）に示すように、過電流補正電圧Ｖｉｏｖは、ＶＣＣ＜Ｖｃｌｐ１の範囲では電源電圧ＶＣＣの増大に依存して負の傾き（図４（ａ）の場合）又は正の傾き（図４（ｂ）の場合）を持つように制御され、ＶＣＣ≧Ｖｃｌｐ１（ＶＤＤ＝Ｖｃｌｐ２）の範囲では一定となるように制御される。その結果、図１０（ｄ）の特性ＳＰ１２に示すように、過電流判定電流ＩｏｖのＶＣＣ依存性が低減される。なお、この際には、図１０（ｃ）に示すように、図３（ａ）の場合と比較して、補正対象範囲（直線近似を行う範囲）を狭くすることができる。その結果、直線近似の誤差を図３（ａ）の場合よりも小さくすることが可能となり、結果的に、実施の形態１または実施の形態２の場合よりもＩｏｖのＶＣＣ依存性を低減することができる。ただし、オン抵抗（Ｒｏｎ）に伴う電力損失の観点からは実施の形態１または実施の形態２の方式の方が望ましい。

《電圧補正回路およびドライバ回路周りの詳細》
図１１は、図９のスイッチ制御部において、その電圧補正回路およびドライバ回路周りの詳細な構成例を示す回路図である。図１２（ａ）〜図１２（ｄ）は、図１１の電圧補正回路の動作例を示す説明図である。図１１には、図９で述べた電源電圧生成回路ＶＧＥＮおよびドライバ回路ＤＲＶｄ，ＤＲＶｃに、図５（ａ）に示した電圧補正回路ＶＣＴＬ２ａを組み合わせた構成例が示されている。ＶＧＥＮからの電源電圧ＶＤＤは、ＤＲＶｄ，ＤＲＶｃに対して電源電圧として供給されると共に、ＶＣＴＬ２ａ内の抵抗Ｒ１の一端に対しても図５（ａ）に示した電源電圧ＶＣＣの代わりとして供給される。

このような構成例を用いると、図１２（ａ）に示すように、電源電圧ＶＤＤは、電源電圧ＶＣＣの増大に比例して制限電圧Ｖｃｌｐに達するまでは増大し、Ｖｃｌｐに達した以降は、Ｖｃｌｐの電圧値に固定される。これに応じて、抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗分圧ノードの電圧ＶＣＣＲも、図１２（ｂ）に示すように、ＶＤＤ＜Ｖｃｌｐの範囲内ではＶＣＣの増大に比例してＲ１，Ｒ２の抵抗比に応じて増大し、ＶＤＤ＝Ｖｃｌｐの範囲では、Ｖｃｌｐ×（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））に固定される。これに応じて、過電流補正電圧Ｖｉｏｖは、図１２（ｃ）に示すように、ＶＤＤ＜Ｖｃｌｐの範囲内では、ＶＣＣの増大に比例して、電流検出電圧Ｖｉｄｔを基準に正の傾きで上昇し、ＶＤＤ＝Ｖｃｌｐの範囲では一定値となる。その結果、図１２（ｄ）に示すように、過電流判定電流ＩｏｖのＶＣＣ依存性が低減される。

《電圧補正回路およびドライバ回路周りの詳細（変形例）》
図１３は、図９のスイッチ制御部において、その電圧補正回路およびドライバ回路周りの他の詳細な構成例を示す回路図である。図１４（ａ）〜図１４（ｄ）は、図１３の電圧補正回路の動作例を示す説明図である。図１３には、図９で述べた電源電圧生成回路ＶＧＥＮおよびドライバ回路ＤＲＶｄ，ＤＲＶｃに、図７に示した電圧補正回路ＶＣＴＬ１ａを組み合わせた構成例が示されている。ＶＧＥＮからの電源電圧ＶＤＤは、ＤＲＶｄ，ＤＲＶｃに対して電源電圧として供給されると共に、ＶＣＴＬ１ａ内の抵抗Ｒ１の一端に対しても図７に示した電源電圧ＶＣＣの代わりとして供給される。また、ここでは、ＶＧＥＮが抵抗Ｒ０とツェナーダイオードＤｚの直列回路からなるクランプ回路で構成され、Ｒ０とＤｚの接続ノード（Ｄｚのカソード）から電源電圧ＶＤＤが生成される。

図１３の構成例は、図１４（ａ）〜図１４（ｄ）に示すように、前述した図１２（ａ）〜図１２（ｄ）とほぼ同様の動作となる。図１２（ａ）〜図１２（ｄ）との違いは、制限電圧ＶｃｌｐがツェナーダイオードＤｚのツェナー電圧Ｖｚに代わった点と、過電流補正電圧Ｖｉｏｖの特性が、電源電圧ＶＣＣの増大に比例して、過電流判定電圧Ｖｒｅｆ１を基準に負の傾きで下降するように代わった点である。

以上、本実施の形態３の二次電池監視装置又は電池パックを用いることで、代表的には、スイッチ（ＦＥＴｄ，ＦＥＴｃ）の特性等に対応して誤差が小さい過電流の検出を行うことができ、信頼性の高い過電流検出が実現可能になる。

（実施の形態４）
図１５は、本発明の実施の形態４による二次電池監視装置において、その電圧補正回路の詳細な構成例を示す回路図である。図１５に示す電圧補正回路ＶＣＴＬ２ｂは、前述した図２（ｂ）の電圧補正回路ＶＣＴＬ２に対応し、比較回路ＣＭＰｄの負極ノード（−）に過電流判定電圧Ｖｒｅｆ１'が印加され、正極ノード（＋）に過電流補正電圧Ｖｉｏｖを付加する構成例となっている。図１５のＶＣＴＬ２ｂは、電源電圧ＶＣＣを抵抗分圧する抵抗Ｒ１，Ｒ２と、当該抵抗分圧ノードの電圧をゲート・ソース間電圧ＶＧＳ１として動作するＮＭＯＳトランジスタＭＮ１と、ＭＮ１のソース・ドレイン間電流（Ｉｄｓ）を転写するカレントミラー回路ＣＭと、抵抗Ｒ３を備える。Ｒ３は、一端が電流検出端子ＩＤＴに結合され、他端からＣＭによって転写された電流（Ｉｉｄｔ）が供給される。このＲ３の他端は、ＣＭＰｄの正極ノード（＋）に結合されると共にＶｉｏｖの生成ノードとなる。

図１６（ａ）〜図１６（ｅ）は、図１５の電圧補正回路の動作例を示す説明図である。図１６（ａ）に示すように、電源電圧ＶＣＣが増加すると、抵抗Ｒ１，Ｒ２の比率に応じてＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ１が増加する。これに応じて、ＭＮ１は、図１６（ｂ）に示すように、ＶＧＳ１の増大に応じてその二乗曲線で増大するソース・ドレイン間電流（Ｉｄｓ）を生成する。このＩｄｓは、図１６（ｃ）に示すように、カレントミラー回路ＣＭのカレントミラー比（ここでは２個のＰＭＯＳトランジスタのトランジスタサイズ比）に応じて電流（Ｉｉｄｔ）として転写される。Ｉｉｄｔは、抵抗Ｒ３によって電圧に変換され、図１６（ｄ）に示すように、電流検出端子ＩＤＴにおける電流検出電圧Ｖｉｄｔに対して、ＶＣＣの増大に応じて正の傾きで増大する過電流補正電圧Ｖｉｏｖが付加される。

これによって、図１６（ｅ）に示すように、図２（ｂ）や図４（ｂ）の場合と同様にして過電流判定電流Ｉｏｖの電源電圧ＶＣＣ依存性が低減される。ただし、ここでは、図４（ｂ）の場合のような直線近似（一次近似）を用いずに、曲線（二乗関数）的な過電流補正電圧Ｖｉｏｖを生成している。スイッチ（ＦＥＴｃ，ＦＥＴｄ）のオン抵抗（Ｒｏｎ）は、図３（ａ）等に示したように、実際には曲線（二次関数）的な特性となるため、これに対応する曲線（二次関数）的なＶｉｏｖを生成することで、図３等のような直線近似を行う場合と比べてＩｏｖのＶＣＣ依存性を低減できる場合がある。また、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１を用いているため、図１８（ｂ）で述べたような温度依存性もある程度低減できる。

図１５の構成例の動作をより詳細な説明すると次のようになる。まず、電圧ＶＣＣＲは、式（８）で定められ、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１に流れる電流（Ｉｄｓ）は、ＭＮ１のゲート幅（Ｗ）／ゲート長（Ｌ）、電子の移動度μ、単位ゲート容量Ｃｏｘおよびしきい値Ｖｔｈを用いて式（９）で定められる。

ＶＣＣＲ＝（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））×ＶＣＣ （８）

また、カレントミラー回路ＣＭの転写電流（Ｉｉｄｔ）は、カレントミラー比（Ａ／Ｂ）を用いて式（１０）で定められる。したがって、過電流判定電圧Ｖｉｏｖは、式（１１）となる。式（１１）に式（８）〜式（１０）を反映させると、式（１２）が得られる。

Ｉｉｄｔ＝Ｉｄｓ×（Ａ／Ｂ） （１０）
Ｖｉｏｖ＝Ｉｉｄｔ×Ｒ３＋Ｖｉｄｔ （１１）

式（１２）から判るように、過電流補正電圧Ｖｉｏｖの特性は、抵抗Ｒ１，Ｒ２と、使用するＮＭＯＳトランジスタＭＮ１の各種パラメータと、カレントミラー回路ＣＭのカレントミラー比（Ａ／Ｂ）と、抵抗Ｒ３によって調整できる。したがって、高い自由度で調整を行うことが可能である。ただし、前述した直線近似（一次近似）を用いる場合と比較すると、回路の複雑化や回路パラメータの調整が複雑化する恐れがある。また、回路面積も若干増大する恐れがある。このような観点からは、実施の形態１〜３のような直線近似を用いる方式を適用することが望ましい。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。

例えば、前述した実施の形態では、二次電池ＢＡＴの負極端子側の電流経路に充電制御用および放電制御用スイッチが挿入された構成例を示したが、例えば当該スイッチが正極端子側の電流経路に挿入される構成も考えられ、本実施の形態は、このような構成に対しても同様に適用可能である。

本実施の形態による電池パックは、例えば、携帯電話機等のモバイル機器に使用されるリチウムイオン二次電池パックを代表に、ノートパソコンや、あるいは自動車等を含めてバッテリを搭載する機器全般に対して広く適用可能である。

ＡＭＰ アンプ回路
ＡＭＰＲ 反転アンプ回路
ＢＡＴ 二次電池
ＢＡＴＣＴＬ，ＢＡＴＣＴＬ' 二次電池監視装置
ＢＮ，ＰＮ 負極端子
ＢＰ，ＰＰ 正極端子
ＣＧＲ 充電器
ＣＨＧ 充電制御端子
ＣＭ カレントミラー回路
ＣＭＰ 比較回路
Ｄ ダイオード
ＤＣＨ 放電制御端子
ＤＲＶ ドライバ回路
ＦＥＴ スイッチ
ＦＳ フューズ
ＧＮＤ 接地電源電圧
ＩＤＴ 電流検出端子
ＩＪＧＥＢＫ，ＩＪＧＥＢＫ' 過電流判定ブロック
Ｉｏｖ 過電流判定電流
ＬＤ 負荷回路
ＬＯＧ 制御論理回路
ＭＮ ＮＭＯＳトランジスタ
Ｒ 抵抗
ＳＷＣＴＬ，ＳＷＣＴＬ' スイッチ制御部
ＶＣＣ 電源電圧
ＶＣＴＬ 電圧補正回路
ＶＤＤ 電源電圧
ＶＧＥＮ 電源電圧生成回路
ＶＮ，ＶＰ 補正後電圧
ＶＲＧＥＮ 基準電圧生成回路
Ｖｉｄｔ 電流検出電圧
Ｖｒｅｆ 過電流判定電圧

Claims (11)

1. 二次電池が接続される第１および第２電池接続端子と、
   負荷又は充電器が接続される第１および第２外部端子と、
   前記第１電池接続端子と前記第１外部端子との間を接続する第１電流経路と、
   前記第２電池接続端子と前記第２外部端子との間を接続する第２電流経路と、
   放電電流の流れと充電電流の流れをそれぞれ制御する一対のＦＥＴを含み前記二次電池に流れる充放電電流を制御するように前記第２電流経路に挿入されたスイッチ回路と、
   スイッチ制御部と、を備え、
   前記スイッチ制御部は、
   前記第２電池接続端子と前記スイッチ回路の一端を接続する前記第２電流経路に接続された第２電源端子と、
   前記第２電源端子を基準として前記第１電流経路を介して前記二次電池からの第１電源電圧が供給される第１電源端子と、
   一対の制御端子と、
   前記制御端子を介して対応するＦＥＴのゲートに前記第１電源電圧の増大に伴って増大する制御電圧を供給するドライバ回路と、
   前記スイッチ回路の他端と前記第２外部端子を接続する前記第２電流経路に接続された検出端子と、
   前記検出端子で検出される検出電圧に基づいて前記第２電流経路に流れる充電電流又は放電電流を監視し前記検出電圧が所定値に至ったとき検出信号を出力する検出回路と、
   前記検出信号に応答して対応する前記ドライバ回路を介して制御電圧を供給し対応する前記ＦＥＴを遮断する制御を行う制御回路と、を備え、
   前記ＦＥＴのオン抵抗は、前記第１電源電圧が大きくなるほど低下し、
   前記検出回路は、
   一方の入力ノードの電圧を基準として他方の入力ノードの電圧の大小判定を行い、当該判定結果に基づいて前記検出信号を出力する比較回路と、
   前記第１電源電圧の増大に伴い変化する特性を持つ補正電圧を生成する手段と、前記検出電圧に生ずる電圧変化の傾きを打ち消す極性で前記検出電圧に前記補正電圧を付加して補正検出電圧を生成する手段または前記検出電圧に生ずる電圧変化の傾きを打ち消す極性で基準電源電圧に前記補正電圧を付加して補正基準電圧を生成する手段とを含む電圧補正回路とを有し、
   前記比較回路は、前記一方の入力ノードに前記基準電源電圧が印加され前記他方の入力ノードに前記補正検出電圧が印加され、または、前記一方の入力ノードに前記補正基準電圧が印加され前記他方の入力ノードに前記検出電圧が印加される、二次電池監視装置。
2. 請求項１記載の二次電池監視装置において、
   前記補正電圧は、一次特性の正の傾きを持ち、
   前記一次特性の正の傾きは、前記スイッチ回路の前記ＦＥＴのオン抵抗値に生じる前記第１電源電圧の依存性の傾きを一次近似した傾きを反映して予め定められる二次電池監視装置。
3. 請求項２記載の二次電池監視装置において、
   前記電圧補正回路は、
   前記第１電源電圧を第１抵抗比で抵抗分圧する第１抵抗分圧回路と、
   前記第１抵抗分圧回路で分圧された電圧を前記検出電圧を基準として第２抵抗比で分圧する第２抵抗分圧回路とを備え、
   前記第２抵抗分圧回路で分圧された電圧によって前記補正検出電圧を生成する二次電池監視装置。
4. 請求項２記載の二次電池監視装置において、
   さらに、前記第１電源電圧の値が第１値までの第１範囲では前記第１電源電圧の増大に比例して増大する値を持つ第２電源電圧を生成し、前記第１電源電圧の値が前記第１値を超える第２範囲では固定値となる前記第２電源電圧を生成する電源電圧生成回路を備え、
   前記ドライバ回路は、前記第２電源電圧で動作し、
   前記電圧補正回路は、前記第１範囲では前記第１電源電圧の増大に伴い正の傾きで増大する前記補正電圧を生成し、前記第２範囲では固定値となる前記補正電圧を生成する二次電池監視装置。
5. 請求項４記載の二次電池監視装置において、
   前記電圧補正回路は、
   前記第２電源電圧を第３抵抗比で抵抗分圧する第３抵抗分圧回路と、
   前記第３抵抗分圧回路で分圧された電圧を前記検出電圧を基準として第４抵抗比で分圧する第４抵抗分圧回路とを備え、
   前記第４抵抗分圧回路で分圧された電圧によって前記補正検出電圧を生成する二次電池監視装置。
6. 請求項１記載の二次電池監視装置において、
   前記補正電圧は、一次特性の負の傾きを持ち、
   前記一次特性の負の傾きは、前記スイッチ回路の前記ＦＥＴのオン抵抗値に生じる前記第１電源電圧の依存性の傾きを一次近似した傾きを反映して予め定められる二次電池監視装置。
7. 請求項６記載の二次電池監視装置において、
   前記電圧補正回路は、
   前記第１電源電圧を第１抵抗比で抵抗分圧する第１抵抗分圧回路と、
   正極入力ノードに前記基準電源電圧が印加されるアンプ回路と、
   前記第１抵抗分圧回路の分圧ノードと前記アンプ回路の負極入力ノードの間に結合される第１抵抗と、
   前記アンプ回路の負極入力ノードと前記アンプ回路の出力ノードの間に結合される第２抵抗とを備え、
   前記アンプ回路の出力ノードで得られる電圧を前記補正基準電圧とする二次電池監視装置。
8. 請求項６記載の二次電池監視装置において、
   さらに、前記第１電源電圧の値が第１値までの第１範囲では前記第１電源電圧の増大に比例して増大する値を持つ第２電源電圧を生成し、前記第１電源電圧の値が前記第１値を超える第２範囲では固定値となる前記第２電源電圧を生成する電源電圧生成回路を備え、
   前記ドライバ回路は、前記第２電源電圧で動作し、
   前記電圧補正回路は、前記第１範囲では前記第１電源電圧の増大に伴い負の傾きで減少する前記補正電圧を生成し、前記第２範囲では固定値となる前記補正電圧を生成する二次電池監視装置。
9. 請求項８記載の二次電池監視装置において、
   前記電圧補正回路は、
   前記第２電源電圧を第２抵抗比で抵抗分圧する第２抵抗分圧回路と、
   正極入力ノードに前記基準電源電圧が印加されるアンプ回路と、
   前記第２抵抗分圧回路の分圧ノードと前記アンプ回路の負極入力ノードの間に結合される第３抵抗と、
   前記アンプ回路の負極入力ノードと前記アンプ回路の出力ノードの間に結合される第４抵抗とを備え、
   前記アンプ回路の出力ノードで得られる電圧を前記補正基準電圧とする二次電池監視装置。
10. 請求項１記載の二次電池監視装置において、
    前記電圧補正回路における前記補正電圧を生成する手段は、前記第１電源電圧の値が第１値までの第１範囲では前記第１電源電圧の変動に伴い変動する前記補正電圧を生成し、前記第１電源電圧の値が前記第１値を超える第２範囲では固定値となる前記補正電圧を生成するものである二次電池監視装置。
11. 二次電池と、
    前記二次電池が結合された第１および第２電池接続ノードと、
    負荷又は充電器が結合される第１および第２外部端子と、
    前記第１電池接続ノードと前記第１外部端子との間を結合する第１電流経路と、
    前記第２電池接続ノードと前記第２外部端子との間を結合する第２電流経路と、
    前記二次電池に流れる充放電電流を制御するように前記第２電流経路に挿入され、放電電流の流れを制御する第１ＦＥＴと充電電流の流れを制御する第２ＦＥＴで構成されるスイッチ回路と、
    前記スイッチ回路のオン・オフを制御するスイッチ制御回路とを備え、
    前記スイッチ制御回路は、
    前記第２電池接続ノードと前記スイッチ回路の一端を結合する前記第２電流経路に接続された第１電源ノードと、
    前記第１電流経路に結合され、前記第１電源ノードを基準として前記第１電池接続ノードを介して前記二次電池からの第１電源電圧が供給される第２電源ノードと、
    第１制御ノードと、
    第２制御ノードと、
    前記第１制御ノードを介して前記第１ＦＥＴのゲートに前記第１電源電圧の増大に伴って増大する制御電圧を供給する第１ドライバ回路と、
    前記第２制御ノードを介して前記第２ＦＥＴのゲートに前記第１電源電圧の増大に伴って増大する制御電圧を供給する第２ドライバ回路と、
    前記第２外部端子と前記スイッチ回路の他端を結合する前記第２電流経路に接続された検出ノードと、
    前記検出ノードで検出される検出電圧に基づいて前記二次電池に流れる充電電流又は放電電流を監視し、当該電流が所定の電流を超えた際に検出信号を出力する検出回路と、
    前記検出信号が出力された際に、対応する前記ドライバ回路を介して制御電圧を供給し対応する前記ＦＥＴを遮断することで前記二次電池に流れる充電電流又は放電電流の一方を遮断する制御回路と、
    を備え、
    前記ＦＥＴのオン抵抗は、前記第１電源電圧が大きくなるほど低下し、
    前記検出回路は、
    一方の入力ノードの電圧を基準として他方の入力ノードの電圧の大小判定を行い、当該判定結果に基づいて前記検出信号を出力する比較回路と、
    前記第１電源電圧の増大に伴い変化する特性を持つ補正電圧を生成する手段と、前記検出電圧に生ずる電圧変化の傾きを打ち消す極性で前記検出電圧に前記補正電圧を付加して補正検出電圧を生成する手段または前記検出電圧に生ずる電圧変化の傾きを打ち消す極性で基準電源電圧に前記補正電圧を付加して補正基準電圧を生成する手段とを含む電圧補正回路とを有し、
    前記比較回路は、前記一方の入力ノードに前記基準電源電圧が印加され前記他方の入力ノードに前記補正検出電圧が印加され、または、前記一方の入力ノードに前記補正基準電圧が印加され前記他方の入力ノードに前記検出電圧が印加される、電池パック。

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