JP2016073070A

JP2016073070A - 電源装置およびその制御方法

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Publication number: JP2016073070A
Application number: JP2014199185A
Authority: JP
Inventors: 理湖山; Osamu Koyama
Original assignee: Canon Inc
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Priority date: 2014-09-29
Filing date: 2014-09-29
Publication date: 2016-05-09
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Also published as: JP6362499B2

Abstract

【課題】リンギングノイズの低減と電源効率の向上を図ることを課題とする。【解決手段】電源装置（１０）において、電池（１００）と、電池出力に接続されるＭＯＳＦＥＴのスイッチ（１０２）と、スイッチ１０２の出力に接続されるＭＯＳＦＥＴのスイッチ（１０４）と、スイッチ（１０４）のバックゲート電位を、グランド電位と、スイッチ（１０２）とスイッチ（１０４）の接続点のスイッチノード電位とに切替選択するＢＧ切替部（１２０）と、切替部（１２０）がバックゲート電位をグランド電位とスイッチノード電位の何れかへ切り替えた状態を維持する時間を可変制御する駆動制御部（１１２）とを有することで、課題を解決する。【選択図】図１

Description

本発明は電力を供給する電源装置およびその制御方法に関する。

近年、デジタルカメラやスマートフォンなどの電子機器に搭載される大規模集積回路（以下、ＬＳＩとする）は、ＬＳＩ設計・製造技術の進歩により、回路の集積化が進み、高度な機能が１チップで実現できるようになっている。

また近年は、電源システムの効率化も図られている。電源システムの効率化を図る手法としては、複数のスイッチング用ＭＯＳＦＥＴを並列に接続し多段制御する事で、ＭＯＳＦＥＴの導通損失を低減するような技術が知られている。

その他、特許文献１には、第一、第二のスイッチ素子の駆動回路に、電荷注入放出手段とインピーダンス切替手段を備える構成が開示されている。この特許文献１に開示された駆動回路は、スイッチ素子の駆動電圧の立ち上がりを制限することで、リンギングノイズを低減している。

特開２０１３−１３０５１号公報

ところで、最近の大規模集積回路は、製造プロセスの微細化に伴う低電圧化が進む一方で、高機能化に伴う負荷電流の増大が進んでいる。このため、電源システムに対しては、更なる高効率化が要求され、低ノイズ化への要求が非常に厳しくなっている。

また、電源システムは、スイッチング用ＭＯＳＦＥＴの他にも様々な回路素子を備えており、その一つに整流ダイオードがある。整流ダイオードとしては、ＰＮ接合型ダイオードが用いられることが多く、このダイオードはスイッチング用ＭＯＳＦＥＴの寄生素子となる。このような電源システムにおいて、高機能化に伴い負荷電流が増大すると、スイッチング用ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに流れる逆方向電流（以下リカバリー電流とする）が増加することになる。よって、ＰＮ接合ダイオードのリカバリー特性により、逆方向回復時間（リカバリータイム）終了時に解放される、配線の寄生インダクタンスに蓄積されたエネルギーが増加する。その結果、ＭＯＳＦＥＴを含む配線ループの寄生容量と、寄生インダクタンスとのＬＣ共振により、スイッチノードでの高周波のリンギングノイズが増加する。この傾向は、負荷電流が大きくなるほど顕著になる。

また、複数のＭＯＳＦＥＴが並列接続された構成の電源システムは、それら並列接続されたＭＯＳＦＥＴを含む配線ループの寄生インダクタンスが大きくなる。これにより、逆方向回復時間終了時に解放される、配線の寄生インダクタンスに蓄積されたエネルギーも増加するため、上記同様にリンギングノイズが増加する。スイッチング制御時に発生するリンギングノイズは、ＥＭＩを発生させるため、電子機器の筺体から空間を伝搬するノイズ放射が懸念される。このノイズ放射の低減には、対策部品の追加が必要になり、このため基板設計、筺体設計に影響が及ぶ事になる。

一方、特許文献１に記載の駆動回路は、スイッチ素子の駆動電圧の立ち上がりを制限することで、リンギングノイズによるスイッチ素子の誤動作防止を目的とした構成になっている。ここで、スイッチ素子の駆動電圧の立ち上がりを制限する事は、スイッチング動作時のリンギングノイズが低減できるというメリットだけではなく、スイッチング動作時の遷移損失を増加させるというデメリットもある。また、寄生ダイオードの逆方向回復時間終了後も、駆動電圧の立ち上がりが制限を受けたままだと、スイッチング動作時の遷移損失を増加させるデメリットのみが残ることになる。また、スイッチング動作時のリンギングノイズは、負荷によっても増加する。このため、負荷が小さい場合や、負荷変動が大きい場合においては、リンギングノイズの低減効果が殆ど得られないまま、スイッチング動作時の遷移損失だけが増加する事になる。また、電子機器からのノイズ放射よりも省電力化を優先させたい場合、スイッチ素子の駆動電圧の立ち上がりを制限することによるスイッチング動作時の遷移損失の増加により、省電力化が図れない。

本発明はこのような問題点に鑑みなされたもので、リンギングノイズの低減と電源効率の向上とを可能にする電源装置およびその制御方法を提供することを目的とする。

本発明の電源装置は、駆動電力の電力源となる電池と、前記電池の出力に接続された第１のＦＥＴ素子と、前記第１のＦＥＴ素子の出力に接続された第２のＦＥＴ素子と、前記第２のＦＥＴ素子のバックゲート電位を、グランド電位と、前記第１のＦＥＴ素子と前記第２のＦＥＴ素子との間の接続点の電位とに、切替選択するための切替部と、前記切替部の切替選択動作を制御するとともに、前記切替部が前記バックゲート電位を前記グランド電位と前記接続点の電位の何れかに切り替えた状態を維持する時間を可変制御する制御部とを有することを特徴とする。

本発明によれば、リンギングノイズの低減と電源効率の向上とが可能となる。

第１の実施形態における電源装置の構成の一例を示すブロック図である。第１の実施形態の電源装置の基本的な制御タイミングチャートである。ＢＧ電位切り替えの制御タイミングチャートである。第１の実施形態における設定テーブルを示す図である。第２の実施形態における電源装置の構成の一例を示すブロック図である。

＜第１の実施形態＞
図１には、本発明の第１の実施形態における電源装置１０の一例としてのブロック図を示す。また、図２、図３には、第１の実施形態の電源装置１０に適用できる制御タイミングチャートを示す。図４には、第１の実施形態の駆動制御部１１２が使用する設定テーブルを示す。以下に本実施形態の電源装置１０の構成およびその動作について、図１から図４を用いて説明する。

電源装置１０は、例えばＤＣＤＣコンバータとして動作する。電池１００は、電源装置１０の入力電圧源であり、電源装置１０に接続される電子機器（図示は省略）へ供給される駆動電力を発生するメイン電池（電力源）である。スイッチ１０２は、ハイサイド側の例えばＰ型ＭＯＳＦＥＴからなる第１のスイッチ素子であり、矩形のゲート駆動電圧（スイッチング制御電圧）によりオン状態とオフ状態にスイッチング動作する。即ち、スイッチ１０２は、ゲート駆動電圧がハイ電圧レベルからロー電圧レベルへ立ち下がる際に、その電圧レベルが閾値電圧より低くなった時点でオン状態へ遷移する。一方、スイッチ１０２は、ゲート駆動電圧がロー電圧レベルからハイ電圧レベルへ立ち上がる際に、その電圧レベルが閾値電圧より高くなった時点でオフ状態へ遷移する。スイッチ１０２は、電池１００から入力される電圧Ｖｉｎを所定電圧へ変圧（この例では降圧）することで、電源装置１０に接続される電子機器に必要な電圧Ｖｏを生成する。つまり、スイッチ１０２は、電圧Ｖｉｎを降圧して所定電圧である電圧Ｖｏを生成するためにオン状態とオフ状態にスイッチング動作する。他方、スイッチ１０４は、ローサイド側の例えばＮ型ＭＯＳＦＥＴからなる第２のスイッチ素子であり、ゲート駆動電圧（スイッチング制御電圧）によりオン状態とオフ状態にスイッチング動作する。即ち、スイッチ１０４は、ゲート駆動電圧がロー電圧レベルからハイ電圧レベルへ立ち上がる際に、その電圧レベルが閾値電圧より高くなった時点でオン状態へ遷移する。一方、スイッチ１０４は、ゲート駆動電圧がハイ電圧レベルからロー電圧レベルへ立ち下がる際に、その電圧レベルが閾値電圧より低くなった時点でオフ状態に遷移する。このスイッチ１０４は、スイッチ１０２で降圧した電圧を整流するために、オン状態とオフ状態にスイッチング動作する。ダイオード１０６は、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチ１０４の寄生素子となっており、ＰＮ接合型の整流ダイオードとして機能する。なお、本実施形態においてスイッチ１０４は、４端子型ＦＥＴ素子である。また、スイッチ１０４は、ドレインが前記スイッチ１０２のドレインに接続され、ソースがグランドに接続されている。従ってこの図１の構成において、スイッチ１０２のドレインとスイッチ１０４のドレインとの間の接続点の電位はスイッチノード電位Ｖｓｗとなる。コイル１０８は、スイッチ１０２がオン状態、スイッチ１０４がオフ状態の時に、電池１００からの励磁エネルギーを蓄積し、スイッチ１０２で降圧した電圧を整流するためのパワーインダクタである。コンデンサー１１０は、コイル１０８による電圧と電流の脈流を平滑するための平滑コンデンサーである。駆動制御部１１２は、ゲート駆動電圧を生成して、スイッチ１０２とスイッチ１０４のオンオフスイッチ動作を制御して、降圧、整流動作を行わせるためのドライバーＩＣである。本実施形態の場合、駆動制御部１１２は、電圧Ｖｏからのフィードバック制御により、スイッチ１０２とスイッチ１０４が同時通電しないよう、交互にオンオフ動作を繰り返すようにスイッチング制御する。また、駆動制御部１１２は、電子機器からの指示に応じて、電源装置１０の各部を制御することもできる。記憶部１１４は、駆動制御部１１２からの指示に応じて所定の閾値や設定値等を格納し、また、その格納している値を駆動制御部１１２からの指示に応じて読み出すレジスターである。通信部１１６は、駆動制御部１１２と電子機器との間で通信するための通信用Ｉ／Ｆである。なお、駆動制御部１１２は、記憶部１１４と通信部１１６の両者、若しくは何れかを、その内部に含んだ構成であってもよい。ＢＧ切替部１２０は、スイッチ１０４である４端子型ＦＥＴのバックゲート（以下ＢＧとする）を、接地（グランド：ＧＮＤ）側と、前記スイッチ１０２のドレインとの接続点側のどちらか一方に切り替えて接続（切替選択）するための切替スイッチである。即ち図１において、ＢＧ切替部１２０は、スイッチ１０４のＢＧに接続された共通端子Ｂと、スイッチ１０４のソースに接続された切替端子Ｇと、スイッチ１０４のドレインに接続された切替端子Ｓとを有している。そして、ＢＧ切替部１２０は、切替端子Ｇと切替端子Ｓの何れかを選択的に共通端子Ｂへ切替接続可能となされている。また、前述したように、スイッチ１０４は、ドレインが前記スイッチ１０２のドレインと接続され、ソースがグランドに接続されている。従って、ＢＧ切替部１２０の共通端子Ｂが切替端子Ｇと接続された時、スイッチ１０４のＢＧはグランドに接続されることになる。即ち、ＢＧ切替部１２０の共通端子Ｂが切替端子Ｇと接続された時、スイッチ１０４のＢＧ電位（バックゲート電位）はグランド電位となる。一方、共通端子Ｂが切替端子Ｓに接続された時、スイッチ１０４のＢＧはドレインに接続されることになる。即ち、共通端子Ｂが切替端子Ｓに接続された時、スイッチ１０４のＢＧ電位は、スイッチ１０２のドレインとの間の前記接続点の電位（前記スイッチノード電位Ｖｓｗ）となる。このように図１の構成において、ＢＧ切替部１２０は、スイッチ１０４のＢＧ電位を、グランド電位とスイッチノード電位Ｖｓｗのいずれかへ切替可能となされている。

次に、図２を参照して、ＢＧ切替部１２０がスイッチ１０４のＢＧ電位をグランド電位側に固定している場合、つまり共通端子Ｂをグランド側の切替端子Ｇに接続した状態を維持している時の、本実施形態の電源装置１０のスイッチング制御について説明する。ここでは、本発明に直接関係しない一般的な降圧電源のスイッチング制御については説明を省略し、ローサイドスイッチであるスイッチ１０４がターンオフするスイッチング遷移期間について具体的に説明する。

図２の時点Ｔ0では、スイッチ１０２はゲート駆動電圧がハイ電圧レベルのためオフ動作状態であり、一方、スイッチ１０４はゲート駆動電圧がハイ電圧レベルであるためオン動作状態である。なお、図２において、スイッチ１０２は、期間ＴOFFの間、オフ動作している。図２の時点Ｔ0において、コイル１０８は、蓄積している励磁エネルギーを、コンデンサー１１０へ放出している。次に、駆動制御部１１２は、時点Ｔ1からゲート駆動電圧の立ち下がりを開始させてスイッチ１０４をオフ動作に制御する。実際には、時点Ｔ1で立ち下がりが始まったゲート駆動電圧の電圧レベルが、閾値電圧Ｖthを下回った時点Ｔ2で、スイッチ１０４はオン動作からオフ動作へターンオフする。ここで、スイッチ１０４は、オンからオフへ遷移する際、駆動制御部１１２からのゲート駆動電圧の電圧レベルが規定の閾値電圧Ｖthを下回ることになる時点Ｔ2まで、電流を流し続けようとする。また、駆動制御部１１２からのゲート駆動電圧の電圧レベルが閾値電圧Ｖthを下回った時点Ｔ2で、寄生ダイオード１０６には、環流電流が流れる。又はゲート駆動電圧の低下でスイッチ１０４のオン抵抗値が大きくなり、環流電流との積算値であるドレインとソース間の電圧がダイオード１０６の順方向電圧ＶFを超えた時点Ｔ3で、ダイオード１０６には環流電流が流れる。次に、スイッチ１０２とスイッチ１０４が同時にオン状態へ遷移して貫通電流が流れてしまうのを防止している期間（以下貫通電流防止時間ＤＴとする）が終わり、駆動制御部１１２が時点Ｔ3でスイッチ１０２をオン制御する。なお図２において、貫通電流防止期間ＤＴは、スイッチ１０２及び１０４のゲート駆動電圧が共にハイ電圧レベルであった後、スイッチ１０４のゲート駆動電圧の立ち下がり時点から、スイッチ１０２のゲート駆動電圧の立ち下がり時点までの間の期間で表されている。より詳細に説明すると、スイッチ１０２は、駆動制御部１１２からのゲート駆動電圧の電圧レベルが閾値電圧Ｖthを下回った時点Ｔ3でオン動作に切り換わる。この時点Ｔ3のタイミングで、電池１００からスイッチ１０２を通して電流が流れはじめ、時点Ｔ3から時点Ｔ4において、その電流は寄生ダイオード１０６の環流電流をキャンセルするようにして該ダイオード１０６に流れ込む。このとき、寄生ダイオード１０６の電流がゼロになっても、ＰＮ接合ダイオードのリカバリー特性により、順方向の環流電流によって蓄積されたキャリアが消滅するまで、逆方向にリカバリー電流が流れる。このリカバリー電流は、電池１００、スイッチ１０２、スイッチ１０４で構成されるループに流れる短絡電流なので、ループ内の配線に寄生する全てのインダクタにリカバリー電流のエネルギーが蓄積される。ここで、蓄積されるエネルギーＵは次式（１）の通りとなる。なお、式（１）中のＬPは寄生インダクタの総計値、ＩRPは寄生ダイオード１０６のリカバリー電流のピーク値である。

Ｕ＝１／２・ＬP・ＩRP² （１）

そして、その蓄積されたエネルギーＵは、寄生ダイオード１０６の逆方向回復時間後に解放される。ただし、回路内では、リカバリー電流（IRとする）が回復する際の急峻な単位時間当たりの電流変化ｄIR／ｄｔに伴って、寄生インダクタと寄生容量によるＬＣ共振が起きる。その結果、スイッチノードに高周波のリンギングノイズが重畳される。ここで、重畳するリンギングノイズの共振周波数は次式（２）の通りとなる。なお、式（２）中のＬPは寄生インダクタの総計値、ＣPは寄生キャパシタの総計値である。

ｆ＝１／（２π√（ＬP・ＣP））（２）

本実施形態では、寄生ダイオード１０６に蓄積されたキャリアが消滅するまでに流れるリカバリー電流のピーク値を下げるため、貫通電流防止時間ＤＴ中に流れる寄生ダイオード１０６の順方向電流を少なくする。具体的には、駆動制御部１１２は、貫通電流防止期間ＤＴ中に、スイッチ１０４のＢＧ電位をグランド電位側からスイッチノード電位Ｖｓｗ側になるようにＢＧ切替部１２０を制御する。

ここで、貫通電流防止期間ＤＴ中で寄生ダイオード１０６に環流電流が流れている状態において、駆動制御部１１２がＢＧ切替部１２０を制御し、所定の設定期間のみ、ＢＧ電位をグランド電位側からスイッチノード電位Ｖｓｗ側へ切り替えたとする。図２の例と同様に示す図３には、ＢＧ切替部１２０が、切替端子Ｇ又は切替端子Ｓの何れかを共通端子Ｂと接続する際の切替動作のタイミング例も示している。この図３の切替動作において、図中の「Ｇ」は共通端子Ｂと切替端子Ｇが接続されてそれが維持されている状態を表し、図中の「Ｓ」は共通端子Ｂに切替端子Ｓが接続されてそれが維持されている状態を表している。また、この図３の例において、ＢＧ電位が前記グランド電位側からスイッチノード電位Ｖｓｗ側へ切り替えらた状態が維持される前記所定の設定時間は、前記貫通電流防止期間ＤＴ中の時点Ｔ21から時点Ｔ22で示される期間であったとする。前記時点Ｔ21より前のＢＧ電位と、時点Ｔ22より後のＢＧ電位は、ともにグランド電位となされている。なお、スイッチ１０２のターンオンは、ＢＧ電位がグランド電位に切り替わった後に制御される。これによりスイッチ１０２からの貫通電流は流れないようになされている。

このように、貫通電流防止期間ＤＴ中にスイッチ１０４のＢＧ電位がグランド電位側からスイッチノード電位Ｖｓｗ側へ切り替わって寄生ダイオード１０６の向きが切り替えられると、順方向電流が少なくなってキャリアの蓄積が制限されることになる。その結果、寄生インダクタに蓄積されるエネルギーは低減され、スイッチング動作時のリンギングノイズは抑制されることになる。ただし、貫通電流防止期間ＤＴ中に寄生ダイオード１０６の向きが切り替わると、コイル１０８に蓄積された励磁エネルギーは放出されないことになる。この場合、電源効率の低下だけでなく、図３中の時点Ｔ21から時点Ｔ22で示される期間において、スイッチノード電位Ｖｓｗが跳ね上がり、スイッチ素子や電源ＩＣ（不図示）が破壊してしまう虞がある。また、寄生ダイオード１０６に蓄積されるキャリアは順方向電流の大きさによって異なってくる。従って貫通電流防止期間ＤＴ中に寄生ダイオードの向きを切り替えた事でスイッチノード電位Ｖｓｗが跳ね上がっても素子等が耐圧破壊せず、且つスイッチング動作時のリンギングノイズを抑制できる、最適な所定の設定期間は負荷により異なってくる。以下本実施形態において、貫通電流防止期間ＤＴ中で寄生ダイオード１０６の向きを切り替える際の前記最適な所定の設定期間を、ＢＧ切替期間と表記する。

このため、電源装置１０は、後述する電子機器の駆動モードに応じて、貫通電流防止期間ＤＴ中に寄生ダイオード１０６の向きを切り替える最適な設定期間（ＢＧ切替期間）を、図４に示す所定の設定テーブルＬＵＴ１から選択して可変制御できる構成となっている。ここで、設定テーブルＬＵＴ１は、電子機器の複数の駆動モードＭ１〜Ｍ５と複数のＢＧ切替期間（０〜４ｎｓｅｃ）の設定値とが対応付けられて記憶部１１４に格納されている。そして、駆動制御部１１２は、電子機器の駆動モードに応じたＢＧ切替期間の設定値を、記憶部１１４から読み出し、そのＢＧ切替期間の設定値によりＢＧ切替部１２０を制御可能となされている。具体的には、駆動制御部１１２は、電子機器を制御する不図示のＣＰＵとの間で、通信部１１６を介して通信し、その電子機器の駆動モードを認識する。次に、駆動制御部１１２は、電子機器の駆動モードに応じて、記憶部１１４に格納されている設定テーブルＬＵＴ１からＢＧ切替期間の設定値を選択する。そして、駆動制御部１１２は、設定テーブルＬＵＴ１から読み出された設定値で示されるＢＧ切替期間により、ＢＧ切替部１２０を切替制御する。例えば、電子機器の駆動モードが設定テーブルＬＵＴ１の駆動モードＭ１であった場合、ＢＧ切替期間は初期設定値（０ｎｓｅｃ）になる。即ち図４の設定テーブルＬＵＴ１の場合、ＢＧ切替期間の初期設定値は０ｎｓｅｃであるため、ＢＧ切替部１２０の動作は、ＢＧ電位がグランド電位に固定されたＢＧ接地固定動作となる。このため、このときの電源装置１０での制御は、スイッチング動作時のリンギングノイズ抑制よりも、スイッチング動作時の電源効率を優先した制御になる。また例えば、電子機器の駆動モードが駆動モードＭ５に変更されると、駆動制御部１１２は、通信部１１６を介してその駆動モードを認識する。そして、駆動制御部１１２は、設定テーブルＬＵＴ１から駆動モードＭ５に対応したＢＧ切替期間の設定値を選択し、その設定値でＢＧ切替部１２０を制御する。なお、図４の設定テーブルＬＵＴ１の場合、駆動モードＭ５の時のＢＧ切替期間は４ｎｓｅｃとなっている。これにより、スイッチ１０４は、ＢＧ電位をスイッチノード電位Ｖｓｗに固定する（維持する）期間が４ｎｓｅｃとなってスイッチング動作することになる。即ちこの場合、電源装置１０の制御は、スイッチング動作時の電源効率よりも、スイッチング動作時のリンギングノイズ抑制を優先した制御となる。ここで、本実施形態において、駆動モードＭ５のためのＢＧ切替期間は、当該駆動モードＭ５での負荷においてスイッチノード電位Ｖｓｗの跳ね上がりを鑑みた期間として設定されている。このため、この駆動モードＭ５用に設定されたＢＧ切替期間での動作制御がなされている場合には、コイル１０８に蓄積された励磁エネルギーの放出が貫通電流防止期間ＤＴ中に出来ずに、スイッチ素子や電源ＩＣ（不図示）等が破壊されてしまうようなことはない。なお本実施形態では、設定テーブルＬＵＴ１が、ＢＧ電位をスイッチノード電位Ｖｓｗ側に固定する期間を持つ例を挙げているが、例えばＢＧ電位がグランド電位からスイッチノード電位Ｖｓｗ側へ切り替わるまでの期間を持たせても良い。即ち例えば、当該期間の開始時点から続くグランド電位をスイッチノード電位Ｖｓｗ側へ切り替える切替時点までの期間を設定テーブルＬＵＴ１に持たせる。またこの場合、例えば、前記切替時点から続いたスイッチノード電位Ｖｓｗ側をグランド電位側へ戻す復帰ポイントについても設定テーブルＬＵＴ１に持たせることができる。なお、この例においても、ＢＧ電位がスイッチノード電位Ｖｓｗ側へ切り替えられた状態が維持されるＢＧ切替期間は、貫通電流防止期間ＤＴ中であればどこに設けても構わない。

上述した第１の実施形態の電源装置１０とその制御方法を用いれば、電子機器の駆動モードに応じて、スイッチング動作時のリンギングノイズ低減を優先する駆動制御と、スイッチング動作時の電源効率を優先する駆動制御を自動的に可変制御できる。

＜第２の実施形態＞
図５は、本発明の第２の実施形態における電源装置１０の構成ブロック図を示している。以下に第２の実施形態の電源装置１０の具体的な動作を図５の構成を用いて説明する。なお、図１の例と同じ動作をする構成要素の説明については省略する。

図５において、電流検出部１１８は、スイッチ１０４に流れる電流（電流値）を検出するための計装アンプ等で、スイッチ１０４のオン抵抗値とスイッチ１０４に流れる電流の積算値とから得られる電圧値を、増幅して出力する。なお、本実施形態の場合、駆動制御部１１２は、電流検出部１１８をその内部に含んだ構成であってもよい。この電流検出部１１８の出力は、駆動制御部１１２の図示しないＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）コンバータ等に入力される。この第２の実施形態では、駆動制御部１１２は、電流検出部１１８からの出力値（Ａ／Ｄ変換値）に応じて、貫通電流防止期間ＤＴ中におけるＢＧ切替期間を、図４と同様の設定テーブルＬＵＴ１から選択して可変制御できる。ただし、第２の実施形態の場合、設定テーブルＬＵＴ１は、ＢＧ切替期間の設定値が、所定の閾値で分類されたものである。具体的に説明すると、第２の実施形態の場合の設定テーブルＬＵＴ１は、電流検出部１１８の出力値（Ａ／Ｄ変換値）を駆動モードＭ１〜Ｍ５に各々対応した閾値毎に分類した値と、異なるＢＧ切替期間の設定値とが対応付けられている。従って、第２の実施形態の場合、駆動制御部１１２は、電流検出部１１８からの出力値（Ａ／Ｄ変換値）を受け取り、その値に応じたＢＧ切替期間の設定値を、記憶部１１４に格納されている設定テーブルＬＵＴ１から選択する。そして、駆動制御部１１２は、そのＢＧ切替期間の設定値より、ＢＧ切替部１２０を制御する。例えば、電流検出部１１８からの出力値が、設定テーブルＬＵＴ１内の駆動モードＭ１用に設定された範囲内の値（駆動モードＭ２〜Ｍ５用の設定値よりも小さい値）の場合、駆動制御部１１２は、駆動モードＭ１に対応したＢＧ切替期間の設定値を選択する。この場合、ＢＧ切替期間は、駆動モードＭ１の初期設定値である０ｎｓｅｃとなるため、スイッチ１０４のＢＧ電位はグランド電位のままとなる。また例えば電流検出部１１８からの出力値が、設定テーブルＬＵＴ１内の駆動モードＭ５用に設定された範囲内の値（駆動モードＭ１〜Ｍ４用の設定値より大きい値）である場合、駆動制御部１１２は、駆動モードＭ５に対応したＢＧ切替期間の設定値を選択する。この場合、ＢＧ切替期間は、駆動モードＭ５の設定値である４ｎｓｅｃとなり、スイッチのＢＧ電位は当該４ｎｓｅｃのＢＧ切替期間だけスイッチノード電位Ｖｓｗとなる。電流検出部１１８の出力値は電子機器の駆動モード及びその駆動モードでの負荷に応じた値となるため、本実施形態の電源装置は、電子機器の駆動モードと負荷に応じた最適なＢＧ切替期間が選択されることになる。

なお、第２の実施形態では、電流検出部１１８の出力値をＡ／Ｄ変換した値により設定テーブルＬＵＴ１からＢＧ切替期間を選択する例を挙げたが、電流検出部１１８の出力値を例えばコンパレータ等で所定の閾値と比較する手法を用いても構わない。この場合、コンパレータは、例えば設定テーブルＬＵＴ１の駆動モードＭ１〜Ｍ５に各々対応した閾値が設定されたコンパレータを用いることができる。また他の例として、駆動制御部１１２は、スイッチング周期毎のスイッチ１０４に流れる電流で、ＢＧ切替期間を選択してもよい。また、駆動制御部１１２は、スイッチング周期よりも低い周波数でスイッチ１０４に流れる電流をサンプリングした所定時間での平均電流により、ＢＧ切替期間を選択してよい。

上述した第２の実施形態の電源装置１０によれば、電子機器の駆動モードに応じて、スイッチング動作時のリンギングノイズ低減を優先する駆動制御と、スイッチング動作時の電源効率を優先する駆動制御を、自動的に可変制御できる。

次に、電子機器の駆動モードと、所定の設定テーブルについて以下に具体的に説明する。電子機器は、駆動モード毎に負荷が異なり、電子機器が例えばデジタルカメラである場合、例えば画像再生モードや無線通信モード、省電力駆動モードなどは、それら以外の駆動モードと比較すると負荷が軽い。このため、例えば負荷が軽い（小さい）駆動モードの場合、寄生ダイオード１０６に流れる順方向電流は少なくなり、また、配線ループの寄生インダクタに蓄積されるエネルギーが小さく、スイッチング動作時のリンギングノイズは小さい。一方、例えば動画撮影モードや連続撮影モードなどは、他の駆動モードと比較すると負荷が重い（大きい）。そのため、それら負荷が重い駆動モードの場合、寄生ダイオード１０６に流れる順方向電流は多くなり、また、配線ループの寄生インダクタに蓄積されるエネルギーが大きく、スイッチング動作時のリンギングノイズは大きい。よって、例えば負荷が重い駆動モードの場合、駆動制御部１１２は、前記ＢＧ切替期間を長くするような制御を行う。つまり、負荷が軽い駆動モードの場合、駆動制御部１１２は、スイッチング動作時のリンギングノイズを許容してスイッチング動作時の電源効率を優先する制御となる設定を選択する。一方、負荷の重い駆動モードの場合、駆動制御部１１２は、スイッチング動作時の電源効率の低下を許容して、リンギングノイズ低減を優先する制御とする設定を選択する。

もちろん、駆動制御部１１２は、負荷の大きさのみで設定を選択するのみに限らず、遷移損失低減と組み合わせてもよい。例えば、静止画撮影モード等において、負荷が重くてもスイッチング動作時のリンギングノイズの影響が許容範囲内であれば、駆動制御部１１２は、スイッチング動作時の電源効率を優先する制御を行う設定を選択しても良い。

これにより、本実施形態の電源装置１０は、例えばデジタルカメラで使用する電池の消費を減らし、電池の持ちを良くする事ができる。また電源装置１０は、静止画撮影モード等で平均的に負荷が軽くても過渡的に負荷が大きくなって、それによるスイッチング動作時のリンギングノイズの影響が許容できなければ、スイッチング動作時のリンギングノイズ低減を優先する制御を選択できる。これにより、電源装置１０は、デジタルカメラ等の電子機器の筺体から空間を伝搬するノイズ放射を低減する事が出来る。

また、電源装置１０は、電子機器の駆動モードやスイッチ１０４に流れる電流のみでＢＧ切替期間を選択せず、所定の駆動モードの時には、選択する設定値を固定しても構わない。また、選択できる設定値は、制限がかけられていてもよい。具体的には、駆動制御部１１２は、通信部１１６を介して電子機器の駆動モードを認識し、電子機器が所定の駆動モードである場合、設定値を例えば駆動モードＭ１に固定、若しくは、駆動モードＭ４と駆動モードＭ５を選択しないよう制限をしてもよい。

以上述べたように、第１、第２の実施形態で説明した電源装置１０は、電子機器の負荷の状態や駆動モードに応じて、スイッチ素子のリンギングノイズ低減を優先する制御と、スイッチ素子の電源効率を優先する制御を、自動的に可変制御する事ができる。

なお、上述の実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。即ち、本発明は、その技術思想、又はその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。

１０電源装置（ＤＣＤＣコンバータ）、１００電池、１０２スイッチ、１０４スイッチ、１０６スイッチ、１０４寄生ダイオード、１０８コイル、１１０コンデンサー、１１２駆動制御部、１１４記憶部、１１６通信部、１２０ＢＧ切替部

Claims

駆動電力の電力源となる電池と、
前記電池の出力に接続された第１のＦＥＴ素子と、
前記第１のＦＥＴ素子の出力に接続された第２のＦＥＴ素子と、
前記第２のＦＥＴ素子のバックゲート電位を、グランド電位と、前記第１のＦＥＴ素子と前記第２のＦＥＴ素子との間の接続点の電位とに、切替選択するための切替部と、
前記切替部の切替選択を制御することにより、前記切替部が前記バックゲート電位を前記グランド電位と前記接続点の電位の何れかに切り替えた状態を維持する時間を可変制御する制御部とを有することを特徴とする電源装置。
前記制御部は、前記切替部が前記第２のＦＥＴ素子の前記バックゲート電位を前記接続点の電位に切り替えた状態を維持する時間を可変制御することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
前記第１のＦＥＴ素子はＰ型のＦＥＴ素子であり、
前記第２のＦＥＴ素子はＮ型のＦＥＴ素子であり、
前記制御部は、前記第１のＦＥＴ素子のゲート駆動電圧と前記第２のＦＥＴ素子のゲート駆動電圧が共にハイ電圧レベルであった後、前記第２のＦＥＴ素子のゲート駆動電圧がハイ電圧レベルからロー電圧レベルへ切り替えられる立ち下がりの時点から、前記第１のＦＥＴ素子のゲート駆動電圧がハイ電圧レベルからロー電圧レベルへ切り替えられる立ち下がりの時点までの間の所定の期間の内で、前記第２のＦＥＴ素子の前記バックゲート電位を前記接続点の電位に切り替えた状態を維持する時間を可変制御することを特徴とする請求項２記載の電源装置。
前記制御部は、前記切替部が前記切り替え状態を維持する時間を、前記第２のＦＥＴ素子を流れる電流値に応じて可変制御することを特徴とする請求項１乃至請求項３のうち何れか１項に記載の電源装置。
前記駆動電力は、複数の駆動モードの中から選ばれた駆動モードで動作する電子機器へ供給され、
前記制御部は、前記切替部が前記切り替え状態を維持する時間を、前記電子機器の駆動モードと、負荷との、少なくとも一つに応じて、可変制御することを特徴とする請求項１乃至請求項４のうち何れか１項に記載の電源装置。
前記制御部は、前記負荷が大きくなるときには前記切替部にて前記バックゲート電位を前記接続点の電位に切り替えた状態を維持する時間を長く制御し、前記負荷が小さくなるときには前記切替部にて前記バックゲート電位を前記接続点の電位に切り替えた状態を維持する時間を短く制御することを特徴とする請求項５記載の電源装置。
前記制御部は、前記切替部での前記切り替え状態を維持する時間を設定するための所定の設定時間の値を格納する記憶部を有し、当該記憶部から出力した設定時間の値により前記切り替え状態を維持する時間を制御することを特徴とする請求項１乃至請求項６のうち何れか１項に記載の電源装置。
駆動電力の電力源となる電池と、
前記電池の出力に接続された第１のＦＥＴ素子と、
前記第１のＦＥＴ素子の出力に接続された第２のＦＥＴ素子と、
前記第２のＦＥＴ素子のバックゲート電位を、グランド電位と、前記第１のＦＥＴ素子と前記第２のＦＥＴ素子との間の接続点の電位とに、切替選択するための切替部と、
前記切替部の切替選択を制御する制御部とを有する電源装置の制御方法であって、
前記制御部が、前記切替部が前記バックゲート電位を前記グランド電位と前記接続点の電位の何れかに切り替えた状態を維持する時間を可変制御することを特徴とする電源装置の制御方法。