JP2015177609A - 電圧変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】コンバータの昇圧動作を停止することなく、バッテリ電圧センサおよびコンバータ入力電圧センサの異常を切り分ける。
【解決手段】電圧変換装置は、バッテリと、コンバータと、バッテリ電圧センサと、コンバータの入力電圧ＶＬを検出する電圧センサと、リアクトル電流を検出する電流センサと、制御装置とを備える。制御装置は、コンバータの昇圧動作を停止することなく、リアクトル電流に基づいて算出されたＶＬ推定値と、コンバータの入力電圧ＶＬと、バッテリ電圧ＶＢとに基づき、バッテリ電圧センサまたは入力電圧センサの異常を判定する。
【選択図】図５

Description

本発明は、バッテリから供給される電圧を昇圧して負荷に供給することができる電圧変換装置に関する。

従来、バッテリ電圧を昇圧回路で昇圧して負荷（例えばモータ等）に供給する負荷駆動装置が知られている。このような負荷駆動装置は、例えば、ハイブリッド自動車、電気自動車（燃料電池車を含む）等の電動車両に搭載される。

これに関連して、特許文献１には、バッテリ、昇圧回路、バッテリ電圧を検出するバッテリ電圧センサ、昇圧回路の入力電圧を検出する入力電圧センサ、および、昇圧回路の出力電圧を検出する出力電圧センサを含む負荷駆動回路において、上記各センサにより検出される３つの電圧値を比較して、どの電圧センサが異常であるかを特定することが記載されている。

特開２００６−２８８１６３号公報

上記特許文献１の技術では、昇圧回路による昇圧動作を停止させることで、上記３つの電圧値が理想的には等しくなることを利用して、各センサにより検出された電圧値同士の差分に基づいて各センサの異常を判定している。

しかしながら、上記特許文献１の技術では、各電圧センサの異常を切り分ける判定を行う際に、昇圧回路の昇圧動作を停止させる必要がある。そのため、昇圧回路の出力電圧を受けて駆動されている負荷が、センサ異常判定のための昇圧動作停止によって、動力性能が低下するという課題がある。

本発明の目的は、昇圧回路の昇圧動作を停止することなく、バッテリ電圧センサおよび昇圧回路の入力電圧センサの異常を切り分けることができる電圧変換装置を提供することである。

本発明に係る電圧変換装置は、バッテリと、前記バッテリから入力される電圧を昇圧可能な昇圧回路と、バッテリ電圧を検出するバッテリ電圧センサと、前記昇圧回路の入力電圧を検出する入力電圧センサと、前記昇圧回路の入力電流を検出する入力電流センサと、前記各センサから検出値が入力されるとともに前記昇圧回路の昇圧動作を制御する制御装置と、を備える電圧変換装置であって、前記制御装置は、前記昇圧回路の昇圧動作を停止することなく、前記昇圧回路の入力電流に基づいて算出された入力電圧推定値と、前記昇圧回路の入力電圧と、前記バッテリ電圧とに基づき、前記バッテリ電圧センサまたは前記入力電圧センサの異常を判定するものである。

本発明に係る電圧変換装置において、前記入力電圧推定値に対する前記入力電圧センサの検出値および前記バッテリ電圧センサの検出値の各差分を絶対値で比較し、差分が大きい方の電圧センサが異常であると判定するのが好ましい。

また、本発明に係る電圧変換装置において、前記バッテリ電圧センサおよび前記入力電圧センサのうち、異常と判定された一方の電圧センサに代えて、他方の電圧センサの検出値を用いて制御を継続するのが好ましい。

本発明に係る電圧変換装置によれば、バッテリ電圧センサおよび昇圧回路の入力電圧センサの異常判定に際に昇圧回路の昇圧動作を停止しないので、負荷への供給電力が不足することがない。したがって、負荷の動力性能に影響を与えずに、バッテリ電圧センサおよび入力電圧センサの異常を切り分けることができる。

本発明の一実施形態である電圧変換装置を含むモータ駆動装置の全体概略構成を示す図である。 コンバータが上アームオン時の電流の流れを示す図である。 コンバータが下アームオン時の電流の流れを示す図である。 制御装置の、コンバータの制御に関する部分の機能ブロック図である。 制御装置の処理手順を示すフローチャートである。 制御装置の別の処理手順を示すフローチャートである。 図６におけるバッテリ電圧推定値の算出の仕方を説明するための図である。

以下に、本発明に係る実施形態について添付図面を参照しながら詳細に説明する。この説明において、具体的な形状、材料、数値、方向等は、本発明の理解を容易にするための例示であって、用途、目的、仕様等にあわせて適宜変更することができる。また、以下において複数の実施形態や変形例などが含まれる場合、それらの特徴部分を適宜に組み合わせて用いることは当初から想定されている。

図１は、本発明の一実施形態である電圧変換装置１０が適用されるモータ駆動装置１００の回路図である。図１に示すように、モータ駆動装置１００は、直流電源であるバッテリＢと、コンバータ（昇圧回路）２０と、インバータ３０と、正極線１２ａ，１２ｂと、負極線１４と、電流センサ１３，１９と、電圧センサ１６，１８，２２と、フィルタコンデンサＣ１と、平滑コンデンサＣ２と、制御装置５０とを備える。このうち、本実施形態の電圧変換装置１０は、直流電源であるバッテリＢ、正極線１２ａ、負極線１４、電流センサ１３，１９、電圧センサ１６，１８、コンバータ２０、フィルタコンデンサＣ１、および、制御装置５０を含んで構成される。

モータ駆動装置１００は、ハイブリッド自動車や電気自動車（燃料電池自動車を含む）などの電動車両に搭載される。そして、モータＭは、図示されない駆動輪に機械的に連結され、車両を駆動するためのトルクを発生する。あるいは、モータＭは、図示されないエンジンに機械的に連結され、エンジンの動力を用いて発電する発電機として動作し、かつ、エンジンの始動を行なう電動機としてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

バッテリＢは、再充電可能な蓄電装置であり、例えばニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池である。なお、バッテリＢとして、二次電池に代えて大容量のキャパシタを用いてもよい。

バッテリＢの正極端子には正極線１２ａが接続され、バッテリＢの負極端子には負極線１４が接続されている。そして、正極線１２ａにはシステムメインリレーＳＭＲ１が、負極線１４にはシステムメインリレーＳＭＲ２が設けられている。各リレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２は、制御装置５０からの信号を受けてオンオフ制御される。

電圧センサ１６は、バッテリＢの端子間電圧を検出するセンサである。電圧センサ１６によって検出されたバッテリ電圧ＶＢは制御装置５０へ出力される。以下において、電圧センサ１６を適宜にＶＢセンサという。

電流センサ１３は、バッテリＢの正極端子に接続される正極線１２ａに設けられている。電流センサ１３は、バッテリＢに出入りする電流を検出するセンサである。電流センサ１３によって検出されたバッテリ電流ＩＢは、制御装置５０へ出力される。以下において、電流センサ１３を適宜にＩＢセンサという。

コンバータ２０は、リアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。リアクトルＬ１の一方端は、バッテリＢの正極端子に接続される正極線１２ａに接続され、他方端は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との中間点に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、正極線１２ｂと負極線１４との間に直列に接続される。そして、スイッチング素子Ｑ１のコレクタは正極線１２ｂに接続され、スイッチング素子Ｑ２のエミッタは負極線１４に接続される。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続される。

コンバータ２０は、制御装置５０からの信号に基づいて、正極線１２ｂおよび負極線１４間の電圧をバッテリ電圧ＶＢ以上の電圧に昇圧する。コンバータ２０の信号には、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティを制御するためのゲート信号Ｓ１と、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティを制御するためのゲート信号Ｓ２とが含まれる。ゲート信号Ｓ１，Ｓ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が互いに逆の状態（すなわち、Ｑ１オンのときはＱ２オフ、Ｑ１オフのときはＱ２オン）となるように関連付けられている。

電流センサ（入力電流センサ）１９は、コンバータ２０のリアクトルＬ１に入力されるリアクトル電流ＩＬを検出し、その検出値を制御装置５０へ出力する。電流センサ１９は、バッテリＢからリアクトルＬ１へ流れる電流を正値として検出し、リアクトルＬ１からバッテリＢへ流れる電流を負値として検出する。以下において、電流センサ１９を適宜にＩＬセンサという。

フィルタコンデンサＣ１は、正極線１２ａと負極線１４との間に接続される。電圧センサ１８は、フィルタコンデンサＣ１の両端の電圧ＶＬをコンバータ２０の入力電圧として検出し、その検出値を制御装置５０へ出力する。以下において、電圧センサ１８を適宜にＶＬセンサという。

平滑コンデンサＣ２は、正極線１２ｂと負極線１４との間に接続される。平滑コンデンサＣ２は、コンバータ２０からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ３０へ供給する。電圧センサ２２は、平滑コンデンサＣ２の両端の電圧ＶＨをコンバータ２０の出力電圧として検出し、その検出値を制御装置へ出力する。以下において、電圧センサ２２を適宜にＶＨセンサという。

インバータ３０は、Ｕ相アーム３２と、Ｖ相アーム３４と、Ｗ相アーム３６とを含む。Ｕ相アーム３２、Ｖ相アーム３４およびＷ相アーム３６は、正極線１２ｂと負極線１４との間に並列に接続される。Ｕ相アーム３２は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を含む。Ｖ相アーム３４は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を含む。Ｗ相アーム３６は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８を含む。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続される。そして、各相アームの中間点は、モータＭの各相コイルにそれぞれ接続されている。

インバータ３０は、制御装置５０からの信号Ｓ３〜Ｓ８に基づいて、正極線１２ｂおよび負極線１４から供給される直流電力を三相交流に変換してモータＭへ出力し、モータＭを駆動する。これにより、モータＭは、トルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ３０は、モータ駆動装置１００が搭載された電動車両の制動時、モータＭにより発電された三相交流電力を制御装置５０からの信号に基づいて直流に変換し、コンバータ２０側の正極線１２ｂおよび負極線１４へ出力する。

制御装置５０は、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ：Electronic Control Unit）により構成される。制御装置５０は、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、所定の演算処理を実行するように構成される。あるいは、ＥＣＵの少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。

制御装置５０は、パルス幅変調法を用いて、コンバータ２０を駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号Ｓ１，Ｓ２としてコンバータ２０へ出力する。

また、制御装置５０は、図示されない外部のＥＣＵから受けるモータＭのトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、モータＭを駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号Ｓ３〜Ｓ８としてインバータ３０へ出力する。

図２は、コンバータ２０のスイッチング素子Ｑ１がオン状態のとき、すなわち上アームオン時の（正の）電流ＩＬの流れを示す。この場合、図２に示すように、電流ＩＬがダイオードＤ１を流れる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と負極線１４との間の電圧をＶｍ、リアクトルＬ１のインダクタンス値をＬ、電流ＩＬの傾き（単位時間当たりの変化率）をｄＩＬ／ｄｔとすると、この状態での電圧方程式は、下記の式（１）となる。

ＶＬ−Ｌ（ｄＩＬ／ｄｔ）−Ｖｍ＝０ ・・・（１）
平滑コンデンサＣ２の両端の電圧をＶＨとすると、電流ＩＬがダイオードＤ１を流れている間は電圧Ｖｍ＝ＶＨとなるため、これを式（１）に代入して変形すると下記の式（２）となり、さらに式（２）を変形すると式（３）となる。

ＶＬ−Ｌ（ｄＩＬ／ｄｔ）−ＶＨ＝０ ・・・（２）
ｄＩＬ／ｄｔ＝（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌ ・・・（３）
この式（３）より、電流ＩＬが正の場合、スイッチング素子Ｑ１のオン時は、電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔが（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌとなることが分かる。通常、ＶＬ＜ＶＨであるので電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔは負である。

図３は、コンバータ２０のスイッチング素子Ｑ２がオン状態のとき、すなわち下アームオン時の（正の）電流ＩＬの流れを示す。この場合、図３に示すように、電流ＩＬがスイッチング素子Ｑ２を流れる。この状態での電圧方程式は、下記の式（４）となる。

ＶＬ−Ｌ（ｄＩＬ／ｄｔ）−Ｖｍ＝０ ・・・（４）
式（４）そのものは上記の式（１）と同じであるが、電流ＩＬがスイッチング素子Ｑ２を流れている間は、電圧Ｖｍは、ＶＨではなく０となるため、これを式（４）に代入して変形すると下記の式（５）となり、さらに式（５）を変形すると式（６）となる。

ＶＬ−Ｌ（ｄＩＬ／ｄｔ）−０＝０ ・・・（５）
ｄＩＬ／ｄｔ＝ＶＬ／Ｌ ・・・（６）
この式（６）より、電流ＩＬが正の場合、スイッチング素子Ｑ２のオン時は、電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔがＶＬ／Ｌとなることが分かる。通常、ＶＬ＞０であるので電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔは正である。

このように、電流ＩＬが正の場合、スイッチング素子Ｑ１のオン時の電流ＩＬは傾き（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌで減少し、スイッチング素子Ｑ２のオン時の電流ＩＬは傾きｄＩＬ／ｄｔがＶＬ／Ｌで増加するようになっている。

次に、図４を参照して、コンバータ２０における昇圧動作の制御について説明する。図４は、制御装置５０の、コンバータ２０の制御に関する部分の機能ブロック図である。図４に示すように、制御装置５０は、電圧指令生成部５２と、減算部５４，５８と、電圧制御演算部５６と、電流制御演算部６０と、駆動信号生成部６２と、キャリア生成部６４とを含む。

電圧指令生成部５２は、コンバータ２０の出力電圧である電圧ＶＨの目標値を示す電圧指令値ＶＲを生成する。例えば、電圧指令生成部５２は、モータＭのトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮから算出されるモータＭのパワーに基づいて電圧指令値ＶＲを生成する。

減算部５４は、ＶＨセンサ２２から入力された電圧ＶＨの検出値を電圧指令値ＶＲから減算し、その演算結果を電圧制御演算部５６へ出力する。

電圧制御演算部５６は、電圧ＶＬの検出値と、電圧指令値ＶＲから電圧ＶＨの検出値を減算した値とを用いて、電圧ＶＨを電圧指令値ＶＲに一致させるための制御演算（例えば比例積分制御）を実行する。そして、電圧制御演算部５６は、算出された制御量を電流指令値ＩＲとして出力する。

減算部５８は、電圧制御演算部５６から出力される電流指令値ＩＲから電流ＩＬの検出値を減算し、その演算結果を電流制御演算部６０へ出力する。

電流制御演算部６０は、電流指令値ＩＲからＩＬセンサ１９による電流ＩＬの検出値を減算した値を減算部５８から受け、電流ＩＬを電流指令値ＩＲに一致させるための制御演算（例えば比例積分制御）を実行する。そして、電流制御演算部６０は、算出された制御量をデューティ指令値ｄとして駆動信号生成部６２へ出力する。ここで、デューティ指令値ｄ＝ＶＬ／ＶＨで表すことができる。

キャリア生成部６４は、後述する駆動信号生成部６２においてＰＷＭ信号Ｓ１，Ｓ２を生成するための、三角波から成るキャリア信号ＣＲを生成し、その生成したキャリア信号を駆動信号生成部６２へ出力する。

駆動信号生成部６２は、電流制御演算部６０から受けるデューティ指令値ｄを、キャリア生成部６４から受けるキャリア信号ＣＲと大小比較し、その比較結果に応じてゲート信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。例えば、駆動信号生成部６２は、キャリア信号ＣＲがデューティ指令値ｄよりも小さい場合にゲート信号Ｓ１をオン（かつゲート信号Ｓ２をオフ）とし、そうでない場合にゲート信号Ｓ２をオン（かつゲート信号Ｓ１をオフ）とする。

この制御装置５０においては、電圧ＶＨを電圧指令値ＶＲに一致させるための制御演算が電圧制御演算部５６により実行される（電圧制御）。そして、電圧制御演算部５６の制御出力を電流ＩＬの電流指令値ＩＲとして、電流ＩＬを電流指令値ＩＲに一致させるための制御演算が電流制御演算部６０により実行される（電流制御）。このように、電圧ＶＨおよび電流ＩＬについてのフィードバック制御が実行されることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各オン時間の間に設定されるデッドタイム等に起因する電圧ＶＨの変動を抑制できる。

なお、減算部５４、電圧制御演算部５６、減算部５８および電流制御演算部６０は、電圧ＶＨを電圧指令値ＶＲに一致させるためのメインループ６８を形成し、減算部５８および電流制御演算部６０は、電流ＩＬを電流指令値ＩＲに一致させるためのマイナーループ７０を形成する。

上記のような電圧変換装置１０を含むモータ駆動装置１００が正常に動作するには、各種センサによって電圧値や電流値が精度よく検出される必要がある。そのために、制御装置５０は、各種センサの異常を監視し、異常が検出された場合には適切な措置を講じてフェールセーフモードに移行する必要がある。

ここで、電圧変換装置１０に含まれるＶＬセンサ１８に異常が生じた場合には、上述したコンバータ２０の昇圧制御を実行できなくなる。また、電圧変換装置１０に含まれるＶＢセンサ１６に異常が生じた場合、バッテリＢの状態を監視できなくなる。本実施形態の電圧変換装置１０では、ＶＬセンサ１８およびＶＢセンサ１６の両方が正常に機能していれば２つの検出値は一致する。よって、両者の差分が誤差や一時的変動等を考慮して予め設定した閾値を超える場合には、いずれかのセンサに異常であると判定できる。しかし、どのセンサが異常かを切り分けるためにコンバータ２０の昇圧動作を停止させると、コンバータ２０の出力電圧ＶＨの低下によりモータＭの動力性能が低下することになる。

そこで、本実施形態の電圧変換装置１０では、制御装置５０において下記の処理を実行することで、ＶＢセンサ１６およびＶＬセンサ１８の異常の切り分けを行っている。

図５は、制御装置５０で実行される処理手順を示すフローチャートである。図５に示すように、制御装置５０は、ステップＳ１０において、バッテリ電圧ＶＢとコンバータ２０の入力電圧ＶＬとの偏差の絶対値が所定の閾値を超えているかを判定する。ここで、上記偏差が閾値を超えていれば、次のステップＳ１２に移行し、そうでなければ処理を終了する。

次に、制御装置５０は、ＩＬセンサ１９により検出されたリアクトル電流ＩＬを用いて、コンバータ入力電圧ＶＬの推定値（ＶＬｅｓｔ）を算出する。この算出には、リアクトル電流ＩＬの変化率ΔＩＬを用いる。この変化率ΔＩＬは、図３に示すようにスイッチング素子Ｑ２のオン時にリアクトル電流ＩＬを２点以上サンプリングして算出することができる。あるいは、ＩＬセンサ１９に微分回路を追加し、その微分回路の出力をΔＩＬとしてもよい。このように取得した変化率ΔＩＬを上記の式（５）に代入することによってＶＬ推定値を算出できる。すなわち、下記の式（７）によってＶＬ推定値を算出する。

ＶＬｅｓｔ＝Ｌ×ΔＩＬ ・・・（７）
なお、リアクトルＬ１のインダクタンス値Ｌは、既知の固定値として予め記憶された値を読み出してもよいし、リアクトル電流ＩＬをパラメータとして算出するようにしてもよい。

続いて、制御装置５０は、ステップＳ１４において、ＶＬセンサ１８の検出値である電圧ＶＬと上記ＶＬ推定値との差分の絶対値と、ＶＢセンサ１６の検出値である電圧ＶＢと上記ＶＬ推定値との差分の絶対値とを比較し、いずれが大きいかを判定する。

そして、電圧ＶＬの差分の方が大きいと判定された場合、ＶＬセンサ１８が異常であると特定され、続くステップＳ１６においてＶＬセンサ１８による検出値ＶＬをＶＢセンサ１６による検出値ＶＢに置き換えて一連の処理を終了する。この場合、ＶＢセンサ１６によって検出される電圧ＶＢがコンバータ２０の昇圧制御におけるＶＬとして用いられることになる。

他方、上記ステップＳ１４において、電圧ＶＢの差分の方が大きいと判定された場合には、ＶＢセンサ１６が異常であると特定され、続くステップＳ１８においてＶＢセンサ１６による検出値ＶＢをＶＬセンサ１８による検出値ＶＬに置き換えて一連の処理を終了する。この場合は、ＶＬセンサ１８によって検出される電圧ＶＬがバッテリ状態の監視に用いられることになる。

上述したように本実施形態の電圧変換装置１０によれば、バッテリ電圧センサ１６およびコンバータ２０の入力電圧センサ１８の異常判定を、コンバータ２０の昇圧動作を停止しなくても行うことができるので、モータＭへの供給電力が不足することがない。したがって、モータＭの動力性能に影響を与えずに、バッテリ電圧センサ１６および入力電圧センサ１８の異常を切り分けることができる。

また、センサ異常が検出された一方の電圧センサ１６，１８の検出値に代えて、他方の電圧センサ１６，１８の検出値をその後の制御（監視を含む）に用いることで、制御を継続することができる。

次に、図６を参照して、制御装置５０における別の処理手順について説明する。図６において、図５と同じ処理については同一のステップ番号を付して説明を繰り返さない。図６を参照すると、この処理手順ではステップＳ２０，Ｓ２２が上述した図５の処理手順と相違する。

図６に示すように、制御装置５０は、ステップＳ１０においてＶＢセンサ１６およびＶＬセンサ１８のいずれかに異常があると判定されたとき、続くステップＳ２０において、ＩＢセンサ１３（図１参照）の検出値である電流ＩＢを用いて、バッテリ電圧ＶＢの推定値（ＶＢｅｓｔ）を算出する。具体的には、バッテリ電圧ＶＢの推定値は、バッテリ温度、バッテリＢのＳＯＣ(State of Charge)値、および、バッテリＢの内部抵抗ＲＢに基づいて導出することができる。

より詳しくは、バッテリ温度ＴＢは、図示しない温度センサによって検出されて、制御装置５０に入力される。また、ＳＯＣ値は、ＩＢセンサ１３の検出値を積算することによって求められる。さらに、バッテリＢの内部抵抗ＲＢは、メモリに予め記憶されたマップ等からバッテリ温度ＴＢなどをパラメータとして導出された値を用いることができる。

そして、図７に示すように、ＳＯＣ値をパラメータとしてメモリから読み出したバッテリ理想電圧ＶＢ₀から内部抵抗ＲＢによる電圧降下分を減算することによって、バッテリ電圧ＶＢの推定値を算出することができる。すなわち、下記の式（８）によりＶＢ推定値を算出する。

ＶＢｅｓｔ＝ＶＢ₀−（ＲＢ×ＩＢ）・・・（８）

続いて、制御装置５０は、ステップＳ２２において、ＶＬセンサ１８の検出値である電圧ＶＬと上記ＶＢ推定値との差分の絶対値と、ＶＢセンサ１６の検出値である電圧ＶＢと上記ＶＢ推定値との差分の絶対値とを比較し、いずれが大きいかを判定する。

そして、電圧ＶＬの差分の方が大きいと判定された場合にはＶＬセンサ１８が異常であると特定され、電圧ＶＢの差分の方が大きいと判定された場合にはＶＢセンサ１６が異常であると特定される。その後の処理（ステップＳ１６，Ｓ１８）は、図５と同様である。

このようにＶＢセンサ１６およびＶＬセンサ１８の異常判定をＶＢ推定値によって行う場合にも、コンバータ２０の昇圧動作を停止せずに行うことができるので、モータＭへの供給電力が不足することがない。したがって、モータＭの動力性能に影響を与えずに、バッテリ電圧センサ１６および入力電圧センサ１８の異常を切り分けることができる。

また、センサ異常が検出された一方の電圧センサ１６，１８の検出値に代えて、他方の電圧センサ１６，１８の検出値を用いることで、その後の制御（監視を含む）を継続することができる。

なお、本発明は、上述した実施形態およびその変形例に限定されるものではなく、種々の変更や改良が可能である。

例えば、上記においては、式（７）によりリアクトル電流ＩＬの変化率ΔＩＬを用いてＶＬ推定値を算出する例について説明したが、これに限定されるものではなく、バッテリ電流ＩＢの変化率ΔＩＢに基づいてＶＬ推定値を算出してもよい。

１０ 電圧変換装置、１２ａ，１２ｂ 正極線、１３，１９ 電流センサ、１４ 負極線、１６ バッテリ電圧センサ、１８ 入力電圧センサ、２０ コンバータ（昇圧回路）、２２ 電圧センサ、３０ インバータ、３２ Ｕ相アーム、３４ Ｖ相アーム、３６ Ｗ相アーム、５０ 制御装置、５２ 電圧指令生成部、５４，５８ 減算部、５６ 電圧制御演算部、６０ 電流制御演算部、６２ 駆動信号生成部、６４ キャリア生成部、６８ メインループ、７０ マイナーループ、１００ モータ駆動装置、Ｂ バッテリ、Ｃ１ フィルタコンデンサ、Ｃ２ 平滑コンデンサ、ＣＲ キャリア信号、ｄ デューティ指令値、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、ＩＢ バッテリ電流、ＩＬ リアクトル電流、ＩＲ 電流指令値、Ｌ インダクタンス値、Ｌ１ リアクトル、Ｍ モータ、ＭＲＮ モータ回転数、Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子、ＲＢ （バッテリの）内部抵抗、Ｓ１，Ｓ２ ゲート信号、Ｓ３〜Ｓ８ 信号、ＳＭＲ１，ＳＭＲ２ システムメインリレー、ＴＢ バッテリ温度、ＴＲ トルク指令値、ＶＢ バッテリ電圧、ＶＢ₀ バッテリ理想電圧、ＶＨ （コンバータの）出力電圧、ＶＬ （コンバータの）入力電圧、Ｖｍ 電圧、ＶＲ 電圧指令値、ΔＩＢ，ΔＩＬ 変化率。

Claims (3)

1. バッテリと、前記バッテリから入力される電圧を昇圧可能な昇圧回路と、バッテリ電圧を検出するバッテリ電圧センサと、前記昇圧回路の入力電圧を検出する入力電圧センサと、前記昇圧回路の入力電流を検出する入力電流センサと、前記各センサから検出値が入力されるとともに前記昇圧回路の昇圧動作を制御する制御装置と、を備える電圧変換装置であって、
   前記制御装置は、前記昇圧回路の昇圧動作を停止することなく、前記昇圧回路の入力電流に基づいて算出された入力電圧推定値と、前記昇圧回路の入力電圧と、前記バッテリ電圧とに基づき、前記バッテリ電圧センサまたは前記入力電圧センサの異常を判定する、
   電圧変換装置。
2. 請求項１に記載の電圧変換装置において、
   前記入力電圧推定値に対する前記入力電圧センサの検出値および前記バッテリ電圧センサの検出値の各差分を絶対値で比較し、差分が大きい方の電圧センサが異常であると判定する、電圧変換装置。
3. 請求項１または２に記載の電圧変換装置において、
   前記バッテリ電圧センサおよび前記入力電圧センサのうち、異常と判定された一方の電圧センサに代えて、他方の電圧センサの検出値を用いて制御を継続する、電圧変換装置。

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