JP2015035891A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷へ電力を供給する電力変換装置の変換効率向上と電流高調波抑制機能の両立とを図る。【解決手段】コントローラは、電力変換回路を流れる回路電流と交流電源の電圧とに基づいて、パルス信号を第１のスイッチと第２のスイッチとに出力する。第１のスイッチは、第２のスイッチと交互に開閉する。この開閉により、電力変換回路には、交流電源の低周波成分に高周波成分が混在した電流が流れる。【選択図】 図１

Description

本発明の実施形態は、交流電源から得られる交流電圧を直流電圧に変換して負荷へ電力を供給する電力変換装置に関する。

交流電圧を直流電圧に変換する方法として、次の２つの方法が一般的に知られている。
第１の方法は、ダイオードブリッジ回路と平滑コンデンサとを用いる。ダイオードブリッジ回路は、交流電源からの交流を全波整流する。平滑コンデンサは、全波整流後の直流を平滑する。

この第１の方法は、交流電圧が正または負のいずれの場合においても、常に２つのダイオードの直列回路を電流が流れる。このとき、２つのダイオードでは、それぞれダイオードを流れる電流とダイオードの順方向電圧との積に相当する電力損失が発生する。

第２の方法は、第１の方法のダイオードブリッジ回路と平滑コンデンサとの間に力率改善コンバータ（ＰＦＣ）を介在させる。力率改善コンバータは、ダイオードブリッジ回路で全波整流された直流の電圧を昇圧する。

この第２の方法も、全波整流の際に２つのダイオードの直列回路を電流が流れるため、電力損失が発生する。それに加えて、力率改善コンバータを構成する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）とダイオードに交互に電流が流れるため、さらなる損失が生じる。

また、力率改善コンバータは、入力電流の波形を正弦波にする必要上、出力電圧を入力電圧よりも高く設定しなければならない。ところが、負荷で必要な電圧は、必ずしも入力電圧より高い電圧であるとは限らない。その場合は、力率改善コンバータの後段に降圧コンバータを接続する。そして、力率改善コンバータで昇圧された電圧を所望の電圧まで降圧する。この降圧の際にも損失が発生する。電力変換装置全体としては、AC-DC変換、DC-DC（昇圧）変換、DC-DC（降圧）変換の３段の構成になり、電力損失はこれらの積となって現れる。例えば、一段あたりの効率０．９５とした場合、３段では、０．９５×０．９５×０．９５＝０．８６となる。つまり、効率９５％の優れた変換であっても３段接続では８６％まで落ちてしまう。このように、個々の変換効率は良くても、多段にすることで変換効率は著しく低下する。

昨今、巷では電子機器の省電力化要求が高まっている。また同時に、外部環境に悪影響を及ぼさないように電流高調波ノイズを出さないことも必須の条件である。このため、負荷へ電力を供給する電力変換装置の変換効率向上と電流高調波抑制機能の両立とが求められている。

特開２００７−１１０８６９号公報 特開２００８−２９５２４８号公報

本発明の実施形態が解決しようとする課題は、負荷へ電力を供給する電力変換装置の変換効率向上と電流高調波抑制機能の両立とを図ることにある。

一実施形態において、電力変換装置は、電力変換回路と、回路電流検出手段と、電源電圧検出手段と、制御手段とを含む。
電力変換回路は、第１のスイッチと第２のスイッチとを直列に接続するとともに、第１のコンデンサと第２のコンデンサとを直列に接続し、前記第１のスイッチと前記第１のコンデンサ及び前記第２のスイッチと前記第２のコンデンサをそれぞれ接続して閉ループを形成し、さらに前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとの接続点と前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの接続点との間を、交流電源，ローパスフィルタ、インダクタ及び負荷の直列回路で接続するとともに、前記交流電源と前記ローパスフィルタとをバイパスする経路を備える。
回路電流検出手段は、前記電力変換回路を流れる回路電流を検出する。
電源電圧検出手段は、前記交流電源の電圧を検出する。
制御手段は、前記回路電流検出手段により検出される回路電流と前記電源電圧検出手段により検出される電源電圧とに基づいて、前記交流電源の低周波成分に高周波成分が混在した電流が前記電力変換回路を流れるように前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとを交互に開閉させるためのパルス信号を前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとに出力する。

第１の実施形態における電力変換装置の回路構成図。 第１の実施形態において、電力変換回路を流れる主要な電流の波形図。 第１の実施形態において、エンベロープ生成手順の説明に用いる波形図。 第１の実施形態におけるコントローラの具体的構成を示すブロック図。 第１の実施形態において、コントローラの動作説明に用いる波形図。 第２の実施形態におけるコントローラの具体的構成を示すブロック図。 第２の実施形態において、コントローラの動作説明に用いる波形図。 第３の実施形態における電力変換装置の回路構成図。 第３の実施形態におけるコントローラの具体的構成を示すブロック図。 第３の実施形態において、電力変換装置の作用説明に用いる波形図。 第４の実施形態におけるコントローラの具体的構成を示すブロック図。 第４の実施形態において、電力変換装置の作用説明に用いる波形図。 第５の実施形態における電力変換装置の回路構成図。 第５の実施形態におけるコントローラの具体的構成を示すブロック図。 第６の実施形態におけるコントローラの具体的構成を示すブロック図。 第６の実施形態において、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの容量電圧にアンバランスが生じた例を示す波形図。 第６の実施形態において、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの容量電圧にアンバランスが生じた際の補償手順を説明するのに用いる波形図。 第６の実施形態において、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの容量電圧にアンバランスが生じた際の補償手順を説明するのに用いる波形図。 第７の実施形態におけるコントローラの具体的構成を示すブロック図。 第７の実施形態において、コントローラの動作説明に用いる波形図。

以下、電力変換装置の実施形態について、図面を参照して説明する。
［第１の実施形態］
図１は、第１の実施形態における電力変換装置１-1の回路構成図である。電力変換装置１-1は、電力変換回路１１-1とそのコントローラ（制御手段）１２-1とを備える。

電力変換回路１１-1は、第１及び第２の半導体スイッチ（以下、単にスイッチと称する）Ｓ１，Ｓ２と、第１及び第２の平滑コンデンサ（以下、単にコンデンサと称する）Ｃ１，Ｃ２と、インダクタＬ１と、ローパスフィルタＬＰＦと、ハイパスフィルタＨＰＦとを含む。第１及び第２のスイッチＳ１，Ｓ２は、いずれもＮ型チャネルのＭＯＳ型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を使用する。

電力変換回路１１-1は、第１のスイッチＳ１のソース端子を第２のスイッチＳ２のドレイン端子に接続する。また、第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２とを直列に接続する。さらに、第１のコンデンサＣ１の前記第２のコンデンサＣ２とは接続されていない側の端子を前記第１のスイッチのドレイン端子に接続し、第２のコンデンサＣ２の前記第１のコンデンサＣ１とは接続されていない側の端子を前記第２のスイッチのソース端子に接続する。

電力変換回路１１-1は、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２との接続点に交流電源Ｅを接続し、この交流電源Ｅに対して直列にローパスフィルタＬＰＦを接続する。さらに、ローパスフィルタＬＰＦに対して直列に負荷Ｍを接続し、この負荷Ｍを第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２との接続点に接続する。また電力変換回路１１は、交流電源ＥとローパスフィルタＬＰＦとの直列回路に対して並列にハイパスフィルタＨＰＦを接続する。

かくして電力変換回路１１-1は、交流電源Ｅ及びローパスフィルタＬＰＦの直列回路とハイパスフィルタＨＰＦとの並列回路と、インダクタＬ１と、負荷Ｍと、第１のコンデンサＣ１と、第１のスイッチＳ１とからなる第１の閉ループ回路１１１と、同並列回路と、インダクタＬ１と、負荷Ｍと、第２のコンデンサＣ２と、第２のスイッチＳ２とからなる第２の閉ループ回路１１２とを形成する。

電力変換装置１-1は、電力変換回路１１-1の回路電流Ｉｓを検出する回路電流検出ユニット（回路電流検出手段）１３と、電力変換回路１１-1の電源電圧Ｖｉｎを検出する電源電圧検出ユニット（電源電圧検出手段）１４とを含む。回路電流検出ユニット１３は、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２との接続点と、交流電源ＥとハイパスフィルタＨＰＦとの接続点との間に介挿され、第１及び第２の閉ループ回路１１１，１１２を流れる回路電流Ｉｓを検出する。電源電圧検出ユニット１４は、交流電源Ｅに対して並列に接続されており、交流電源Ｅの電圧Ｖｉｎを検出する。

回路電流検出ユニット１３は、検出した回路電流Ｉｓをコントローラ１２-1に与える。電源電圧検出ユニット１４も、検出した電源電圧Ｖｉｎをコントローラ１２-1に与える。

コントローラ１２-1は、回路電流Ｉｓと電源電圧Ｖｉｎとに基づいて、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２とをスイッチング動作させるための第１及び第２のパルス信号Ｐ１，Ｐ２を生成する。そしてコントローラ１２-1は、第１のパルス信号Ｐ１を第１のスイッチＳ１のゲート端子に供給し、第２のパルス信号Ｐ２を第２のスイッチＳ２のゲート端子に供給する。

第１のスイッチＳ１は、ゲート端子に第１のパルス信号Ｐ１が供給されている間、導通する。第１のスイッチＳ１が導通すると、第１の閉ループ回路１１１を回路電流Ｉｓが流れる。第２のスイッチＳ２は、ゲート端子に第２のパルス信号Ｐ２が供給されている間、導通する。第２のスイッチＳ２が導通すると、第２の閉ループ回路１１２を回路電流Ｉｓが流れる。

本実施形態では、１００Ｖ［ボルト］で５０Hz［ヘルツ］の商用電源を交流電源Ｅとして使用する。そしてこの交流電源Ｅが生じる５０Hzの回路電流Ｉｓに１００KHzの高周波成分が混在するように、コントローラ１２-1は、第１のパルス信号Ｐ１と第２のパルス信号Ｐ２とを生成する。

図２は、電力変換回路１１-1を流れる主要な電流の波形図である。同図において、波形Ｗａは、回路電流検出ユニット１３で検出される回路電流Ｉｓを示す。波形Ｗｂは、ローパスフィルタＬＰＦを通過する電流を示す。波形Ｗｃは、ハイパスフィルタＨＰＦを通過する電流を示す。図示するように、回路電流Ｉｓは、ローパスフィルタＬＰＦを通過する低周波成分（５０Hz）の電流と、ハイパスフィルタＨＰＦを通過する高周波成分（１００KHz）の電流とが混在する。そして前記並列回路の交流電源Ｅ側には、ローパスフィルタＬＰＦの作用により、低周波成分（５０Hz）の電流のみが通過する。一方、ハイパスフィルタＨＰＦ側には、該ハイパスフィルタＨＰＦの作用により、高周波成分（１００KHz）の電流のみが通過する。かくして、電力変換回路１１の全体では、これら２種類の周波数が異なる交流が混在して動作する。

高周波成分（１００KHz）の電流は、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２とを交互に高速で開閉させることによって得られる。そのためには、回路電流Ｉｓのピークを規定する正負一対の正弦波状のエンベロープを生成し、これらエンベロープの間で電流の向きが切り替わるように、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２とを交互にスイッチングさせればよい。この手順について、図３を用いて説明する。

図３の波形Ｗｄは、電源電圧Ｖｉｎを示す。交流電源Ｅの場合、電源電圧Ｖｉｎは、正弦波状に変化する。交流電源Ｅが１００Ｖの商用電源の場合、電源電圧検出ユニット１４で検出される電源電圧Ｖｉｎの波形は、波形Ｗａに示すように正のピーク値が１４１Ｖで、負のピーク値が−１４１Ｖの正弦波となる。そこで本実施形態では、電源電圧Ｖｉｎの波形を基に正弦波状のエンベロープを作成する。

ここで、電力変換装置１-1は、１００Ｖの交流電源Ｅから２００Ｗ［ワット］の電力を負荷Ｍに供給するものと仮定する。この場合、電源電圧は、１００Ｖである。したがって、この電源電圧と等しい周期の正弦波状で２Ａ［アンペア］の入力電流が得られれば、１００Ｖの交流電源Ｅから２００Ｗ［ワット］の電力を負荷Ｍに供給できる。

図３の波形Ｗｅは、電源電圧と等しい周期の正弦波状で２Ａの電流波形を示す。図示するように、この波形の正のピーク値は２．８２Ａとなり、負のピーク値は−２．８２Ａとなる。すなわち、電源電圧Ｖｉｎに対して係数ｋ＝０．０２を乗算した値が目標となる電流値Ｉｔとなる。

図３の波形Ｗｆは、回路電流Ｉｓの向きが切り替わる基準として必要な正弦波状のエンベロープ（電流ピーク目標値）を示す。エンベロープには、正の回路電流Ｉｓの向きが切り替わる基準を決定する正のエンベロープ＋ｅと、負の回路電流Ｉｓの向きが切り替わる基準を決定する負のエンベロープ−ｅとがある。正のエンベロープ＋ｅは、目標となる電流値Ｉｔに対して幅ｄを加算することで生成される。負のエンベロープ−ｅは、目標となる電流値Ｉｔに対して幅ｄを減算することで生成される。幅ｄは、正（負）のエンベロープ＋ｅ（−ｅ）の負（正）のピーク値に対して若干のマージンを加えた値とする。その理由は、電流値が負（正）のピークのときに正（負）側にエンベロープを残すためである。

波形Ｗｅは、正のピーク値が２．８２Ａであり、負のピーク値が−２．８２Ａである。この波形Ｗｅを目標となる電流値Ｉｔとすると、幅ｄは例えば“３”とする。そうすることにより、電流が負側のピークのとき、正のエンベロープ＋ｅは０．１８（＝−２．８２＋３）となって、正の領域にエンベロープ＋ｅを維持できる。同様に、電流が正側のピークのとき、負のエンベロープ−ｅは−０．１８（＝２．８２−３）となって、負の領域にエンベロープ−ｅを維持できる。

コントローラ１２-1は、回路電流Ｉｓが正のエンベロープ＋ｅに達したときと負のエンベロープ−ｅに達したときに、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２との開閉が逆になるように、第１のパルス信号Ｐ１と第２のパルス信号Ｐ２とを生成する。そうすると、回路電流Ｉｓは、波形Ｗｇに示すように、電源電圧と等しい周期の低周波成分（５０Hz）に、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２との開閉により生じる高周波成分（１００KHz）が混在したものとなる。なお、高周波成分の周波数は、固定ではなく、あくまで正負のエンベロープ＋ｅ，−ｅによって決まる。

図４は、コントローラ１２-1の具体的構成を示すブロック図である。コントローラ１２-1は、電流目標値決定部１２１、エンベロープ生成部１２２、上判定部１２３、下判定部１２４及びラッチ回路１２５を備える。

電流目標値決定部１２１は、電源電圧検出ユニット１４で検出される電源電圧Ｖｉｎの信号を入力とし、この信号に対して所定の係数ｋを乗算して、目標となる電流値Ｉｔを決定する。そして電流目標値決定部１２１は、この電流値Ｉｔに相当する信号をエンベロープ生成部１２２に供給する（決定手段）。

エンベロープ生成部１２２は、電流値Ｉｔに相当する信号に幅ｄを加算して正のエンベロープ＋ｅを生成する。またエンベロープ生成部１２２は、電流値Ｉｔに相当する信号から幅ｄを減算して負のエンベロープ−ｅを生成する。そしてエンベロープ生成部１２２は、正のエンベロープ＋ｅに相当する信号を上判定部１２３の第１の入力端子に供給し、負のエンベロープ−ｅに相当する信号を下判定部１２４の第１の入力端子に供給する（エンベロープ生成手段）。

上判定部１２３及び下判定部１２４の各第２の入力端子には、回路電流検出ユニット１３で検出される回路電流Ｉｓの信号がそれぞれ供給される。上判定部１２３は、エンベロープ間、つまりは正のエンベロープ＋ｅと負のエンベロープ−ｅとの間を上昇する回路電流Ｉｓが正のエンベロープ＋ｅに接したか否かを判定するもので、接したことを検知する毎にトリガ信号Ｔｒ１をラッチ回路１２５の第１の入力端子に供給する。下判定部１２４は、上記エンベロープ間を下降する回路電流Ｉｓが負のエンベロープ−ｅに接したか否かを判定するもので、接したことを検知する毎にトリガ信号Ｔｒ２をラッチ回路１２５の第２の入力端子に供給する（判定手段）。

ラッチ回路１２５は、第１の入力端子にトリガ信号Ｔｒ１が入力された場合に、第１のパルス信号Ｐ１を“０”、第２のパルス信号Ｐ２を“１”の状態に保持する。また、ラッチ回路１２５は、第２の入力端子にトリガ信号Ｔｒ２が入力された場合に、第１のパルス信号Ｐ１を“１”、第２のパルス信号Ｐ２を“０”の状態に保持する（パルス生成手段）。

図５は、コントローラ１２-1の動作を説明するための信号波形図である。波形Ｗｈは、エンベロープ生成部１２２で生成される正のエンベロープ＋ｅ及び負のエンベロープ−ｅと、回路電流Ｉｓとの関係を拡大して示す。波形Ｗｉは、上判定部１２３から出力されるトリガ信号Ｔｒ１を示す。波形Ｗｊは、下判定部１２４から出力されるトリガ信号Ｔｒ２を示す。波形Ｗｋは、ラッチ回路１２５から出力される第１のパルス信号Ｐ１を示す。波形Ｗｌは、ラッチ回路１２５から出力される第２のパルス信号Ｐ２を示す。

図５に示すように、エンベロープ間を変動する回路電流Ｉｓが正のエンベロープ＋ｅに接すると（時点ｔ１，ｔ３，ｔ５，ｔ７，ｔ９）、第１のトリガ信号Ｔｒ１が出力される。そうすると、第１のパルス信号Ｐ１が“０”となり、第２のパルス信号Ｐ２が“１”となって、その状態が保持される。その結果、第２のスイッチＳ２が閉塞し、第１のスイッチＳ１が開放するので、回路電流Ｉｓは減少に転じる。

その後、回路電流Ｉｓが負のエンベロープ−ｅに接すると（時点ｔ２，ｔ４，ｔ６，ｔ８）、第２のトリガ信号Ｔｒ２が出力される。そうすると、第１のパルス信号Ｐ１が“１”となり、第２のパルス信号Ｐ２が“０”となって、その状態が保持される。その結果、第１のスイッチＳ１が閉塞し、第２のスイッチＳ２が開放するので、回路電流Ｉｓは上昇に転じる。

かくして回路電流Ｉｓは、エンベロープ間を折り返して上昇と下降を繰り返す。そして、回路電流Ｉｓが折返す都度、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２とが交互に切り替わる。その結果、交流電源Ｅの低周波成分（５０Hz）に高周波成分(（１００KHz）が混在した回路電流Ｉｓが電力変換回路１１-1に流れて、負荷Ｍに供給される。このとき交流電源Ｅには、ローパスフィルタＬＰＦを通過した低周波成分のみが流れるので、外部に高周波成分が漏れることはない。

このように第１の実施形態によれば、簡単な回路構成の電力変換回路１１-1と、簡素な機能構成のコントローラ１２-1とによって、電源電圧波形と同じ正弦波状の電流波形を生成することができる。電源電圧波形と同じ正弦波状の電流波形を生成できるということは、電流高調波の抑制機能が備わっていることを意味する。つまり、低コストで電流高調波の抑制機能が備わった電力変換装置１を提供できるので、産業上、大変有益である。

また、負荷Ｍを駆動するインバータとしてみた場合、たった１段で交流電源Ｅから高周波交流への変換が可能であり、しかも、その高周波交流への幅が電源電圧の低周波位相にも拘らず常に一定とすることができる。このように、１段で変換できることは極めて高効率の電力変換ができることを意味しており、産業的な効果は絶大である。しかも、負荷Ｍに対して一定の電力を供給可能であるから、回路が簡素であっても安定した動作を実現できる。

［第２の実施形態］
第１の実施形態では、第１のパルス信号Ｐ１と第２のパルス信号Ｐ２とが同時に切り替わるため、切替の瞬間に第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２とが同時にオンする危険性がある。この危険性を回避するために、第２の実施形態は、第１のパルス信号Ｐ１と第２のパルス信号Ｐ２とを切り替える際に遅延時間（デッドタイム）Δｔを設けて、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２とが同時にオンしないようにする。

図６は、第２の実施形態における電力変換装置１-2のコントローラ１２-2の具体的構成を示すブロック図である。第１の実施形態のコントローラ１２-1と共通する部分には同一符号を付し、その詳しい説明は省略する。また、電力変換回路１１-2については、第１の実施形態と同一なので、ここでの説明は省略する。

コントローラ１２-2は、電流目標値決定部１２１、エンベロープ生成部１２２、上判定部１２３、下判定部１２４及びラッチ回路１２５に加えて、デッドタイム生成部１２６を備える。デッドタイム生成部１２６は、ラッチ回路１２５から出力されるパルス信号Ｐ０を入力とする。そしてデッドタイム生成部１２６は、このパルス信号Ｐ０に応じて、第１のパルス信号Ｐ１と第２のパルス信号Ｐ２とを生成し、第１，第２のスイッチＳ１，Ｓ２にそれぞれ供給する。

図７は、デッドタイム生成部１２６の動作を説明するための信号波形図である。波形Ｗｍは、上判定部１２３から出力されるトリガ信号Ｔｒ１を示す。波形Ｗｎは、下判定部１２４から出力されるトリガ信号Ｔｒ２を示す。波形Ｗｏは、ラッチ回路１２５から出力されるパルス信号Ｐ０を示す。波形Ｗｐは、デッドタイム生成部１２６から出力される第１のパルス信号Ｐ１を示す。波形Ｗｑは、デッドタイム生成部１２６から出力される第２のパルス信号Ｐ２を示す。

図７に示すように、ラッチ回路１２５は、トリガ信号Ｔｒ２が入力されると、パルス信号Ｐ０を“１”としてその状態を保持する。またラッチ回路１２５は、トリガ信号Ｔｒ１が入力されると、パルス信号Ｐ０を“０”としてその状態を保持する。

デッドタイム生成部１２６は、パルス信号Ｐ０が“１”になると、第２のパルス信号Ｐ２を“０”としてその状態を保持する。そしてパルス信号Ｐ２を“０”にしてから所定の遅延時間Δｔが経過すると、デッドタイム生成部１２６は、第１のパルス信号Ｐ１を“１”にしてその状態を保持する。また、デッドタイム生成部１２６は、パルス信号Ｐ０が“０”になると、第１のパルス信号Ｐ１を“０”にしてその状態を保持する。そしてパルス信号Ｐ０を“０”にしてから所定の遅延時間Δｔが経過すると、デッドタイム生成部１２６は、第２のパルス信号Ｐ２を“１”としてその状態を保持する。ここに、パルス生成手段は、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２とが同時に切り替わらないように、第１のスイッチＳ１に対するパルス信号Ｐ１と第２のスイッチＳ２に対するパルス信号Ｐ２との出力タイミングをずらす遅延手段をさらに含む。

このように第２の実施形態によれば、デッドタイム生成部１２６の作用により、第１のパルス信号Ｐ１と第２のパルス信号Ｐ２とが同時に切り替わることはない。したがって、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２とが同時にオンする危険性を回避できる。その他、前述した第１の実施形態と同様の作用効果を奏することは言うまでもない。

［第３の実施形態］
次に、第３の実施形態について説明する。なお、この第３の実施形態において、第２の実施形態と同一する部分には同一符号を付し、その詳しい説明は省略する。

図８は、第３の実施形態における電力変換装置１-3の回路構成図である。電力変換装置１-3は、電力変換回路１１-3とそのコントローラ１２-3とを備える。電力変換回路１１-3は、第２の実施形態の電力変換回路１１-2に、第１の容量電圧検出ユニット１５と第２の容量電圧検出ユニット１６とを追加する。

第１の容量電圧検出ユニット１５は、第１のコンデンサＣ１の両端に生じる電位差を容量電圧Ｖｃ１として検出する（第１の容量電圧検出手段）。第２の容量電圧検出ユニット１６は、第２のコンデンサＣ２の両端に生じる電位差を容量電圧Ｖｃ２として検出する（第２の容量電圧検出手段）。第１及び第２の容量電圧検出ユニット１５，１６は、検出した容量電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２をそれぞれコントローラ１２-1に与える。

コントローラ１２-3は、回路電流Ｉｓ及び電源電圧Ｖｉｎと各容量電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２とに基づいて、第１及び第２のパルス信号Ｐ１，Ｐ２を生成する。そしてコントローラ１２-3は、第１のパルス信号Ｐ１を第１のスイッチＳ１に供給し、第２のパルス信号Ｐ２を第２のスイッチＳ２に供給する。

図９は、コントローラ１２-3の具体的構成を示すブロック図である。コントローラ１２-3は、電流目標値決定部１２１、エンベロープ生成部１２２、上判定部１２３、下判定部１２４、ラッチ回路１２５及びデッドタイム生成部１２６に加えて、容量電圧負帰還部１２７を備える。

容量電圧負帰還部１２７は、電流目標値決定部１２１で使用する係数ｋを設定する。すなわち容量電圧負帰還部１２７は、第１の容量電圧検出ユニット１５で検出される第１のコンデンサＣ１の容量電圧Ｖｃ１と、第２の容量電圧検出ユニット１６で検出される第２のコンデンサＣ２の容量電圧Ｖｃ２とを入力する。そして容量電圧負帰還部１２７は、容量電圧Ｖｃ１と容量電圧Ｖｃ２とを加算した総容量電圧Ｖｃ１＋Ｖｃ２が第１のしきい値ＳＨ１よりも高いか低いかを判定し、高い場合には、係数ｋを第１の値ｋ１に設定する。これに対し、容量電圧が第１のしきい値ＳＨ１よりも低い第２のしきい値ＳＨ２よりも低い場合には、容量電圧負帰還部１２７は、係数ｋを前記第１の値ｋ１よりも小さい第２の値ｋ２に設定する（容量電圧負帰還手段）。

電流目標値決定部１２１は、電源電圧検出ユニット１４で検出される電源電圧Ｖｉｎの信号を入力とし、この信号に対して上記係数ｋ（ｋ１またはｋ２）を乗算して、目標となる電流値Ｉｔを決定する。

図１０は、電力変換装置１-3の作用説明に用いる波形図である。図１０において、波形Ｗｒは、回路電流検出ユニット１３で検出される回路電流Ｉｓを示す。回路電流Ｉｓは、電源電圧と等しい周期の低周波成分（５０Hz）に、第１のスイッチＳ１及び第２のスイッチＳ２の開閉により生じる高周波成分（１００Hz）が混在したものである。

波形Ｗｓは、上記回路電流Ｉｓに対してローパスフィルタＬＰＦを通過した後の交流電源Ｅ側に流れる電流を示している。ローパスフィルタＬＰＦで高周波成分が除去されるため、交流電源Ｅには５０Hzの低周波成分のみの電流が流れる。

このような動作環境において、入力電力を増減したい場合、電源電圧Ｖｉｎは共通であるため入力電流Ｉｉｎを増減すればよい。入力電流Ｉｉｎを増減させるためには、第１の実施形態で示した電源電圧Ｖｉｎの波形に係数ｋを掛けて目標となる電流値Ｉｔを決定する過程において、係数ｋを変化させればよい。例えば、波形Ｗｓを目標となる電流値Ｉｔとし、この電流値Ｉｔのピークが２．８２Ａだとすると、入力電流Ｉｉｎを増やすにはピークが例えば２．９になるように係数ｋを大きくする。逆に、入力電流Ｉｉｎを減らすにはピークが例えば２．７Ａになるように係数ｋを小さくする。

波形Ｗｔは、係数ｋが小さい場合であり、５０Hzの低周波成分のうねり具合は小さい。しかし、幅ｄで決まるエンベロープ間の間隔は不変なので、この間を往復する高周波成分（１００KHz）のスイッチング周波数は殆ど影響を受けない。スイッチング周波数が変わらなければ、インバータとして駆動される負荷Ｍでの消費電力は殆ど変わらない。すなわち、出力電力は変わらずに入力電力のみが減少する。このため、やがて入力電力＜出力電力の関係になる。そうなると、第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２の電荷を消費する。すなわち、総容量電圧Ｖｃ１＋Ｖｃ２が減少する。

そこで容量電圧負帰還部１２７は、総容量電圧Ｖｃ１＋Ｖｃ２が第２のしきい値ＳＨ２よりも低くなると、係数ｋを第１の値ｋ１に設定する。その結果、目標となる電流値Ｉｔのうねり具合が大きくなるので、入力電流Ｉｉｎが増大する。

波形Ｗｕは、係数ｋが大きい場合であり、５０Hzの低周波成分のうねり具合は大きい。しかし、幅ｄで決まるエンベロープ間の間隔は不変なので、この間を往復する高周波成分（１００KHz）のスイッチング周波数は殆ど影響を受けない。スイッチング周波数が変わらなければ、インバータとして駆動される負荷Ｍでの消費電力は殆ど変わらない。すなわち、出力電力は変わらずに入力電力のみが増加する。このため、やがて入力電力＞出力電力の関係になる。そうなると、第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２に電荷が蓄積される。すなわち総容量電圧Ｖｃ１＋Ｖｃ２が増加する。

そこで容量電圧負帰還部１２７は、総容量電圧Ｖｃ１＋Ｖｃ２が第１のしきい値ＳＨ１（ＳＨ１＞ＳＨ２）よりも高くなると、係数ｋを第２の値ｋ２（ｋ２＜ｋ１）に設定する。その結果、目標となる電流値Ｉｔのうねり具合が小さくなるので、入力電流Ｉｉｎが減少する。

このように、第１のコンデンサＣ１の容量電圧Ｖｃ１と第２のコンデンサＣ２の容量電圧Ｖｃ２とを加算した総容量電圧Ｖｃ１＋Ｖｃ２は、入力電力と出力電力、すなわち負荷Ｍでの消費電力とのバランス関係で変動する。通常、負荷Ｍのインピーダンスは変化するので消費電力は随時変動し、この変動に追従して総容量電圧Ｖｃ１＋Ｖｃ２も変動する。

第３の実施形態においては、このような総容量電圧Ｖｃ１＋Ｖｃ２を回路電流Ｉｓの目標値を決定する際の係数ｋに負帰還する。具体的には、総容量電圧Ｖｃ１＋Ｖｃ２が高ければ係数ｋを小さくして、回路電流Ｉｓの目標値を低くする。逆に、総容量電圧Ｖｃ１＋Ｖｃ２が低ければ係数ｋを大きくして、回路電流Ｉｓの目標値を高くする。こうすることにより、負荷Ｍのインピーダンスが変化しても総容量電圧Ｖｃ１＋Ｖｃ２を安定に維持できる。

このように第３の実施形態によれば、出力電力（負荷Ｍの消費電力）と切り離して入力電力のみを制御することができる。したがって、簡素な構成ながら制御性に優れた電力変換装置１-3を提供できる。構造が簡素でかつ制御しやすいことは、産業上、大変有益である。

なお、この第３の実施形態において、第１のしきい値ＳＨ１と第２のしきい値ＳＨ２との関係を［ＳＨ１＞ＳＨ２］としたが、［ＳＨ１＝ＳＨ２］としてもよい。

また、この第３の実施形態では、第２の実施形態のコントローラ１２−2に容量電圧負帰還部１２７を設けたが、第１の実施形態のコントローラ１２-1に容量電圧負帰還部１２７を設けてもよい。その場合も、第３の実施形態で説明した作用効果を奏することができる。

［第４の実施形態］
次に、第４の実施形態について説明する。第３の実施形態では、出力電力（負荷Ｍの消費電力）と切り離して入力電力を制御する場合を示した。第４の実施形態では、さらに入力電流Ｉｉｎ（交流電源Ｅに流れる電流）と切り離して出力電流Ｉｏｕｔ（負荷Ｍを流れる電流）を制御する場合を示す。なお、この第４の実施形態において、第３の実施形態と共通する部分には同一符号を付し、その詳しい説明は省略する。

第４の実施形態の電力変換装置１-4は、電力変換回路１１-4とそのコントローラ１２-4とを備える。電力変換回路１１-4は、第３の実施形態における電力変換回路１１-3と同一の構成である。

図１１は、コントローラ１２-4の具体的構成を示すブロック図である。コントローラ１２-4は、電流目標値決定部１２１、エンベロープ生成部１２２、上判定部１２３、下判定部１２４、ラッチ回路１２５、デッドタイム生成部１２６及び容量電圧負帰還部１２７に加えて、回路電流負帰還部１２８を備える。

回路電流負帰還部１２８は、回路電流Ｉｓを入力とする。そして回路電流負帰還部１２８は、回路電流Ｉｓが第３のしきい値ＳＨ３より多い場合には係数ｊを“１”より小さい値ｊ１に設定する。これに対し、回路電流Ｉｓが第３のしきい値ＳＨ３よりも小さい第４のしきい値ＳＨ４より少ない場合には、回路電流負帰還部１２８は、係数ｊを“１”より大きい値ｊ２にする。回路電流負帰還部１２８は、係数ｊをエンベロープ生成部１２２に与える。ここに、コントローラ１２-4からなる制御手段は、回路電流の値に基づいて正側エンベロープと負側エンベロープとの間隔を調整する回路電流負帰還手段をさらに備える。

エンベロープ生成部１２２は、予め設定された幅ｄに係数ｊを乗算して積ｊｄを求める。そしてエンベロープ生成部１２２は、目標となる電流値Ｉｔに相当する信号に積ｊｄを加算して正のエンベロープ＋ｅを生成する。またエンベロープ生成部１２２は、上記電流値Ｉｔに相当する信号から積ｊｄを減算して負のエンベロープ−ｅを生成する。そしてエンベロープ生成部１２２は、正のエンベロープ＋ｅに相当する信号を上判定部１２３の第１の入力端子に供給し、負のエンベロープ−ｅに相当する信号を下判定部１２４の第１の入力端子に供給する。
上判定部１２３，下判定部１２４、ラッチ回路１２５及びデッドタイム生成部１２６の動作は、第３の実施形態と同一である。

図１２は、電力変換装置１-4の作用を説明するための波形図である。図１２において、波形Ｗｖは、回路電流検出ユニット１３で検出される回路電流Ｉｓを示す。回路電流Ｉｓは、電源電圧と等しい周期の低周波成分（５０Hz）に、第１のスイッチＳ１及び第２のスイッチＳ２の開閉により生じる高周波成分（１００KHz）が混在したものである。

波形Ｗｗは、上記回路電流Ｉｓに対してローパスフィルタＬＰＦを通過した後の交流電源Ｅ側に流れる電流を示す。ローパスフィルタＬＰＦで高周波成分が除去されるため、交流電源Ｅには５０Hzの低周波成分のみの電流が流れる。

このような動作環境において、負荷Ｍに供給される電流、いわゆる出力電流Ｉｏｕｔを減少させたい場合、つまり回路電流Ｉｓが増加した場合には、回路電流負帰還部１２８は、係数ｊを“１”より小さい値ｊ１に設定する。そうすると、波形Ｗｘに示すように、正のエンベロープ＋ｅと負のエンベロープ−ｅとの間隔が狭くなる。エンベロープ間の間隔が狭くなると、この間隔内を回路電流Ｉｓが往復するように制御が働くため、回路電流Ｉｓが減少する。また同時に、回路電流Ｉｓに混在する高周波成分の周波数が高くなる。かくして、出力電流Ｉｏｕｔが減少する。

逆に、出力電流Ｉｏｕｔを増やしたい場合、つまり回路電流Ｉｓが減少した場合には、回路電流負帰還部１２８は、係数ｊを“１”より大きい値ｊ２にする。そうすると、波形Ｗｙに示すように、正のエンベロープ＋ｅと負のエンベロープ−ｅとの間隔が広くなる。エンベロープ間の間隔が広くなると、回路電流Ｉｓが増加する。また同時に、回路電流Ｉｓに混在する高周波成分の周波数が低くなる。かくして、出力電流Ｉｏｕｔが増加する。

一方、入力電流Ｉｉｎは、正のエンベロープ＋ｅと負のエンベロープ−ｅとの中心線の波形に相当して変化する。このため、幅ｄに係数ｊを乗算することでエンベロープ間の間隔がいかに変化しても。入力電流Ｉｉｎのうねり具合は変化しない。つまり、入力電流Ｉｉｎは変化しない。入力電流Ｉｉｎが変化しないということは、入力電力も変化しない。

このように第４の実施形態によれば、交流電源Ｅに流れる入力電流Ｉｉｎと切り離して、負荷Ｍを流れる出力電流Ｉｏｕｔを制御することができる。したがって、簡素な構成ながら負荷Ｍに対する制御性に優れた電力変換装置１-4を提供できる。構造が簡素でかつ制御しやすいことは、産業上、大変有益である。

なお、この第４の実施形態において、第３のしきい値ＳＨ３と第４のしきい値ＳＨ４との関係を［ＳＨ３＞ＳＨ４］としたが、［ＳＨ３＝ＳＨ４］としてもよい。

また、この第４の実施形態では、第３の実施形態のコントローラ１２−3に回路電流負帰還部１２８を設けたが、第１の実施形態のコントローラ１２-1あるいは第２の実施形態のコントローラ１２-2に回路電流負帰還部１２８を設けてもよい。その場合も、第４の実施形態で説明した作用効果を奏することができる。

［第５の実施形態］
次に、第５の実施形態について説明する。第４の実施形態では、入力電流Ｉｉｎと切り離して出力電流Ｉｏｕｔを制御する場合を示した。第５の実施形態では、負荷Ｍに印加される電圧が一定となるように制御する場合を示す。このような制御は、一般に、電圧供給型のインバータ制御と称される。なお、この第５の実施形態において、第３の実施形態と共通する部分には同一符号を付し、その詳しい説明は省略する。

図１３は、第５の実施形態における電力変換装置１-5の回路構成図である。電力変換装置１-5は、電力変換回路１１-5とそのコントローラ１２-5とを備える。電力変換回路１１-5は、第３の実施形態の電力変換回路１１-3に、負荷電圧検出ユニット１７を追加する。負荷電圧検出ユニット１７は、負荷Ｍの両端に生じる電位差を負荷電圧Ｖｏｕｔとして検出する。負荷電圧検出ユニット１７は、検出した負荷電圧Ｖｏｕｔをコントローラ１２-5に与える。ここに、負荷電圧検出ユニット１７は、負荷の両端に生じる電位差を負荷電圧として検出する負荷電圧検出手段を構成する。

コントローラ１２-5は、回路電流Ｉｓ及び電源電圧Ｖｉｎと各容量電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２と負荷電圧Ｖｏｕｔとに基づいて、第１及び第２のパルス信号Ｐ１，Ｐ２を生成する。そしてコントローラ１２-5は、第１のパルス信号Ｐ１を第１のスイッチＳ１に供給し、第２のパルス信号Ｐ２を第２のスイッチＳ２に供給する。

図１４は、コントローラ１２-5の具体的構成を示すブロック図である。コントローラ１２-5は、電流目標値決定部１２１、エンベロープ生成部１２２、上判定部１２３、下判定部１２４、ラッチ回路１２５、デッドタイム生成部１２６及び容量電圧負帰還部１２７に加えて、負荷電圧負帰還部１２９を備える。

負荷電圧負帰還部１２９は、負荷電圧Ｖｏｕｔを入力とする。回路電流Ｉｓが一定であっても負荷Ｍのインピーダンスが変化した場合、負荷電圧Ｖｏｕｔは変動する。負荷電圧負帰還部１２９は、負荷電圧Ｖｏｕｔが第５のしきい値ＳＨ５より高い場合には、係数ｊを“１”より小さい値ｊ１に設定する。これに対し、負荷電圧Ｖｏｕｔが第５のしきい値ＳＨ５より小さい第６のしきい値ＳＨ６より低い場合には、負荷電圧負帰還部１２９は、係数ｊを“１”より大きい値ｊ２にする。負荷電圧負帰還部１２９は、係数ｊをエンベロープ生成部１２２に与える（負荷電圧負帰還手段）。ここに、コントローラ１２-5からなる制御手段は、負荷電圧に基づいて正側エンベロープと負側エンベロープとの間隔を調整する負荷電圧負帰還手段をさらに備える。

エンベロープ生成部１２２は、予め設定された幅ｄに係数ｊを乗算して積ｊｄを求める。そしてエンベロープ生成部１２２は、目標となる電流値Ｉｔに相当する信号に積ｊｄを加算して正のエンベロープ＋ｅを生成する。またエンベロープ生成部１２２は、上記電流値Ｉｔに相当する信号から積ｊｄを減算して負のエンベロープ−ｅを生成する。そしてエンベロープ生成部１２２は、正のエンベロープ＋ｅに相当する信号を上判定部１２３の第１の入力端子に供給し、負のエンベロープ−ｅに相当する信号を下判定部１２４の第１の入力端子に供給する。
上判定部１２３，下判定部１２４、ラッチ回路１２５及びデッドタイム生成部１２６の動作は、第３の実施形態と同一である。

電力変換装置１-5の作用説明には、図１２の波形図をそのまま用いることができる。すなわち、負荷Ｍに印加される電圧を減少させたい場合、つまり負荷電圧Ｖｏｕｔが増加した場合には、係数ｊを“１”より小さい値ｊ１に設定する。そうすると、正のエンベロープ＋ｅと負のエンベロープ−ｅとの間隔が狭くなる。エンベロープ間の間隔が狭くなると、負荷Ｍに印加される電圧が減少する。

逆に、負荷Ｍに印加される電圧を増加させたい場合、つまり負荷電圧Ｖｏｕｔが減少した場合には、係数ｊを“１”より大きい値ｊ２に設定する。そうすると、正のエンベロープ＋ｅと負のエンベロープ−ｅとの間隔が広くなる。エンベロープ間の間隔が広くなると、負荷Ｍに印加される電圧が増加する。

一方、入力電流Ｉｉｎは、正のエンベロープ＋ｅと負のエンベロープ−ｅとの中心線の波形に相当して変化する。このため、幅ｄに係数ｊを乗算することでエンベロープ間の間隔がいかに変化しても。入力電流Ｉｉｎのうねり具合は変化しない。つまり、入力電流Ｉｉｎは変化しない。入力電流Ｉｉｎが変化しないということは、入力電力も変化しない。

このように第５の実施形態によれば、入力電力を変えることなく負荷Ｍに印加される電圧が一定となるように制御することができる。このことは、負荷Ｍの急変に対して高速応答制御しても、その影響が入力電流波形に影響しないことを意味する。すなわち、負荷の変動に要求される高速応答性と、入力電流高調波を常に抑制するという２つの側面を同時に満たすので、産業上の効果は大きい。

なお、この第５の実施形態において、第５のしきい値ＳＨ５と第６のしきい値ＳＨ６との関係を［ＳＨ５＞ＳＨ６］としたが、［ＳＨ５＝ＳＨ６］としてもよい。

また、この第５の実施形態では、第３の実施形態のコントローラ１２−3に負荷電圧負帰還部１２９を設けたが、第１の実施形態のコントローラ１２-1あるいは第２の実施形態のコントローラ１２-2に負荷電圧負帰還部１２９を設けてもよい。その場合も、第５の実施形態で説明した作用効果を奏することができる。

［第６の実施形態］
第１〜第５の実施形態において、電力変換装置１-1〜１-5の動作中、電力変換回路１１-1〜１１-5の第１のコンデンサＣ１の容量電圧Ｖｃ１と第２のコンデンサＣ２の容量電圧Ｖｃ２とを加算した総容量電圧Ｖｃ１＋Ｖｃ２は一定である。しかしながら、第１，第２のスイッチＳ１，Ｓ２の駆動のばらつきなどに起因して、容量電圧Ｖｃ１と容量電圧Ｖｃ２とが次第に乖離することがある。乖離の度合いが大きくなった場合、一方のコンデンサは耐圧を越える危険性があり、他方のコンデンサは電圧がなくなって回路動作が成立しなくなる危険性がある。ただしその場合でも、総容量電圧Ｖｃ１＋Ｖｃ２は変化しない。このため、総容量電圧Ｖｃ１＋Ｖｃ２を検出していたのでは、容量電圧Ｖｃ１と容量電圧Ｖｃ２との間に乖離が生じていることを検出できない。そこで次に、このような不具合を解消する第６の実施形態について説明する。

第６の実施形態の電力変換装置１-6は、電力変換回路１１-6とそのコントローラ１２-6とを備える。電力変換回路１１-6は、第５の実施形態における電力変換回路１１-5と同一の構成である。

図１５は、コントローラ１２-6の具体的構成を示すブロック図である。コントローラ１２-6は、電流目標値決定部１２１、エンベロープ生成部１２２、上判定部１２３、下判定部１２４、ラッチ回路１２５、デッドタイム生成部１２６、容量電圧負帰還部１２７及び負荷電圧負帰還部１２９に加えて、アンバランス検出部１３１を備える。

アンバランス検出部１３１は、第１の容量電圧検出ユニット１５で検出される容量電圧Ｖｃ１と、第２の容量電圧検出ユニット１６で検出される容量電圧Ｖｃ２とを入力する。そしてアンバランス検出部１３１は、容量電圧Ｖｃ１から容量電圧Ｖｃ２を減じた値Ｖｃ１−Ｖｃ２が正になるか負になるかを判断する。値Ｖｃ１−Ｖｃ２が正になるとき、アンバランス検出部１３１は、正のアンバランス信号（＋）を電流目標値決定部１２１に与える。これに対し、値Ｖｃ１−Ｖｃ２が負になるとき、アンバランス検出部１３１は、負のアンバランス信号（−）を電流目標値決定部１２１に与える。値Ｖｃ１−Ｖｃ２が“０”のときには、アンバランス信号を電流目標値決定部１２１に与えない（アンバランス検出手段）。

電流目標値決定部１２１は、アンバランス検出部１３１から正のアンバランス信号（＋）を受信した場合、容量電圧負帰還部１２７により設定される係数ｋに所定の係数ｈ１を乗算する。係数ｈ１は、電源電圧Ｖｉｎが正のときには“１”より小さい値であり、負のときには“１”より大きい値である。電流目標値決定部１２１は、電源電圧Ｖｉｎの信号に係数ｋ×ｈ１を乗算して、目標となる電流値Ｉｔを決定する。そして電流目標値決定部１２１は、この電流値Ｉｔに相当する信号をエンベロープ生成部１２２に供給する。

同じく電流目標値決定部１２１は、アンバランス検出部１３１から負のアンバランス信号（−）を受信した場合、容量電圧負帰還部１２７により設定される係数ｋに所定の係数ｈ２を乗算する。係数ｈ２は、電源電圧Ｖｉｎが正のときには“１”より大きい値であり、負のときには“１”より小さい値である。電流目標値決定部１２１は、電源電圧Ｖｉｎの信号に係数ｋ×ｈ２を乗算して、目標となる電流値Ｉｔを決定する。そして電流目標値決定部１２１は、この電流値Ｉｔに相当する信号をエンベロープ生成部１２２に供給する。

因みに、正または負のアンバランス信号を受信していない場合には、電流目標値決定部１２１は、係数ｋをそのまま使用する。すなわち電流目標値決定部１２１は、電源電圧Ｖｉｎの信号に係数ｋを乗算して、目標となる電流値Ｉｔを決定する。そして電流目標値決定部１２１は、この電流値Ｉｔに相当する信号をエンベロープ生成部１２２に供給する。

エンベロープ生成部１２２、上判定部１２３，下判定部１２４及びラッチ回路１２５の動作は、第５の実施形態と同一である。

図１６は、第１のコンデンサＣ１の容量電圧Ｖｃ１と、第２のコンデンサＣ２の容量電圧Ｖｃ２とが、バランスを崩す例を示す波形図である。図１６において、波形Ｗｚは、電源電圧Ｖｉｎの波形である。第１，第２のスイッチＳ１，Ｓ２の駆動にばらつきがないとき、第１のコンデンサＣ１の容量電圧Ｖｃ１と第２のコンデンサＣ２の容量電圧Ｖｃ２とは、波形Ｗａａに示すように、１８０度位相をずらして変動する。このため、電力変換装置１-6の動作中、総容量電圧Ｖｃ１＋Ｖｃ２は一定を保つ。

ところが、第１，第２のスイッチＳ１，Ｓ２の駆動にばらつきが生じると、波形Ｗｂｂに示すように、容量電圧Ｖｃ１と容量電圧Ｖｃ２とが徐々に乖離することがある。しかしながら、容量電圧Ｖｃ１と容量電圧Ｖｃ２とが如何に乖離しても、総容量電圧Ｖｃ１＋Ｖｃ２は一定であり、変動しない。

図１７は第１のコンデンサＣ１の容量電圧Ｖｃ１が小さくなり、第２のコンデンサＣ２の容量電圧Ｖｃ２が大きくなって、アンバランスが生じた場合の作用を説明する波形図である。図１７において、波形Ｗｃｃは、電流目標値決定部１２１で決定される目標となる電流値を示す。

同図において破線は、容量電圧Ｖｃ１と容量電圧Ｖｃ２との間にばらつきがない状態のときの目標となる電流値Ｉｔ１であって、正側と負側が対称形である。実線は、容量電圧Ｖｃ１と容量電圧Ｖｃ２との間に［Ｖｃ１＜Ｖｃ２］の関係があるときの目標となる電流値Ｉｔ２である。すなわち、容量電圧Ｖｃ１から容量電圧Ｖｃ２を減じた値Ｖｃ１−Ｖｃ２が負となる場合である。この場合、アンバランス検出部１３１は、負のアンバランス信号（−）を電流目標値決定部１２１に与える。したがって、電流目標値決定部１２１は、係数ｋに係数ｈ２を乗算する。その結果、電源電圧Ｖｉｎが正のときには、目標となる電流値Ｉｔ２のうねり具合が大きくなる。逆に、電源電圧Ｖｉｎが負のときには、目標となる電流値Ｉｔ２のうねり具合が小さくなる。

エンベロープ生成部１２２は、電流目標値決定部１２１で決定される電流値Ｉｔ２に相当する信号に幅ｄを加算して正のエンベロープ＋ｅを生成する。またエンベロープ生成部１２２は、電流値Ｉｔ２に相当する信号から幅ｄを減算して負のエンベロープ−ｅを生成する。そしてエンベロープ生成部１２２は、正のエンベロープ＋ｅに相当する信号を上判定部１２３の第１の入力端子に供給し、負のエンベロープ−ｅに相当する信号を下判定部１２４の第１の入力端子に供給する。

かくして、図１７の波形Ｗｄｄに示すように、振幅の幅は変わらないが、電源電圧Ｖｉｎが正のときと負のときとでうねり具合が異なる回路電流Ｉｓが負荷Ｍに流れる。その結果、電源電圧Ｖｉｎが正のときには第１のコンデンサＣ１にチャージされる電荷量が増え、負のときには第２のコンデンサＣ２から放電される電荷量が増えるので、結果として容量電圧Ｖｃ１と容量電圧Ｖｃ２とのアンバランスが解消される。

図１８は第１のコンデンサＣ１の容量電圧Ｖｃ１が大きくなり、第２のコンデンサＣ２の容量電圧Ｖｃ２が小さくなって、アンバランスが生じた場合の作用を説明する波形図である。図１８において、波形Ｗｅｅは、電流目標値決定部１２１で決定される目標となる電流値を示す。

同図において破線は、容量電圧Ｖｃ１と容量電圧Ｖｃ２との間にばらつきがない状態のときの目標となる電流値Ｉｔ１であって、正側と負側が対称形である。実線は、容量電圧Ｖｃ１と容量電圧Ｖｃ２との間に［Ｖｃ１＞Ｖｃ２］の関係があるときの目標となる電流値Ｉｔ３である。すなわち、容量電圧Ｖｃ１から容量電圧Ｖｃ２を減じた値Ｖｃ１−Ｖｃ２が正となる場合である。この場合、アンバランス検出部１３１は、正のアンバランス信号（＋）を電流目標値決定部１２１に与える。したがって、電流目標値決定部１２１は、係数ｋに係数ｈ１を乗算する。その結果、電源電圧Ｖｉｎが正のときには、目標となる電流値Ｉｔ３のうねり具合が小さくなる。逆に、電源電圧Ｖｉｎが負のときには、目標となる電流値Ｉｔ３のうねり具合が大きくなる。

エンベロープ生成部１２２は、電流目標値決定部１２１で決定される電流値Ｉｔ３に相当する信号に幅ｄを加算して正のエンベロープ＋ｅを生成する。またエンベロープ生成部１２２は、電流値Ｉｔ２に相当する信号から幅ｄを減算して負のエンベロープ−ｅを生成する。そしてエンベロープ生成部１２２は、正のエンベロープ＋ｅに相当する信号を上判定部１２３の第１の入力端子に供給し、負のエンベロープ−ｅに相当する信号を下判定部１２４の第１の入力端子に供給する。

かくして、図１８の波形Ｗｆｆに示すように、振幅の幅は変わらないが、電源電圧Ｖｉｎが正のときと負のときとでうねり具合が異なる回路電流Ｉｓが負荷Ｍに流れる。その結果、電源電圧Ｖｉｎが正のときには第１のコンデンサＣ１から放電される電荷量が増え、負のときには第２のコンデンサＣ２にチャージされる電荷量が増えるので、結果として容量電圧Ｖｃ１と容量電圧Ｖｃ２とのアンバランスが解消される。

このように第６の実施形態によれば、第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２の容量電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２を適正な範囲で維持できるので、耐圧を超えてコンデンサが破損したり、電圧不足で回路動作が不安定になることを未然に防止できる。このことは、比較的簡素な制御でバランスを維持できるので、産業上利用しやすいものとなる。

なお、この第６の実施形態では、第５の実施形態のコントローラ１２−5にアンバランス検出部１３１を設けたが、第３実施形態のコントローラ１２-3あるいは第４の実施形態のコントローラ１２-4にアンバランス検出部１３１を設けてもよい。その場合も、第６の実施形態で説明した作用効果を奏することができる。

［第７の実施形態］
次に、第７の実施形態について説明する。第３の実施形態で説明したように、入力電力を増やす場合、容量電圧負帰還部１２７の機能により係数ｋを大きくする。そうすると、目標となる電流値Ｉｔのうねり具合が大きくなる。また、第４の実施形態で説明したように、出力電力を減らす場合、負荷電圧負帰還部１２９の機能により係数Ｊを小さくする。そうすると、正のエンベロープ＋ｅと負のエンベロープ−ｅとの間の間隔が狭くなる。

図２０において、波形Ｗｇｇは、正常な状態にある回路電流Ｉｓを示す。この状態から、入力電力を増やすとともに出力電力を減らす場合、上述したように、係数ｋを大きくして目標となる電流値Ｉｔのうねり具合を大きくするとともに、係数Ｊを小さくしてエンベロープ間の間隔を狭くする。その結果、エンベロープが反対側の極性の領域に入り込むことがあり得る。

図２０において、波形Ｗｈｈは、区間Ｔ１では負のエンベロープ−ｅが正の領域に入り込み、区間Ｔ２では正のエンベロープ＋ｅが負の領域に入り込んだ場合の回路電流Ｉｓ示している。この場合、本来は正負を繰り返すはずの回路電流Ｉｓは、区間Ｔ１ではずっと正の値を取り続け、区間Ｔ２ではずっと負の値を取り続ける。したがって、その間は正しいスイッチングが行われないため、過大な電力損失が発生する。第７の実施形態は、このような不具合を解消するためのものである。

第７の実施形態の電力変換装置１-7は、電力変換回路１１-7とそのコントローラ１２-7とを備える。電力変換回路１１-7は、第６の実施形態における電力変換回路１１-6と同一の構成である。

図１９は、コントローラ１２-7の具体的構成を示すブロック図である。コントローラ１２-7は、電流目標値決定部１２１、エンベロープ生成部１２２、上判定部１２３、下判定部１２４、ラッチ回路１２５、デッドタイム生成部１２６、容量電圧負帰還部１２７、負荷電圧負帰還部１２９及びアンバランス検出部１３１に加えて、第１，第２のＺＶＳ（Zero Volt Switching）補償部１３２，１３３を備える。

第１のＺＶＳ補償部１３２は、エンベロープ生成部１２２で生成される正のエンベロープ＋ｅを入力とする。そして第１のＺＶＳ補償部１３２は、正のエンベロープ＋ｅが正の領域の下限値Ａminにあるか否かを検証する。正のエンベロープ＋ｅが正の領域の下限値Ａminを上回っているとき第１のＺＶＳ補償部１３２は、そのまま正のエンベロープ＋ｅを上判定部１２３に与える。これに対し、正のエンベロープ＋ｅが下限値Ａminを下回ったならば、第１のＺＶＳ補償部１３２は、無条件に正のエンベロープ＋ｅを下限値Ａminに置き換える。つまり第１のＺＶＳ補償部１３２は、下限値Ａminを正のエンベロープ＋ｅとして上判定部１２３に与える（第１の補償手段）。

第２のＺＶＳ補償部１３３は、エンベロープ生成部１２２で生成される負のエンベロープ−ｅを入力とする。そして第２のＺＶＳ補償部１３３は、負のエンベロープ−ｅが負の領域の上限値Ｂmaxにあるか否かを検証する。負のエンベロープ−ｅが負の領域の上限値Ｂmaxを下回っているとき、第２のＺＶＳ補償部１３３は、そのまま負のエンベロープ−ｅを下判定部１２４に与える。これに対し、負のエンベロープ−ｅが上限値Ｂmaxを上回ったならば、第２のＺＶＳ補償部１３３は、無条件に負のエンベロープ−ｅを上限値Ｂmaxに置き換える。つまり第２のＺＶＳ補償部１３３は、上限値Ｂmaxを負のエンベロープ−ｅとして下判定部１２４に与える（第２の補償手段）。

第１，第２のＺＶＳ補償部１３２．１３３よりも前段の電流目標値決定部１２１、エンベロープ生成部１２２、容量電圧負帰還部１２７、負荷電圧負帰還部１２９及びアンバランス検出部１３１と、後段の上判定部１２３、下判定部１２４及びラッチ回路１２５の動作は、第６の実施形態と同一である。

図２０の波形Ｗｉｉは、同図の波形Ｗｈｈで示した回路電流Ｉｓが得られる場合において、ＺＶＳ補償を施した後の回路電流Ｉｓである。波形Ｗｉｉに示すように、負のエンベロープ−ｅが負の上限値Ｂｍａｘを上回る区間Ｔ１になると、第２のＺＶＳ補償部１３３が負のエンベロープ−ｅを負の上限値Ｂｍａｘに置き換えるので、負のエンベロープ−ｅが正の領域に入り込むことはない。

同様に、正のエンベロープ＋ｅが負の下限値Ａｍｉｎを下回る区間Ｔ２になると、第１のＺＶＳ補償部１３２が正のエンベロープ＋ｅを正の下限値Ａｍｉｎに置き換えるので、正のエンベロープ＋ｅが負の領域に入り込むこともない。

したがって、回路電流Ｉｓは正負を常時繰り返すので、第１のスイッチＳ１または第２のスイッチＳ２がオンするときには当該スイッチＳ１，Ｓ２の両端電圧が常にゼロである。このため、極めて電力損失の少ないスイッチング動作を得ることができる。

なお、この第７の実施形態では、第６の実施形態のコントローラ１２−6に第１，第２のＺＶＳ補償部１３２，１３３を設けたが、第３乃至第５の実施形態のコントローラ１２-3，１２-4または１２-5に第１，第２のＺＶＳ補償部１３２，１３３を設けてもよい。その場合も、第７の実施形態で説明した作用効果を奏することができる。

［他の実施形態］
本発明は、前記各実施形態に限定されるものではない。
例えば前記各実施形態では、単相の交流電源Ｅを用いたが、交流電源Ｅは単相に限定されない。三相あるいはそれ以上の多相の交流電源を用いることも可能である。

また、前記各実施形態では、交流電源ＥとローパスフィルタＬＰＦとをバイパスする経路にハイパスフィルタＨＰＦを設けたが、ハイパスフィルタＨＰＦは省略してもよい。

また、前記各実施形態では、第１及び第２のスイッチＳ１，Ｓ２として、ＭＯＳ型電界効果トランジスタを例示したが、第１，第２のスイッチＳ１，Ｓ２は、これに限定されるものではない。例えば、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ、ＧａＮ、ＳｉＣ等の半導体素子を用いたスイッチでもよい。あるいはリレーのような機械的なスイッチとダイオードとを組み合わせて、第１及び第２のスイッチＳ１，Ｓ２を形成してもよい。

この他、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１-1〜１-7…電力変換装置、１１-1〜１１-7…電力変換回路、１２-1〜１２-7…コントローラ、１３…回路電流検出ユニット、１４…電圧検出ユニット、１５，１６…第１，第２の容量電圧検出ユニット、１７…負荷電圧検出ユニット、１２１…電流目標値決定部、１２２…エンベロープ生成部、１２３…上判定部、１２４…下判定部、１２５…ラッチ回路、１２６…デッドタイム生成部、１２７…容量電圧負帰還部、１２８…回路電流負帰還部、１２９…負荷電圧負帰還部、１３１…アンバランス検出部、１３２，１３３…第１，第２のＺＶＳ補償部。

Claims (5)

1. 第１のスイッチと第２のスイッチとを直列に接続するとともに、第１のコンデンサと第２のコンデンサとを直列に接続し、前記第１のスイッチと前記第１のコンデンサ及び前記第２のスイッチと前記第２のコンデンサをそれぞれ接続して閉ループを形成し、さらに前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとの接続点と前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの接続点との間を、交流電源，ローパスフィルタ、インダクタ及び負荷の直列回路で接続するとともに、前記交流電源と前記ローパスフィルタとをバイパスする経路を備える電力変換回路と、
   前記電力変換回路を流れる回路電流を検出する回路電流検出手段と、
   前記交流電源の電圧を検出する電源電圧検出手段と、
   前記回路電流検出手段により検出される回路電流と前記電源電圧検出手段により検出される電源電圧とに基づいて、前記交流電源の低周波成分に高周波成分が混在した電流が前記電力変換回路を流れるように前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとを交互に開閉させるためのパルス信号を前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとに出力する制御手段と、
   を具備したことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御手段は、
   前記電源電圧検出手段により検出される電源電圧の信号に基づいて前記電力変換回路を流れる電流の目標値を決定する決定手段と、
   この決定手段により決定された前記電流の目標値に所定の幅を持たせて正側及び負側のエンベロープを生成するエンベロープ生成手段と、
   前記電流検出手段により検出される回路電流が前記正側エンベロープと前記負側エンベロープとの範囲内に収まるか否かを判定する判定手段と、
   前記判定手段により前記回路電流が前記正側エンベロープと前記負側エンベロープとの範囲内から外れるタイミングで前記パルス信号を生成するパルス生成手段と、
   を備えたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記第１のコンデンサの両端に生じる電位差を第１の容量電圧として検出する第１の容量電圧検出手段と、
   前記第２のコンデンサの両端に生じる電位差を第２の容量電圧として検出する第２の容量電圧検出手段と、
   をさらに具備し、
   前記制御手段は、前記第１の容量電圧と前記第２の容量電圧とに基づいて、前記決定手段で決定される前記電流の目標値を調整する容量電圧負帰還手段、
   をさらに備えたことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記制御手段は、前記第１の容量電圧と前記第２の容量電圧とを比較するアンバランス検出手段、
   をさらに備え、
   前記決定手段は、前記アンバランス検出手段により前記第１の容量電圧の方が前記第２の容量電圧よりも高いことが検出された場合には、前記電流の目標値を、前記電源電圧が正のときには小さくし、負のときには大きくし、前記第１の容量電圧の方が前記第２の容量電圧よりも低いことが検出された場合には、前記電流の目標値を、前記電源電圧が正のときには大きくし、負のときには小さくすることを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
5. 前記制御手段は、
   前記エンベロープ生成手段により生成される前記正のエンベロープの正の領域における下限値を設定し、前記正のエンベロープが前記下限値を下回るときには前記正のエンベロープの値を前記下限値に置換する第１の補償手段と、
   前記エンベロープ生成手段により生成される前記負のエンベロープの負の領域における上限値を設定し、前記負のエンベロープが前記上限値を上回るときには前記負のエンベロープの値を前記上限値に置換する第２の補償手段と、
   をさらに備えることを特徴とする請求項３または４記載の電力変換装置。

Images