JP2014103002A - 発光装置の制御回路、それを用いた発光装置および電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】発光装置の効率またはノイズを改善する。
【解決手段】誤差増幅器１０は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの経路上の第１検出抵抗Ｒ１に生ずる第１検出電圧Ｖ_Ｒ１と発光素子６の目標輝度に応じた調光制御信号Ｖ_ＤＩＭの誤差を増幅し、パルス幅変調器３０は、誤差増幅器１０の出力Ｖ_ＦＢにもとづいてゲートパルス信号Ｇ２を生成する。Ｍ個のコンパレータＣＭＰ１、ＣＭＰ２は、検出抵抗Ｒ１、Ｒ２の電圧降下に応じた検出電圧Ｖ_Ｒ１、Ｖ_Ｒ２がしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２を超えると過電流検出信号ＯＣＰ１、ＯＣＰ２をアサートする。しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２の少なくともひとつはそれぞれ、（i）調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが所定の第１値より高い範囲において、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが高いほど高くなり、（ii）調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが第１値より低い範囲において所定の下限値をとる。
【選択図】図２

Description

本発明は、発光素子の駆動技術に関する。

近年、液晶パネルのバックライトや照明機器として、ＬＥＤ（発光ダイオード）をはじめとする発光素子を利用した発光装置が利用される。図１は、比較技術に係る発光装置の構成例を示す回路図である。発光装置１００３は、発光素子６と、スイッチング電源１００４と、を備える。

発光素子６は、直列に接続された複数のＬＥＤを含むＬＥＤストリングである。スイッチング電源１００４は、入力端子Ｐ１に入力された入力電圧Ｖ_ＩＮを昇圧して、出力端子Ｐ２に接続された発光素子６の一端に駆動電圧Ｖ_ＯＵＴを供給する。

スイッチング電源１００４は、出力回路１０２と、制御ＩＣ１１００を備える。出力回路１０２は、インダクタＬ１、スイッチングトランジスタＭ１、整流ダイオードＤ１、出力キャパシタＣ１を含む。制御ＩＣ１１００は、スイッチングトランジスタＭ１のオン、オフのデューティ比を制御することにより、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴを調節する。

発光素子６に流れる駆動電流Ｉ_ＬＥＤの経路上には、ＰＷＭ調光用スイッチ（トランジスタ）Ｍ２および電流検出用の検出抵抗Ｒ１が設けられる。コントローラ１０１０は、目標輝度に応じてデューティ比が調節されるＰＷＭ調光用のパルス信号Ｇ１を生成する。ドライバＤＲ２は、パルス信号Ｇ１にもとづき、ＰＷＭ調光用スイッチＭ２をスイッチングする。

検出抵抗Ｒ１には、発光素子６に流れる駆動電流Ｉ_ＬＥＤに比例した電圧降下（検出電圧）Ｖ_Ｒ１が発生する。誤差増幅器ＥＡ１は、検出電圧Ｖ_Ｒ１と、制御電圧Ｖ_ＲＥＦとの誤差を増幅し、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢを生成する。コントローラ１０１０は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢにもとづいてパルス変調されるゲートパルス信号Ｇ２を生成する。ドライバＤＲ１は、ゲートパルス信号Ｇ２にもとづいてスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする。

以上の構成により、駆動電流Ｉ_ＬＥＤが目標値Ｖ_ＲＥＦ／Ｒ１に近づくようにフィードバックがかかり、制御電圧Ｖ_ＲＥＦに応じた輝度で発光素子６を発光させることができる。

特開２００９−２６１１５８号公報

発光装置１００３において、回路素子を保護するために、過電流検出が行われる。コンパレータＣＭＰ１は、検出電圧Ｖ_Ｒ１を所定のしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１と比較し、Ｖ_Ｒ１＞Ｖ_ＴＨ１となると、つまり駆動電流Ｉ_ＬＥＤが所定のしきい値Ｉ_ＴＨ１を超えると、過電流検出信号ＯＣＰ１をアサート（ハイレベル）する。コントローラ１０１０は、過電流検出信号ＯＣＰ１がアサートされると、ゲートパルス信号Ｇ１をローレベルとし、スイッチングトランジスタＭ１をオフする。

また、スイッチングトランジスタＭ１に流れる電流の経路上には、検出抵抗Ｒ２が設けられる。検出抵抗Ｒ２には、インダクタＬ１に流れる電流Ｉ_Ｌ１に比例した電圧降下（検出電圧Ｖ_Ｒ２）が発生する。コンパレータＣＭＰ２は、検出電圧Ｖ_Ｒ２を所定のしきい値電圧Ｖ_ＴＨ２と比較し、Ｖ_Ｒ２＞Ｖ_ＴＨ２となると、つまりコイル電流Ｉ_Ｌが所定のしきい値Ｉ_ＴＨ２を超えると、過電流検出信号ＯＣＰ２をアサートする。コントローラ１０１０は、過電流検出信号ＯＣＰ２がアサートされると、ゲートパルス信号Ｇ１をローレベルとし、スイッチングトランジスタＭ１をオフする。

従来では、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２は、インダクタＬ１や整流ダイオードＤ１、発光素子６、スイッチングトランジスタＭ１、ＰＷＭ調光用スイッチＭ２などの最大定格電流に応じて設定されており、それらは駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大小にかかわらず、一定値に固定されていた。

本発明者は、このような発光装置１００３について検討し、以下の課題を認識するに至った。従来の回路では、回路素子を保護することのみを目的としていたため、最大定格電流を超えない範囲において、非常に大きな電流が流れることが許容されていた。つまり、本来は流すべきでない無駄な電流が流れ得るため、そこには消費電力をさらに削減する余地がある。

本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、回路を確実に保護しつつ、消費電力を低減可能な制御回路の提供にある。

本発明のある態様の制御回路は、発光装置の制御回路に関する。発光装置は、発光素子と、発光素子の一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、を有する。制御回路は、スイッチング電源のスイッチングトランジスタを制御するとともに、発光素子に流れる駆動電流をスイッチングする。制御回路は、駆動電流の経路上に設けられた第１検出抵抗と、第１検出抵抗の電圧降下に応じた第１検出電圧と発光素子の目標輝度に応じたレベルを有する調光制御信号の誤差を増幅し、フィードバック電圧を生成する誤差増幅器と、フィードバック電圧にもとづいてデューティ比が調節されるゲートパルス信号を生成するパルス変調器と、それぞれが、発光装置の過電流保護の対象となる電流の経路上に設けられたＭ個（Ｍは整数）の検出抵抗と、Ｍ個の検出抵抗に対応するＭ個のしきい値電圧を生成する電圧源と、それぞれが検出抵抗ごとに設けられ、対応する検出抵抗の電圧降下に応じた検出電圧が対応するしきい値電圧を超えると過電流検出信号をアサートするよう構成された、Ｍ個のコンパレータと、を備える。Ｍ個のしきい値電圧の少なくともひとつはそれぞれ、（i）調光制御信号が所定の第１値より高い範囲において、調光制御信号が高いほど高くなり、（ii）調光制御信号が第１値より低い範囲において所定の下限値をとる。

第１検出抵抗の抵抗値をＲ１、調光制御信号をＶ_ＤＩＭと書くとき、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに比例した目標値（Ｖ_ＤＩＭ／Ｒ１）に安定化される。
ある電流Ｉｉが流れる検出抵抗Ｒｉに着目すると、その電圧降下に応じた検出抵抗Ｖ_Ｒｉが、対応するしきい値電圧Ｖ_ＴＨｉを超えると、言い換えれば、その検出抵抗Ｒｉに流れる電流Ｉｉが、しきい値電流Ｉ_ＴＨｉ（＝Ｖ_ＴＨｉ／Ｒｉ）を超えると、過電流状態と判定される。
正常状態において、発光素子の過電流保護の対象となる経路の電流Ｉｉは、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの目標レベルに応じて変化する。すなわち、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの目標レベルが高いとき、その経路の電流Ｉｉは大きくなり、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの目標レベルが低いとき、その経路の電流Ｉｉも小さくなる。
この態様によれば、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが第１値より高い範囲においては、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの目標値に応じて過電流検出のしきい値Ｉ_ＴＨｉを変化させることで、回路を安全に保護つつも、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの目標値が小さなときには、しきい値電流Ｉ_ＴＨｉを低下させることで、電流Ｉｉの不要な増大を抑制できるため、消費電力を低減できる。
また、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが第１レベルより低い領域では、駆動電流Ｉ_ＬＥＤが小さく、したがって電流Ｉｉも小さいため、検出抵抗Ｒｉの電圧降下Ｖ_Ｒｉが小さくなり、ノイズによる過電流状態の誤検出の可能性が高まる。そこで、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが第１値より低い範囲では、しきい値電圧Ｖ_ＴＨｉをある下限レベルにてクランプすることにより、ノイズによる過電流状態の誤検出を防止できる。

Ｍ個のしきい値電圧の少なくともひとつはそれぞれ、（i-1）調光制御信号が、第１値より高く所定の第２値より低い範囲において、調光制御信号に応じて増大し、（i-2）調光制御信号が第２値より高い範囲において、所定の上限値をとってもよい。
駆動電流Ｉ_ＬＥＤの目標値の増大にともなってしきい値電圧Ｖ_ＴＨｉを制限なく上昇させていくと、目標値が非常に大きな状態において、保護対象の経路に非常に大きな電流が流れることが許容されることになる。この態様によれば、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが第２値より高い範囲において、しきい値電圧Ｖ_ＴＨｉ、つまりしきい値電流Ｉ_ＴＨｉをある上限レベルにてクランプすることにより、その電流をある上限レベルで制約でき、その結果、回路を構成する部品の選定が容易となる。

Ｍ個の検出抵抗のひとつは、第１検出抵抗であってもよい。この場合、第１検出電圧によって、駆動電流の過電流状態を検出できる。

Ｍ個の検出抵抗のひとつは、スイッチングトランジスタの経路上に設けられた第２検出抵抗であってもよい。この場合、第２検出電圧によって、スイッチングトランジスタがオンの期間において、スイッチングトランジスタおよびインダクタに流れる電流の過電流状態を保護できる。

Ｍ個の検出抵抗のひとつは、第１検出抵抗であり、Ｍ個の検出抵抗の別のひとつは、スイッチングトランジスタの経路上に設けられた第２検出抵抗であってもよい。

本発明のある態様の制御回路は、発光装置の制御回路に関する。発光装置は、発光素子と、発光素子の一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、を有する。制御回路は、スイッチング電源のスイッチングトランジスタを制御するとともに、発光素子に流れる駆動電流をスイッチングする。制御回路は、発光素子の目標輝度に応じたレベルを有する調光制御信号に応じた駆動電流を生成し、発光素子に供給する電流ドライバと、電流ドライバの電圧降下と所定の基準電圧の誤差を増幅し、フィードバック電圧を生成する誤差増幅器と、フィードバック電圧にもとづいてデューティ比が調節されるゲートパルス信号を生成するパルス変調器と、それぞれが、発光装置の過電流保護の対象となる電流の経路上に設けられたＭ個（Ｍは整数）の検出抵抗と、Ｍ個の検出抵抗に対応するＭ個のしきい値電圧を生成する電圧源と、それぞれが検出抵抗ごとに設けられ、対応する検出抵抗の電圧降下に応じた検出電圧が対応するしきい値電圧を超えると過電流検出信号をアサートするよう構成された、Ｍ個のコンパレータと、を備える。Ｍ個のしきい値電圧の少なくともひとつはそれぞれ、（i）調光制御信号が所定の第１値より高い範囲において、調光制御信号が高いほど高くなり、（ii）調光制御信号が第１値より低い範囲において所定の下限値をとる。

この態様によっても、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが第１値より高い範囲においては、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの目標値に応じて過電流検出のしきい値Ｉ_ＴＨｉを変化させることで、回路を安全に保護つつも、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの目標値が小さなときには、しきい値電流Ｉ_ＴＨｉを低下させることで、電流Ｉｉの不要な増大を抑制できるため、消費電力を低減できる。
また、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが第１レベルより低い領域では、駆動電流Ｉ_ＬＥＤが小さく、したがって電流Ｉｉも小さいため、検出抵抗Ｒｉの電圧降下Ｖ_Ｒｉが小さくなり、ノイズによる過電流状態の誤検出の可能性が高まる。そこで、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが第１値より低い範囲では、しきい値電圧Ｖ_ＴＨｉをある下限レベルにてクランプすることにより、ノイズによる過電流状態の誤検出を防止できる。

Ｍ個のしきい値電圧の少なくともひとつはそれぞれ、（i-1）調光制御信号が、第１値より高く所定の第２値より低い範囲において、調光制御信号に応じて増大し、（i-2）調光制御信号が第２値より高い範囲において、所定の上限値をとってもよい。
駆動電流Ｉ_ＬＥＤの目標値の増大にともなってしきい値電圧Ｖ_ＴＨｉを制限なく上昇させていくと、目標値が非常に大きな状態において、保護対象の経路に非常に大きな電流が流れることが許容されることになる。この態様によれば、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが第２値より高い範囲において、しきい値電圧Ｖ_ＴＨｉ、つまりしきい値電流Ｉ_ＴＨｉをある上限レベルにてクランプすることにより、その電流をある上限レベルで制約でき、その結果、回路を構成する部品の選定が容易となる。

Ｍ個の検出抵抗のひとつは、電流ドライバに内蔵され、駆動電流の経路上に設けられた第３検出抵抗であってもよい。

Ｍ個の検出抵抗のひとつは、スイッチングトランジスタの経路上に設けられた第２検出抵抗であってもよい。

Ｍ個の検出抵抗のひとつは、電流ドライバに内蔵され、駆動電流の経路上に設けられた第３検出抵抗であり、Ｍ個の検出抵抗の別のひとつは、スイッチングトランジスタの経路上に設けられた第２検出抵抗であってもよい。

電圧源は、発光素子の目標輝度を指示する指令信号を受け、指令信号に比例する調光制御信号を生成するとともに、指令信号にもとづいて、Ｍ個のしきい値電圧の少なくともひとつを生成してもよい。

電圧源は、複数のモードが切りかえ可能に構成され、モードごとに、調光制御信号とＭ個のしきい値電圧の少なくともひとつの関係が異なるように定められてもよい。
これによれば、発光装置の状態や、それが使用されるプラットフォームに応じて、最適なモードを選択することにより、最適な過電流保護を行いつつ、消費電力を低減できる。

複数のモードは、しきい値電圧の少なくともひとつが、調光制御信号とは無関係な一定レベルに固定される一定モードを含んでもよい。

電圧源は、発光装置の起動時において、一定モードに設定され、その後、別のモードに遷移してもよい。
起動直後、スイッチング電源の出力電圧が低いため、ゲートパルス信号のデューティ比、すなわちスイッチングトランジスタのオン時間が大きくなる。したがって起動時にスイッチングトランジスタやインダクタに流れる電流は、通常動作時に比べて大きくなる。一定モードを選択しない場合において、調光制御信号のレベルが低いと、しきい値電流が小さくなるため、スイッチングトランジスタやインダクタに流れる電流が小さなしきい値電流によって制限されることになり、起動時間が長くなるおそれがある。この態様によれば、起動時に一定モードを選択することで、スイッチングトランジスタやインダクタに流れる電流を、不当に制約することなく、発光装置を短時間で起動することが可能となる。

発光素子は、直列に接続された複数の発光ダイオードを含むＬＥＤストリングであってもよい。

本発明の別の態様は、発光装置に関する。発光装置は、発光素子と、発光素子の一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、を備えてもよい。スイッチング電源は、スイッチングトランジスタと、スイッチングトランジスタをスイッチングする上述の制御回路と、を備えてもよい。

本発明の別の態様は、電子機器に関する。電子機器は、液晶パネルと、液晶パネルのバックライトとして設けられた上述の発光装置と、を備えてもよい。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、回路を確実に保護しつつ、消費電力を低減できる。

比較技術に係る発光装置の構成例を示す回路図である。 本発明の第１の実施の形態に係る制御回路を備える発光装置を示す回路図である。 図３（ａ）〜（ｃ）は、パルス幅変調器の構成例を示す回路図である。 図４（ａ）は、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭとしきい値電圧Ｖ_ＴＨの関係を示す図であり、図４（ｂ）は、調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊としきい値電圧Ｖ_ＴＨの関係を示す図である。 図５（ａ）、（ｂ）は、電圧源の構成例を示す回路図である。 一定モードと可変モードにおける、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭとしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２の関係を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係る制御回路を備える発光装置を示す回路図である。 発光装置を備える電子機器の例を示す図である。 図９（ａ）、（ｂ）は、スイッチング電源の出力回路の別の構成例を示す回路図である。 第２の変形例に係る制御回路の一部を示す回路図である。 調光制御信号Ｖ_ＤＩＭの生成回路の構成例を示す回路図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

（第１の実施の形態）
図２は、本発明の第１の実施の形態に係る制御回路を備える発光装置を示す回路図である。発光装置３は、発光素子６と、スイッチング電源４と、ホストプロセッサ９を備える。

発光素子６は、直列に接続された複数のＬＥＤを含むＬＥＤストリングである。発光素子６の一端（アノード）は、スイッチング電源４の出力端子Ｐ２に共通に接続される。

ホストプロセッサ９は、発光装置３全体を統括的に制御する。具体的にはホストプロセッサ９は、発光素子６の目標輝度に応じた電圧レベルを有する調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊を生成し、制御回路１００に送信する。調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊は、アナログ電圧であってもよいし、デジタル信号であってもよいし、パルス信号のデューティ比や周波数であってもよいし、外付け抵抗の抵抗値などの回路定数であってもよい。

スイッチング電源４は、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータであり、入力端子Ｐ１に入力された入力電圧Ｖ_ＩＮを昇圧し、その出力端子Ｐ２に接続された発光素子６の一端（アノード）に駆動電圧Ｖ_ＯＵＴを供給する。

スイッチング電源４は、制御回路１００および出力回路１０２を備える。出力回路１０２は、インダクタＬ１、整流ダイオードＤ１、スイッチングトランジスタＭ１、出力キャパシタＣ１および第２検出抵抗Ｒ２を含む。出力回路１０２のトポロジーは一般的であるため、説明を省略する。

制御回路１００のスイッチング端子ＳＷは、スイッチングトランジスタＭ１のゲートと接続される。制御回路１００は、発光素子６の点灯に必要な出力電圧Ｖ_ＯＵＴが得られるように、フィードバックによりデューティ比が調節されるゲートパルス信号Ｇ２を生成し、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング動作を制御するとともに、発光素子６が目標の輝度で発光するように、発光素子６に流れる駆動電流Ｉ_ＬＥＤを調節する。

制御回路１００は、ひとつの半導体基板上に一体集積化された機能ＩＣである。なお、「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。またスイッチングトランジスタＭ１は制御回路１００に内蔵されてもよい。

制御回路１００は、入出力ピンとして、スイッチング（ＳＷ）端子、電流検出（ＣＳ）端子、バースト調光（ＰＷＭ）端子、アナログ調光（ＡＤＩＭ）端子、フィードバック（ＦＢ）端子、ＬＥＤ端子を有する。

ＡＤＩＭ端子には、ホストプロセッサ９からの調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊が入力される。ＳＷ端子は、スイッチングトランジスタＭ１のゲートと接続される。ＦＢ端子には、位相補償用のキャパシタＣ_ＦＢおよび抵抗Ｒ_ＦＢを含む位相補償回路１４が接続される。ＣＳ端子には、第２抵抗Ｒ２の電圧降下に応じた第２検出電圧Ｖ_Ｒ２が入力される。ＬＥＤ端子は、発光素子６のカソードと接続される。制御回路１００のＰＷＭ端子には、ホストプロセッサ９から出力されるバースト調光用の調光パルス信号Ｇ１が入力される。調光パルス信号Ｇ１は、発光素子６の目標となる輝度に応じてパルス幅変調されており、目標輝度が高いほどデューティ比が大きい。

制御回路１００は、誤差増幅器１０、パルス幅変調器３０、ゲートドライバ４０、調光用ドライバ５０、調光用スイッチＭ２、第１抵抗Ｒ１、電圧源７０、第１コンパレータＣＭＰ１、第２コンパレータＣＭＰ２を備える。

調光用スイッチＭ２および第１検出抵抗Ｒ１は、発光素子６に流れる駆動電流の経路上に、より具体的には、ＬＥＤ端子と接地端子の間に直列に設けられる。調光用ドライバ５０は、調光用スイッチＭ２を調光パルス信号Ｇ１に応じてスイッチングし、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの導通、遮断を切りかえる。調光用スイッチＭ２および第１抵抗Ｒ１は、制御回路１００のＩＣに外付けされてもよい。

誤差増幅器１０は、第１検出抵抗Ｒ１の電圧降下に応じた第１検出電圧Ｖ_Ｒ１と調光制御信号Ｖ_ＤＩＭの誤差を増幅し、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢを生成する。後述のように、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭは調光指令信号ＶＤＩＭ＊に応じた電圧レベルを有する。たとえば誤差増幅器１０は、トランスコンダクタンス（ｇｍ）アンプ１２および位相補償回路１４を含む。位相補償回路１４は、位相補償用のキャパシタＣ_ＦＢおよび抵抗Ｒ_ＦＢを含む。

パルス幅変調器３０は、ゲートパルス信号Ｇ２を生成する。パルス幅変調器３０は、少なくともフィードバック電圧Ｖ_ＦＢにもとづいて、第１検出電圧Ｖ_Ｒ１が調光制御信号Ｖ_ＤＩＭと一致するように、ゲートパルス信号Ｇ２のデューティ比を調節する。

図３（ａ）〜（ｃ）は、パルス幅変調器３０の構成例を示す回路図である。図３（ａ）〜（ｃ）のパルス幅変調器３０はそれぞれ、オシレータ３２を含み、オシレータ３２が生成する周期信号と同期して、ゲートパルス信号Ｇ２を生成する。

図３（ａ）のパルス幅変調器３０ａは、電圧モード制御を行う。パルス幅変調器３０ａは、オシレータ３２ａ、ＰＷＭコンパレータ３３、を含む。オシレータ３２ａは、三角波またはのこぎり波の周期信号（ランプ電圧）Ｖ_ＲＡＭＰを生成する。ＰＷＭコンパレータ３３は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢと周期信号Ｖ_ＲＡＭＰを比較し、比較結果に応じたゲートパルス信号Ｇ２を生成する。

図３（ｂ）のパルス幅変調器３０ｂは、ピーク電流モード制御を行う。パルス幅変調器３０ｂは、オシレータ３２ｂ、ＰＷＭコンパレータ３３、スロープ補償回路３４、ピーク検出コンパレータ３５、フリップフロップ３６を含む。パルス幅変調器３０ｂには、スイッチングトランジスタＭ１に流れる電流に応じた、第２抵抗Ｒ２の電圧降下（第２検出電圧）Ｖ_Ｒ２が入力される。

オシレータ３２ｂは、パルス状の周期信号（セット信号）Ｓ_ＳＥＴを生成する。スロープ補償回路３４は、セット信号Ｓ_ＳＥＴと同期したスロープ電圧を生成し、電流検出信号Ｖ_Ｒ２に重畳する。たとえばスロープ補償回路３４は、スロープ電圧を生成するスロープ電圧生成部３４ａと、スロープ電圧と電流検出信号Ｖ_Ｒ２を加算する加算器３４ｂと、を含んでもよい。なおスロープ補償回路３４の構成は特に限定されない。

ピーク検出コンパレータ３５は、スロープ補償された検出電圧Ｖ_Ｒ２’をフィードバック電圧Ｖ_ＦＢと比較し、比較結果に応じたリセット信号Ｓ_ＲＳＴを生成する。フリップフロップ３６は、セット信号Ｓ_ＳＥＴとリセット信号Ｓ_ＲＳＴに応じてレベルが遷移するゲートパルス信号Ｇ２を生成する。たとえばフリップフロップ３６は、セット端子にセット信号Ｓ_ＳＥＴが、リセット端子にリセット信号Ｓ_ＲＳＴが入力されたＳＲフリップフロップであってもよい。

図３（ｃ）のパルス幅変調器３０ｃは、平均電流モード制御を行う。パルス幅変調器３０ｃは、オシレータ３２ｃ、フリップフロップ３６、電流誤差増幅器３８、コンパレータ３９を含む。パルス幅変調器３０ｃには、スイッチングトランジスタＭ１に流れる電流に応じた、第２抵抗Ｒ２の電圧降下（検出電圧）Ｖ_Ｒ２が入力される。

オシレータ３２ｃは、三角波またはのこぎり波の周期信号（ランプ電圧Ｖ_ＲＡＭＰ）およびセット信号Ｓ_ＳＥＴを生成する。

電流誤差増幅器３８は、第２検出電圧Ｖ_Ｒ２とフィードバック電圧Ｖ_ＦＢの誤差を増幅するとともに平均化する。コンパレータ３９は、電流誤差増幅器３８の出力電圧Ｖ_ＥＲＲとランプ信号Ｖ_ＲＡＭＰを比較し、比較結果に応じたリセット信号Ｓ_ＲＳＴを生成する。フリップフロップ３６は、セット信号Ｓ_ＳＥＴとリセット信号Ｓ_ＲＳＴに応じてレベルが遷移するゲートパルス信号Ｇ２を生成する。

当業者によれば、図３（ａ）〜（ｃ）に例示した以外にも、パルス幅変調器３０が構成しうることが理解され、本発明において、パルス幅変調器３０の構成が特に限定されないことが理解されよう。さらに本発明は、パルス幅変調器３０に代えて、パルス周波数変調器など、別のパルス変調器を用いた場合にも有効である。

図２に戻る。ゲートドライバ４０は、調光パルス信号Ｇ１がローレベルの期間、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングを停止し、調光パルス信号Ｇ１がハイレベルの期間、ゲートパルス信号Ｇ２にもとづいてスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする。

図２の発光装置３では、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭにもとづくアナログ調光と、調光パルス信号Ｇ１にもとづくバースト調光（ＰＷＭ調光）が併用され、発光素子６の輝度が制御される。

続いて、発光装置３の過電流保護について説明する。
制御回路１００は、Ｍ個（Ｍは整数）の検出抵抗Ｒ１、Ｒ２を備える。本実施の形態では、Ｍ＝２である。Ｍ個の検出抵抗Ｒ１、Ｒ２はそれぞれ、発光装置３の過電流保護の対象となる電流の経路上に設けられる。より具体的には、第１の過電流保護の対象となる電流は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤであり、したがって、Ｍ個の検出抵抗のひとつは、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの経路上に設けられた第１検出抵抗Ｒ１である。また第２の過電流保護の対象となる電流は、スイッチングトランジスタＭ１に流れる電流であり、したがってＭ個の検出抵抗のひとつは、スイッチングトランジスタＭ１の経路上に設けられた第２検出抵抗Ｒ２である。なお、過電流保護の対象となる電流はこれらには限定されず、必要に応じて発光装置３の任意の経路の電流を対象とすることができる。第２検出抵抗Ｒ２は、スイッチングトランジスタＭ１のオン抵抗を代用してもよい。

電圧源７０は、Ｍ個の検出抵抗Ｒ１、Ｒ２に対応するＭ個のしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２を生成する。

Ｍ個のコンパレータＣＭＰ１、ＣＭＰ２は、それぞれが検出抵抗Ｒ１、Ｒ２ごとに設けられる。第ｉコンパレータＣＭＰｉは、対応する検出抵抗Ｒｉの電圧降下Ｖ_Ｒｉに応じた検出電圧が、対応するしきい値電圧Ｖ_ＴＨｉを超えると、過電流検出信号ＯＣＰｉをアサート（たとえばハイレベル）するよう構成される。

制御回路１００は、少なくともひとつの過電流検出信号ＯＣＰがアサートされると、所定の保護処理を実行する。たとえば、保護処理は、スイッチングトランジスタＭ１の一時的な停止であってもよいし、長期間にわたる停止であってもよい。あるいは発光装置３の完全なシャットダウンであってもよい。また保護処理は、過電流検出信号ＯＣＰごとに異なっていてもよい。

電圧源７０は、Ｍ個のしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２の少なくともひとつを、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに応じたレベルをとるように生成する。図４（ａ）は、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭとしきい値電圧Ｖ_ＴＨの関係を示す図である。本実施の形態では、２つのしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１およびＶ_ＴＨ２の両方が、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに応じたレベルを有する場合を説明するが本発明はそれには限定されない。たとえば、いずれか一方を一定値とし、他方のみを調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに応じて変化させてもよい。

Ｍ個のしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２の少なくともひとつ（本実施の形態では両方）はそれぞれ、（i）調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが所定の第１値Ｖａより高い範囲において、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが高いほど高くなり、（ii）調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが第１値Ｖａより低い範囲において所定の下限値Ｖ_ＭＩＮをとる。

さらに、Ｍ個のしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２の少なくともひとつ（本実施の形態では両方）はそれぞれ、（i-1）調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが、第１値Ｖａより高く所定の第２値Ｖｂより低い範囲において、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに応じて増大し、（i-2）調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが第２値Ｖｂより高い範囲において、所定の上限値Ｖ_ＭＡＸをとる。

（i-1）調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが、第１値Ｖａより高く所定の第２値Ｖｂより低い範囲において、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２は、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに比例してもよい。この範囲において、
Ｖ_ＴＨ１＝Ｋ１×Ｖ_ＤＩＭ
Ｖ_ＴＨ２＝Ｋ２×Ｖ_ＤＩＭ
が成り立つものとする。図４（ａ）には、Ｋ１＝Ｋ２の場合が示されるが、本発明はそれには限定されず、Ｋ１≠Ｋ２であってもよい。

なお、図４（ａ）には、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２が完全に等しい場合を示すが、本発明はそれには限定されず、Ｖａ、Ｖｂ、Ｖ_ＭＩＮ、Ｖ_ＭＡＸは、しきい値電圧ごとに異なっていてもよい。

電圧源７０は、調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊を受け、調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊に比例する調光制御信号Ｖ_ＤＩＭを生成するとともに、調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊にもとづいて、Ｍ個のしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２の少なくともひとつ（本実施の形態では両方）を生成する。図４（ｂ）は、調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊としきい値電圧Ｖ_ＴＨの関係を示す図である。調光制御信号Ｖ_ＤＩＭは、調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊に比例する。また、Ｖ_ＤＩＭ＊＜Ｖｃのとき、Ｖ_ＴＨ＝Ｖ_ＭＩＮであり、Ｖｄ＜Ｖ_ＤＩＭ＊のとき、Ｖ_ＴＨ＝Ｖ_ＭＭＡＸが成り立つ。

図５（ａ）、（ｂ）は、電圧源７０の構成例を示す回路図である。図５（ａ）の電圧源７０ａは、バッファ７２、抵抗分圧回路７４、第１クランプ回路７６、第２クランプ回路７８を備える。バッファ７２は、調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊を受ける。抵抗分圧回路７４は、直列に接続された複数の抵抗を含み、バッファ７２の出力電圧を所定の分圧比Ｋａで分圧し、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭを生成する。これにより、調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊に比例する調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが生成される。
Ｖ_ＤＩＭ＝Ｋａ×Ｖ_ＤＩＭ＊

また、抵抗分圧回路７４は、バッファ７２の出力電圧を所定の分圧比Ｋｂで分圧し、調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊に比例するしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２を生成する。
Ｖ_ＴＨ１＝Ｖ_ＴＨ２＝Ｋｂ×Ｖ_ＤＩＭ＊

第１クランプ回路７６は、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２を、所定の下限電圧Ｖ_ＭＩＮ以下とならないようにクランプする。第２クランプ回路７８は、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２を、所定の上限電圧Ｖ_ＭＡＸ以上とならないようにクランプする。

この構成によれば、図４（ｂ）に示すしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２および調光制御信号Ｖ_ＤＩＭを生成でき、分圧比に応じて、領域（ii-1）の傾きを設定でき、第１クランプ回路７６の下限電圧Ｖ_ＭＩＮに応じてしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２の下限値を設定でき、第２クランプ回路７８の上限電圧Ｖ_ＭＡＸに応じて、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２の上限値を設定できる。

なお、調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊を生成する回路、つまりホストプロセッサ９の出力インピーダンスが十分に低い場合、バッファ７２は省略してもよい。

図５（ｂ）の電圧源７０ｂは、ロジック部７９と、Ｄ／Ａコンバータ８０と、を含む。ロジック部７９は、デジタルの調光指令信号Ｄ_ＤＩＭ＊を受ける。ロジック部７９には、調光指令信号Ｄ_ＤＩＭ＊と、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭの関係を示すテーブルあるいは演算式が格納され、調光指令信号Ｄ_ＤＩＭ＊に応じたデジタル値を生成する。Ｄ／Ａコンバータ８０は、デジタル値をデジタル／アナログ変換することにより、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２および調光制御信号Ｖ_ＤＩＭを生成する。

なお、電圧源７０の構成は図５（ａ）、（ｂ）のそれらには限定されず、別の構成であってもよい。

図２に戻る。好ましくは電圧源７０は、複数のモードが切りかえ可能に構成される。モードごとに、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭとＭ個のしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２の少なくともひとつ（本実施の形態では両方）の関係が異なるように定められる。たとえば電圧源７０は、一定モードと、ひとつあるいは複数の可変モードが切りかえ可能に構成される。

図６は、一定モードと可変モードにおける、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭとしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２の関係を示す図である。一定モードにおいて、Ｍ個のしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２の少なくともひとつ（本実施の形態において両方）が、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭとは無関係な一定レベルに固定される（一点鎖線）。一定レベルは、可変モードにおける上限値Ｖ_ＭＡＸと一致していてもよい。可変モードでは、上述したように、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２が調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに応じて変化する（実線、破線）。可変モードは複数用意されてもよい。

電圧源７０は、発光装置３の起動時において、一定モードに設定され、その後、起動完了後に可変モードに遷移する。起動の完了は、以下の少なくともひとつ、あるいは複数のを組み合わせて検出してもよい。
（i）起動開始後、所定の判定時間内に、過電流検出信号がアサートされないこと
（ii）第１検出電圧Ｖ_Ｒ１が調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに達したこと
（iii）駆動電圧Ｖ_ＯＵＴが所定のしきい値に達したこと
（iv）起動開始後、所定の起動時間の経過したこと

以上が発光装置３の構成である。続いてその動作を説明する。

はじめに、発光装置３の通常動作を説明する。
パルス幅変調器３０は、フィードバック制御によって、第１検出抵抗Ｒ１の電圧降下である第１検出電圧Ｖ_Ｒ１が、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに近づくように、ゲートパルス信号Ｇ２のデューティ比を調節する。その結果、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに比例した目標値（Ｖ_ＤＩＭ／Ｒ１）に安定化される。

発光装置３の利点は、比較技術との対比によって明確となる。比較技術では、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの目標値にかかわらず、しきい値電圧Ｖ_ＴＨのレベルが定められ、固定的なしきい値電流Ｉ_ＴＨ（たとえば２００ｍＡとする）が設定されていた。したがって、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの目標値が小さな場合、たとえば２０ｍＡの場合でも、発光素子６に２００ｍＡが流れない限り保護動作が行われず、無駄な電流が消費されることになる。

これに対し、本実施の形態では、図４（ａ）に示すＶａ＜Ｖ_ＤＩＭ＜Ｖｂの範囲において、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１は、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに応じて変化するため、しきい値電流Ｉ_ＴＨ１（＝Ｖ_ＴＨ１／Ｒ１）も、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに追従して変化する。

たとえばＫ１＝１．５のとき、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの目標値が２０ｍＡのとき、しきい値電流Ｉ_ＴＨ１は３０ｍＡとなり、３０ｍＡ以上の電流は流れないように保護がかかる。つまり、比較技術よりも、１７０ｍＡの消費電流を低減することができる。

また、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが第１レベルＶａより低い領域では、駆動電流Ｉ_ＬＥＤが小さくなるため、第１検出抵抗Ｒ１の電圧降下Ｖ_Ｒ１が小さくなる。もし、図４（ａ）に破線で示すように、Ｖ_ＤＩＭ＜Ｖａの領域において、第１しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１を調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに比例させた場合、非過電流状態（正常状態）における第１検出電圧Ｖ_Ｒ１と第１しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１の差が小さくなるため、ノイズによる過電流状態の誤検出の可能性が高まる。

これに対して、本実施の形態では、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが第１値Ｖａより低い範囲では、第１しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１をある下限レベルＶ_ＭＩＮにてクランプすることにより、ノイズによる過電流状態の誤検出を防止できる。

また、もし、図４（ａ）に破線で示すように、Ｖｂ＜Ｖ_ＤＩＭの領域において、第１しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１をクランプすることなく、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭの増大にともなって第１しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１を制限なく上昇させていくと、しきい値電流Ｉ_ＴＨが非常に大きくなり、保護対象の経路に非常に大きな電流が流れるおそれがある。

これに対して、本実施の形態によれば、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが第２値Ｖｂより高い範囲において、第１しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、つまりしきい値電流Ｉ_ＴＨ１をある上限レベルにてクランプすることにより、駆動電流Ｉ_ＬＥＤをある上限レベルで制約できる。その結果、回路を構成する部品の選定が容易となる。

第２コンパレータＣＭＰ２および第２検出抵抗Ｒ２による、スイッチングトランジスタＭ１に流れる電流に対する過電流保護についても、同様の効果を得ることができる。

続いて発光装置３の起動動作を説明する。
起動時において調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊のレベルが非常に小さい場合がある。起動直後、スイッチング電源の出力電圧が低いため、ゲートパルス信号のデューティ比、すなわちスイッチングトランジスタのオン時間が大きくなる。したがって起動時にスイッチングトランジスタやインダクタに流れる電流は、通常動作時に比べて大きくなる。

いま、起動時に調光制御信号のレベルが低く設定される状況について考える。このとき可変モードを採用すると、しきい値電流Ｉ_ＴＨ１、Ｉ_ＴＨ２が小さな値に設定され、スイッチングトランジスタやインダクタに流れる電流が、しきい値電流Ｉ_ＴＨ２によって制限されることになり、起動時間が長くなるおそれがある。

これに対して、本実施の形態によれば、起動時に一定モードを選択することで、スイッチングトランジスタやインダクタに流れる電流を、不当に制約することなく、発光装置を短時間で起動することが可能となる。

（第２の実施の形態）
図７は、本発明の第２の実施の形態に係る制御回路を備える発光装置を示す回路図である。図７の発光装置３ａは、複数の発光素子６＿１〜６＿Ｎ（Ｎは整数）と、スイッチング電源４と、ホストプロセッサ９を備える。

発光素子６＿１〜６＿Ｍはそれぞれ、直列に接続された複数のＬＥＤを含むＬＥＤストリングである。ＬＥＤストリングの本数Ｎは特に限定されない。発光素子６＿１〜６＿Ｎの一端（アノード）は、スイッチング電源４の出力端子Ｐ２に共通に接続される。

制御回路１００は、入出力ピンとして、スイッチング（ＳＷ）端子、電流検出（ＣＳ）端子、アナログ調光（ＡＤＩＭ）端子、フィードバック（ＦＢ）端子、Ｎ個のＬＥＤ端子を有する。Ｎ個のＬＥＤ端子はそれぞれ、発光素子６＿１〜６＿Ｎのカソードと接続される。

制御回路１００ａは、電流ドライバ８＿１〜８＿Ｎ、誤差増幅器１０、パルス幅変調器３０、ゲートドライバ４０、電圧源７０、第２コンパレータＣＭＰ２、第３コンパレータＣＭＰ３を備える。

電流ドライバ８＿１〜８＿Ｎは、発光素子６＿１〜６＿Ｎごとに設けられる。電流ドライバ８＿ｉは、対応する発光素子６＿ｉの経路上に、具体的には、発光素子６＿ｉの一端（カソード）と接地端子の間に設けられる。電流ドライバ８＿ｉは、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに応じた駆動電流Ｉ_ＬＥＤｉを生成する。

電流ドライバ８はそれぞれ、トランジスタＭ４、第３検出抵抗Ｒ３、演算増幅器ＯＰ２を含む。トランジスタＭ４および第３検出抵抗Ｒ３は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの経路上に、具体的にはＬＥＤ端子と接地端子の間に順に直列に設けられる。演算増幅器ＯＡ２の出力は、トランジスタＭ４の制御端子（ゲート）と接続され、その非反転入力端子には、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが入力され、その反転入力端子には第３検出抵抗Ｒ３の電圧降下に応じた第３検出電圧Ｖ_Ｒ３が入力される。電流ドライバ８＿ｉにおいて、第３検出電圧Ｖ_Ｒ３が調光制御信号Ｖ_ＤＩＭと一致するようにフィードバックがかかり、駆動電流Ｉ_ＬＥＤｉが、目標値Ｖ_ＤＩＭ／Ｒ３に安定化される。

誤差増幅器１０は、電流ドライバ８＿１〜８＿Ｎの電圧降下、つまりＬＥＤ端子の電圧Ｖ_ＬＥＤ１〜Ｖ_ＬＥＤＮのうち最も低い電圧と、所定の基準電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差を増幅し、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢを生成する。

パルス幅変調器３０は、少なくともフィードバック電圧Ｖ_ＦＢにもとづいて、ＬＥＤ端子の電圧Ｖ_ＬＥＤ１〜Ｖ_ＬＥＤＮのうち最も低い電圧が基準電圧Ｖ_ＲＥＦと一致するように、ゲートパルス信号Ｇ２のデューティ比を調節する。

第２の実施の形態では、上述したＭ個の検出抵抗のひとつは、電流ドライバ８に内蔵される第３検出抵抗Ｒ３である。第３コンパレータＣＭＰ３は、第３検出抵抗Ｒ３に生ずる第３検出電圧Ｖ_Ｒ３を、電圧源７０により生成される第３しきい値電圧Ｖ_ＴＨ３と比較し、ＶＲ３＞Ｖ_ＴＨ３のとき、第３過電流検出信号ＯＣＰ３をアサートする。第３コンパレータＣＭＰ３は、電流ドライバ８ごとに設けられてもよい。

以上が図７の発光装置３ａの構成である。
この発光装置３ａにおいて、第３検出抵抗Ｒ３は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの経路上に設けられており、第３検出抵抗Ｒ３および第３コンパレータＣＭＰ３によって、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの過電流状態が検出される。つまり、第３検出抵抗Ｒ３は、第１の実施の形態における第１検出抵抗Ｒ１に相当する。

第２の実施の形態によれば、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。なお、図７の制御回路１００ａは、アナログ調光に加えて、ＰＷＭ調光を併用してもよい。この場合、電流ドライバ８のトランジスタＭ４が、調光パルス信号Ｇ１に応じてスイッチング可能に構成される。

続いて、発光装置３の用途を説明する。図８は、発光装置３を備える電子機器２の例を示す図である。電子機器２はたとえば液晶ディスプレイ装置、テレビ受像器、カーナビ用ディスプレイ、あるいは液晶パネルを有する携帯電話端末、タブレットＰＣ、オーディオプレイヤなどである。

電子機器２は、ＬＣＤ（Liquid Crystal Display）パネル５を備える。発光装置３の発光素子６は、ＬＣＤパネル５の背面にバックライトとして設けられる。電子機器２の筐体内には、図示しないスイッチング電源４、電流ドライバ８、ホストプロセッサ９が内蔵される。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセス、それらの組み合わせには、さまざまな変形例が存在しうる。以下、こうした変形例について説明する。

（第１の変形例）
実施の形態ではインダクタＬ１を用いた非絶縁型のスイッチング電源を説明したが、本発明はトランスを用いた絶縁型のスイッチング電源にも適用可能である。また、本発明は、昇圧型、降圧型、昇降圧型のいずれにも適用可能である。図９（ａ）、（ｂ）は、スイッチング電源の出力回路１０２の別の構成例を示す回路図である。図９（ａ）の出力回路１０２ａは、降圧型のトポロジーであり、整流ダイオードＤ１、インダクタＬ１、出力キャパシタＣ１、スイッチングトランジスタＭ１、第２抵抗Ｒ２を有する。図９（ｂ）の出力回路１０２ｂは、昇降圧型のトポロジーであり、整流ダイオードＤ１、キャパシタＣ１、Ｃ２、インダクタＬ１、Ｌ２、スイッチングトランジスタＭ１、第２抵抗Ｒ２を有する。

（第２の変形例）
図１０は、第２の変形例に係る制御回路１００ｂの一部を示す回路図である。この変形例は、図２の制御回路１００の変形例であり、調光用スイッチＭ２および第２検出抵抗Ｒ２は、制御回路１００ｂに外付けされる。

制御回路１００ｂは、電圧源７０が生成した調光制御信号Ｖ_ＤＩＭを、所定レベルＶ_ＵＬ以下にクランプするクランプ回路９０を備える。クランプ回路９０を設けることにより、発光素子６に大電流が流れるのを防止することができる。

クランプ回路９０の構成は特に限定されないが、たとえばクランプ回路９０は、トランジスタＭ２１、抵抗Ｒ２１、演算増幅器ＯＰ３を備える。抵抗Ｒ２１は、誤差増幅器１０の反転入力端子と電圧源７０の間に設けられる。トランジスタＭ２１は、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、誤差増幅器１０の非反転入力端子と接地端子の間に設けられる。演算増幅器ＯＰ３の非反転入力端子には、所定レベルＶ_ＵＬが入力され、その反転入力端子は誤差増幅器１０の非反転入力端子と接続される。このクランプ回路９０によって、誤差増幅器１０の非反転入力端子に入力される調光制御信号Ｖ_ＤＩＭを、所定レベルＶ_ＵＬ以下にクランプできる。

（第３の変形例）
実施の形態では、アナログ電圧の調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊がホストプロセッサ９から供給される場合を説明したが本発明はそれには限定されず、制御回路１００の内部で、調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊あるいは調光制御信号Ｖ_ＤＩＭを生成してもよい。図１１は、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭの生成回路の構成例を示す回路図である。生成回路６０は、基準電圧源６２と、Ｖ／Ｉ変換回路６４と、Ｉ／Ｖ変換回路６６と、を含む。

基準電圧源６２は、基準電圧Ｖ_ＲＥＦを生成する。Ｖ／Ｉ変換回路６４は、基準電圧Ｖ_ＲＥＦを、基準電流Ｉ_ＲＥＦに変換する。Ｖ／Ｉ変換回路６４は、その変換利得が変更可能に構成される。より具体的には、Ｖ／Ｉ変換利得は、制御回路１００の外付け抵抗Ｒ_ＥＸＴに応じて変更可能となっている。Ｖ／Ｉ変換回路６４は、外付け抵抗Ｒ_ＥＸＴに加えて、演算増幅器ＯＡ１、トランジスタＭ３を含む。Ｖ／Ｉ変換回路６４によって、基準電流Ｉ_ＲＥＦが生成される。
Ｉ_ＲＥＦ＝Ｖ_ＲＥＦ／Ｒ_ＥＸＴ

Ｉ／Ｖ変換回路６６は、基準電流Ｉ_ＲＥＦを、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに変換する。Ｉ／Ｖ変換回路６６は、カレントミラー回路を形成するトランジスタＭ１１、Ｍ１２と、抵抗Ｒ１１を含む。カレントミラー回路Ｍ１１、Ｍ１２は、基準電流Ｉ_ＲＥＦを折り返す。抵抗Ｒ１１は、折り返された基準電流Ｉ_ＲＥＦ’の経路上に設けられ、かつその一端は接地され、その電位が固定される。調光制御信号Ｖ_ＤＩＭは、カレントミラー回路のミラー比をＫとすれば、以下の式で与えられ、外付け抵抗Ｒ_ＥＸＴの抵抗値に応じて、電圧レベルが調節可能であることがわかる。
Ｖ_ＤＩＭ＝Ｉ_ＲＥＦ’×Ｒ１１＝Ｋ×Ｉ_ＲＥＦ×Ｒ１１＝Ｋ×Ｖ_ＲＥＦ／Ｒ_ＥＸＴ×Ｒ１１

（第４の変形例）
発光素子６は、ＬＥＤストリングには限定されず、現在、あるいは将来利用可能なその他の発光素子であってもよい。

（第５の変形例）
実施の形態では、発光装置３の用途として液晶パネルのバックライトを説明したが、本発明はそれには限定されない。たとえば発光装置３は、照明機器などにも利用可能である。

また、本実施の形態で説明した各信号の、ハイレベル、ローレベルの設定は一例であって、インバータなどによって適宜反転させることにより自由に変更することが可能である。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

２…電子機器、３…発光装置、４…スイッチング電源、５…ＬＣＤパネル、６…発光素子、８…電流ドライバ、９…ホストプロセッサ、Ｇ１…調光パルス信号、Ｇ２…ゲートパルス信号、１００…制御回路、１０２…出力回路、１０…誤差増幅器、１２…ｇｍアンプ、１４…位相補償回路、３０…パルス幅変調器、３２…オシレータ、３３…ＰＷＭコンパレータ、３４…スロープ補償回路、３５…ピーク検出コンパレータ、３６…フリップフロップ、３８…電流誤差増幅器、３９…コンパレータ、４０…ゲートドライバ、５０…調光用ドライバ、６０…電圧生成回路、６２…基準電圧源、６４…Ｖ／Ｉ変換回路、６６…Ｉ／Ｖ変換回路、７０…電圧源、７２…バッファ、７４…抵抗分圧回路、７６…第１クランプ回路、７８…第２クランプ回路、９０…クランプ回路、Ｒ１…第１検出抵抗、Ｒ２…第２検出抵抗、Ｒ３…第３検出抵抗、Ｌ１…インダクタ、Ｃ１…出力キャパシタ、Ｄ１…整流ダイオード、Ｍ１…スイッチングトランジスタ、Ｍ２…調光用スイッチ、ＣＭＰ１…第１コンパレータ、ＣＭＰ２…第２コンパレータ、ＣＭＰ３…第３コンパレータ。

Claims (18)

1. 発光素子と、前記発光素子の一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、を有する発光装置に使用され、前記スイッチング電源のスイッチングトランジスタを制御するとともに、前記発光素子に流れる駆動電流を制御する制御回路であって、
   前記駆動電流の経路上に設けられた第１検出抵抗と、
   前記第１検出抵抗の電圧降下に応じた第１検出電圧と前記発光素子の目標輝度に応じたレベルを有する調光制御信号の誤差を増幅し、フィードバック電圧を生成する誤差増幅器と、
   前記フィードバック電圧にもとづいてデューティ比が調節されるゲートパルス信号を生成するパルス変調器と、
   それぞれが、前記発光装置の過電流保護の対象となる電流の経路上に設けられたＭ個（Ｍは整数）の検出抵抗と、
   前記Ｍ個の検出抵抗に対応するＭ個のしきい値電圧を生成する電圧源と、
   それぞれが前記検出抵抗ごとに設けられ、対応する検出抵抗の電圧降下に応じた検出電圧が対応するしきい値電圧を超えると過電流検出信号をアサートするよう構成された、Ｍ個のコンパレータと、
   を備え、
   前記Ｍ個のしきい値電圧の少なくともひとつはそれぞれ、（i）前記調光制御信号が所定の第１値より高い範囲において、前記調光制御信号が高いほど高くなり、（ii）前記調光制御信号が前記第１値より低い範囲において所定の下限値をとることを特徴とする制御回路。
2. 前記Ｍ個のしきい値電圧の前記少なくともひとつはそれぞれ、（i-1）前記調光制御信号が、前記第１値より高く所定の第２値より低い範囲において、前記調光制御信号に応じて増大し、（i-2）前記調光制御信号が前記第２値より高い範囲において、所定の上限値をとることを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
3. 前記Ｍ個の検出抵抗のひとつは、前記第１検出抵抗であることを特徴とする請求項１または２に記載の制御回路。
4. 前記Ｍ個の検出抵抗のひとつは、前記スイッチングトランジスタの経路上に設けられた第２検出抵抗であることを特徴とする請求項１または２に記載の制御回路。
5. 前記Ｍ個の検出抵抗のひとつは、前記第１検出抵抗であり、
   前記Ｍ個の検出抵抗の別のひとつは、前記スイッチングトランジスタの経路上に設けられた第２検出抵抗であることを特徴とする請求項１または２に記載の制御回路。
6. 発光素子と、前記発光素子の一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、を有する発光装置に使用され、前記スイッチング電源のスイッチングトランジスタを制御するとともに、前記発光素子に流れる駆動電流を制御する制御回路であって、
   前記発光素子の目標輝度に応じたレベルを有する調光制御信号に応じた駆動電流を生成し、前記発光素子に供給する電流ドライバと、
   前記電流ドライバの電圧降下と所定の基準電圧の誤差を増幅し、フィードバック電圧を生成する誤差増幅器と、
   前記フィードバック電圧にもとづいてデューティ比が調節されるゲートパルス信号を生成するパルス変調器と、
   それぞれが、前記発光装置の過電流保護の対象となる電流の経路上に設けられたＭ個（Ｍは整数）の検出抵抗と、
   前記Ｍ個の検出抵抗に対応するＭ個のしきい値電圧を生成する電圧源と、
   それぞれが前記検出抵抗ごとに設けられ、対応する検出抵抗の電圧降下に応じた検出電圧が対応するしきい値電圧を超えると過電流検出信号をアサートするよう構成された、Ｍ個のコンパレータと、
   を備え、
   前記Ｍ個のしきい値電圧の少なくともひとつはそれぞれ、（i）前記調光制御信号が所定の第１値より高い範囲において、前記調光制御信号が高いほど高くなり、（ii）前記調光制御信号が前記第１値より低い範囲において所定の下限値をとることを特徴とする制御回路。
7. 前記Ｍ個のしきい値電圧の前記少なくともひとつはそれぞれ、（i-1）前記調光制御信号が、前記第１値より高く所定の第２値より低い範囲において、前記調光制御信号に応じて増大し、（i-2）前記調光制御信号が前記第２値より高い範囲において、所定の上限値をとることを特徴とする請求項６に記載の制御回路。
8. 前記Ｍ個の検出抵抗のひとつは、前記電流ドライバに内蔵され、前記駆動電流の経路上に設けられた第３検出抵抗であることを特徴とする請求項６または７に記載の制御回路。
9. 前記Ｍ個の検出抵抗のひとつは、前記スイッチングトランジスタの経路上に設けられた第２検出抵抗であることを特徴とする請求項６または７に記載の制御回路。
10. 前記Ｍ個の検出抵抗のひとつは、前記電流ドライバに内蔵され、前記駆動電流の経路上に設けられた第３検出抵抗であり、前記Ｍ個の検出抵抗の別のひとつは、前記スイッチングトランジスタの経路上に設けられた第２検出抵抗であることを特徴とする請求項６または７に記載の制御回路。
11. 前記電圧源は、前記発光素子の目標輝度を指示する指令信号を受け、前記指令信号に比例する前記調光制御信号を生成するとともに、前記指令信号にもとづいて、前記Ｍ個のしきい値電圧の前記少なくともひとつを生成することを特徴とする請求項１から１０のいずれかに記載の制御回路。
12. 前記電圧源は、複数のモードが切りかえ可能に構成され、モードごとに、前記調光制御信号と前記Ｍ個のしきい値電圧の前記少なくともひとつの関係が異なるように定められることを特徴とする請求項１から１１のいずれかに記載の制御回路。
13. 前記複数のモードは、前記Ｍ個のしきい値電圧の前記少なくともひとつが、前記調光制御信号とは無関係な一定レベルに固定される一定モードを含むことを特徴とする請求項１２に記載の制御回路。
14. 前記電圧源は、前記発光装置の起動時において、前記一定モードに設定され、その後、別のモードに遷移することを特徴とする請求項１３に記載の制御回路。
15. ひとつの半導体基板に一体集積化されたことを特徴とする請求項１から１４のいずれかに記載の制御回路。
16. 前記発光素子は、直列に接続された複数の発光ダイオードを含むＬＥＤストリングであることを特徴とする請求項１から１５のいずれかに記載の制御回路。
17. 発光素子と、
    前記発光素子の一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、
    を備え、
    前記スイッチング電源は、
    スイッチングトランジスタと、
    前記スイッチングトランジスタをスイッチングする請求項１から１６のいずれかに記載の制御回路と、
    を備えることを特徴とする発光装置。
18. 液晶パネルと、
    前記液晶パネルのバックライトとして設けられた請求項１７に記載の発光装置と、
    を備えることを特徴とする電子機器。

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