CN109788614A - 车辆用灯具及其点亮电路、电流驱动器电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供能够降低功耗的点亮电路、电流驱动器电路以及车辆用灯具。点亮电路(200)用于点亮多个半导体光源(102)。多个电流源(210_1～210_N)分别与对应的半导体光源(102_1～102_N)串联地连接。各电流源(210)包含与对应的半导体光源(102)串联地设置的串联晶体管(M2)以及感应电阻(RS)；基于感应电阻(RS)的电压降而调节串联晶体管(M2)的控制电极的电压(VG)的误差放大器(212)。脉动控制方式的换流器控制器(230)响应于在多个电流源(210)的任一个中误差放大器(212)的输出电压(VG)满足了规定的接通条件而接通开关换流器(220)的开关晶体管(M1)。

Description

车辆用灯具及其点亮电路、电流驱动器电路
技术领域
本发明涉及点亮电路。
背景技术
车辆用灯具一般能够切换近光灯和远光灯。近光灯以规定的照度对近处 进行照明，且配光规定被决定为不对迎面而来的车辆或前车造成眩光，主要 被用于在市区行驶的情况。另一方面，远光灯以相对高的照度对前方的宽阔 范围以及远处进行照明，主要被用于在迎面而来的车辆或前车少的道路上高 速行驶的情况。因此，相对于近光灯，远光灯有利于驾驶员的能见度，但存 在如下问题：给位于车辆前方的车辆的驾驶员或步行者造成眩光。
近年来，提出了基于车辆周围的状态，动态地且自适应地控制远光灯的 配光模式的ADB(自适应驾驶灯(Adaptive Driving Beam))。ADB技术检测 有无车辆前方的前车、迎面而来的车辆或步行者，并对与车辆或者步行者对 应的区域进行减光或者灭灯等，从而降低对车辆或者步行者造成的眩光。
图1是具备ADB功能的灯具系统1001的框图。灯具系统1001具备： 电池1002、开关1004、开关换流器1006、多个发光单元1008_1～1008_N以 及多个电流源1010_1～1010_N、换流器控制器1012、配光控制器1014。
多个发光单元1008_1～1008_N是LED(发光二极管)或LD(激光二极 管)等半导体光源，与车辆前方的虚拟垂直面上的不同的多个区域相关联。 多个电流源1010_1～1010_N与对应的多个发光单元1008_1～1008_N串联地设 置。在第i个(1≦i≦N)发光单元1008_i中流过电流源1010_i生成的驱动 电流ILEDi。
多个电流源1010_1～1010_N被构成为能够独立地导通、关断(或者调节 电流量)。配光控制器1014控制多个电流源1010_1～1010_N的导通、关断(或 者电流量)以得到期望的配光模式。
恒压输出的开关换流器1006生成足以使多个发光单元1008_1～1008_N 以期望的亮度发光的驱动电压VOUT。着眼于第i个通道。将某驱动电流ILEDi流过时的发光单元1008_i的电压降(正电压)设为VFi。此外，为了生成该 驱动电流ILEDi，电流源1010_i两端间的电压必须大于某电压(以下，称为饱 和电压的VSATi)。由此，关于第i个通道，以下的不等式必须成立。
VOUT>VFi+VSATi…(1)
该关系需要在全部通道中成立。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：(日本)特开2009-012669号公报
发明内容
发明所要解决的课题
为了使不等式(1)在任意状况下都成立，设输出电压VOUT为反馈的控 制对象，并如式(2)所示考虑裕量(mergin)而较高地设定输出电压VOUT的目标值VOUT(REF)，施加反馈控制使得开关换流器1006的输出电压VOUT与 目标值VOUT(REF)一致即可。
VOUT(REF)＝VF(MERGIN)+VSAT(MERGIN)…(2)
VF(MERGIN)是附加了裕量的VF的最大值(或者典型值)。VSAT(MERGIN)是 附加了裕量的饱和电压VSAT。
若进行该控制，则饱和电压VSAT(MERGIN)和实际的饱和电压VSAT的差分 被施加于电流源1010，产生无用的功率损耗。此外，在实际的正电压VF比 VF(MERGIN)低的情况下，它们的差分包含于电流源1010的电压降中，产生无 用的功率损耗。
在车辆用灯具中，由于需要在发光单元中流过非常大的电流，此外与其 他的设备相比，难以采取散热措施，因此要求尽量降低电流源中的发热量。
本发明是鉴于上述课题而完成的，其一方式的例示性的目的之一是提供 能够降低功耗的点亮电路。
本发明的一方式涉及用于点亮多个半导体光源的点亮电路。点亮电路具 备：多个电流源，分别应与对应的半导体光源串联地连接，分别包含与对应 的半导体光源串联地设置的串联晶体管和感应电阻、以及基于感应电阻的电 压降而调节串联晶体管的控制电极的电压的误差放大器；开关换流器，对由 多个半导体光源和多个电流源形成的多个串联连接电路各自的两端间供给驱 动电压；以及脉动控制方式的换流器控制器。换流器控制器响应于在多个电 流源的任一个中，误差放大器的输出电压满足规定的接通条件，接通开关换流器的开关晶体管。
本发明的另一方式的点亮电路涉及用于点亮多个半导体光源的点亮电 路。点亮电路具备：多个电流源，分别应与对应的半导体光源串联地连接； 开关换流器，对由多个半导体光源和多个电流源形成的多个串联连接电路各 自的两端间供给驱动电压；以及脉动控制方式的换流器控制器。换流器控制 器响应于多个电流源的任一个的两端间电压下降至下限电压，接通开关换流 器的开关晶体管。
本发明的又一方式涉及驱动多个半导体光源的电流驱动器电路。电流驱 动器电路具备：多个电流源，分别被构成为能够对应于PWM信号而独立地 导通、关断，并应与对应的半导体光源串联连接；接口电路，以第1时间间 隔，从外部的处理器接收用于指示多个电流源的导通、关断的占空比的多个 控制数据；以及调光脉冲发生器，生成对于多个电流源的多个PWM信号， 多个PWM信号各自的占空比以比第1时间间隔短的第2时间间隔，从对应的控制数据的更新前的值向更新后的值渐变。
另外，以上结构元件的任意的组合，或将本发明的结构元件或表达在方 法、装置、系统等之间互相置换，其作为本发明的方式也是有效的。
发明效果
根据本发明的一方式，能够降低功耗。
附图说明
图1是具备ADB功能的灯具系统的框图。
图2是具备第1实施方式所涉及的车辆用灯具的灯具系统的框图。
图3是图2的车辆用灯具的工作波形图。
图4是示意性地表示MOSFET的IV特性以及串联晶体管的工作点的迁 移的图。
图5是第1实施方式的第1实施例所涉及的换流器控制器的电路图。
图6是第1实施方式的第2实施例所涉及的换流器控制器的电路图。
图7是第1实施方式的第3实施例所涉及的换流器控制器的电路图。
图8是第1实施方式的第4实施例所涉及的换流器控制器的电路图。
图9是第1实施方式的第5实施例所涉及的换流器控制器的电路图。
图10是第1实施方式的第6实施例所涉及的换流器控制器的电路图。
图11是图10的换流器控制器的具体电路图。
图12是第1实施方式的变形例所涉及的电流源的电路图。
图13(a)、13(b)、13(c)是导通信号产生电路的变形例的电路图。
图14是实施方式所涉及的电流驱动器IC以及其外围电路的电路图。
图15是电流驱动器IC的工作波形图。
图16是驱动器一体化光源的平面图以及截面图。
图17(a)、17(b)、17(c)是用于说明轻负载状态下的开关频率的下 降的图。
图18是第3实施方式所涉及的车辆用灯具的框图。
图19是第4实施方式所涉及的车辆用灯具的框图。
图20是图19的车辆用灯具的工作波形图。
图21是第5实施方式所涉及的点亮电路的电路图。
图22是变形例1所涉及的车辆用灯具的电路图。
图23是具备第6实施方式所涉及的车辆用灯具的灯具系统的框图。
图24是图23的车辆用灯具的工作波形图。
图25(a)是实施方式中的阴极电压VLED的波形图，图25(b)是比较 技术中的阴极电压VLED的波形图。
图26是第6实施方式的第1实施例所涉及的换流器控制器的电路图。
图27是第6实施方式的第2实施例所涉及的换流器控制器的电路图。
图28是第6实施方式的第3实施例所涉及的换流器控制器的电路图。
图29是第6实施方式的第4实施例所涉及的换流器控制器的电路图。
图30是第6实施方式的第5实施例所涉及的换流器控制器的电路图。
图31是第6实施方式的第6实施例所涉及的换流器控制器的电路图。
图32是图31的换流器控制器的具体的电路图。
图33是导通信号产生电路的变形例的电路图。
图34(a)、图34(b)、图34(c)是表示电流源的结构例的电路图。
图35(a)、图35(b)、图35(c)是用于说明轻负载状态下的开关频率 的下降的图。
图36是第7实施方式所涉及的车辆用灯具的框图。
图37是图36的车辆用灯具的工作波形图。
图38是第8实施方式所涉及的车辆用灯具的框图。
图39是第9实施方式所涉及的车辆用灯具的框图。
图40是图39的车辆用灯具的工作波形图。
图41是第10实施方式所涉及的点亮电路的电路图。
图42是实施方式所涉及的电流驱动器IC以及其外围电路的电路图。
图43是电流驱动器IC的工作波形图。
图44是驱动器一体化光源的平面图以及截面图。
图45是变形例1所涉及的车辆用灯具的电路图。
标号说明
1 灯具系统
2 电池
4 车辆ECU
100 车辆用灯具
102 半导体光源
110 灯具ECU
112 开关
114 微型计算机
116 配光控制器
200 点亮电路
210 电流源
M2 串联晶体管
RS 感应电阻
212 误差放大器
214 调光开关
216 电流镜电路
218 基准电流源
220 开关换流器
M1 开关晶体管
230 换流器控制器
232 驱动器
234 逻辑电路
240 导通信号产生电路
242 最大值电路
244、246 比较器
248 逻辑门
250 电阻分压电路
252 比较器
254 逻辑门
256 最小值电路
258 比较器
260 关断信号产生电路
262 比较器
264 频率检测电路
266 误差放大器
268 定时器电路
270 可变定时器电路
272 频率检测电路
274 误差放大器
300 电流驱动器IC
310 电流源
320 接口电路
330 调光脉冲发生器
400 驱动器一体化光源
402 半导体芯片
具体实施方式
(概要)
本说明书所公开的一实施方式涉及被构成为能够点亮多个半导体光源的 点亮电路。点亮电路具备：多个电流源，分别应与对应的半导体光源串联地 连接，包含分别与对应的半导体光源串联地设置的串联晶体管和感应电阻、 以及基于感应电阻的电压降而调节串联晶体管的控制电极的电压的误差放大 器；开关换流器，对由多个半导体光源和多个电流源形成的多个串联连接电 路各自的两端间供给驱动电压；以及脉动控制方式的换流器控制器。换流器 控制器响应于在多个电流源的任一个中，误差放大器的输出电压满足了规定 的接通条件，从而接通开关换流器的开关晶体管。
若电流源生成的驱动电流脱离其目标值，则误差放大器的输出电压急剧 变化。通过对开关换流器采用滞后控制，检测该急剧的变化而立即接通开关 晶体管，从而能够将电流源的两端间电压维持于接近饱和电压的状态，并且 能够降低功耗。
也可以是：串联晶体管是N型的，若在多个电流源的任一个中，误差放 大器的输出电压达到规定的阈值，则换流器控制器接通开关晶体管。
也可以是：串联晶体管是N型的，换流器控制器响应于多个半导体光源 所包含的多个误差放大器的输出电压的最大值满足了规定的接通条件，从而 接通开关晶体管。
也可以是：串联晶体管是P型的，若在多个电流源的任一个中，误差放 大器的输出电压低于规定的阈值，则换流器控制器接通开关晶体管。
换流器控制器也可以响应于驱动电压达到了上限电压，从而断开开关晶 体管。上限电压可以通过反馈而被调节，使得开关晶体管的开关频率接近目 标值。
换流器控制器也可以在接通了开关晶体管之后，在经过导通时间后断开 开关晶体管。导通时间可以通过反馈而被调节，使得开关晶体管的开关频率 接近目标值。
多个半导体光源和多个电流源也可以被模块化。若将半导体光源和电流 源模块化，则其降低发热的要求进一步提高。由于引入基于误差放大器的输 出电压的滞后控制而起到的降低发热的效果，在模块化的情况下特别有效。
在上述实施方式中，点亮电路能够被设置于车辆用灯具。
本说明书所公开的另一实施方式涉及被构成为能够点亮多个半导体光源 的点亮电路。点亮电路具备：多个电流源，分别应与对应的半导体光源串联 地连接；开关换流器，对由多个半导体光源和多个电流源形成的多个串联连 接电路各自的两端间供给驱动电压；以及脉动控制方式的换流器控制器。换 流器控制器响应于多个电流源的任一个的两端间电压下降至下限电压，接通 开关换流器的开关晶体管。
将下限电压规定为用于保证电流源产生规定的驱动电流的最低电平，从 而能够降低电流源的功率损耗。
换流器控制器也可以在接通开关晶体管之后，在经过导通时间后断开开 关晶体管。
导通时间也可以被反馈控制使得开关晶体管的开关频率接近目标频率。
换流器控制器也可以响应于驱动电压达到上限电压，断开开关晶体管。
上限电压也可以被反馈控制使得开关晶体管的开关频率接近目标频率。
多个电流源也可以能够独立地控制导通、关断。下限电压也可以随着多 个电流源的导通的个数减少而增大。由此，能够防止在轻负载状态下开关频 率降得过低。若使下限电压增大，则电流源的发热增加，但由于成为导通的 电流源的个数少，总的发热的增加不成为问题。
多个电流源也可以能够独立地导通、关断。也可以根据多个电流源的导 通的个数而使目标频率变化。
多个电流源也可以能够独立地控制导通、关断。点亮电路还具备虚拟负 载，被连接到开关换流器的输出，并根据多个电流源的导通的个数而启用。 通过在轻负载状态下使虚拟负载进行工作，能够抑制开关频率的下降。
虚拟负载也可以在开关晶体管的断开后，在经过规定时间后，使驱动电 压下降。在该情况下，能够根据规定时间而规定开关频率。
若驱动电压超过规定的阈值，则点亮电路也可以强制关断开关晶体管。
多个半导体光源和多个电流源也可以被模块化。
本说明书所公开的又一实施方式涉及驱动多个半导体光源的电流驱动器 电路。电流驱动器电路具备：多个电流源，分别被构成为能够根据PWM信 号而独立地导通、关断，并应与对应的半导体光源串联连接；接口电路，以 第1时间间隔，从外部的处理器接收用于指示多个电流源的导通、关断的占 空比的多个控制数据；以及调光脉冲发生器，生成对于多个电流源的多个 PWM信号，多个PWM信号各自的占空比以比第1时间间隔短的第2时间间隔，从对应的控制数据的更新前的值向更新后的值渐变。
通过在电流驱动器电路中安装自动的占空比即亮度的渐变功能，从而不 需要从处理器以高频率更新占空比的设定值。由此能够削减数据通信量。
在一实施方式中，多个PWM信号各自的占空比也可以根据设定而从对 应的控制数据的更新前的值瞬时地变化为更新后的值。例如在用于可变配光 灯的情况下，会发生为了防止眩光而想瞬时地对照射某个场所的半导体光源 进行灭灯或者减光的状况。该功能在这种状况下发挥作用。
多个电流源也可以分别包含与对应的半导体光源串联地设置的串联晶体 管以及感应电阻；基于感应电阻的电压降而调节串联晶体管的控制电极的电 压的误差放大器；以及被设置在串联晶体管的栅源之间的PWM开关。
(实施方式)
以下，以优选的实施方式为基础参照附图来说明本发明。对各附图所示 的相同或者等同的结构元件、部件、处理赋予相同的标号，适当地省略重复 的说明。此外，实施方式是不对发明作限定的例示，实施方式所述的全部特 征或其组合并不一定是发明的本质。
在本说明书中，“部件A与部件B连接的状态”是指，除了包含部件A 和部件B在物理上直接连接的情况之外，还包含部件A和部件B经由不对它 们的电连接状态造成实质的影响的、或者不对由它们的结合而产生的功能或 效果造成损害的其他部件而间接连接的情况。
同样地，“部件C被设置于部件A和部件B之间的状态”是指，除了包 含部件A和部件C，或者部件B和部件C直接连接的情况之外，还包含经由 不对它们的电连接状态造成实质的影响的、或者不对由它们的结合而产生的 功能或效果造成损害的其他部件而间接连接的情况。
此外在本说明书中，对电压信号、电流信号等电信号，或者电阻、电容 器等电路元件附加的标号，根据需要设为表示各自的电压值、电流值、或者 电阻值、电容值。
(第1实施方式)
图2是具备第1实施方式所涉及的车辆用灯具100的灯具系统1的框图。 灯具系统1具备电池2、车辆ECU(电子控制单元(Electronic Control Unit)) 4以及车辆用灯具100。车辆用灯具100是具备ADB功能的配光可变头灯， 形成与来自车辆ECU4的控制信号对应的配光。
车辆用灯具100具备多个(N≧2)半导体光源102_1～102_N、灯具 ECU110、以及点亮电路200。在半导体光源102中，优选使用LED，但也可 以使用LD或有机EL等其他发光元件。各半导体光源102也可以包含串联和 /或并联地连接的多个发光元件。另外通道数N并不特别限定，也可以是1。
灯具ECU110具备开关112以及微型计算机114。微型计算机(处理器) 114经由CAN(控制器区域网络(Controller Area Network))或LIN(本地互 连网络(LocalInterconnect Network))等总线而与车辆ECU4连接，从而能 够接收点灭灯指示或其他信息。微型计算机114响应于来自车辆ECU4的点 亮指示，导通开关112。由此来自电池2的电源电压(电池电压VBAT)被供 给至点亮电路200。
此外微型计算机114接收来自车辆ECU4的用于指示配光模式的控制信 号，控制点亮电路200。或者微型计算机114也可以从车辆ECU4接收用于 表示车辆前方的状况的信息，并基于该信息由自身生成配光模式。
点亮电路200对多个半导体光源102_1～102_N供给驱动电流ILED1～ILEDN， 以得到期望的配光模式。
点亮电路200具备多个电流源210_1～210_N、开关换流器220、以及换 流器控制器230。电流源210_i(i＝1，2，…N)是与对应的半导体光源102_i 串联地连接，并且使在半导体光源102_i中流过的驱动电流ILEDi稳定于规定 的电流量的恒流驱动器。
由于多个电流源210_1～210_N结构相同，因此仅代表性地示出电流源 210_1的结构。电流源210包括串联晶体管M2、感应电阻RS以及误差放大器 212。串联晶体管M2以及感应电阻RS被串联地设置于驱动电流ILEDi的路径 上。误差放大器212调节串联晶体管M2的控制电极(在本例中是栅极)的电 压VG，使得感应电阻RS的电压降VCS接近目标电压VADIM。在本实施例中， 串联晶体管M2是N型(N沟道)的MOS晶体管，在误差放大器212的一端 的输入(正相输入端子)中，输入基准电压VADIM，在其另一端的输入(反相 输入端子)中，输入串联晶体管M2和感应电阻RS的连接节点的电压VCS(感 应电阻RS的电压降)。通过误差放大器212施加反馈使得VCS接近VADIM，驱 动电流ILED以ILED(REF)＝VADIM/Rs作为目标量而被稳定化。
电流源210还包含用于PWM调光的开关(调光开关)214。调光开关 214受由配光控制器116生成的PWM信号SPWM控制。调光开关214关断时， 在电流源210中流过驱动电流ILED。若调光开关214导通，则串联晶体管M2关断，驱动电流ILED被截断。通过使调光开关214以60Hz以上的PWM频率 (优选为200～300Hz左右)高速地开关，并调节其占空比，从而半导体光源 102被PWM调光。
开关换流器220对半导体光源102和电流源210的串联连接电路的两端 间供给驱动电压VOUT。开关换流器220是降压换流器(Buck换流器)，包含 开关晶体管M1、整流二极管D1、电感器L1、以及输出电容器C1。
换流器控制器230通过脉动控制方式而控制开关换流器220。更具体而 言，换流器控制器230基于误差放大器212的输出电压(即串联晶体管M2的栅极电压)VG，生成开关晶体管M1的接通的定时。具体而言，响应于误 差放大器212的输出电压VG满足规定的接通条件，使控制脉冲S1迁移至导 通电平(低电平)，接通开关晶体管M1。
更具体而言，若误差放大器212的输出电压VG1超过规定的阈值VTH， 则换流器控制器230接通开关晶体管M1。在本实施方式中，车辆用灯具100 由多通道构成，监视全部通道的栅极电压VG1～VGN。若在多个电流源210的 任一个中，满足上述接通条件，则换流器控制器230接通开关晶体管M1。具 体而言，在开关晶体管M1的关断期间中，若某第j个通道的栅极电压VGj超 过阈值VTH，则换流器控制器230接通开关晶体管M1。
此外若满足规定的断开条件，则换流器控制器230使控制脉冲S1迁移至 关断电平(高电平)，并断开开关晶体管M1。断开条件也可以是开关换流器 220的输出电压VOUT达到规定的上限电压VUPPER。
以上是车辆用灯具100的结构。
接下来说明其工作。图3是图2的车辆用灯具100的工作波形图。图4 是示意性地表示MOSFET的IV特性以及串联晶体管M2的工作点的迁移的 图。这里为了便于理解，设N＝3。此外设为能够忽略多个电流源210_1～210_N 的元件偏差。此外，设为由于半导体光源102的元件偏差，VF1>VF2>VF3成立。 此外为了便于理解，不进行PWM调光。
参照图3。在开关晶体管M1的关断期间(图中，低电平)中，开关换流 器220的输出电容器C1通过作为驱动电流ILED1～ILED3的总和的负载电流IOUT而被放电，输出电压VOUT随着时间下降。实际上由于输出电容器C1通过在 电感器L1中流过的线圈电流IL和负载电流IOUT的差分而被充电或者放电，因 此输出电压VOUT的增减和开关晶体管M1的导通、关断在时间轴上不一定一 致。
电流源210的两端间电压，换言之电流源210和半导体光源102的连接 节点的电压(阴极电压)VLED1～VLED3由以下的式子表示。
VLED1＝VOUT-VF1
VLED2＝VOUT-VF2
VLED3＝VOUT-VF3
因此，VLED1～VLED3与输出电压VOUT保持一定的电位差而变动。由于第1 通道的正电压VF1最大，因此第1通道的阴极电压VLED1变为最低。
在各通道中，串联晶体管M2的漏源间电压VDS成为从阴极电压VLED减 去了感应电阻RS的电压降VCS的电压。
VDS1＝VLED1-VCS1
VDS2＝VLED2-VCS2
VDS3＝VLED3-VCS3
在全部通道中的驱动电流ILED的目标量ILED(REF)相等，且感应电阻RS的电阻值相等时，电压降VCS1～VCS3也变为相等。此时，第1通道的漏源间电 压VDS1变为最小。
也可以设计元件尺寸使得串联晶体管M2主要在饱和区域工作。在饱和 区域中，在某栅极电压电平V0下，不依赖于漏源间电压VDS而流过目标电流 ILED(REF)。即在饱和区域中，通过误差放大器212施加反馈使得栅极电压VG1成为V0。随着输出电压VOUT的下降，工作点沿着图4的箭头(i)移动。
设为若第1通道的漏源间电压VDS1低于夹断电压VP(＝VGS-VGS(th))，则 如果栅源间电压VGS一定，那么漏极电流ID(即驱动电流ILED)下降(图4 的箭头(ii))。驱动电流ILED的下降表现为检测电压VCS1的下降。在图3中， 放大地表示微小的检测电压VCS1的下降。通过误差放大器212的反馈，栅极 电压VG1被调节至更高的电压电平V1(图4的箭头(iii))，使得下降了的检 测电压VCS1接近目标电压VADIM。由于误差放大器212的增益非常高，因此 微小的检测电压VCS1的下降表现为一定程度上较大的栅极电压VG1的上升。 若通过与阈值VTH的比较而检测到此时的栅极电压VG1的上升，则接通开关 晶体管M1。
若接通开关晶体管M1，则电感器L1中流过的线圈电流IL增大，输出电 压VOUT转换至上升。若输出电压VOUT上升，则串联晶体管M2的漏源间电压 VDS增大。若在饱和区域中漏源间电压VDS增大，则如果栅极电压VGS是一定 的，那么漏极电流ID增大(图4的箭头(iv))。漏极电流ID的增加表现为检 测电压VCS1的上升。通过误差放大器212的反馈，栅极电压VG1被调节至低 的电压电平V0(图4的箭头(v))，使得上升了的检测电压VCS1接近目标电 压VADIM。在开关晶体管M1的导通期间中，若输出电压VOUT进一步上升， 则工作点沿着图4的箭头(vi)移动。
然后若输出电压VOUT达到上限电压VUPPER，则开关晶体管M1断开。点 亮电路200重复该工作。
以上是点亮电路200的工作。根据该点亮电路200，能够将串联晶体管 M2的工作点设定于线性区域和饱和区域的边界的附近。由此，能够减小串联 晶体管M2的漏源间电压VDS，能够降低串联晶体管M2中的无用的功率消耗。
说明进行了PWM调光的情况。若发生PWM调光的灭灯期间，且调光 开关214导通，则栅极电压VG向下降的方向变化。因此在处于灭灯状态的通 道中，不会引起栅极电压VG与阈值电压VTH的交差，因此不会对开关晶体管 M1的接通工作造成影响。即，不需要特别的处理，就能够将灭灯中的通道从 接通条件的判定中排除。
本发明作为图2的框图或电路图而被掌握，或者涉及通过上述的说明而 导出的各种装置、电路、方法，而不限定于特定的结构。以下，并不是为了 缩小本发明的范围，而是为了帮助理解发明的本质或电路工作，并且使它们 明确化，而说明更加具体的结构例或变形例。
(第1实施例)
图5是第1实施例所涉及的换流器控制器230A的电路图。该换流器控 制器230A响应于多个通道的误差放大器212的输出电压VG1～VGN的最大值 满足了规定的接通条件(即超过阈值电压VTH)，接通开关晶体管M1。
导通信号产生电路240A基于多个栅极电压VG1～VGN，生成用于指示开 关晶体管M1的接通的定时的导通信号SON。导通信号产生电路240A包含最 大值电路242以及比较器244。最大值电路242生成与多个栅极电压VG1～VGN的最大值对应的电压。最大值电路242例如能够由二极管OR电路构成。二 极管OR电路的输出电压VG’是比多个栅极电压VG1～VGN中最大的一个要低 Vf的电压。Vf是二极管的正向电压。
比较器244将最大值电路242的输出电压与阈值VTH’进行比较。VTH’被 确定为比上述的阈值电压VTH要低VF即可。若VG’超过VTH’，换言之，若最 大的栅极电压VG超过阈值VTH，则作为比较器244的输出的导通信号SON被 断言(assert)(例如高电平)。
关断信号产生电路260A生成用于规定断开开关晶体管M1的定时的关断 信号SOFF。分压电路261将输出电压VOUT分压，并将其调整到适当的电压电 平。比较器262将分压后的输出电压VOUT’与对上限电压VUPPER进行调整后 的阈值VUPPER’进行比较，若检测到VOUT’>VUPPER’，则将关断信号SOFF断言(例 如高电平)。
逻辑电路234例如是SR触发器，响应于导通信号SON的断言，而使其 输出Q迁移至导通电平(例如高电平)，并响应于关断信号SOFF的断言而将 其输出Q迁移至关断电平(例如低电平)。另外，在导通信号SON和关断信号 SOFF的断言同时发生时，为了将开关换流器设为更安全的状态(即开关晶体 管M1的关断状态)，优选设逻辑电路234为复位优先的触发器。
驱动器232根据逻辑电路234的输出Q而驱动开关晶体管M1。如图2 所示，在开关晶体管M1是P沟道MOSFET的情况下，作为驱动器232的输 出的控制脉冲S1在输出Q为导通电平时成为低电压(VBAT-VG)，在输出Q为 关断电平时成为高电压(VBAT)。
根据第1实施例，由于仅需一个比较器244即可，与第2实施例相比能 够缩小电路面积。
(第2实施例)
图6是第2实施例所涉及的换流器控制器230B的电路图。导通信号产 生电路240B包括多个比较器246_1～246_N以及逻辑门248。比较器246_i将 对应的栅极电压VGi与阈值电压VTH进行比较。逻辑门248对多个比较器 246_1～246_N的输出进行逻辑运算，并生成导通信号SON。在正逻辑系统的 情况下，逻辑门248能够使用OR门。
(第3实施例)
在车载设备中，150kHz～280kHz的LW带、510kHz～1710kHz的AM带、 以及2.8MHz～23MHz的SW带作为电磁噪声而被回避。因此，通常期望开关 晶体管M1的开关频率稳定于LW带和AM带间的大约300kHz～450kHz之间。
图7是第3实施例所涉及的换流器控制器230C的电路图。在本实施例 中，上限电压VUPPER被反馈控制，使得开关晶体管M1的开关频率恒定。
关断信号产生电路260C除了比较器262，还具备频率检测电路264以及 误差放大器266。频率检测电路264监视逻辑电路234的输出Q或者控制脉 冲S1，并生成用于表示开关频率的频率检测信号VFREQ。误差放大器266将 频率检测信号VFREQ和用于规定开关频率的目标值的基准电压VFREQ(REF)的误 差放大，并生成与误差对应的上限电压VUPPER。
根据第3实施例，由于能够将开关频率稳定于目标值，因此降噪措施较 容易。
(第4实施例)
图8是第4实施例所涉及的换流器控制器230D的电路图。换流器控制 器230D也可以在接通开关晶体管M1之后，在经过导通时间TON后断开开关 晶体管M1。即也可以将从开关晶体管M1的导通起经过了导通时间TON作为 断开条件。
关断信号产生电路260D包含定时器电路268。定时器电路268响应于导 通信号SON，开始规定的导通时间TON的测量，并在经过了导通时间TON后将 关断信号SOFF断言(例如高电平)。定时器电路268例如可以由单稳态多谐振 荡器(单发脉冲发生器)构成，也可以由数字计数器或模拟定时器构成。为 了检测开关晶体管M1的转换的定时，也可以代替导通信号SON，而对定时器 电路268输入逻辑电路234的输出Q或控制脉冲S1。
(第5实施例)
图9是第5实施例所涉及的换流器控制器230F的电路图。换流器控制器 230F与第4实施例同样地，在接通开关晶体管M1之后，在经过导通时间TON后断开开关晶体管M1。OR门241相当于导通信号产生电路，生成导通信号 SON。定时器电路268是单稳态多谐振荡器等，从导通信号SON的断言起规定 的导通时间TON，生成成为高电平的脉冲信号SP，并供给至驱动器232。另外， 考虑在起动时等，VG1～VGN不超过OR门241的阈值的状况而追加OR门231， 将导通信号SON和定时器电路268的输出SP的逻辑和SP’供给至驱动器232。
(第6实施例)
图10是第6实施例所涉及的换流器控制器230E的电路图。关断信号产 生电路260E对导通时间TON进行反馈控制，使得开关频率恒定。可变定时器 电路270是从导通信号SON的断言起在导通时间TON的期间，生成成为高电 平的脉冲信号SP的单稳态多谐振荡器，并被构成为导通时间TON根据控制电 压VCTRL而可变。
例如，可变定时器电路270能够包含电容器、对电容器进行充电的电流 源、以及将电容器的电压与阈值进行比较的比较器。可变定时器电路270被 构成为电流源生成的电流量或者阈值的至少一方根据控制电压VCTRL而可变。
频率检测电路272监视逻辑电路234的输出Q或者控制脉冲S1，并生成 用于表示开关频率的频率检测信号VFREQ。误差放大器274将频率检测信号 VFREQ和用于规定开关频率的目标值的基准电压VFREQ(REF)的误差放大，并生 成与误差对应的控制电压VCTRL。
根据第6实施例，由于能够将开关频率稳定于目标值，因此降噪措施较 容易。
图11是图10的换流器控制器230E的具体电路图。说明频率检测电路 272的工作。电容器C11以及电阻R11是高通滤波器，能够掌握为对作为OR 门231的输出的脉冲信号SP’(或者控制脉冲S1)进行微分的微分电路，也能 够掌握为用于检测脉冲信号SP’的边沿的边沿检测电路。若高通滤波器的输出 超过阈值，即若发生脉冲信号SP’的正边沿，则晶体管Tr11接通，并将电容器 C12放电。在晶体管Tr11关断的期间，电容器C12经由电阻R12而被充电。电 容器C12的电压VC12成为与脉冲信号SP’同步的斜波，倾斜部分的时长以及峰 值根据脉冲信号SP’的周期而变化。
晶体管Tr12、Tr13、电阻R13、R14、电容器C13是峰值保持电路，保持电 容器C12的电压VC12的峰值。峰值保持电路的输出VFREQ与脉冲信号SP’的周 期，换言之与频率相关。
比较器COMP1将频率检测信号VFREQ和用于表示目标频率的基准信号 VFREQ(REF)进行比较。电阻R15以及电容器C14是低通滤波器，将比较器COMP1 的输出平滑化，并生成控制电压VCTRL。控制信号VCTRL经由缓冲器BUF1而 被输出。
说明可变定时器电路270。导通信号SON被反相器273反相。若反相导 通信号#SON低于阈值VTH1，换言之若导通信号SON成为高电平，则比较器 COMP2的输出成为高电平，触发器SRFF被置位，脉冲信号SP成为高电平。
在脉冲信号SP是高电平的期间，晶体管M21是关断的。在晶体管M21关 断的期间，电流源271生成与控制电压VCTRL对应的可变电流IVAR，对电容器 C12充电。若电容器C15的电压VC15达到阈值VTH2，则比较器COMP3的输出 成为高电平，触发器SRFF被复位，脉冲信号SP迁移至低电平。其结果，晶 体管M21成为导通，电容器C15的电压VC15被初始化。
接下来，说明与第1实施方式关联的变形例。
(变形例1)
或者换流器控制器230也可以利用各通道的串联晶体管M2的漏极电压 (半导体光源102的阴极电压)作为断开条件。例如，也可以将多个通道的 半导体光源102的阴极电压中最大的一个(或者最小的一个)达到上限电压 作为断开条件。
(变形例2)
在实施方式中，使用N型晶体管来作为电流源210的串联晶体管M2， 但也可以使用P型晶体管(P沟道MOSFET)。图12是变形例所涉及的电流 源210的电路图。在该情况下，在输出电压VOUT下降时，为了维持驱动电流 ILED，在栅极电压VG下降的方向上施加反馈。因此，也可以设为接通条件为： 在任一个通道中，栅极电压VG低于规定的阈值。调光开关214也可以被设置 于串联晶体管M2的栅源之间。
(变形例3)
也可以由双极晶体管构成以串联晶体管M2为首的任意晶体管。在该情 况下，将栅极改读为基极、将源极改读为发射极、将漏极改读为集电极即可。
(变形例4)
在实施方式中设开关晶体管M1为P沟道MOSFET，但也可以使用N沟 道MOSFET。在该情况下，也可以追加自举电路。也可以取代MOSFET而使 用IGBT(绝缘栅双极晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor))或双极晶体 管。
(变形例5)
在实施方式中，直接监视误差放大器212的输出电压(串联晶体管M2的栅极电压VG)，从而判定误差放大器212的输出电压是否满足接通条件， 但本发明并不限定于此。例如也可以监视误差放大器212的内部的。且其发 生电压与输出电压相关的节点，而间接地监视误差放大器212的输出电压。
(变形例6)
在实施方式中，使用比较器244来检测了误差放大器212的输出电压(栅 极电压VG)的急剧的变动，但不限于此。图13(a)～(c)是导通信号产生 电路240的变形例的电路图。如图13(a)所示，也可以取代图5的比较器 244而使用MOSFET或双极晶体管作为电压比较部件。例如也可以将最大值 电路242的输出电压VG’由电阻分压电路250进行电阻分压，并将分压后的 电压VG”输入晶体管252的栅极(或者基极)，并根据晶体管的导通、关断而生成导通信号SON。
图13(b)是图6的变形，省略了各通道的比较器244，代之设置了具有 适当的分压比的电阻分压电路254_1～254_N。分压后的栅极电压VG1’～VGN’ 被输入至逻辑门256。在该情况下，若任一个通道的分压后的栅极电压VG’ 超过逻辑门256的高/低的阈值，则导通信号SON被断言。图13(c)是将图 13(b)的逻辑门作为NOR门的电路图。
(第2实施方式)
第2实施方式涉及电流驱动器。多个电流源210能够在一个半导体芯片 上集成。以下，将其称为电流驱动器IC(集成电路(Integrated Circuit))。图 14是实施方式所涉及的电流驱动器IC300以及其外围电路的电路图。电流驱 动器IC300除了多个电流源310_1～310_N，还具备接口电路320、调光脉冲 发生器330。
如第1实施方式所述，多个电流源310_1～310_N分别被构成为能够根据 PWM信号SPWM1～SPWMN而独立地导通、关断。电流源310_1～310_N经由阴 极引脚LED1～LEDN，而与对应的半导体光源102_1～102_N串联地连接。
接口电路320从外部的微型计算机(处理器)114接收多个控制数据 D1～DN。接口的种类并不特别限定，但例如能够使用SPI(串行外设接口(Serial Peripheral Interface)或I2C接口。多个控制数据D1～DN指示多个电流源 310_1～310_N的导通、关断的占空比，并以第1时间间隔T1而被更新。例如， 第1时间间隔T1约为20ms～200ms，例如是100ms。
调光脉冲发生器330基于多个控制数据D1～DN，生成对于多个电流源 310_1～310_N的多个PWM信号SPWM1～SPWMN。在第1实施方式(图2)中， 多个PWM信号SPWM1～SPWMN在微型计算机114中被生成，但在第2实施方 式中，多个PWM信号SPWM1～SPWMN的生成功能被内置于电流驱动器IC300 中。
第i个PWM信号SPWMi的占空比以比第1时间间隔T1短的第2时间间 隔T2，从对应的控制数据Di的更新前的值向更新后的值渐变(也称为渐变模 式)。第2时间间隔T2约为1ms～10ms，例如是5ms。
调光脉冲发生器330除了渐变模式也能够支持非渐变模式。在非渐变模 式中，第i个PWM信号SPWMi的占空比能够瞬时地从对应的控制数据Di的更 新前的值变化为更新后的值。
也可以设非渐变模式和渐变模式能够基于来自微型计算机114的设定而 动态地变更。优选地，也可以是能够按每个通道(每个调光脉冲)而单独地 指定非渐变模式和渐变模式，并且用于指定模式的设定数据附带于控制数据 Di中。
在通过第1实施方式中说明的方式来控制开关晶体管M1的情况下，也 可以将导通信号产生电路240的一部分或者全部集成于电流驱动器IC300中。 要集成哪部分可以根据导通信号产生电路240的电路结构而决定，也可以被 决定为使得减少换流器控制器230和电流驱动器IC300之间的配线的根数。 如图14所示，在将导通信号产生电路240中的最大值电路242集成于电流驱 动器IC300中的情况下，换流器控制器230和电流驱动器IC300之间的配线 成为用于传输多个栅极电压中最大的电压VG’的1根。或者，如果将导通信 号产生电路240整体集成于电流驱动器IC300中，则换流器控制器230和电 流驱动器IC300之间的配线成为用于传输导通信号SON的1根。
接下来说明电流驱动器IC300的工作。图15是电流驱动器IC300的工作 波形图。这里，设PWM信号的占空比线性地变化。例如，若设T1＝100ms、 T2＝5ms，则使占空比以20阶来变化即可。当更新前的控制数据的值与更新后 的控制数据的值的差分是X％时，PWM信号的占空比每T2变化ΔY＝(ΔX/20) ％。
以上是电流驱动器IC300的工作。该电流驱动器IC300的优点通过与比 较技术的对比会更为明确。在如果没有在电流驱动器IC300中安装占空比的 渐变功能的情况下，微型计算机114必须每第2时间间隔T2更新用于指示占 空比的控制数据D1～DN。在半导体光源102的通道数N从几十到超过100的 情况下，需要处理能力高的、因而价格高的微型计算机114。此外由于在微 型计算机114和电流驱动器IC300之间需要高速通信，因此产生噪声的问题。
与此相对，根据实施方式所涉及的电流驱动器IC300，由于微型计算机 114应更新控制数据D1～DN的速度下降，因此能够降低微型计算机114所要 求的处理能力。此外，由于微型计算机114和电流驱动器IC300之间的通信 速度也能够下降，因此能够解决噪声的问题。
优选设第1时间间隔T1为可变更的。在占空比的变化小的状况下，通过 延长第1时间间隔T1，能够减少数据通信量，并能够抑制功耗、噪声。
在图15中，使占空比线性地变化，但也可以按照2次函数或指数函数等 的曲线而变化。通过使用2次函数，能够实现违和感更低的自然的调光。
如图14所示，也可以将多个半导体光源102_1～102_N集成于一个半导 体芯片(裸芯片)402中。进一步，也可以将半导体芯片402和电流驱动器 IC300容纳于一个封装中，进行模块化。
图16是驱动器一体化光源400的平面图以及截面图。在半导体芯片402 的正面上，矩阵状地形成多个半导体光源102。在半导体芯片402的背面， 设置了与多个半导体光源102各自的阳极电极以及阴极电极对应的背面电极 A、K。这里扩大地表示1个半导体光源102_1的连接关系。
半导体芯片402与电流驱动器IC300机械地结合，并且被电连接。在电 流驱动器IC300的正面上设置了与多个半导体光源102各自的阴极电极K连 接的正面电极410(图14的LED1～LEDN)、以及与多个半导体光源102各自 的阳极电极A连接的正面电极412。正面电极412与被设置于电流驱动器 IC300的背面的封装基板上的凸点(bump)(或者衬垫(pad))414连接。也 可以在半导体芯片402和电流驱动器IC300之间插入未图示的中介层。
驱动器一体化光源400的封装的种类不做限定，可采用BGA(球珊阵列 (Ball GridArray))或PGA(引脚网格阵列(Pin Grid Array))、LGA(平面 网格阵列(Land GridArray))、QFP(四周扁平封装(Quad Flat Package)) 等。
在半导体光源102和电流驱动器IC300是分开的模块的情况下，实施对 各模块安装散热结构等措施即可。另一方面，在如图16所示的驱动器一体化 光源400中，需要对光源102的发热加上电流驱动器210的发热的发热量进 行散热。因此，会需要非常大的散热结构。通过采用实施方式所涉及的点亮 电路200，能够抑制电流源210的发热量，所以能够减小应在驱动器一体化 光源400上安装的散热结构。
(第3实施方式)
在第1实施方式所涉及的车辆用灯具100中，在点亮的光源102的个数 减少的轻负载状态下，有时开关频率会下降。
图17(a)～(c)是用于说明轻负载状态下的开关频率的下降的图。如 图17(a)、(b)所示，在图7或图10的实施例中，通过对导通时间TON或者 输出电压VOUT的上限VUPPER进行反馈控制，从而使频率稳定化。
但是，由于若过度缩短控制脉冲S1的脉宽，则不能够接通开关晶体管M1，因此控制脉冲S1的脉宽不能够比某个最小脉宽更短。换言之在轻负载状 态下，控制脉冲S1的脉宽被固定于最小脉宽(图17(c))。输出电压VOUT的 下降坡度的斜率，与负载电流，即点亮状态的半导体光源102的个数对应。 在点亮数少的状态下，下降坡度的斜率接连变小，开关频率变低。因此，即 使在进行了频率的稳定化控制的情况下，也会发生开关频率进入LW带的状况。
图18是第3实施方式所涉及的车辆用灯具100X的框图。车辆用灯具 100X除了图2的车辆用灯具100，还具备频率设定电路290。在该实施方式 中换流器控制器230具备频率稳定化功能，因此，能够由图7或图10的换流 器控制器230C或230E构成。
频率设定电路290根据多个电流源210的导通的个数(点亮数)，使目标 频率变化。更具体而言，若导通的个数小于某个阈值则判定为轻负载状态， 将目标频率设定为低于原始目标频率并且不包含在被设为电磁噪声的带域中 的其他频率。在将通常的目标频率设定于LW带和AM带间的大约 300kHz～450kHz之间的情况下，将轻负载状态的目标频率设定为低于LW带 并且高于可听带域的带域(例如100kHz)即可。
在图7或者图10中，由于目标频率基于基准电压VFREQ(REF)而被规定， 因此频率设定电路290在点亮数低于某个阈值的状态下，使基准电压VFREQ(REF)下降即可。
根据第3实施方式，在轻负载状态下频率下降，但能够避开应作为电磁 噪声而回避的频率。
(第4实施方式)
图19是第4实施方式所涉及的车辆用灯具100Y的框图。车辆用灯具 100Y除了图2的车辆用灯具100，还具备虚拟负载292，虚拟负载控制电路 294。
虚拟负载292被连接到开关换流器220的输出，并且在启用状态下，将 开关换流器220的电容器C1的电荷放电，使输出电压VOUT下降。虚拟负载 控制电路294基于多个电流源的导通的个数，控制虚拟负载292的启用、禁 用。
虚拟负载292包含被设置于开关换流器220的输出和接地之间的晶体管 的开关。在从开关晶体管M1的断开起经过规定时间τ之后，虚拟负载控制电 路294将启用信号EN断言(例如高电平)，接通虚拟负载292的开关。
图20是图19的车辆用灯具100Y的工作波形图。若成为轻负载状态， 则启用信号EN每个周期就被断言一次，输出电压VOUT瞬时下降。然后若输 出电压VOUT下降到与下限电压VBOTTOM对应的电压电平，则控制脉冲S1成为 高电平。即开关晶体管M1的关断时间TOFF的上限被规定时间τ所限制。由 此能够抑制轻负载状态下的开关频率的下降。
虚拟负载292可以是能够通断的恒定电流源，也可以是开关和电阻的组 合。
(第5实施方式)
参照图2。一般地，晶体管的导通电阻和耐压处于互相权衡的关系。在 开关换流器的输出电压VOUT超调时，对构成电流源210的晶体管施加的电压 增加。因此，需要使用高耐压元件来构成电流源210，但由于高耐压元件的 导通电阻RON大，因此必须将下限电压VBOTTOM设定得高，存在功耗以及发 热变大的问题。
图21是第5实施方式所涉及的点亮电路200Z的电路图。若驱动电压 VOUT超过规定的阈值VTH，则点亮电路200Z强制关断开关晶体管M1。点亮 电路200Z具备电阻R31、R32、电压比较器238。电压比较器238将被电阻R31、 R32分压的驱动电压VOUT’与阈值VTH’进行比较，并检测驱动电压VOUT的过 电压状态。
换流器控制器230P具备脉冲调制器235、逻辑门233、驱动器232。脉 冲调制器235是图5～图11的换流器控制器230A～230E中除去驱动器232的 部分，其生成控制脉冲S1’。逻辑门233在电压比较器238的输出S2表示 VOUT’<VTH’时，使控制脉冲S1’直接通过，在电压比较器238的输出S2表示 VOUT’>VTH’时，将控制脉冲S1’的电平强制地置位于开关晶体管M1断开的电 平。在本例中，开关晶体管M1是N沟道MOSFET，S1为低电平时成为关断。 电压比较器238的输出S2在VOUT’>VTH’时是低电平，逻辑门233是AND门。
在本实施方式中，能够通过使用低导通电阻的晶体管来构成电流源210 从而降低功耗。作为交换，晶体管的耐压变低，但在发生开关换流器的输出 电压VOUT超调的情况下，通过立刻停止开关晶体管M1，能够避免对电流源 的晶体管(例如图13(a)、(b)的晶体管M2、图13(c)的电流镜电路216 的输出侧的晶体管)施加过电压。
在以上的说明中，电流源210被构成为灌电流(sink)型，并连接到半 导体光源102的阴极，但并不限定于此。图22是变形例1所涉及的车辆用灯 具100的电路图。在该变形例中，将半导体光源102的阴极共通地连接，并 在半导体光源102的阳极侧连接拉电流(source)型的电流源210。电流源210 设为如下结构即可：将图2(或者图12)的结构上下反转，并根据需要而置 换晶体管的极性(P和N)。
(第6实施方式)
图23是具备第6实施方式所涉及的车辆用灯具100的灯具系统1的框图。 灯具系统1具备电池2、车辆ECU(电子控制单元(Electronic Control Unit)) 4以及车辆用灯具100。车辆用灯具100是具备ADB功能的配光可变头灯， 形成与来自车辆ECU4的控制信号对应的配光。
车辆用灯具100具备多个(N≧2)半导体光源102_1～102_N、灯具 ECU110、以及点亮电路200。在半导体光源102中，优选使用LED，但也可 以使用LD或有机EL等其他发光元件。各半导体光源102也可以包含串联和 /或并联地连接的多个发光元件。另外通道数N并不特别限定，也可以是1。
灯具ECU110具备开关112以及微型计算机114。微型计算机(处理器) 114经由CAN(控制器区域网络(Controller Area Network))或LIN(本地互 连网络(LocalInterconnect Network))等总线而与车辆ECU4连接，能够接 收点灭灯指示或其他信息。微型计算机114响应于来自车辆ECU4的点亮指 示，导通开关112。由此来自电池2的电源电压(电池电压VBAT)被供给至 点亮电路200。
此外微型计算机114接收来自车辆ECU4的用于指示配光模式的控制信 号，控制点亮电路200。或者微型计算机114也可以从车辆ECU4接收用于 表示车辆前方的状况的信息，并基于该信息而由自身生成配光模式。
点亮电路200对多个半导体光源102_1～102_N供给驱动电流ILED1～ILEDN， 以得到期望的配光模式。
点亮电路200具备多个电流源210_1～210_N、开关换流器220、以及换 流器控制器230。电流源210_i(i＝1，2，…N)是与对应的半导体光源102_i 串联地连接，并且使在半导体光源102_i中流过的驱动电流ILEDi稳定于规定 的电流量的恒流驱动器。
多个电流源210_1～210_N被构成为能够根据配光控制器116生成的PWM信号SPWM1～SPWMN而独立地控制导通、关断。在PWM信号SPWMi为导 通电平(例如高电平)时，流过驱动电流ILEDi，半导体光源102_i点亮。PWM 信号SPWMi为关断电平(例如低电平)时，驱动电流ILEDi成为零，半导体光 源102_i灭灯。通过使PWM信号SPWMi的占空比变化，半导体光源102_i的 实际的亮度变化(PWM调光)。
开关换流器220对半导体光源102和电流源210的串联连接电路的两端 间供给驱动电压VOUT。开关换流器220是降压换流器(Buck换流器)，包含 开关晶体管M1、整流二极管D1、电感器L1、以及输出电容器C1。
换流器控制器230通过脉动控制方式而控制开关换流器220。更具体而 言，换流器控制器230响应于多个电流源210的任一个的两端间电压，换言 之，任一个电流源210和与其对应的半导体光源102的连接节点的电压VLED下降至规定的下限电压VBOTTOM，接通开关换流器220的开关晶体管M1。
此外若满足规定的断开条件，则换流器控制器230使控制脉冲S1迁移至 关断电平(高电平)，断开开关晶体管M1。断开条件也可以是开关换流器220 的输出电压VOUT达到规定的上限电压VUPPER。
以上是车辆用灯具100的结构。接下来说明其工作。图24是图23的车 辆用灯具100的工作波形图。这里为了便于理解，设N＝3。此外设为能够忽 略多个电流源210_1～210_N的元件偏差。此外，设为由于半导体光源102的 元件偏差，VF1>VF2>VF3成立。此外为了便于理解不进行PWM调光。
在开关晶体管M1的关断期间(图中，低电平)中，开关换流器220的 输出电容器C1通过作为驱动电流ILED1～ILED3的总和的负载电流IOUT而被放电， 输出电压VOUT随着时间下降。实际上由于输出电容器C1通过在电感器L1中 流过的线圈电流IL和负载电流IOUT的差分而被充电或者放电，因此输出电压 VOUT的增减和开关晶体管M1的导通、关断在时间轴上不一定一致。
电流源210的两端间电压，即电流源210和半导体光源102的连接节点 的电压(阴极电压)VLED1～VLED3由以下的式子表示。
VLED1＝VOUT-VF1
VLED2＝VOUT-VF2
VLED3＝VOUT-VF3
因此，VLED1～VLED3与输出电压VOUT保持一定的电位差而变动。由于第1 通道的正电压VF1最大，因此第1通道的阴极电压VLED1变为最低。
若在第1通道中，阴极电压VLED1下降至下限电压VBOTTOM，则开关晶体 管M1接通。
若接通开关晶体管M1，则电感器L1中流过的线圈电流IL增大，输出电 压VOUT转换至上升。然后若输出电压VOUT达到上限电压VUPPER，则开关晶 体管M1断开。点亮电路200重复该工作。
以上是点亮电路200的工作。根据该点亮电路200，能够将电流源210 的两端间电压维持于保证产生规定的驱动电流ILED的最低电平的附近，并能 够降低功耗。
作为其他方式(比较技术)，考虑使用误差放大器，使阴极电压 VLED1～VLEDN的最低电压接近规定的目标电压VREF的反馈控制。
图25(a)是实施方式中的阴极电压VLED的波形图，图25(b)是比较 技术中的阴极电压VLED的波形图。这里所示的阴极电压VLED是多个阴极电 压中的最低电压VMIN。
在比较技术中，通过反馈循环中设置的相位补偿滤波器的响应特性，阴 极电压VLED1～VLEDN的最低电压VMIN的平均值接近目标电压VREF。即最低电 压VMIN的下限值VMIN_BOTTOM变得低于目标电压VREF。此时的下限值 VMIN_BOTTOM和目标电压VREF的差分根据状况而变化，是不定的。为了电路的 稳定工作，需要设想如图25(b)中实线所示那样大的差分ΔV，而将VREF规定得较高。然而若发生如点划线所示那样差分ΔV’小的状况，则阴极电压 VLED变得高于下限电压VBOTTOM，在电流源中无用的电力被消耗。根据实施 方式，如图25(a)所示，由于能够使阴极电压VLED的下限值靠近下限电压 VBOTTOM，因此相比于比较技术更能够降低功耗。
本发明作为图23的框图或电路图而被掌握，或者涉及通过上述的说明而 导出的各种装置、电路、方法，而不限定于特定的结构。以下，并不是为了 缩小本发明的范围，而是为了帮助理解发明的本质或电路工作，并且使它们 明确化，而说明更加具体的结构例或变形例。
(第1实施例)
图26是第1实施例所涉及的换流器控制器230F的电路图。导通信号产 生电路240F包含多个比较器252_1～252_N和逻辑门254。比较器252_i将对 应的阴极电压VLEDi与下限电压VBOTTOM进行比较，若成为VLEDi<VBOTTOM， 则生成被断言(例如高电平)的比较信号。逻辑门254对多个比较器252_1～252_N的输出(比较信号)SCMP1～SCMPN进行逻辑运算，若至少一个比较信号被断言，则将导通信号SON断言。在本例中逻辑门254是OR门。
关断信号产生电路260F生成用于规定断开开关晶体管M1的定时的关断 信号SOFF。分压电路261将输出电压VOUT分压，并将其调整到适当的电压电 平。比较器262将分压后的输出电压VOUT’与对上限电压VUPPER进行调整后 的阈值VUPPER’进行比较，若检测到VOUT>VUPPER，则将关断信号SOFF断言(例 如高电平)。
逻辑电路234例如是SR触发器，响应于导通信号SON的断言，使其输 出Q迁移至导通电平(例如高电平)，并响应于关断信号SOFF的断言而将其 输出Q迁移至关断电平(例如低电平)。另外，在导通信号SON和关断信号 SOFF的断言同时发生时，为了将开关换流器设为更安全的状态(即开关晶体 管M1的关断状态)，优选设逻辑电路234为复位优先的触发器。
驱动器232根据逻辑电路234的输出Q而驱动开关晶体管M1。如图23 所示，在开关晶体管M1是P沟道MOSFET的情况下，作为驱动器232的输 出的控制脉冲S1在输出Q为导通电平时成为低电压(VBAT-VG)，在输出Q为 关断电平时成为高电压(VBAT)。
(第2实施例)
图27是第2实施例所涉及的换流器控制器230G的电路图。导通信号产 生电路240G包含最小值电路256和比较器258。最小值电路256输出对应于 多个阴极电压VLED1～VLEDN中最小的一个的电压VMIN。最小值电路256使用 公知技术即可。比较器258将电压VMIN与对应于下限电压VBOTTOM的阈值 VBOTTOM’进行比较，若成为VMIN<VBOTTOM’，则将导通信号SON断言(例如高电平)。
在第1实施例中，在通道数多的情况下，比较器组的电路面积大，芯片 尺寸变大。与此相对，根据第2实施例，由于仅需一个比较器，因此能够缩 小电路面积。
(第3实施例)
在车载设备中，150kHz～280kHz的LW带、510kHz～1710kHz的AM带、 以及2.8MHz～23MHz的SW带作为电磁噪声而被回避。因此，通常期望开关 晶体管M1的开关频率稳定于LW带和AM带间的大约300kHz～450kHz之间。
图28是第3实施例所涉及的换流器控制器230H的电路图。在本实施例 中，上限电压VUPPER被反馈控制，使得开关晶体管M1的开关频率恒定。
关断信号产生电路260H除了比较器262，还具备频率检测电路264以及 误差放大器266。频率检测电路264监视逻辑电路234的输出Q或者控制脉 冲S1，并生成用于表示开关频率的频率检测信号VFREQ。误差放大器266将 频率检测信号VFREQ和用于规定开关频率的目标值(目标频率)的基准电压 VFREQ(REF)的误差放大，并生成与误差对应的上限电压VUPPER。
根据第3实施例，由于能够将开关频率稳定于目标值，因此降噪措施较 容易。
(第4实施例)
图29是第4实施例所涉及的换流器控制器230I的电路图。换流器控制 器230I也可以在接通开关晶体管M1之后，在经过导通时间TON后断开开关 晶体管M1。即也可以将从开关晶体管M1的断开起经过了导通时间TON作为 断开条件。
关断信号产生电路260I包含定时器电路268。定时器电路268响应于导 通信号SON，开始规定的导通时间TON的测量，并在经过了导通时间TON后将 关断信号SOFF断言(例如高电平)。定时器电路268例如可以由单稳态多谐振 荡器(单发脉冲发生器)构成，也可以由数字计数器或模拟定时器构成。为 了检测开关晶体管M1的转换的定时，也可以代替导通信号SON，而对定时器 电路268输入逻辑电路234的输出Q或控制脉冲S1。
(第5实施例)
图30是第5实施例所涉及的换流器控制器230J的电路图。换流器控制 器230J与第4实施例同样地，在接通开关晶体管M1之后，在经过导通时间 TON后断开开关晶体管M1。OR门241相当于导通信号产生电路，生成导通 信号SON。定时器电路268是单稳态多谐振荡器等，从导通信号SON的断言起 规定的导通时间TON期间，生成成为高电平的脉冲信号SP，并供给至驱动器 232。另外，考虑在起动时等，VG1～VGN不超过OR门241的阈值的状况而 追加OR门231，将导通信号SON和定时器电路268的输出SP的逻辑和SP’供 给至驱动器232。
(第6实施例)
图31是第6实施例所涉及的换流器控制器230K的电路图。关断信号产 生电路260K对导通时间TON进行反馈控制，使得开关频率恒定。可变定时器 电路270是从导通信号SON的断言起在导通时间TON的期间，生成成为高电 平的脉冲信号SP的单稳态多谐振荡器，并被构成为导通时间TON根据控制电 压VCTRL而可变。
例如，可变定时器电路270能够包含电容器、对电容器进行充电的电流 源、以及将电容器的电压与阈值进行比较的比较器。可变定时器电路270被 构成为电流源生成的电流量或者阈值的至少一方根据控制电压VCTRL而可变。
频率检测电路272监视逻辑电路234的输出Q或者控制脉冲S1，并生成 用于表示开关频率的频率检测信号VFREQ。误差放大器274将频率检测信号 VFREQ和用于规定开关频率的目标值(目标频率)的基准电压VFREQ(REF)的误 差放大，并生成与误差对应的控制电压VCTRL。
根据第6实施例，由于能够将开关频率稳定于目标值，因此降噪措施较 容易。
图32是图31的换流器控制器230K的具体电路图。说明频率检测电路 272的工作。电容器C11以及电阻R11是高通滤波器，能够掌握为对OR门231 的输出(或者控制脉冲S1)进行微分的微分电路，也能够掌握为用于检测脉 冲信号SP’的边沿的边沿检测电路。若高通滤波器的输出超过阈值，即若脉冲 信号SP’的正边沿发生，则晶体管Tr11接通，并将电容器C12放电。在晶体管 Tr11关断的期间，电容器C12经由电阻R12而被充电。电容器C12的电压VC12成为与脉冲信号SP’同步的斜波，倾斜部分的时长以及峰值根据脉冲信号SP’ 的周期而变化。
晶体管Tr12、Tr13、电阻R13、R14、电容器C13是峰值保持电路，保持电 容器C12的电压VC12的峰值。峰值保持电路的输出VFREQ与脉冲信号SP’的周 期，换言之与频率相关。
比较器COMP1将频率检测信号VFREQ和用于表示目标频率的基准信号 VFREQ(REF)进行比较。电阻R15以及电容器C14是低通滤波器，将比较器COMP1 的输出平滑化，并生成控制电压VCTRL。控制信号VCTRL经由缓冲器BUF1而 被输出。
说明可变定时器电路270。导通信号SON被反相器273反相。若反相导 通信号#SON低于阈值VTH1，换言之若导通信号SON成为高电平，则比较器 COMP2的输出成为高电平，触发器SRFF被置位，脉冲信号SP成为高电平。
在脉冲信号SP是高电平的期间，晶体管M21是关断的。在晶体管M21关 断的期间，电流源271生成与控制电压VCTRL对应的可变电流IVAR，对电容器 C15充电。若电容器C15的电压VC15达到阈值VTH2，则比较器COMP3的输出 成为高电平，触发器SRFF被复位，脉冲信号SP迁移至低电平。其结果，晶 体管M21成为导通，电容器C15的电压VC15被初始化。
图33是导通信号产生电路240的变形例的电路图。若如图26所示使用 比较器252，则尽管能够进行高精度的电压比较，但电路面积变大，成本变 高。因此如图33所示，能够使用由晶体管简易地构成的电压比较部件。电压 比较部件253包含具有PNP型双极晶体管Tr21的源极跟随器255和比较电路 257。前级的源极跟随器255的输出(VLED+VBE)被电阻R21、R22分压，并被 输入晶体管Tr22的基极。若监视对象的电压VLED下降，则晶体管Tr22的基极 电压下降，并且若低于双极晶体管的导通电压，则晶体管Tr22的电流被截断， 电压比较部件253的输出成为高电平。
在图33中，将多个电压比较部件253的输出输入到OR门254，但并不 限定于此。也可以省略OR门254，而将多个电压比较部件253的晶体管Tr22的集电极共通地连接，并在共通的集电极和电源线VCC之间设置共通的电阻。
图34(a)～(c)是表示电流源210的结构例的电路图。图34(a)的电 流源210包括串联晶体管M2、感应电阻RS以及误差放大器212。串联晶体管 M2以及感应电阻RS被串联地设置于驱动电流ILEDi的路径上。误差放大器212 调节串联晶体管M2的控制电极(在本例中是栅极)的电压VG，使得感应电 阻RS的电压降VCS接近目标电压VADIM。在本实施例中，串联晶体管M2是N 型(N沟道)的MOS晶体管，在误差放大器212的一端的输入(正相输入端 子)中，输入基准电压VADIM，在其另一端的输入(反相输入端子)中，输入 串联晶体管M2和感应电阻RS的连接节点的电压VCS(感应电阻RS的电压降)。 通过误差放大器212施加反馈使得VCS接近VADIM，驱动电流ILED以ILED(REF)＝VADIM/RS作为目标量而被稳定化。
电流源210还包含用于PWM调光的开关(调光开关)214。调光开关 214由配光控制器116生成的PWM信号SPWM控制。调光开关214关断时， 在电流源210中流过驱动电流ILED。若调光开关214导通，则串联晶体管M2关断，驱动电流ILED被截断。通过使调光开关214以60Hz以上的PWM频率 (优选为200～300Hz左右)高速地开关，并调节其占空比，从而半导体光源102被PWM调光。
图34(b)的电流源210使用P沟道MOSFET作为串联晶体管。误差放 大器212的输入的极性与图34(a)相反。
在图34(a)或(b)的电流源210的情况下，下限电压VBOTTOM如下规 定即可。ΔV是适当的裕量。
VBOTTOM＝RS×ILED+VSAT+ΔV
图34(c)的电流源210包含电流镜电路216和基准电流源218。电流镜 电路216对基准电流源218生成的基准电流IREF乘以由镜比(mirror ratio)决 定的规定系数而生成驱动电流ILED。在图34(c)的电流源210的情况下，下 限电压VBOTTOM如下规定即可。
VBOTTOM＝VSAT+ΔV
VSAT是电流镜电路的饱和电压，ΔV是适当的裕量。
(第7实施方式)
在第6实施方式中固定了下限电压。在该情况下，在点亮的光源102的 个数减少的轻负载状态下，有时开关频率会下降。
图35(a)～(c)是用于说明轻负载状态下的开关频率的下降的图。如 图35(a)、(b)所示，在图28或图31的实施例中，通过对导通时间TON或 者输出电压VOUT的上限VUPPER进行反馈控制，从而使频率稳定化。
但是，由于若过度缩短控制脉冲S1的脉宽，则不能够接通开关晶体管 M1，因此控制脉冲S1的脉宽不能够比某个最小脉宽更短。换言之在轻负载状 态下，控制脉冲S1的脉宽被固定于最小脉宽(图35(c))。输出电压VOUT的 下降坡度的斜率，与负载电流，即点亮状态的半导体光源102的个数对应。 在点亮数少的状态下，下降坡度的斜率接连变小，开关频率变低。因此，即 使在进行了频率的稳定化控制的情况下，也会发生开关频率进入LW带的状况。
因此在第7实施方式中，根据负载的状态而动态地控制下限电压 VBOTTOM，抑制开关频率的下降。
图36是第7实施方式所涉及的车辆用灯具100M的框图。车辆用灯具 100M除了图23的车辆用灯具100，还具备下限电压设定电路280。下限电压 设定电路280随着多个电流源210的导通的个数减少而使下限电压VBOTTOM增大。下限电压VBOTTOM可以以2个阶段变化，也可以以更多阶数来变化。
例如下限电压设定电路280也可以基于由配光控制器116生成的PWM 信号SPWM1～SPWMN来判定点亮数。或者下限电压设定电路280也可以从微型 计算机114接收表示点亮数的信号或基于点亮数而被决定的下限电压 VBOTTOM的指令值。或者在后述的图42的结构中，也可以基于接口电路320 接收的信号来判定点亮数。
换流器控制器230的结构并不特别限定，可以是上述任一个结构。
图37是图36的车辆用灯具100M的工作波形图。若点亮数减少，且负 载电流减少，则输出电压VOUT的下降坡度变得平坦。通过随着坡度的斜率的 减小，使下限电压VBOTTOM上升，从而输出电压VOUT的下限电压上升，抑制 关断时间TOFF变长。
由此，能够防止在轻负载状态下，开关频率变得过低。另外若使下限电 压VBOTTOM增大，则电流源210的发热增加，但由于成为导通的电流源210 的个数减少，因此总的发热的增加不成为问题。在图37中，不仅限于下限电 压VBOTTOM变化以使得开关频率在实质上成为恒定，只要开关频率不进入成 为噪声的对象的带域，开关频率也可以变动。
(第8实施方式)
图38是第8实施方式所涉及的车辆用灯具100N的框图。车辆用灯具 100X除了图23的车辆用灯具100，还具备频率设定电路290。在该实施方式 中换流器控制器230具备频率稳定化功能，因此，能够由图28或图31的换 流器控制器230H或230J构成。
频率设定电路290根据多个电流源210的导通的个数(点亮数)，使目标 频率变化。更具体而言，若导通的个数小于某个阈值则判定为轻负载状态， 将目标频率设定为低于原始目标频率并且不包含在被设为电磁噪声的带域中 的其他频率。在将通常的目标频率设定于LW带和AM带间的大约 300kHz～450kHz之间的情况下，将轻负载状态的目标频率设定为低于LW带 并且高于可听带域的带域(例如100kHz)即可。
在图28或者图31中，由于目标频率基于基准电压VFREQ(REF)而被规定， 因此频率设定电路290在点亮数低于某个阈值的状态下，使基准电压VFREQ(REF)下降即可。
根据第8实施方式，在轻负载状态下频率下降，但能够避开应作为电磁 噪声而回避的频率。
(第9实施方式)
图40是第9实施方式所涉及的车辆用灯具100O的框图。车辆用灯具 100O除了图23的车辆用灯具100，还具备虚拟负载292，虚拟负载控制电路 294。
虚拟负载292被连接到开关换流器220的输出，并且在启用状态下，将 开关换流器220的电容器C1的电荷放电，使输出电压VOUT下降。虚拟负载 控制电路294基于多个电流源的导通的个数，控制虚拟负载292的启用、禁 用。
虚拟负载292包含被设置于开关换流器220的输出和接地之间的晶体管 的开关。在从开关晶体管M1的断开起经过规定时间τ之后，虚拟负载控制电 路294将启用信号EN断言(例如高电平)，接通虚拟负载292的开关。
图40是图39的车辆用灯具100O的工作波形图。若成为轻负载状态， 则启用信号EN在每个周期就被断言一次，输出电压VOUT瞬时下降。然后若 输出电压VOUT下降到与下限电压VBOTTOM对应的电压电平，则控制脉冲S1成为高电平。即开关晶体管M1的关断时间TOFF的上限被规定时间τ所限制。 由此能够抑制轻负载状态下的开关频率的下降。
虚拟负载292可以是能够通断的恒定电流源，也可以是开关和电阻的组 合。
(第10实施方式)
参照图23。一般地，晶体管的导通电阻和耐压处于互相权衡的关系。在 开关换流器的输出电压VOUT超调时，对构成电流源210的晶体管施加的电压 增加。因此，需要使用高耐压元件来构成电流源210，但由于高耐压元件的 导通电阻RON大，因此必须将下限电压VBOTTOM设定得高，存在功耗以及发 热变大的问题。
图41是第10实施方式所涉及的点亮电路200P的电路图。若驱动电压 VOUT超过规定的阈值VTH，则点亮电路200P强制关断开关晶体管M1。点亮 电路200P具备电阻R31、R32、电压比较器238。电压比较器238将被电阻R31、 R32分压的驱动电压VOUT’与阈值VTH’进行比较，并检测驱动电压VOUT的过 电压状态。
换流器控制器230P具备脉冲调制器235、逻辑门233、驱动器232。脉 冲调制器235是图28～图31的换流器控制器230F～230K中除去驱动器232 的部分，其生成控制脉冲S1’。逻辑门233在电压比较器238的输出S2表示VOUT’<VTH’时，使控制脉冲S1’直接通过，在电压比较器238的输出S2表示 VOUT’>VTH’时，将控制脉冲S1’的电平强制地置位于开关晶体管M1断开的电 平。在本例中，开关晶体管M1是N沟道MOSFET，S1为低电平时成为关断。 电压比较器238的输出S2在VOUT’>VTH’时是低电平，逻辑门233是AND门。
在本实施方式中，使用低导通电阻的晶体管来构成电流源210从而能够 降低功耗。作为交换，晶体管的耐压变低，但在发生开关换流器的输出电压 VOUT超调的情况下，通过立刻停止开关晶体管M1，能够避免对电流源的晶体 管(例如图34(a)、(b)的晶体管M2、图34(c)的电流镜电路216的输出 侧的晶体管)施加过电压。
<驱动器一体化光源>
接下来，说明驱动器一体化光源。多个电流源210能够在一个半导体芯 片上集成。以下，将其称为电流驱动器IC(集成电路(Integrated Circuit))。
图42是实施方式所涉及的电流驱动器IC300以及其外围电路的电路图。电流 驱动器IC300除了多个电流源310_1～310_N，还具备接口电路320、调光脉 冲发生器330。
多个电流源310_1～310_N分别被构成为能够根据PWM信号 SPWM1～SPWMN而独立地导通、关断。电流源310_1～310_N经由阴极引脚 LED1～LEDN，而与对应的半导体光源102_1～102_N串联地连接。
接口电路320从外部的微型计算机(处理器)114接收多个控制数据 D1～DN。接口的种类并不特别限定，但例如能够使用SPI(串行外设接口(Serial Peripheral Interface)或I2C接口。多个控制数据D1～DN指示多个电流源 310_1～310_N的导通、关断的占空比，并以第1时间间隔T1而被更新。例如， 第1时间间隔T1约为20ms～200ms，例如是100ms。
调光脉冲发生器330基于多个控制数据D1～DN，生成对于多个电流源 310_1～310_N的多个PWM信号SPWM1～SPWMN。在图23的实施方式中，多个 PWM信号SPWM1～SPWMN在微型计算机114中被生成，但在第7实施方式中， 多个PWM信号SPWM1～SPWMN的生成功能被内置于电流驱动器IC300中。
第i个PWM信号SPWMi的占空比以比第1时间间隔T1短的第2时间间 隔T2，从对应的控制数据Di的更新前的值向更新后的值渐变(也称为渐变模 式)。第2时间间隔T2约为1ms～10ms，例如是5ms。
调光脉冲发生器330除了渐变模式也能够支持非渐变模式。在非渐变模 式中，第i个PWM信号SPWMi的占空比能够瞬时地从对应的控制数据Di的更 新前的值变化为更新后的值。
也可以设非渐变模式和渐变模式能够基于来自微型计算机114的设定而 动态地变更。优选地，也可以是能够按每个通道(每个调光脉冲)而单独地 指定非渐变模式和渐变模式，并且用于指定模式的设定数据附带于控制数据 Di中。
也可以将导通信号产生电路240的一部分或者全部集成于电流驱动器 IC300中。要集成哪部分可以根据导通信号产生电路240的电路结构而决定， 也可以被决定为使得减少换流器控制器230和电流驱动器IC300之间的配线 的根数。如图42所示，在将导通信号产生电路240整体集成于电流驱动器 IC300中的情况下，则换流器控制器230和电流驱动器IC300之间的配线成 为用于传输导通信号SON的1根。或者在采用图27的导通信号产生电路240G 的情况下，如果将最小值电路256集成到电流驱动器IC300中，则换流器控 制器230和电流驱动器IC300之间的配线成为用于传输最小电压VMIN的一根。
接下来说明电流驱动器IC300的工作。图43是电流驱动器IC300的工作 波形图。这里，设PWM信号的占空比线性地变化。例如，若设T1＝100ms、 T2＝5ms，则使占空比以20阶来变化即可。当更新前的控制数据的值与更新后 的控制数据的值的差分是X％时，PWM信号的占空比每T2变化ΔY＝(ΔX/20) ％。
以上是电流驱动器IC300的工作。该电流驱动器IC300的优点通过与比 较技术的对比会更为明确。在如果没有在电流驱动器IC300中安装占空比的 渐变功能的情况下，微型计算机114必须每第2时间间隔T2更新用于指示占 空比的控制数据D1～DN。在半导体光源102的通道数N从几十到超过100的 情况下，需要处理能力高的、因而价格高的微型计算机114。此外由于在微 型计算机114和电流驱动器IC300之间需要高速通信，因此产生噪声的问题。
与此相对，根据实施方式所涉及的电流驱动器IC300，由于微型计算机 114应更新控制数据D1～DN的速度下降，因此能够降低微型计算机114所要 求的处理能力。此外，由于微型计算机114和电流驱动器IC300之间的通信 速度也能够下降，因此能够解决噪声的问题。
优选设第1时间间隔T1为可变更的。在占空比的变化小的状况下，通过 延长第1时间间隔T1，能够减少数据通信量，并能够抑制功耗、噪声。
在图43中，使占空比线性地变化，但也可以按照2次函数或指数函数等 的曲线而变化。通过使用2次函数，能够实现违和感更低的自然的调光。
如图42所示，也可以将多个半导体光源102_1～102_N集成于一个半导 体芯片(裸芯片)402中。进一步，也可以将半导体芯片402和电流驱动器 IC300容纳于一个封装中，进行模块化。
图44是驱动器一体化光源400的平面图以及截面图。在半导体芯片402 的正面上，矩阵状地形成多个半导体光源102。在半导体芯片402的背面， 设置了与多个半导体光源102各自的阳极电极以及阴极电极对应的背面电极 A、K。这里仅表示1个半导体光源102_1的连接关系。
半导体芯片402与电流驱动器IC300机械地结合，并且电连接。在电流 驱动器IC300的正面上设置了与多个半导体光源102各自的阴极电极K连接 的正面电极410(图42的LED1～LEDN)、与多个半导体光源102各自的阳极 电极A连接的正面电极412。正面电极412与被设置于电流驱动器IC300的 背面的封装基板上的凸点(bump)(或者衬垫(pad))414连接。也可以在半 导体芯片402和电流驱动器IC300之间插入未图示的中介层。
驱动器一体化光源400的封装的种类不做限定，可采用BGA(球珊阵列 (Ball GridArray))或PGA(引脚网格阵列(Pin Grid Array))、LGA(平面 网格阵列(Land GridArray))、QFP(四周扁平封装(Quad Flat Package)) 等。
在半导体光源102和电流驱动器IC300是分开的模块的情况下，实施对 各模块安装散热结构等措施即可。另一方面，在如图44所示的驱动器一体化 光源400中，需要对光源102的发热加上电流源210的发热的发热量进行散 热。因此，会需要非常大的散热结构。由于通过采用实施方式所涉及的点亮 电路200，能够抑制电流源210的发热量，所以能够减小应在驱动器一体化 光源400上安装的散热结构。
<变形例>
最后说明变形例。
(变形例1)
在实施方式中，电流源210被构成为灌电流(sink)型，并连接到半导 体光源102的阴极，但并不限定于此。图45是变形例1所涉及的车辆用灯具 100的电路图。在该变形例中，将半导体光源102的阴极共通地连接，并在 半导体光源102的阳极侧连接拉电流(source)型的电流源210。电流源210 设为如下结构即可：将图34(a)～(c)的结构上下反转，并根据需要而置换 晶体管的极性(P和N)。换流器控制器230基于电流源210的两端间电压 VCS和下限电压VBOTTOM的关系而控制开关换流器220。
(变形例2)
也可以由双极晶体管构成以串联晶体管M2为首的任意晶体管。在该情 况下，将栅极改读为基极、将源极改读为发射极、将漏极改读为集电极即可。
(变形例3)
在实施方式中设开关晶体管M1为P沟道MOSFET，但也可以使用N沟 道MOSFET。在该情况下，也可以追加自举电路。也可以取代MOSFET而使 用IGBT(绝缘栅双极晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor))或双极晶体 管。
基于实施方式，使用具体的语言来说明了本发明，但实施方式仅表示本 发明的原理、应用，在实施方式中，在不脱离权利要求书所规定的本发明的 思想的范围中，承认多种变形例或配置的变更。

Claims (23)

1.一种点亮电路，用于点亮多个半导体光源，其特征在于，所述点亮电路具备：
多个电流源，分别应与对应的半导体光源串联地连接，包含分别与对应的半导体光源串联地设置的串联晶体管和感应电阻、以及基于所述感应电阻的电压降而调节所述串联晶体管的控制电极的电压的误差放大器；
开关换流器，对由所述多个半导体光源和所述多个电流源形成的多个串联连接电路各自的两端间供给驱动电压；以及
脉动控制方式的换流器控制器，
所述换流器控制器响应于在所述多个电流源的任一个中所述误差放大器的输出电压满足了规定的接通条件，接通所述开关换流器的开关晶体管。
2.如权利要求1所述的点亮电路，其特征在于，
所述串联晶体管是N型的，
若在所述多个电流源的任一个中所述误差放大器的输出电压达到规定的阈值，则所述换流器控制器接通所述开关晶体管。
3.如权利要求1或权利要求2所述的点亮电路，其特征在于，
所述串联晶体管是N型的，
所述换流器控制器响应于所述多个半导体光源所包含的多个误差放大器的输出电压的最大值满足了规定的接通条件，接通所述开关晶体管。
4.如权利要求1至3中任一项所述的点亮电路，其特征在于，
所述串联晶体管是P型的，
若在所述多个电流源的任一个中所述误差放大器的输出电压低于规定的阈值，则所述换流器控制器接通所述开关晶体管。
5.如权利要求1至4中任一项所述的点亮电路，其特征在于，
所述换流器控制器响应于所述驱动电压达到了上限电压而断开所述开关晶体管。
6.如权利要求5所述的点亮电路，其特征在于，
所述上限电压被反馈控制使得所述开关晶体管的开关频率接近目标频率。
7.如权利要求1至4中任一项所述的点亮电路，其特征在于，
所述换流器控制器在接通了所述开关晶体管之后，在经过导通时间后断开所述开关晶体管。
8.如权利要求7所述的点亮电路，其特征在于，
所述导通时间被反馈控制使得所述开关晶体管的开关频率接近目标频率。
9.一种点亮电路，用于点亮多个半导体光源，其特征在于，所述点亮电路具备：
多个电流源，分别应与对应的半导体光源串联地连接；
开关换流器，对由所述多个半导体光源和所述多个电流源形成的多个串联连接电路各自的两端间供给驱动电压；以及
脉动控制方式的换流器控制器，
所述换流器控制器响应于所述多个电流源的任一个的两端间电压下降至下限电压，接通所述开关换流器的开关晶体管。
10.如权利要求9所述的点亮电路，其特征在于，
所述换流器控制器在接通所述开关晶体管之后，在经过导通时间后断开所述开关晶体管。
11.如权利要求10所述的点亮电路，其特征在于，
所述导通时间被反馈控制使得所述开关晶体管的开关频率接近目标频率。
12.如权利要求9所述的点亮电路，其特征在于，
所述换流器控制器响应于所述驱动电压达到上限电压，断开所述开关晶体管。
13.如权利要求12所述的点亮电路，其特征在于，
所述上限电压被反馈控制，使得所述开关晶体管的开关频率接近目标频率。
14.如权利要求9至13中任一项所述的点亮电路，其特征在于，
所述多个电流源能够独立地控制导通、关断，
所述下限电压随着所述多个电流源的导通的个数减少而增大。
15.如权利要求6、权利要求8、权利要求11以及权利要求13中任一项所述的点亮电路，其特征在于，
所述多个电流源能够独立地控制导通、关断，
所述目标频率与所述多个电流源的导通的个数对应。
16.如权利要求1至15中任一项所述的点亮电路，其特征在于，
所述多个电流源能够独立地控制导通、关断，
所述点亮电路还具备虚拟负载，被连接到所述开关换流器的输出，并根据所述多个电流源的导通的个数而启用。
17.如权利要求16所述的点亮电路，其特征在于，
所述虚拟负载在所述开关晶体管的断开后，在经过规定时间之后，使所述驱动电压下降。
18.如权利要求1至17中任一项所述的点亮电路，其特征在于，
若所述驱动电压超过规定的阈值，则强制关断所述开关晶体管。
19.如权利要求1至17中任一项所述的点亮电路，其特征在于，
所述多个半导体光源和所述多个电流源被模块化。
20.一种车辆用灯具，其特征在于，
具备权利要求1至19中任一项所述的点亮电路。
21.一种电流驱动器电路，用于驱动多个半导体光源，其特征在于，所述电流驱动器电路具备：
多个电流源，分别被构成为能够对应于PWM信号而独立地导通、关断，并应与对应的半导体光源串联地连接；
接口电路，以第1时间间隔，从外部的处理器接收用于指示所述多个电流源的导通、关断的占空比的多个控制数据；以及
调光脉冲发生器，生成对于所述多个电流源的多个PWM信号，所述多个PWM信号各自的占空比以比所述第1时间间隔短的第2时间间隔，从对应的控制数据的更新前的值向更新后的值渐变。
22.如权利要求21所述的电流驱动器电路，其特征在于，
所述多个PWM信号各自的占空比能够根据设定而从对应的控制数据的更新前的值瞬时地变更为更新后的值。
23.如权利要求22所述的电流驱动器电路，其特征在于，
所述多个电流源分别包含：
串联晶体管以及感应电阻，与对应的半导体光源串联地被设置；
误差放大器，基于所述感应电阻的电压降而调节所述串联晶体管的控制电极的电压；以及
PWM开关，被设置于所述串联晶体管的栅源之间。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113727496A (zh) * 2020-10-22 2021-11-30 杰华特微电子股份有限公司 多路led驱动方法及驱动电路

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPWO2019098138A1 (ja) 2017-11-14 2020-11-19 株式会社小糸製作所 車両用灯具およびその点灯回路、電流ドライバ回路
CN113439385A (zh) 2019-02-13 2021-09-24 株式会社小糸制作所 车辆用灯具及其点亮电路、dc/dc转换器的控制电路
EP4021149A1 (en) 2020-12-22 2022-06-29 Textron Systems Corporation Light appartus with parallel-arranged leds and per-led drivers
FR3122308B1 (fr) * 2021-04-27 2023-04-21 Speedinnov Dispositif de contrôle d’un dispositif d’éclairage, système d’éclairage et procédé de contrôle associés
CN113141691A (zh) * 2021-04-30 2021-07-20 上汽大众汽车有限公司 一种流水式位置灯的驱动控制装置
FR3130352A1 (fr) * 2021-12-10 2023-06-16 Valeo Vision Pilotage de groupes de pixels d’une source lumineuse pour réaliser une transition lumineuse
US20230231482A1 (en) * 2022-01-17 2023-07-20 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Voltage regulator with dynamic voltage and frequency tracking
CN114572104A (zh) * 2022-03-08 2022-06-03 芜湖奇瑞科技有限公司 汽车尾灯的控制系统及方法
CN116887479B (zh) * 2023-08-01 2023-12-26 广州威博智能科技股份有限公司 一种三路无极整流的汽车双灯驱动电路

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090009088A1 (en) * 2007-07-06 2009-01-08 Koito Manufacturing Co., Ltd. Lighting control device of lighting device for vehicle
US20090187925A1 (en) * 2008-01-17 2009-07-23 Delta Electronic Inc. Driver that efficiently regulates current in a plurality of LED strings
US20100013395A1 (en) * 2008-07-15 2010-01-21 Intersil Americas, Inc Dynamic headroom control for lcd driver
CN101990337A (zh) * 2009-08-03 2011-03-23 联咏科技股份有限公司 可动态维持定电流驱动的光源驱动装置及其相关方法
CN102402948A (zh) * 2010-09-09 2012-04-04 立锜科技股份有限公司 发光元件阵列驱动电路与用于其中的电流分配电路及方法
JP2014103002A (ja) * 2012-11-20 2014-06-05 Rohm Co Ltd 発光装置の制御回路、それを用いた発光装置および電子機器
JP2015060822A (ja) * 2013-09-20 2015-03-30 ローム株式会社 発光素子の駆動回路、その制御回路、制御方法、およびそれを用いた発光装置および電子機器
CN204945863U (zh) * 2015-09-11 2016-01-06 袁琰 一种分挡的程控恒流源电路
JP2016029665A (ja) * 2010-02-26 2016-03-03 ローム株式会社 半導体チップおよびそれを用いた発光装置、ディスプレイ装置
JP2017010810A (ja) * 2015-06-23 2017-01-12 ローム株式会社 照明装置、そのコントロール回路、制御方法、ならびにそれを用いたディスプレイ装置

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4398411B2 (ja) * 2005-07-12 2010-01-13 株式会社小糸製作所 車両用灯具の点灯制御装置
WO2008144961A1 (en) * 2007-05-31 2008-12-04 Texas Instruments Incorporated Regulation for led strings
JP2008304694A (ja) * 2007-06-07 2008-12-18 Rohm Co Ltd 内照式看板
US7999487B2 (en) 2008-06-10 2011-08-16 Allegro Microsystems, Inc. Electronic circuit for driving a diode load with a predetermined average current
JP4918929B2 (ja) * 2009-01-30 2012-04-18 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 発光ダイオード制御装置
US20100327835A1 (en) * 2009-06-26 2010-12-30 Intersil Americas Inc. Integrator for providing overshoot protection and light switching mode during non-zero load condition for an led driver circuitry
JP5595126B2 (ja) * 2010-06-03 2014-09-24 ローム株式会社 Ｌｅｄ駆動装置およびこれを備えた電子機器
US8674620B2 (en) * 2010-11-30 2014-03-18 Infineon Technologies Ag Multi channel LED driver
JP5901966B2 (ja) * 2011-01-13 2016-04-13 ローム株式会社 Ｌｅｄショート検出回路、ｌｅｄ駆動装置、ｌｅｄ照明装置、車両
JP2012160287A (ja) * 2011-01-31 2012-08-23 Sharp Corp 発光ダイオード点灯回路
KR101712676B1 (ko) * 2011-02-18 2017-03-07 매그나칩 반도체 유한회사 Ｐｗｍ 제어 회로 및 이를 이용한 ｌｅｄ 구동회로
JP5698580B2 (ja) * 2011-03-24 2015-04-08 ローム株式会社 発光素子駆動用のスイッチング電源の制御回路、発光素子の駆動回路、およびそれらを用いた発光装置および電子機器
FR3018659B1 (fr) * 2014-03-14 2020-03-27 Koito Manufacturing Co., Ltd. Lampe pour vehicule et dispositif de commande de lampe pour vehicule
JP6578126B2 (ja) * 2015-05-01 2019-09-18 ローム株式会社 光源の駆動回路およびその制御回路、照明装置、電子機器
JP2017107777A (ja) 2015-12-10 2017-06-15 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 点灯装置及びそれを備えた照明器具
US10263515B2 (en) * 2016-04-14 2019-04-16 Licon Technology Corporation Quasi-analog digital pulse-width modulation control
KR102552439B1 (ko) * 2016-05-09 2023-07-07 삼성디스플레이 주식회사 백라이트 유닛, 그것의 구동 방법 및 그것을 포함하는 표시 장치
JPWO2019098138A1 (ja) 2017-11-14 2020-11-19 株式会社小糸製作所 車両用灯具およびその点灯回路、電流ドライバ回路

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090009088A1 (en) * 2007-07-06 2009-01-08 Koito Manufacturing Co., Ltd. Lighting control device of lighting device for vehicle
US20090187925A1 (en) * 2008-01-17 2009-07-23 Delta Electronic Inc. Driver that efficiently regulates current in a plurality of LED strings
US20100013395A1 (en) * 2008-07-15 2010-01-21 Intersil Americas, Inc Dynamic headroom control for lcd driver
CN101990337A (zh) * 2009-08-03 2011-03-23 联咏科技股份有限公司 可动态维持定电流驱动的光源驱动装置及其相关方法
JP2016029665A (ja) * 2010-02-26 2016-03-03 ローム株式会社 半導体チップおよびそれを用いた発光装置、ディスプレイ装置
CN102402948A (zh) * 2010-09-09 2012-04-04 立锜科技股份有限公司 发光元件阵列驱动电路与用于其中的电流分配电路及方法
JP2014103002A (ja) * 2012-11-20 2014-06-05 Rohm Co Ltd 発光装置の制御回路、それを用いた発光装置および電子機器
JP2015060822A (ja) * 2013-09-20 2015-03-30 ローム株式会社 発光素子の駆動回路、その制御回路、制御方法、およびそれを用いた発光装置および電子機器
JP2017010810A (ja) * 2015-06-23 2017-01-12 ローム株式会社 照明装置、そのコントロール回路、制御方法、ならびにそれを用いたディスプレイ装置
CN204945863U (zh) * 2015-09-11 2016-01-06 袁琰 一种分挡的程控恒流源电路

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113727496A (zh) * 2020-10-22 2021-11-30 杰华特微电子股份有限公司 多路led驱动方法及驱动电路
CN113727496B (zh) * 2020-10-22 2023-06-23 杰华特微电子股份有限公司 多路led驱动方法及驱动电路

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