JP2013502158A - 加速されたアナログ／デジタル変換のための方法およびシステム - Google Patents

Abstract

アナログ／デジタル信号変換と関連付けられた加速処理のための技法を開示する。加速処理は、種々の実施形態におけるアナログ／デジタル変換器と併用される、サンプルアンドホールド回路およびトラックアンドホールド回路のために提供される。短縮サンプリング状態、短縮初期化状態、または両方が、種々の実施形態において採用される。信号を待機する必要性を回避し、所定の公差内に落ち着かせるように、処理を加速化することによって、異なるタイプのエラーが、発生する場合がある。そのようなエラーは、較正の間に判定され、将来の読み出しおよびエラー補償のために記憶される。オンライン較正およびオフライン較正のための技法を開示し、これにより、較正は、正常信号変換処理に影響を及ぼす場合があり、または及ぼさない場合がある。本明細書に開示される技法は、アナログ／デジタル変換における広範囲な可用性を見出し、種々の状況において、より高速な処理をもたらす。

Description

関連出願の相互参照

本願は、２００９年８月１４日出願の米国暫定出願整理番号第６１／２３４，１８８号の優先権を主張するものであって、本願はまた、２０１０年６月２４日出願の米国非暫定出願整理番号第１２／８２２，９７７号の優先権を主張するものであって、その全体は、参照することによって本明細書に組み込まれる。

本開示は、概して信号処理技法に関するものであり、具体的には、エラー補償を使用するアナログ／デジタル変換に関する処理を加速するものである。

アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）は、広範囲の信号処理用途に使用され、種々の実装において利用可能である。実際のＡＤＣが即座に変換を実行不可能であるため、サンプルアンドホールド（ＳＨ）回路として知られる装置は、多くの場合、アナログ入力信号をサンプリングし、その時間期間の間に、ＡＤＣは、アナログ／デジタル変換を確実に実行する場合がある、所定の時間期間にわたって信号を一定値に維持するように使用される。

図１は、既知のＳＨモジュールを示す回路図である。モジュール１００は、直列にある抵抗器１２０（電源インピーダンスを表し、一般に、無効成分を有する、複素インピーダンスとすることができる）を伴う電圧源１１０、ＳＨ回路１３０、およびＡＤＣ１４０と、を含む。ＳＨ回路１３０は、コンデンサ１３４を含む。コンデンサ１３４は、サンプリングコンデンサまたはホールドコンデンサと称される場合がある。

スイッチ１３２は、３つの状態、すなわち、（１）スイッチ１３２が信号ノードＡに連結される時のサンプリング状態、（２）スイッチ１３２が、図１に示されない、開スイッチ位置にある時のホールディング状態、および（３）スイッチ１３２がＡＤＣ１４０を接地ノード（または、一般に、いくつかの基準ノード、特に、差動信号および回路の場合、明示的接地ノードが使用される時）に連結し、コンデンサ１３４を放電させ、したがって、新しいサンプルのためにＳＨ回路１３０を準備する時の初期化状態の間でＳＨ回路１３０を切り替える。

コンデンサ１３４は、サンプリング状態（また、時として、取得状態または充電状態と称される）におけるノードＡで提供されたアナログ入力電圧を獲得または取得し、ホールディング状態の間、この電圧を記憶する。ＳＨ回路１３０は、ＳＨ回路の簡略表現であって、動作の原理のより容易な説明を可能にする。実際は、ＳＨ回路１３０は、より複雑であってもよい。例えば、回路１３０は、別個のサンプルコンデンサおよびホールド（または、負荷）コンデンサを有してもよい。多くの場合、そのような回路は、サンプリングコンデンサから負荷コンデンサに電荷を伝達するために使用される、別のコンデンサを有するであろう。そのような伝達は、多くの場合、付加的なスイッチによって達成される。ホールディング状態の間、コンデンサ上の電圧は、略一定値に落ち着く（安定する）。そのような安定電圧信号は、ＡＤＣ１４０および後続（下流）システム要素によって処理されてもよい。ＡＤＣ１４０は、一般的に、２^Ｎ離散値のうちの１つに信号を量子化する。Ｎは、ＡＤＣ１４０から出力されるビット数である。したがって、Ｎの値は、ビット分解能を判定する。量子化後、デジタルサンプル（または、デジタル符号またはワード）への量子化レベルの符号化が続く。多くの場合、ＡＤＣは、内蔵サンプルおよびホールド機能を有する。故に、ＳＨ１３０とＡＤＣ１４０との組み合わせは、サンプリングＡＤＣ、または単純に、ＡＤＣと称される。

図２は、ＳＨ回路１３０の一般的な動作を示す信号トレースである。モジュール１００等の先行技術モジュールは、連続的な期間において、可変アナログ入力電圧信号２０５をサンプリングおよび維持するために使用されてもよい。図１内のノードＡにおける電圧に対応する入力電圧信号２０５は、例えば、ゼロ電圧とフルスケール電圧ＦＳとの間の所定のダイナミックレンジにわたって、変化してもよい。「サンプリング周期」は、その瞬間に対応する入力信号２０５の電圧２４０を獲得することを目的として、時間２１０において開始し、時間２３５において終了する。サンプリング周期は、サンプリング状態、ホールディング状態、および初期化状態を含む。サンプリング状態では、ＳＨ回路１３０は、充電される。サンプリング状態（すなわち、コンデンサ１３４の充電）は、入力信号が取得の間に有意に変化しないように十分に高速でなければならず、そうでなければ、サンプリングエラーが生じるであろう。

一般的に、入力信号レベルの変化は、１ＬＳＢ未満に制限される。取得の完了に応じて、スイッチ１３２は、開放し、コンデンサ１３４は、ホールディング状態に電荷を維持する。ホールディング状態の間、ＳＨ回路１３０（具体的には、その中のコンデンサ１３４）と関連付けられた電圧信号は、落ち着く。本明細書で使用される場合、「落ち着く」とは、所定の電圧レベルまたは関連付けられた公差内に安定化することを意味する。ポイント２３０において、電圧２２０は、落ち着く（例えば、ＡＤＣの１つの最下位ビット（ＬＳＢ）内に安定したままである）。例えば、２^１０＝１０２４の可能性の量子化値を有する１０-ビットＡＤＣが使用される場合、電圧は、電圧がＡＤＣの動作電圧範囲の２^-１０倍内に留まる時、落ち着いたと見なされるであろう（すなわち、＋／−０．５＊２^-１０＊の公差内において、所与の無限時間、入力信号が落ち着くことになる値に対するＡＤＣの動作範囲）。電圧が落ち着くと、デジタル変換および符号化に対して適切となる場合がある（すなわち、下流システム成分による処理のため）。時間２３５では、ＳＨ回路１３０は、スイッチ１３２を接地位置に設定することによって、初期化される。コンデンサ１３４上の電圧は、次のサンプリング周期が開始する前に、ゼロに落ち着く場合がある。

図２ではサンプリング頻度ｆｓ_１（すなわち、Ｔ_１＝１／ｆｓ_１）に対応する、サンプリング周期Ｔ_１が示される。したがって、入力信号２０５は、周期的に（例えば、Ｔ_１によって時間的に離間されたポイント２７０および２７２において）サンプリングされる。サンプリング状態とホールディング状態との組み合わせ（例えば、時間２１０と２３５との間）は、本明細書では、「アタック」と称される。初期化状態（時間２３５と２５０との間）は、「リリース」と見なされる。処理は、次のサンプリング周期において反復され、これは時間２５０において開始し、この時、モジュール１００は、ポイント２７２における入力電圧の判定（サンプリングおよび維持）を試みる。入力電圧は、ポイント２７２におけるレベルに略等しい値２６０に落ち着く。次いで、デジタル変換が、前述の以前の周期と同様に実行される。

ＡＤＣまたは他の下流システム要素のために、アナログ信号を事前処理するために使用される、別の既知の手段は、トラックアンドホールド（ＴＨ）として知られている。ＳＨモジュール１３０と同様に、ＴＨモジュールは、コンデンサを充電することによって、信号をサンプリングする。しかしながら、ＴＨモジュールは、２つの状態、すなわち（１）サンプラが信号に連結され、信号を「追従」または追跡する時の追跡状態、および（２）サンプラが信号から分断され、デジタル変換のために利用可能にする電荷を記憶する時のホールディング状態のみを有する。ＴＨモジュールは、各サンプリング周期の間、初期化状態に切り替わらない。むしろ、ＴＨモジュールは、落ち着いた（維持された）サンプリングされた電圧レベルから別のサンプルへのアタッキングに直接遷移する。

ＳＨおよびＴＨモジュールを両方とも使用することによってもたらされる一つの問題は、電圧が落ち着くのに時間が必要なため、モジュールが判定を所望する電圧水準を精確に捕捉し、デジタル化することに比較的に長い時間がかかる。落ち着きの時間は、サンプル周期の長さを支配し、サンプル頻度に制限を課す可能性がある。故に、サンプル周期を短縮し、ひいては、サンプル頻度を増加させる必要性が存在する。

いくつかの実施形態では、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）は、既知の精度を有するアナログ較正値をサンプルアンドホールド（ＳＨ）回路に提供することと、ＳＨ回路によって、アナログ較正値をサンプリングし、ＳＨ回路の出力が所定の公差内に落ち着く前に、アナログ較正信号を提供することと、ＡＤＣによって、アナログ較正信号をデジタル変換信号に変換することと、デジタル較正値とデジタル変換信号との間の差異をメモリ内のテーブルに記憶することと、によって較正される。

いくつかの実施形態では、信号処理方法は、アナログ入力信号をサンプルアンドホールド（ＳＨ）回路の入力へ提供することと、アナログ入力信号に基づいて、ＳＨ回路を充電することと、ＳＨ回路の出力が、所定の公差内に落ち着く前に、事前設定時間において、ＳＨ回路の出力をデジタル出力信号に変換することと、を含む。デジタル出力信号に対応するサンプリングエラーが読み出され、デジタル出力信号は、読み出されたサンプリングエラーを補償するように補正される。

いくつかの実施形態では、ＡＤＣは、アナログ較正値をサンプルアンドホールド（ＳＨ）回路に提供することによって較正される。次いで、ＳＨ回路は、ＳＨ回路の出力が所定の公差内に落ち着くまで、充電される。ＳＨ回路が、放電される。ＳＨ回路の出力は、放電後、ＳＨ回路の出力が所定の公差内に落ち着く前に、ＡＤＣによって、ＳＨ回路の出力をデジタル変換信号に変換される。最後に、デジタル変換信号は、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）のメモリに記憶される。

いくつかの実施形態では、信号処理方法は、アナログ入力信号をサンプルアンドホールド（ＳＨ）回路の入力へ提供することを含む。ＳＨ回路は、アナログ入力信号に基づいて充電される。ＳＨ回路の出力は、デジタル出力信号に変換される。ＳＨ回路は、サンプリング状態の終了時に、初期化される。ＳＨ回路は、初期化後、ＳＨ回路の出力が所定の公差内に落ち着く前に、充電される。デジタル出力信号に対応するエラーが読み出され、初期化後のＳＨ回路の充電と関連付けられる。最後に、デジタル出力信号は、読み出された初期化エラーを補償するように補正される。

いくつかの実施形態では、ＡＤＣは、アナログ較正値をサンプルアンドホールド（ＳＨ）回路へ提供することによって較正される。ＳＨ回路は、ＳＨ回路の出力が所定の公差内に落ち着くまで充電される。ＳＨ回路は、放電される。ＳＨ回路の出力は、放電後、ＳＨ回路の出力が所定の公差内に落ち着く前に、ＡＤＣによって、デジタル変換信号に変換される。最後に、デジタル変換信号は、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）のメモリ内のテーブルに記憶される。

いくつかの実施形態では、信号処理方法は、アナログ入力信号をサンプルアンドホールド（ＳＨ）回路の入力へ提供することを含む。ＳＨ回路は、アナログ入力信号に基づいて、充電される。ＳＨ回路の出力は、デジタル出力信号に変換される。ＳＨ回路は、サンプリング状態の終了時に初期化される。ＳＨ回路は、初期化後、ＳＨ回路の出力が所定の公差内に落ち着く前に、充電される。デジタル出力信号に対応するエラーが読み出され、初期化後のＳＨ回路の充電と関連付けられる。最後に、デジタル出力信号は、読み出されたエラーを補償するように補正される。

いくつかの実施形態では、回路は、入力ノードと、ＡＤＣと、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）と、サンプルアンドホールド（ＳＨ）回路と、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）と、を含む。入力ノードは、可変アナログ入力電圧を有する。ＳＨ回路は、ＡＤＣに連結されるコンデンサと、ＡＤＣおよびコンデンサを、それぞれ、ＤＡＣ、入力ノード、または接地ノードに連結することによって、較正状態、サンプリング状態、および初期化状態間でＳＨ回路を切り替えるスイッチと、を含む。ＤＳＰは、ＤＡＣおよびＡＤＣに連結され、制御論理と、メモリと、補正モジュールと、を含む。制御論理は、少なくとも１つのデジタル較正値を較正状態におけるＤＡＣに提供する。メモリは、較正状態におけるＡＤＣと関連付けられた少なくとも１つのエラーを記憶する。補正モジュールは、少なくとも１つの記憶されたエラーに基づいて、ＡＤＣの出力を補正する。

いくつかの実施形態では、回路は、入力ノードと、第１および第２のＡＤＣと、第１および第２のＳＨ回路と、ＤＡＣと、ＤＳＰと、を含む。入力ノードは、可変アナログ入力電圧を有する。第１のサンプルＳＨ回路は、第１のＡＤＣに連結される第１のコンデンサと、制御信号に基づいて、第１のＡＤＣおよび第１のコンデンサを、それぞれ、入力ノードまたは接地ノードに連結することによって、サンプリング状態および初期化状態間で、第１のＳＨ回路を切り替える、第１のスイッチと、を含む。第２のＳＨ回路は、第２のＡＤＣに連結され、第２のＡＤＣに連結される第２のコンデンサと、制御信号によって制御され、第２のＡＤＣおよび第２のコンデンサを、それぞれ、ＤＡＣまたは接地ノードを連結することによって、較正状態と初期化状態との間で第２のＳＨ回路を切り替える第２のスイッチと、を備える。ＤＳＰは、第１のＡＤＣおよび第２のＡＤＣならびにＤＡＣに連結される。ＤＳＰは、制御論理と、メモリと、補正モジュールと、を含む。制御論理は、少なくとも１つのデジタル較正値をＤＡＣに提供する。メモリは、第２のＡＤＣと関連付けられた少なくとも１つのエラーを記憶する。補正モジュールは、少なくとも１つの記憶されたエラーに基づいて、第１のＡＤＣの出力を補正する。

いくつかの実施形態では、回路は、入力ノードと、ＡＤＣと、第１および第２のＤＡＣと、トラックアンドホールド（ＴＨ）回路と、ＤＳＰと、を含む。入力ノードは、可変アナログ入力電圧を有する。ＴＨ回路は、ＡＤＣに連結されるコンデンサと、ＡＤＣおよびコンデンサを、それぞれ、ＤＡＣまたは入力ノード、のうちの１つに連結することによって、較正状態とサンプリング状態との間でＴＨ回路を切り替えるスイッチと、を含む。ＤＳＰは、ＤＡＣおよびＡＤＣに連結される。ＤＳＰは、制御論理と、メモリと、補正モジュールと、を含む。制御論理は、少なくとも１つのデジタル較正値を較正状態におけるＤＡＣのそれぞれに提供する。メモリは、較正状態におけるＡＤＣと関連付けられた少なくとも１つのエラーを記憶する。補正モジュールは、少なくとも１つの記憶されたエラーに基づいて、ＡＤＣの出力を補正する。

いくつかの実施形態では、回路は、入力ノードと、第１および第２のＡＤＣと、第１および第２のＴＨ回路と、第１および第２のＤＡＣと、ＤＳＰと、を含む。入力ノードは、可変アナログ入力電圧を有する。第１のＴＨ回路は、第１のＡＤＣに連結される第１のコンデンサと、制御信号に基づいて、第１のＡＤＣおよび第１のコンデンサを、入力ノードに連結することによって、第１のＴＨ回路をサンプリング状態に切り替える、第１のスイッチと、を含む。第２のＴＨ回路は第２のＡＤＣに連結され、第２のＡＤＣに連結される第２のコンデンサと、制御信号によって制御され、第２のＡＤＣおよび第２のコンデンサをＤＡＣのうちの１つに連結することによって、較正状態に第２のＳＨ回路を切り替える、第２のスイッチと、を含む。ＤＳＰは、ＡＤＣおよびＤＡＣに連結される。ＤＳＰは、制御論理と、メモリと、補正モジュールと、を含む。制御論理は、少なくとも１つのデジタル較正値をＤＡＣのそれぞれに提供する。メモリは、第２のＡＤＣと関連付けられた少なくとも１つのエラーを記憶する。補正モジュールは、少なくとも１つの記憶されたエラーに基づいて、第１のＡＤＣの出力を補正する。

以下が、図示目的で提供され、必ずしも、原寸に比例していないことは、図面の要素から明白であろう。
既知のサンプルアンドホールド（ＳＨ）回路を図示する回路図である。 既知のＳＨ回路の一般的な動作を示す、信号トレースである。 オンラインサンプルアンドホールド（ＳＨ）構造における例示的実施形態に従う、回路図である。 例示的実施形態に従う、信号トレースである。 例示的実施形態に従う、較正を図示する電圧-時間プロットである。 オフラインサンプルアンドホールド（ＳＨ）構造における例示的実施形態に従う、回路図である。 オンライントラックアンドホールド（ＴＨ）構造における例示的実施形態に従う、回路図である。 オフライントラックアンドホールド（ＴＨ）構造における例示的実施形態に従う、回路図である。 高速アタックを使用する、較正支援加速処理に対応する、例示的実施形態に従う、フロー図である。 高速アタックを使用する、加速処理に対応する、例示的実施形態に従う、フロー図である。 従来のアタックおよび高速リリースを使用する、較正支援加速処理に対応する、例示的実施形態に従う、フロー図である。 従来のアタックおよび高速リリースを使用する、加速処理に対応する、例示的実施形態に従う、フロー図である。

例示的な実施形態に対するこの説明は、書面での説明全体の一部として見なされる添付の図面と併せて読むべきである。

図３は、一実施形態による回路図である。回路３００は、電圧源３１０および抵抗器３２０を直列に含む。抵抗器は、一般に、無効部分を有する、複素インピーダンスである可能性がある、電源インピーダンスを表すが、しかしながら、簡素化のために、抵抗器が、一般的複素インピーダンスの代わりに示され、これは、本開示全体を通して開示される、このおよび他の回路内に存在する場合がある。加えて、回路３００は、サンプルアンドホールド（ＳＨ）回路３３０、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）３４０、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）３５０およびデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）３６０を含む。ＤＳＰ３６０は、プロセッサ３６１と、デジタルデータを記憶するメモリ３６２と、を含む、当業者に既知のＤＳＰであってもよい。ＳＨ回路３３０は、サンプリングコンデンサまたはホールドコンデンサと称されてもよい、コンデンサ３３４を含む。コンデンサ３３４は、サンプリング状態におけるノードＢで提供されるアナログ入力電圧を取得し、ホールディング状態における電圧を記憶する。ある一定時間後、コンデンサ３３４上の電圧に対応する電圧信号が、ＡＤＣ３４０によって処理されてもよい。スイッチ３３２は、３つの状態を通して、ＳＨ回路３３０を切り替える。すなわち、スイッチ３３２が信号ノードＢに連結される時のサンプリング状態から、ホールディング状態（スイッチ３３２が、図３に示されない開放位置にある時）、そして、ＡＤＣ３４０が、接地ノード（または、一般に、いくつかの基準ノード、特に、差動信号および回路の場合、明示的接地ノードが使用されない時、簡素化のために、基準ノードの代わりに接地ノード、ならびに差動接続の代わりにシングルエンド信号表現が、本開示全体を通して、他の回路において使用されてもよい）に連結され、電荷がコンデンサ３３４から除去され、新しいサンプルのためにＳＨ回路３３０を準備する、初期化状態である。新しいサンプリングサイクルは、スイッチが接地ノード位置から信号ノード位置に移行するのに伴って開始し、サンプリング処理は反復される。

一実施形態では、ＳＨ回路３３０は、図１の既知のＳＨ回路１３０内で利用可能ではない、較正状態に構成されてもよい。回路３００の構造は、較正が、実際のサンプリングとして、ＡＤＣ３４０を伴う同一データ経路を使用して生じてもよい、すなわち、同一ＡＤＣ３４０が、実際のサンプルの較正および処理のために使用されるため、「オンライン」構造と称されてもよい。較正状態では、スイッチ３３２は、抵抗器３５２を介して、ＡＤＣ３４０をＤＡＣ３５０に連結する。抵抗器３２０および３５２と関連付けられたインピーダンスが整合されない場合、系統的スケーリングエラーが、出力電圧に生じる場合があり、このエラーは、当業者に既知のように、スケール因子補償によって補正されてもよい。いくつかの実施形態では、ＤＡＣ出力は、時間へのエラー補償の依存性を緩和または排除するために、初期化状態が完全電圧放電をもたらすまで、ＡＤＣ３４０に提示されない（すなわち、以前の状態から残留電荷を除去し、したがって、コンデンサの電流電荷に及ぼすその影響を排除するための「履歴」問題）。ＤＡＣ３５０は、ＡＤＣ３４０と比較して、比較的に高分解能かつ比較的に低速の装置であってもよい。例えば、ＡＤＣ３４０は、１０ビットの分解能を有してもよく、ＤＡＣ３５０は、１６ビットの分解能を有し、ＡＤＣ３４０より長い時間をかけ、安定な（落ち着いた）出力を提供してもよい。較正状態では、ＤＡＣ３５０は、図４に関して後述されるように、既知の較正信号をＡＤＣ３４０に提供する。ＤＡＣ３５０の出力は、フル充電をもたらすために十分に長い時間の間、ＡＤＣ３４０に提示されてもよい。ＡＤＣ３４０から結果として生じる出力は、将来の参照のために、ＤＳＰ３５０に記憶される。後に、同一出力が、ＡＤＣ３４０で観察される場合、ＤＳＰ３５０は、事前に記憶された情報を読み出すことによって、出力を補償してもよい。そのような記憶、読み出し、および補償に関するさらなる詳細は、図４および５に関して後述される。

図４は、一実施形態に従う、信号トレースである。図４を参照すると、図３におけるノードＢに対応するアナログ入力電圧信号４０５は、所定のダイナミックレンジ、例えば、ゼロ電圧とフルスケール電圧ＦＳとの間にわたって変動する。サンプリング周期は、その瞬間に対応する入力信号４０５の電圧４４０（すなわち、ポイント４７０におけるアナログ入力信号４０５の電圧、サンプリングされた値４７０と称されてもよい）を獲得することを目的として、時間４１０から開始する。ＳＨ回路３３０は、サンプリング状態の間、充電され、取得される電荷は、ホールディング状態の間、記憶される。いくつかの実施形態では、ホールディング状態におけるＳＨ回路３３０によって提供される電圧は、例えば、ポイント４３０に示されるように、電圧が落ち着く前に、（下流システム成分に対して）利用可能である。すなわち、この出力電圧は、落ち着く前のＳＨ出力電圧と称されてもよい。電圧が落ち着くのを待機するのではなく、落ち着く前の電圧をＡＤＣ３４０に提供することによって、いくつかの実施形態は、先行技術の技法と比較して、加速処理を提供する。言い換えると、種々の実施形態は、先行技術と比較して、短縮された時間でアナログ入力電圧のサンプルを提供し、実質的に、例えば、２倍以上、ＡＤＣの速度を増加させる一方、加速処理によって生じ得る、エラーを補正する。

そのような落ち着く前の電圧が捕捉される精密な時間は、種々の実施形態において変化する場合がある。すなわち、電圧が落ち着く前の任意の時間が、加速処理のために使用されてもよい。いくつかの実施形態では、落ち着く前の電圧は、真レベル４４０と比較して、電圧４２０のピークオーバーシュートに対応する時間におけるあるポイントにおいて、捕捉（下流システム成分に提供）されてもよい。図４におけるポイント４３０に先立って生じる、そのようなピークオーバーシュートのポイントの使用は、電圧の時間に関する一次導関数がそのポイントでゼロであるため、クロックまたはサンプリングアパーチャの位相雑音または時間ジッタに対する感度を低減させる場合がある。サンプル毎に、ピークオーバーシュートは、各サンプリングサイクルの開始に関して、時間内の同一位置の周囲で生じる場合がある。ピーク位置は、大部分は、サンプル毎のレベル変化の大きさまたはステップとは無関係な場合があり、したがって、規則的等距離の間隔における、ピークの最適サンプリングを可能にする場合がある。ポイント４３０における電圧は、１最下位ビット（ＬＳＢ）の分解能を超える、エラーε_ｓ［ｎ］だけ、ｅ「真」の電圧４４０と異なる場合がある。ε_ｓ［ｎ］は、ｎ番目の周期に対応するサンプリングエラーと称されてもよい。ＤＳＰ３６０は、図５に関して後述されるように、そのようなエラーを補償してもよい。

ＳＨ回路３３０は、時間４３５において、初期化状態に入り、その間、電荷が、コンデンサ３３４から除去され、次のサンプリング状態のために準備される。初期化状態は、先行技術技術に従うものより早期に終了してもよい。例えば、初期化状態は、時間４５０で終了してもよい。いくつかの実施形態では、この時間においては、電圧４２０は、ゼロに未だ落ち着いておらず、むしろ、ｎ番目の周期に対応する初期化エラーと称される場合がある、非ゼロ値ε_０［ｎ］を有する場合がある。時間４５０では、ＳＨ回路３３０は、ポイント４７２に対応する電圧４７５を提供することを目的として、次の周期のサンプリング状態に入り、充電される。再び、サンプリング状態後、ホールディング状態が、早期に（先行技術と比較して、すなわち、電圧が落ち着く前に、この時、デジタル符号への変換が実行される）断絶され、サンプリングエラーε_ｓ［ｎ＋１］をもたらす。先行周期からの初期化エラーε_０［ｎ］は、サンプリング状態に対する非ゼロ開始ポイントが、バイアス（オフセット）を提供するため、このサンプリングエラーε_ｓ［ｎ＋１］に寄与する場合がある。図４は、図の利便性および明確性のために、時間４１０において、そのようなバイアスは示されない。時間４８０において、ＳＨ回路４８０は、再び、初期化する。時間４９０において、新しい周期が開始し、その時間における電圧ε_０［ｎ＋１］は、別の初期化エラーとなる。

サンプリングおよび初期化状態は、図４に示されるように、組み合わせられた持続時間Ｔを有する、連続周期を構成してもよく、ここでは、Ｔは、図２のＴ_１未満である。言い換えると、ＡＤＣ３４０のサンプリング頻度ｆｓ＝１／Ｔは、既知のＡＤＣ１４０のサンプリング頻度ｆｓ_１を上回る。

種々の実施形態におけるような加速処理では、真電圧（サンプリング状態の開始時における入力信号の電圧、または同等に、落ち着いた電圧）を上回る落ち着く前の電圧の使用は、例えば、落ち着く前の電圧が、真電圧に対するオーバーシュートに対応する場合、クリッピングをもたらす場合がある。ダイナミックレンジを低減させる場合がある、クリッピングの影響を緩和するために、いくつかの実施形態で獲得される出力電圧信号は、オーバーシュートのピークが、フルスケール電圧ＦＳ未満となるようにスケーリングまたはバックオフされてもよい。類似信号バックオフが、従来のサンプリングによって要求されてもよく、ここでは、アタック処理の間の類似オーバーシュートが呈される場合がある。

図５は、例示的実施形態に従う、較正を図示する、電圧-時間プロットである。アナログ入力電圧信号５１０が、例えば、図３のノードＢに提供される。図５において、ドット（点）によって示されるある時間では、入力信号５１０が、ＳＨ回路３３０によって、サンプリングされる（かつ維持される）。そのような信号値５１０-１、５１０-２…５１０-ｉは周期的に生じ、図４における間隔Ｔに対応してもよい間隔Ｔで、時間的に分離される。いくつかの実施形態では、サンプリング状態および初期化状態は、サンプリング時間の間で、例えば、信号値５１０-１と５１０-２との間で生じる。したがって、スイッチ３３２は、サンプリング周期Ｔの間、ＡＤＣ３４０をノードＢに、後に、接地に連結してもよい。図５は、×印によって指定されるある時間スロットが、較正のために留保されることを示す。回路３００は、較正５３０-１、５３０-２…５３０-ｊ（概して、５３０）に対する較正状態にある。すなわち、これらの時間では、ＡＤＣ３４０は、抵抗器３５２を介して、ＤＡＣ３５０に連結され、ノードＢにおいて、入力電圧から分断される。

ＤＡＣ３５０は、較正の間、ＤＳＰ３６０によって規定される値を有する較正電圧をＡＤＣ３４０に提供する。ＤＡＣ３５０は、非常に精密であるため、その出力は、ＡＤＣ３４０が処理する場合がある、本質的に、「真」データ（すなわち、本質的に、エラーがない）であり、これによりエラーが系統的に判定され、分類される場合がある。いくつかの実施形態では、ＡＤＣ３４０のダイナミックレンジ全体に及ぶ、ＤＡＣ出力５２０-１、５２０-２…５２０-ｊ（概して、５２０）が、ＡＤＣに提供され、あらゆる可能性として考えられる入力にわたって、ＡＤＣを較正する。用語「較正電圧」は、入力がデジタル表現であって、出力がアナログ表現であって、２つは、ＤＡＣ３５０の高精度によって、略等しいという理解に基づいて、ＤＡＣ３５０の入力または出力のいずれかを指す場合がある。例えば、ＡＤＣ３４０が、２^１０＝１０２４の量子化レベルを有する１０-ビットＡＤＣである場合、ＤＡＣ３５０は、全１０２４のレベルにおいて、出力５２０を提供してもよい。図５の実施例では、一次（ランプ）関数が、ＤＡＣ出力のために示される。しかしながら、他の実施形態では、正弦曲線等の他の関数または任意の他の関数などのような関数が、採用されてもよい。いくつかの実施形態では、ＤＡＣ出力５２０は、パワースペクトルにおけるスプリアス調和性（スパー）を低減させるために、周波数ホッピングまたはスペクトル拡散技法において、疑似ランダム的に、ＡＤＣ３４０に提示されてもよい。したがって、ＤＡＣ３５０は、ＤＳＰ３６０の疑似乱数生成器（ＰＲＮＧ）３６３の出力に基づいて、所定のアナログ値を提供するように命令されてもよい。いくつかの実施形態では、そのような疑似ランダム値は、ＤＳＰ３６０内のテーブルに事前に記憶されてもよい。

いくつかの実施形態では、回路３００は、一定較正周期Ｔ_ｃ＝Ｔ＊Ｍが、較正５３０間で経過するように、固定数のサンプル毎、例えば、Ｍサンプル毎に、較正状態に入る。Ｍは、以下の配慮点に基づいて選択されてもよい。Ｍは、ＤＡＣ３５０（比較的低速装置であってもよい）が、その出力を準備可能な十分な大きさであってもよい。ＤＡＣ出力５２０は、図５では、ランプとして示されるが、実際のＤＡＣは、各ステップ値の準備と関連付けられたある一定の時間を伴って、ステップ関数により近似する連続出力値を提供することが理解される。一方、Ｍが大きいほど、較正の全体的進行は遅くなり、すなわち、ダイナミックレンジにわたる、あらゆる可能性として考えられる量子化レベルによって、較正する時間がより長くなる。Ｍは、１，０００を上回ってもよく、すなわち、１，０００を超えるサンプルが、較正間に生じてもよい。Ｍに対する別の配慮点は、較正安定性および精度に影響を及ぼす場合がある、システム内で生じる変化を追跡するために、較正値が更新される必要がある、速度または率である場合がある。Ｍが大きいほど、較正ループの追跡またはループ帯域幅が狭くなる、すなわち、より高速な変化を追跡するための能力が低減され、その逆も然りである。例えば、１０ＧＨｚおよびＭ＝１０，０００のサンプリングクロックでは、較正更新率は、１ＭＨｚであって、較正ループは、１ＭＨｚより低速な変化を追跡可能となるであろう。

較正周期は、他の実施形態では、可変（または、ランダム化）であってもよい。較正周期を可変（例えば、ランダム化）とすることは、サンプリングされた信号のスペクトルへの割り込みを回避する場合があり、この割り込みは、高調波における望ましくないスプリアス電力成分（スパー）につながる場合がある。そのような可変またはランダム化された較正は、例えば、適切な制御信号によって、スイッチ３３２を制御することによる、種々の開示される実施形態を使用した、当業者に既知の技術を使用して、実装されてもよい。

いくつかの実施形態では（図５に図示せず）、回路３００は、あらゆるサンプリングに先立って、完全に較正されてもよく、例えば、第１のサンプル５１０-１は、最後の較正値５２０-ｊがＡＤＣ３４０に提示された後のみ、生じてもよい。言い換えると、ダイナミックレンジにわたって、あらゆる可能性として考えられる入力値は、あらゆるサンプリングに先立って（すなわち、ＡＤＣ３４０がノードＢに連結され、入力電圧をサンプリングさせるのに先立って）、較正状態におけるＡＤＣ３４０に提示されてもよい（抵抗器３５２を介して、ＡＤＣ３４０をＤＡＣ３５０に連結するスイッチ３３２によって）。他の実施形態では、図５に示されるように、較正は、サンプル間で生じてもよい。回路３００は、究極的には、ある数のサンプル後に提示される全較正値に対応する、定常状態に到達してもよい。いくつかの実施形態では、較正は、初期較正が達成された後、回帰ベースで生じる。

種々の実施形態では、加速処理は、本明細書では、電圧が落ち着くのを待機しない短縮サンプリング状態を指す、「高速アタック」、本明細書では、電圧がゼロに落ち着くことが許容されない短縮初期化状態を指す、「高速リリース」、または両方を介して提供される。本明細書で使用される場合、「従来のアタック」は、既知の技法におけるように、電圧が落ち着くのを待機するサンプリング状態を指し、「従来のリリース」は、電圧が、放電の間、ゼロに落ち着くことが許容される、既知の技法に従う、初期化状態を指す。

高速アタックは、以下のように、「従来のリリース」と連結されてもよい。回路３００は、例えば、図５に関して前述のように、ＡＤＣ３４０への入力として、ダイナミックレンジ内であらゆる可能性として考えられる値を提示するように較正されてもよい。入力ＡＤＣ３４０に入る「真」データは、既知であるため、ＡＤＣ３４０の出力は、真データと比較され、サンプリングエラーε_ｓを提供してもよい。例えば、ＤＡＣ３５０の出力が、１００ｍＶであって、ＡＤＣビットまたはステップ分解能空間から可能性として考えられる離散（量子化）値のうちの１つをＡＤＣに精密に提示し、ＡＤＣ３４０の出力が、１０５ｍＶであって、別のＡＤＣの離散値またはステップを表す場合、サンプリングエラーε_ｓは、５ｍＶであると判定されてもよい。このエラーは、いくつかのＬＳＢを表してもよい。サンプリングエラーは、ＡＤＣ出力値によりインデックスされるテーブル内のＤＳＰ３６０（例えば、その中のメモリ３６０）に記憶されてもよい。回路３００が、較正モードにない時、すなわち、ＡＤＣ３４０の正常動作の間、ＡＤＣの出力は、メモリ３６２のサンプリングエラーテーブルから、対応するサンプルエラー項ε_ｓ［ｎ］を読み出し、それを落ち着く前の電圧（例えば、落ち着く前のポイント４３０に対応する電圧）から減算することによって、補償されてもよい。数学的に表される場合、ＡＤＣ出力は、以下のように補償されてもよい。すなわち、ｘ［ｎ］＝ｘ_ｓ［ｎ］-ε_ｓ［ｎ］であり、ここで、ｘ［ｎ］は、ｎ番目のサンプリング周期において補正された電圧であって、ｘ_ｓ［ｎ］は、ＡＤＣ３４０の補正されていない出力であって、ε_ｓ［ｎ］は、ＤＳＰ３６０から読み出された、事前に記憶されたサンプリングエラーである。例えば、プロセッサ３６１およびメモリ３６２を使用して、算術演算を行うために、減算を介したそのような補償は、既知の技法を介して、ＤＳＰ３６０において実装されてもよい。当業者は、符号規約が反転されてもよく、例えば、サンプリングエラーは、-５ｍＶであるとみなされてもよく、その場合、エラー補償は、サンプリングエラーを減算する代わりに、加算を伴ってもよいことを理解されたい。

いくつかの実施形態では、高速アタックは、高速リリースと併用される。その場合、残留非ゼロ初期化エラー（例えば、初期化状態の間、電圧をゼロに落ち着かせることが許容されないことによって生じる、図４におけるε_０［ｎ］）は、例えば、落ち着く前の電圧４６０をそうでなければ落ち着くことになる電圧より高くシフトすることによって、次のサンプリング状態におけるエラーにつながる。言い換えると、高速アタックおよび高速リリースでは、所与の周期の間の補償は、その周期の間のサンプリングエラーの補償ならびに以前の周期の間の初期化エラーの補償を含む。数学的に表すと、補償は、以下のように行われる。すなわち、ｘ［ｎ＋１］＝ｘ_ｓ［ｎ＋１］-ε_０［ｎ］-ε_ｓ［ｎ＋１］であり、ここで、ｘ［ｎ＋１］は、（ｎ＋１）番目のサンプリング周期における補正された電圧であって、ｘ_ｓ［ｎ＋１］は、ＡＤＣ３４０の補正されていない出力であって、ε_０［ｎ］およびε_ｓ［ｎ＋１］は、それぞれ、ｎ番目および（ｎ＋１）番目のサンプリング周期に対応し、ＤＳＰ３６０から読み出される、事前に記憶された、それぞれ、初期化およびサンプリングエラーである。図４の実施例の観点から表される場合、落ち着く前の電圧４６０（すなわち、ｘ_ｓ［ｎ＋１］）と関連付けられたエラーの補償は、その電圧から、サンプリング状態の間の高速アタックによる寄与（すなわち、ε_ｓ［ｎ＋１］）、ならびにバイアスを伴うそのサンプリング状態の開始による寄与（すなわち、以前の高速リリースまたは初期化サイクルからの残留エラーである、ε_０［ｎ］）を減算することを伴う。言い換えると、いくつかの実施形態では、所与のサンプルと関連付けられた初期化エラーが、過去のサンプルへの依存を呈するため、符号間干渉が存在し、補正される。初期化エラーε_０［ｎ］の計算は、後述される。

いくつかの実施形態では、初期化エラーは、既知の値に充電することによって、例えば、抵抗器３５２を介して、ＡＤＣ３４０をＤＡＣ３５０に連結し、電圧を落ち着かせ、次いで、初期化する（ＡＤＣ３４０を接地に連結し、既知の値から放電させる）ことによって、較正の間に判定されてもよい。言い換えると、初期化周期の終了時に何らかの残留電圧（ゼロに落ち着かせるための十分な時間が、高速リリースを介して提供されないため、非ゼロである場合がある）が、高速リリースに起因する場合があり、将来の読み出しのために、メモリ３６２の初期化エラーテーブル内に記憶される場合があるため、従来のアタック後に続く、高速リリースは、そのような較正を提供する。ダイナミックレンジに及ぶＤＡＣ出力は、そこから放電すべき種々の開始ポイントとして提供されてもよい。例えば、１０-ビットＡＤＣ３４０では、回路３００は、１０２４の異なる既知の電圧レベルのそれぞれを完全に充電（すなわち、従来のアタック）し、次いで、初期化エラーテーブル内に記録された１０２４の残留電圧によって放電してもよい。

いくつかの実施形態では、従来のアタックは、高速リリースと併用される。言い換えると、サンプリングされた電圧は、図２内のポイント２３０におけるようなサンプリング状態の間、落ち着くことが許容されるが、次の初期化状態は、加速（短縮）され、すなわち、電圧は、その初期化状態の終了時にゼロに落ち着かない。そのような場合、エラー補償は、初期化エラー（例えば、ε_０［ｎ］期間）を補償することを含むが、サンプリングエラー、すなわち、ｘ［ｎ＋１］＝ｘ_ｓ［ｎ＋１］-ε_０［ｎ］の補償を含まない。

図５を参照すると、較正が生じる度に、すなわち、較正イベント５３０-１、５３０-２、…、５３０-ｊにおいて、データは、いくつかの実施形態では、サンプルが記録されないため、喪失される。言い換えると、ＡＤＣ３４０が、較正の間、ノードＢにおける入力電圧から分断される、図３に示されるオンライン構造のため、あるサンプルデータが利用不可能である。そのような欠損データに対処するために、種々の技法が、実施形態において使用されてもよい。１つの手段は、何も行わず、むしろ、欠損データを無視するというものであって、これは、欠損データの影響が無視できるものである場合、現実的解決策である場合がある。例えば、サンプル率１０Ｇｂ／ｓでは、較正が、１０，０００サンプル毎に生じると仮定して、欠損サンプルによるエラーは、信号電力を下回る１０×ｌｏｇ（１０，０００）＝８０ｄＢの電力を有し、すなわち、信号を下回るスペクトルスパー８０ｄＢを生じさせる場合がある。欠損データは、特に、規則的間隔において、前述の実施例に示されるように、サンプリングされた出力パワースペクトルに負の影響を及ぼす場合がある。多くの用途では、小エラーまたはスパーは、許容可能であってもよい。必要に応じて、このエラーまたはスパーを低減または排除するために、欠損データは、近似または予測値を充填することによって、例えば、欠損サンプル直前のサンプルの反復によって、または補間によって、例えば、隣接するサンプルを使用する線形または高次補間によって、または当業者に既知の任意の他の補間技法によって、種々の実施形態において対処されてもよい。

図６は、オフラインサンプルアンドホールド（ＳＨ）構造における、例示的実施形態に従う、回路図である。回路６００は、抵抗器６２０を直列に伴う電圧源６１０と、一次ＳＨ回路６３０と、第１のＡＤＣ６４０と、プロセッサ６６１、メモリ６６２、および所望される場合は、疑似乱数生成器（ＰＲＮＧ）６６３を有する、ＤＳＰ６６０と、を含む。ＳＨ回路６３０は、ＡＤＣ６４０を、アナログ入力電圧（すなわち、一次ＳＨ回路６３０をサンプリング状態に置く）、ホールディング状態（開位置）、または初期化状態（図６に示されない接地位置）を有するノードＣに連結する、コンデンサ６３４およびスイッチ６３２を含む。回路６００はまた、第１のＡＤＣ６４０と実質的に類似または同等特性を有する、第２のＡＤＣ６４２、補助装置ＳＨ回路６３１、抵抗器６５２、およびＤＡＣ６５０を含む。主ＳＨ回路６３０と実質的に類似または同等特性を有する、補助装置ＳＨ回路６３１は、補助装置ＳＨ回路６３１を較正状態（サンプリング状態およびホールディング状態を含む）または初期化状態に置く、コンデンサ６３６およびスイッチ６３３を含む。コンデンサ６３４および６３６は、等しい容量を有してもよく、ＡＤＣ６４０および６４２は、同様に構成されてもよい。したがって、並列に動作する、２つのＡＤＣ６４０、６４２と主ＳＨ回路６３０および補助装置ＳＨ回路６３１では、回路６００は、正常サンプリングに割り込みを伴わずに、較正を行ってもよく、すなわち、オフライン較正を行ってもよい。オフライン構造では、一方の回路（ＡＤＣ６４０）の特性は、別の回路（ＡＤＣ６４２）を観察することによって予測される。較正に関する類似原理は、オンライン較正の状況における前述のものにも適用され、すなわち、高速または低速アタックとリリースの種々の組み合わせが使用されてもよく、適切なエラー（サンプリングエラーおよび／または初期化エラー）が、判定され、記憶され、読み出され、補償されてもよい。しかしながら、較正は、いかなるサンプルをも喪失することなく、回路６００によって、リアルタイムで実行されてもよい。ＤＳＰ６６０は、補間が必要ではなく、単一参照クロック（すなわち、サンプリングおよび較正に対して、別個のクロックではなく）が採用されてもよいため、ＤＳＰ３６０と比較して、簡略化されてもよい。加えて、主信号のスペクトルが中断されないため、提示されるＤＡＣ出力または較正周期（較正間の時間）の配列のいずれかのランダム化の必要がなく、したがって、ＰＲＮＧが必要ないため、回路の複雑性が低減する。したがって、単純線形配列（すなわち、ランプ）が、損失を伴うことなく、採用されてもよい。一方、回路６００は、回路３００より多くの回路を採用する。

サンプリング周期と関連付けられたデューティサイクル、すなわち、サンプリングおよび初期化状態の相対的持続時間は、種々の実施形態では、変化してもよい。いくつかの実施形態では、デューティサイクルは、５０％であってもよく、すなわち、サンプリング状態は、サンプリング周期の半分で終了してもよい。

図７は、オンライントラックアンドホールド（ＴＨ）構造における、例示的実施形態に従う、回路図である。ＴＨ回路は、サンプリング状態の間、ＳＨ回路のように充電され、ホールディング状態の間、電荷を記憶するが、初期化しない、すなわち、電圧は、ゼロまたは略ゼロまで放電されない。回路７００は、直列にある電圧源７１０および抵抗器７２０と、ＴＨ回路７３０と、ＡＤＣ７４０と、を有する。ＴＨ回路７３０は、ＡＤＣ７４０をノードＤに連結し、アナログ入力電圧をサンプリングさせることによって、ＴＨ回路７３０をサンプリング状態に置いた後、対応する抵抗器７５２ａ、７５２ｂのうちの１つを介して、ＡＤＣ７４０をＤＡＣ７５０ａ、７５０ｂのうちの１つに連結することによって、ホールディング状態（スイッチ７３２は、簡素化のために、図７に示されない、開放位置に置かれる）、または較正状態に置く、コンデンサ７３４およびスイッチ７３２を含む。

サンプリング後、ゼロ（または、略ゼロ）電圧に初期化する、サンプルアンドホールドを介して、獲得されたパルス状電圧波形と異なり、電圧が、異なる値で連続的に「アタックされる」ため、トラックアンドホールドは、段階状波形をもたらす。初期化状態が存在しないため、２つのパラメータは、あるサンプリング状態から別の状態の電圧への遷移、すなわち、遷移前の電圧と、遷移後の電圧を定義する。高速アタック（加速されたサンプリング）は、いくつかの実施形態において提供されてもよいが、トラックアンドホールドによるリリースが存在しないため、高速リリースは、選択肢ではない。したがって、サンプルアンドホールドによる前述の初期化エラーが存在せず（すなわち、ε_０［ｎ］がなく）、いくつかの実施形態では、１つのみのエラー、すなわち、２つの変数（「前」および「後」電圧）の関数である、サンプリングエラーが、補償される。故に、ＤＡＣ７５０ａおよび７５０ｂは、ＤＳＰ７６０によって、較正の間、種々の前および後電圧ペアをＡＤＣ７４０に提供するように命令されてもよい。１つではなく、２つのＤＡＣが抵抗される理由は、単一ＤＡＣは、次の（「後」）電圧を遷移直後に準備するための十分な時間を有しない場合があることである。スイッチ７３２は、選択的に、ＡＤＣ７４０をＤＡＣのうちの一方（その出力は、十分な時間を前提として、完全に準備される）または他のＤＡＣ（その出力もまた、完全に準備される）に連結し、あらゆる組み合わせを試験してもよい。例えば、１０-ビットＡＤＣ７４０では、１０２４＊１０２４＝２^２０の値が、例えば、１０２４×１０２４の寸法を有するテーブルを伴う、メモリ６６２の二次元テーブル内に記憶されてもよい。正常サンプリング（すなわち、較正ではない）の間、以前のサンプリング周期および現在のサンプリング周期からの落ち着く前の電圧が、二次元のサンプリングエラーテーブル内のサンプリングエラーを参照する（読み出す）ために使用され、そのようなサンプリングエラーは、現在の落ち着く前の電圧から減算される。

図８は、オフライントラックアンドホールド（ＴＨ）構造における、例示的実施形態に従う、回路図である。回路８００は、抵抗器８２０を直列に伴う電圧源８１０と、一次ＴＨ回路８３０と、第１のＡＤＣ８４０と、プロセッサ８６１、メモリ８６２、および所望される場合はＰＲＮＧ８６３を有する、ＤＳＰ８６０と、を有する。ＴＨ回路８３０は、既知のＴＨ回路内におけるように、コンデンサ８３４およびスイッチ８３２を含む。回路８００はまた、第２のＡＤＣ８４２と、コンデンサ８３６およびスイッチ８３３を有する補助装置ＴＨ回路８３１と、を含む。回路８００はまた、図８に示されるように、抵抗器８５２ａおよび８５２ｂと、ＤＡＣ８５０ａおよび８５０ｂと、を含む。補助装置ＴＨ回路８３１は、回路６００と同様に、一次ＴＨ回路８３０と並列に動作し、前述の回路７００と同様に、ＤＡＣ８５０ａおよび８５０ｂによって提供される既知の電圧の対を使用して、リアルタイム較正を提供する。サンプリング遷移前後の落ち着く前の電圧によってインデックスされる、サンプリングエラーの二次元テーブルが、ＤＳＰ８６０に提供され、較正の間に取り込まれ、エラー補償のための正常サンプリングの間にアクセスされる。

一般的に、ＡＤＣと関連付けられた落ち着き挙動は、非線形であって、また、いくつかの線形コンテンツを有する可能性がある。いくつかの実施形態では、落ち着き挙動は、モデル化され、分析的に表され、エラー補正は、エラーが計算および補正される、式を含むことを伴う。この実施形態では、較正による代わりに、エラーは、サンプラの挙動に従ってモデル化された式を解くことによって、計算される。計算は、リアルタイムで実行され、オンラインで実行され、または事前に計算され、較正テーブルに類似するテーブルに記憶されることができる。

図９は、高速アタックを使用する、較正支援加速処理に対応する、例示的実施形態に従う、フロー図である。処理９００開始後、既知の精度を有するアナログ較正値が、サンプルアンドホールド（ＳＨ）回路に提供される（９１０）。アナログ較正値は、ＳＨ回路によってサンプリングされ（９２０）、ＳＨ回路の出力が所定の公差内に落ち着く前に、アナログ較正信号を提供する。アナログ較正信号は、ＡＤＣによって、デジタル変換信号に変換される（９３０）。デジタル較正値とデジタル変換信号との間の差異は、メモリに記憶される（９４０）。

図１０は、高速アタックを使用する、加速処理に対応する、例示的実施形態に従う、フロー図である。処理１０００開始後、デジタル化されるアナログ入力信号が、サンプルアンドホールド（ＳＨ）回路の入力に提供される（１０１０）。ＳＨ回路は、アナログ入力信号に基づいて、充電される（１０２０）。ＳＨ回路の出力は、ＳＨ回路の出力が所定の公差内に落ち着く前に、落ち着く前の時間におけるデジタル出力信号に変換される（１０３０）。デジタル出力信号に対応するサンプリングエラーが、読み出され（１０４０）、デジタル出力信号が、補正され（１０５０）、読み出されたサンプリングエラーを補償する。一実施形態では、その瞬間、アナログ入力信号がデジタル値に変換される、落ち着く前の時間（そのサンプリング間隔の開始から測定される）は、その瞬間、較正信号がデジタル値に変換される、落ち着く前の時間（そのサンプリング間隔の開始から測定される）と実質的に同一である。

図１１は、従来のアタックおよび高速リリースを使用する、較正支援加速処理に対応する、例示的実施形態に従う、フロー図である。処理１１００開始後、アナログ較正値が、サンプルアンドホールド（ＳＨ）回路に提供される（１１１０）。ＳＨ回路は、ＳＨ回路の出力が所定の公差内に落ち着くまで充電される（１１２０）。ＳＨ回路が、放電される（１１３０）。ＳＨ回路の出力は、放電後、ＳＨ回路の出力が所定の公差内に落ち着く前に、ＡＤＣによって、デジタル変換信号に変換される（１１４０）。デジタル変換信号は、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）のメモリに記憶される（１１５０）。

図１２は、従来のアタックおよび高速リリースを使用する、加速処理に対応する、例示的実施形態に従う、フロー図である。処理１２００開始後、アナログ入力信号が、サンプルアンドホールド（ＳＨ）回路の入力に提供される（１２１０）。ＳＨ回路が、アナログ入力信号に基づいて、充電される（１２２０）。ＳＨ回路の出力が、デジタル出力信号に変換される（１２３０）。ＳＨ回路が、サンプリング状態の終了時、初期化される（１２４０）。ＳＨ回路が、初期化後、ＳＨ回路の出力が所定の公差内に落ち着く前に、充電される（１２５０）。エラーが、読み出され（１２６０）、エラーは、デジタル出力信号に対応し、初期化後のＳＨ回路の充電と関連付けられる。デジタル出力信号が補正され（１２７０）、読み出されたエラーを補償する。

実施例が、図示され、本明細書に説明されたが、種々の修正および構造変化が、請求項の範囲およびその均等物の範囲内において、当業者によってその中に成されてもよいため、実施形態は、それにかかわらず、示される詳細に制限されない。

Claims (20)

1. アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）を較正する方法であって、
   既知の精度を有する第１のアナログ較正値をサンプルアンドホールド（ＳＨ）回路に提供することと、
   前記ＳＨ回路によって、前記第１のアナログ較正値をサンプリングし、前記ＳＨ回路の出力が所定の公差内に落ち着く前に、アナログ較正信号を提供することと、
   前記ＡＤＣによって、前記アナログ較正信号を第１のデジタル変換信号に変換することと、
   前記第１のデジタル較正値と前記第１のデジタル変換信号との間の差異をメモリ内に記憶することと、
   を含む、方法。
2. 前記第１のアナログ較正値を提供することが、
   較正時間に基づいて、前記ＡＤＣのダイナミックレンジ内の第１のデジタル較正値を判定することと、
   前記第１のデジタル較正値を前記第１のアナログ較正値に変換することと、
   を含む、請求項１に記載の方法。
3. 前記ＳＨ回路を完全に放電させ、前記アナログ較正値をサンプリングするために、前記ＳＨ回路の前記出力を落ち着かせることができることをさらに含む、請求項１に記載の方法。
4. 前記ＡＤＣのダイナミックレンジ内の第２のデジタル較正値を判定することと、
   前記第２のデジタル較正値を第２のアナログ較正値に変換することと、
   第２のアナログ較正値を前記ＳＨ回路に提供することと、
   前記ＳＨ回路の前記出力が、前記所定の公差内に落ち着くまで、前記ＳＨ回路を充電することと、
   前記ＳＨ回路を放電させることと、
   前記ＡＤＣによって、前記ＳＨ回路の前記出力が前記所定の公差内に落ち着く前に、前記ＳＨ回路の前記出力を第２のデジタル変換信号に変換することと、
   前記第２のデジタル変換信号を前記メモリ内に記憶することと、
   をさらに含む、請求項１に記載の方法。
5. 前記第２のアナログ較正値を提供することは、
   前記ＡＤＣの前記ダイナミックレンジ内の第２のデジタル較正値を判定することと、
   前記第２のデジタル較正値を前記第２のアナログ較正値に変換することと、
   を含む、請求項４に記載の方法。
6. 複数の較正時間の間、反復され、異なるデジタル較正値が、各較正時間において生成される、請求項１に記載の方法。
7. 前記較正時間は、可変持続時間を有する間隔によって分離される、請求項４に記載の方法。
8. 前記較正時間は、ランダム持続時間を有する間隔によって分離される、請求項７に記載の方法。
9. 複数のデジタル較正値間の異なるデジタル較正値は、各較正時間において、ランダムに生成される、請求項６に記載の方法。
10. 信号を処理するための方法であって、
    アナログ入力信号をサンプルアンドホールド（ＳＨ）回路の入力へ提供することと、
    前記アナログ入力信号に基づいて、前記ＳＨ回路を充電することと、
    前記ＳＨ回路の出力が、所定の公差内に落ち着く前に、落ち着く前の時間において、前記ＳＨ回路の前記出力をデジタル出力信号に変換することと、
    前記デジタル出力信号に対応するサンプリングエラーを読み出すことと、
    前記デジタル出力信号を補正し、前記読み出されたサンプリングエラーを補償することと、
    を含む、方法。
11. 前記デジタル出力信号の少なくとも１つのサンプリングされた値に基づいて、較正時間において、前記デジタル出力信号の値を判定することをさらに含む、請求項１０に記載の方法。
12. 前記較正時間において、前記デジタル出力信号の値を判定することは、前記デジタル出力信号の少なくとも１つのサンプリングされた値に基づいて、前記デジタル出力信号を補間することを含む、請求項１１に記載の方法。
13. 前記サンプリング状態の終了時に、前記ＳＨ回路を初期化することと、
    初期化後、前記ＳＨ回路の出力が前記所定の公差内に落ち着く前に、前記ＳＨ回路を充電することと、
    をさらに含む、請求項１０に記載の方法。
14. 前記デジタル出力信号に対応し、初期化後に前記ＳＨ回路を前記充電することと関連付けられる、初期化エラーを読み出すことと、
    前記デジタル出力信号を補正し、前記読み出された初期化エラーを補償することと、
    をさらに含む、請求項１３に記載の方法。
15. アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）を較正する方法であって、
    アナログ較正値をサンプルアンドホールド（ＳＨ）回路に提供することと、
    前記ＳＨ回路の出力が所定の公差内に落ち着くまで、前記ＳＨ回路を充電することと、
    前記ＳＨ回路を放電させることと、
    放電後、前記ＳＨ回路の前記出力が前記所定の公差内に落ち着く前に、前記ＡＤＣによって、前記ＳＨ回路の前記出力をデジタル変換信号に変換することと、
    前記デジタル変換信号をデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）のメモリに記憶することと、
    を含む、方法。
16. 信号を処理する方法であって、
    アナログ入力信号をサンプルアンドホールド（ＳＨ）回路の入力へ提供することと、
    前記アナログ入力信号に基づいて、前記ＳＨ回路を充電することと、
    前記ＳＨ回路の出力をデジタル出力信号に変換することと、
    前記サンプリング状態の終了時に、前記ＳＨ回路を初期化することと、
    初期化後、前記ＳＨ回路の前記出力が前記所定の公差内に落ち着く前に、前記ＳＨ回路を充電することと、
    前記デジタル出力信号に対応し、初期化後に前記ＳＨ回路を前記充電することと関連付けられるエラーを読み出すことと、
    前記デジタル出力信号を補正し、前記読み出されたエラーを補償することと、
    を含む、方法。
17. 回路であって、
    可変アナログ入力電圧を有する、入力ノードと、
    アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）と、
    デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）と、
    サンプルアンドホールド（ＳＨ）回路であって、前記ＡＤＣに連結されたコンデンサと、前記ＡＤＣおよび前記コンデンサを、それぞれ、前記ＤＡＣ、前記入力ノード、前記開回路、または接地ノードに連結することによって、較正状態、サンプリング状態、ホールディング状態、および初期化状態間で前記ＳＨ回路を切り替えるスイッチと、を備える、サンプルアンドホールド（ＳＨ）回路と、
    前記ＤＡＣおよび前記ＡＤＣに連結される、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）であって、
    少なくとも１つのデジタル較正値を前記較正状態における前記ＤＡＣに提供する、制御論理と、
    前記較正状態における前記ＡＤＣと関連付けられた少なくとも１つのエラーを記憶するメモリと、
    前記少なくとも１つの記憶されたエラーに基づいて、前記ＡＤＣの出力を補正する、補正モジュールと、
    を備える、ＤＳＰと、
    を備える、回路。
    
18. 回路であって、
    可変アナログ入力電圧を有する入力ノードと、
    第１のアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）と、
    第１のサンプルアンドホールド（ＳＨ）回路であって、前記第１のＡＤＣに連結される第１のコンデンサと、制御信号に基づいて、前記第１のＡＤＣおよび前記第１のコンデンサを、それぞれ、前記入力ノード、前記開回路、または接地ノードに連結することによって、サンプリング状態、ホールディング状態、および初期化状態間で、前記第１のＳＨ回路を切り替える、第１のスイッチと、を備える、第１のサンプルアンドホールド（ＳＨ）回路と、
    第２のＡＤＣと、
    デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）と、
    前記第２のＡＤＣに連結される第２のＳＨ回路であって、前記第２のＡＤＣに連結される第２のコンデンサと、前記制御信号によって制御され、前記第２のＡＤＣおよび前記第２のコンデンサを、それぞれ、前記ＤＡＣ、前記開回路、または前記接地ノードを連結することによって、較正状態、ホールディング状態、および初期化状態間で前記第２のＳＨ回路を切り替える第２のスイッチと、を備える、第２のＳＨ回路と、
    前記第１のＡＤＣおよび第２のＡＤＣならびに前記ＤＡＣに連結されるデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）であって、
    少なくとも１つのデジタル較正値を前記ＤＡＣに提供する、制御論理と、
    前記第２のＡＤＣと関連付けられた少なくとも１つのエラーを記憶するメモリと、
    前記少なくとも１つの記憶されたエラーに基づいて、前記第１のＡＤＣの出力を補正する、補正モジュールと、
    を備える、ＤＳＰと、
    を備える、回路。
19. 回路であって、
    可変アナログ入力電圧を有する、入力ノードと、
    アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）と、
    第１のデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）および第２のデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）と、
    トラックアンドホールド（ＴＨ）回路であって、前記ＡＤＣに連結されたコンデンサと、前記ＡＤＣおよび前記コンデンサを、それぞれ、前記ＤＡＣ、前記入力ノード、または前記開回路のうちの１つに連結することによって、較正状態、サンプリング状態、およびホールディング状態間で前記ＴＨ回路を切り替えるスイッチと、を備えるトラックアンドホールド（ＴＨ）回路と、
    前記ＤＡＣおよび前記ＡＤＣに連結されるデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）であって、
    少なくとも１つのデジタル較正値を前記較正状態における前記ＤＡＣのそれぞれに提供する制御論理と、
    前記較正状態における前記ＡＤＣと関連付けられた少なくとも１つのエラーを記憶するメモリと、
    前記少なくとも１つの記憶されたエラーに基づいて、前記ＡＤＣの出力を補正する、補正モジュールと、
    を備える、ＤＳＰと、
    を備える、回路。
20. 回路であって、
    可変アナログ入力電圧を有する入力ノードと、
    第１のアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）と、
    第１のトラックアンドホールド（ＴＨ）回路であって、前記第１のＡＤＣに連結される第１のコンデンサと、制御信号に基づいて、前記第１のＡＤＣおよび前記第１のコンデンサを、それぞれ、前記入力ノードまたは前記開回路に連結することによって、前記第１のＴＨ回路をサンプリング状態またはホールディング状態に切り替える、第１のスイッチと、を備える、第１のトラックアンドホールド（ＴＨ）回路と、
    第２のＡＤＣと、
    第１のデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）および第２のデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）と、
    前記第２のＡＤＣに連結される第２のＴＨ回路であって、前記第２のＡＤＣに連結される第２のコンデンサと、前記制御信号によって制御され、前記第２のＡＤＣおよび前記第２のコンデンサを、それぞれ、前記ＤＡＣまたは前記開回路のうちの１つに連結することによって、較正状態またはホールディング状態に前記第２のＳＨ回路を切り替える、第２のスイッチと、備える、第２のＴＨ回路と、
    前記ＡＤＣおよび前記ＤＡＣに連結されるデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）であって、
    少なくとも１つのデジタル較正値を前記ＤＡＣのそれぞれに提供する制御論理と、
    前記第２のＡＤＣと関連付けられた少なくとも１つのエラーを記憶するメモリと、
    前記少なくとも１つの記憶されたエラーに基づいて、前記第１のＡＤＣの出力を補正する、補正モジュールと、
    を備える、ＤＳＰと、
    を備える、回路。

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