SE517536C2 - Anordning samt metod för bakgrundskalibrering av A/D- omvandlare - Google Patents

Description

25 30 517 556 2"; -f ' n II ann o:.æ on ringscykel (hög överhoppningsfrekvens) för att följa snabbare förändringar i driftsförhållandena.

Ett annat förfarande för att skapa en kalibreringstidslucka återfinns i [4], där en insarnpelkö bildas av en kaskad av sampla-och-hållkretsar (eng. ”sample- and-ho1d”). Genom att tömma kön något snabbare än vad den fylls blir en ka- libreringstidslucka emellanåt tillgänglig. Detta förfarande med “inmatningskö” har således fördelen att skapa en tidslucka för kalibrering utan behovet att förkasta några sampel. Den största nackdelen med detta förfarande är att varje extra sampla-och-hållsteg tillfogar distorsion och brus. Detta tillväga- gångssått är därför inte optimalt för höghastighets-, högnogrannhets-A/ D- omvandlare.

Huvudidén i de flesta lösningar enligt känd teknik är således att ersätta var kzte sampel med ett fyllsampel av något lägre kvalitet. Detta är i de flesta fall inte ett problem om k är ett stort tal. Ibland önskas emellertid en kortare omkalibreringscykel, som konstaterats ovan. En kort omkalibreringscykel (litet k) kommer emellertid att reducera A/D-omvandlarens srtörningsfria dynamiska område (eng. “spurios-free dynamic range", SFDR). l vissa till- låmpningar, till exempel telekommunikationstillämpningar, föredras det vanligen att felen försämrar signal/ brus förhållandet (SNR) hellre än det störningsfria dynamiska området. Om det således finns ett behov av bak- rundskalibrering med en kort omkalibreringscykel är det nödvändigt att ñn- na en bättre lösning än att hoppa över och fylla i var kzte sampel.

SAMMANFATTNING Ett syfte med den föreliggande uppfinningen är att tillåta snabb bakgrundska- librering av en A/D-omvandlare utan signifikant försämring av det stömings- fria dynamiska området.

Detta syfte uppnås i enlighet med de bifogade patentkraven. 10 15 20 25 30 517 536 5"; _;';'_':=_ , - Kortfattat uppnår den föreliggande uppfinningen detta syfte genom använd- ning av slumpmässiga överhoppningsintervall. Detta gör det möjligt att ha en hög medelöverhoppningsfrekvens, medan ett stort störningsfritt dynamiskt område bibehålls.

KORT BESKRIVNING AV RITNINGARNA Uppfinningen, tillsammans med ytterligare syften och fördelar med denna kan bäst förstås genom hänvisningar till följande beskrivning tillsammans med de medföljande ritningarna, i vilka: Fig. 1 är ett blockdiagram av en konventionell A/D-omvandlare med en interpolator; Fig. 2 är ett tidsdiagram som illustrerar sampling med A/ D- omvandlaren i fig. 1; Fig. 3 är ett förenklat diagram som illustrerar spektrumet av en signal som har digitaliserats av A/ D-omvandlaren i fig. 1; Fig. 4 är ett blockdiagram av en A/D-omvandlare med en interpolator konfigurerad i enlighet med den föreliggande uppfinningen; Fig. 5 är ett tidsdiagram som illustrerar sampling med A/ D- omvandlaren i fig. 4; Fig. 6 är ett förenklat diagram som illustrerar spektrumet av en signal som har digitaliserats av A/ D-omvandlaren i fig. 4; Fig. 7 är ett blockdiagram av en belysande utföringsform av en A/ D- omvandlare i enlighet med den föreliggande uppfinningen; Fig. 8 är ett blockdiagram av en annan belysande utföringsform av A/D-omvandaren i enlighet med den föreliggande uppfinningen; Fig. 9 är ett blockdiagram av en annan belysande utföringsform av A / D-omvandaren i enlighet med den föreliggande uppfinningen; Fig. 10 är ett blockdiagram av en annan belysande utföringsform av A/D-omvandaren i enlighet med den föreliggande uppfinningen; Fig. 1 l är ett blockdiagram av en belysande utföringsform av en gene- rator som slumpar tidsinterval, vilken är lämplig att använda i en A/ D- omvandlare i enlighet med den föreliggande uppfinningen; 10 15 20 25 30 'Ino- .

I .I " v .- n. u. .. , I: u . . _ ' I Den p . " 'I c ' I s .. __ .z- 0.3: n n non g.

Fig. 12 är ett blockdiagram av en annan belysande utföringsform av en generator som slumpar tídsinterval, vilken är lämplig att använda i en A/D- omvandlare i enlighet med den föreliggande uppfinningen; Fig. 13-14 är ett blockdiagram av en belysande utföringsform av en ge- nerator som slumpar tídsinterval, vilken är lämplig att använda i en A/ D- omvandlare i enlighet med den föreliggande uppfinningen; Fig. 15 är ett diagram som illustrerar den med den föreliggande uppfin- ningen erhållna förbättringen; sarnt Fig. 16 är ett flödesdiagram som illustrerar en belysande utföringsform av förfarandet i enlighet med den föreliggande uppfinningen.

DETALJERAD BESKRIVNING I den följande beskrivningen kommer samma hänvisningsbeteckningar att an- vändas genomgående i ritningens figurer för element som utför samma eller liknande funktioner.

Ett av de populärare tillvägagångssätten för bakgrundskalibrering är att an- vända ”hoppa över och fyll i”-ansatsen (eng. ”skip-and-fill”), som illustreras i fig. 1. En analog signal vidarbefodras till en A/D-omvandlare 10. De digitala samplen vidarbefodras till en interpolator 12 och ett fördröjningselement 14.

En omkopplare 16 är vanligtvis i det markerade övre läget, i vilket de digitala samplen från fördröjningselement 14 matas ut med ett samplingsintervall T.

Var kzte sampel tvingas omkopplaren 16 till dess nedre läge, i vilket ett sampel hoppas över och istället matas ett interpolerat digitalt sampel från interpola- torn 12 ut. Därefter återgår omkopplaren 16 till dess övre läge. Kalibrering eller en del av en fullständig kalibrering av A/ D-omvandlaren 10 utförs under interpolationen. A/D-omvandlarens utsignal illustreras i fig. 2, där de inter- polerade samplen har markerats med tjocka linjer.

Det kan visas att fyllfelet (på grund av interpoleringen) uppträder som mul- tiplar av frekvensen fs/ k, där fs är samplingsfrekvensen. När k är stort sprids felet ut över ett stort antal frekvenser. Därför uppträder det mer eller mindre lO 15 20 25 30 517 536 5"; '_'I=_ -= - som brus. När k är litet, t.ex. k = 10, koncentreras emellertid felet till ett litet antal frekvenskomponenter. Följaktligen blir var och en av dessa störnings- frekvenskomponenter dominantare. Det simulerade utspektrumet av en ideal 14-b A/D-omvandlare, som har var tionde sampel ersatt med ett fyllsampel med en 10-b upplösning, visas i fig. 3. Störningskomponenterna eller - tonerna vid fs/ 10 är tydliga (fs = 50 MHz).

Fig. 4 är ett blockdiagram av en A/ D-omvandlare med en interpolator konfi- gurerad i enlighet med den föreliggande uppfinningen. I detta fall påverkas inte omkopplaren 16 vid regelbundet spridda tidsögonblick. Istället styrs omkopplaren 16 av en generator 18 som slumpar tidsinterval, vilken påverkar omkopplaren vid slumpmässigt valda tidsögonblick.

Fig. 5 är ett tidsdiagram som illustrerar sampling med A/D-omvandlaren i fig. 4. Det är uppenbart från figuren att de med tjocka linjer betecknade interpole- rade värdena inte är jämnt fördelade som i fig. 2.

Fig. 6 är ett diagram som illustrerar spektrumet av en signal som har digitali- serats av A / D-omvandlaren i fig. 4. Stömingstonerna har avlägsnats på be- kostnad av ett något förhöjt brusgolv. Det störingsfria dynamiska området (eng. ”spurious-free dynamic range”, SFDR) har emellertid ökats med ap- proximativt 25 dB. (Uttrycket “hoppa över omvandlingscykler slumpmässigt” verkar ha angetts oavsiktligen i [3}, men ingen implementation har visats eller på annat sett antytts. Tvärtom, så vitt som kan förstås av texten användes överhoppningscykler med samma avstånd för de presenterade experimentella resultaten. I själva verket nämns inte alls den föreliggande uppñnningens grundläggande problem.) När nu grundproblemet som den förliggande uppfinningen tar i tu med och dess allmänna lösning har beskrivits, är det nu dags att beskriva effektiv im- plementering av generatorer som slumpar tidsintervall för styming av bak- grundskalibrering av A / D-omvandlare. 10 15 20 25 30 517 536 f? _; - I v . - n ' an» .1 6 Slumpmässig spridning av efter varandra följande överhoppningar-och- ifyllningar kan genereras på ett stort antal sätt. I exemplet som ges ovan kan varje kalibreringstid t; skrivas som: ij = rj + i j_1 där r] är ett slumpheltalsvärde som sträcker sig från rmm till rmax. En enkel implementation av denna slumpmässiga tidsgenerator visas i fig. 7. En (pseudo-) slumpmässig ordgenerator 20 tillhandahåller ett heltalsvärde rj till en intervallräknare 22, vilken används för att utlösa en kalibrerings- överhoppning-och-ifyllning När räknaren har räknat upp till (eller ned från) rj skickas en triggerpuls SKIP_TRIG till en kalibreringsstyrenhet 24, vilken initierar en en-stegskalibreringscykel eller ett steg i en multistegskalibre- ringscykel.

En uppslagstabell med en sekvens av förbestämda överhoppningsintervall kan användas istället för en slumpmässig ordgenerator. Detta illustreras i utföringsformen i fig. 8. “Slumpmässigheten” hos den fixa sekvensen av överhoppningsinvervall kan på förhand undersökas och en sekvens med ac- ceptabla spektralegenskaper väljs därefter.

Intervallräknaren 22 i fig. 8 kan uteslutas om en fix l-bitssekvens, vilken representerar SKIP_TRIG~signalen själv, lagras i ett långt 1-bits-/ordminne, som visas i fig. 9. Återigen studeras slumpmässigheten hos förekomsten av SKIP_TRIG = 1, och en lämplig sekvens av ettor och nollor väljs. Detta di- rekta tillvägagångssätt med uppslagstabell kan vara lämpligt för mycket kompakta bakgrundskalibreringsplaner, fastän dess nackdel är att ett mycket stort minne vanligen krävs. Om, till exempel, en sekvens inte kan upprepas oftare än var 8 k sampel, krävs ett 8 kbit minne.

En för närvarande föredragen utföringsform är att använda ett skiftregister med linjär återkoppling (LFSR) för att generera pseudoslumpmässiga tidsin- 10 15 20 25 30 o o u n . n . ' . 'I u. 7 tervall, som antyds i fig. 10. Denna användning skiljer sig från kända tidiga- re användningar av LFSR-register, vilka är pseudoslumpmässiga brusgene- ratorer (1-bitssekvenser) och generering av flera fixa tidsperioder [5]. An- vändningen av LFSR-register som pseudoslumpmässiga brusgeneratorer belyses i [6] med kryptering av data för att öka slumpmässighet, och i [7] med brusgenerering för kalibrering av en magnetisk läskanal. LSFR-register används även i såväl bandspridningskommunikation (inklusive CDMA) och i avståndsmätningssystem för generering av spridningskoder, dvs. “långa” ko- der och koder med speciella autokorrelationsegenskaper som i kryptografi l8l- Huvudkraven för överhoppningsintervallen är att de förefaller vara slump- mässiga inom ett relativt kort signalsegment, dvs. upp till flera tusen sam- pel. Ett minimumtidsintervall kan företrädesvis fastställas, i vilket en över- hoppningen inte genereras. Detta särdrag tillåter generering av ett tillräckligt antal sampel efter en överhoppning för att medge interpolering.

Grundidén i användning av ett LFSR-register för att generera pseudoslump- mässiga intervall illustreras i ñg. 1 1. Idén är att använda en kort (kortare än registret 20) detektormask 22 på en del av registret 20, och generera över- hoppningssignaler när innehållet i delen av registret stämmer överens med detektormasken. I den föreliggande uppfinningen består registret antingen av en seriekoppling av l-bitsminneselement, t.ex. D-hållelement, eller ett minne med fix längd. Minneselementens innehåll skiftas från ett element till nästa i varje klockperiod (i en implementation med minne av fix längd skiftas referenspunkten istället för datat). En återkoppling tillhandahålls från det sista minneselementet och åtminstone ett annat minneselement, vilkas ut- signaler kombineras i en XOR- eller XNOR-grind 26.

Den av denna typ av register med n minneselement tillhandahållna utbitsek- vensen kan vara upp till 2“-l bitar lång om de korrekta återkopplingarna an- vänds [9]. Om andra kopplingar används kan kortare sekvenslängder erhål- las. De olika sekvenslängderna som är möjliga med ett specifikt kopplings- 10 15 20 25 30 517 556 o va :nu 8 mönster är relaterade till varandra genom att registerinnehållen (ord) som LFSR-registret vandrar igenom under olika sekvenser utesluter varandra.

Detta betyder att samma ord inte kan tillhöra två olika sekvenser. I fallet med sekvenser med maximal längd innehåller en sekvens alla ord utom alla nollor eller alla ettor, och den andra innehåller endast alla nollord (eller et- tor). I LFSR-register av icke-maximal längd kan flera sekvenser av olika eller lika längder produceras beroende på registrets innehåll vid igångsättning.

Mindre delar av registret återgår till samma kod flera gånger under en lång cykel. Statistiskt uppträder alla kortare koder av ett givet antal bitar m lika ofta i en godtyckligt vald deluppsättning av ett LFSR-register av maximal längd, utom för koden med bara nollor, vilken uppträder en gång mindre.

Icke-maximala, men långa sekvenser har även en god statistisk fördelning av kortare koder. Detta kan fördelaktigt användas i vissa fall, eftersom vissa re- gisterstorlekar kräver mer än två återkopplingar för att producera sekvenser av maximal längd. Ett LFSR-regiser av icke-maximal längd kan då istället pro- duceras med endast två återkopplingar, för att underlätta implementation [9].

Detta kan producera en sekvens som är tillräckligt lång för att ge en god sta- tistisk fördelning av intervall mellan de använda detektorkoderna.

Detektionen av mindre delar utförs genom att jämföra innehållen av valda element i registret med detektorkodmasken. Registerpositionema, vilka an- vänds för jämförelse, kan vara kontinuerliga eller uppdelade i flera delar, och kan även börja vid olika positioner.

För att öka cykelns längd innan sekvensen av överhoppningsintervall uppre- pas, kan en ny detektorkod användas för varje lång cykel hos LFSR-registret.

Detta ökar effektivt längden av den pseudoslumpmässiga sekvensen av över- hoppningsintervall 2"* gånger, där m är antalet bitar i detektormasken. För att öka slumpmässigheten är det möjligt att ändra en eller flera bitar i de- tektormasken mellan varje m-sekvens under påverkan av någon yttre analog eller digital process, till exempel analogt brus på chipset. Andra planer kan 10 15 20 25 30 517 536 '_'2=_ - även tänkas, genom att till exempel ändra registerpositionerna som jämförs med detektorkoden.

Tillhandahållandet av ett minimumintervall mellan sampelöverhoppningar kan anordnas på flera sätt. Ett sätt är att låta den för tillhandahållning av överhoppningssampel ansvariga kretslösningen även generera en inhibe- ringssignal till slumpintervallkretsen, eller låta denna kretslösning helt en- kelt ignorera nya överhoppningssignaler under tiden som den arbetar. Inhi- beringssignalen skulle, till exempel, kunna avaktivera detektorkretslösning- en över en AND-grind 28 genom att tillhandahålla en SKIP_ENABLE-signal, som visas i fig. 11.

En annan utföringsforrn för att erhålla ett minimumintervall mellan sampelö- verhoppningar illustreras i fig. 12. I denna utföringsform vidarbefordras en ENABLE_LFSR-signal till en AND-grind 30 och styr klockning av registret.

Ett annat sätt att erhålla ett minimumintervall är att ha en räknare som bör- jar räknar ett förbestämt intervall, vilket börjar vid genereringen av en över- hoppningssignal, och avaktiverar LFSR-registret eller detektorkretslösningen under detta intervall. Denna räknare skulle även kunna åstadkommas genom att använda ett mindre LFSR-register, som genererar ett fixt intervall, liknande [5]. En sådan utföringsforrn illustreras i fig. 13-14. Ett lämpligt sätt är att låta en del av LFSR-registret omkonfigureras till en räknare av ett mindre LFSR- register (fig. 14), för generering av minimumintervallet. Denna utföñngsform skulle kunna användas för samma detektorkod eller del därav som den vanli- ga detektorkoden, vari det mindre LFSR-registret räknar tillbaka till samma kod. Det mindre registret skulle kunna vara ett LFSR-register av maximal eller icke-maximal längd för att få olika minimumintervall. Olika minimumintervall skulle även kunna uppnås genom återställning av det mindre registret eller räknaren till olika tillstånd.

Den statistiska fördelningen av överhoppningsintervall kan modifieras på flera sätt. Genom att göra detta kan överhoppningsintervallen begränsas till att 10 15 20 25 30 10 vara kortare än en förbestämd längd, och andra statistiker över överhopp- ningsintervallen kan också ändras. Det enklaste sättet att modifiera fördel- ningen av överhoppningsintervall år att helt enkelt använda en annan detek- torkod eller detektoranordning. Andra typer innefattar detektering av flera ko- der, generering av en överhoppningssignal vid den första detekterade koden.

Detta förfarande, vilket förkortar medelintervallet, kan även användas i kom- bination med detektering av koder av olika delar av LFSR-registret. Detekte- ring av multipla koder, en efter en, förändrar även fördelningen av överhopp- ningsintervall, och kan även användas för att öka medelintervallet. Förändring av den statistiska fördelningen av överhoppningsintervall är ett drag som kan användas för att dynamiskt ändra medelkalibreringsfrekvensen. Genom att känna av en eller flera yttre parametrar, såsom temperatur, luftfuktighet, etc., är det möjligt att styra och anpassa medelkalibreringsfrekvensen till växlande driftsförhållanden. Till exempel kan medelkalibreringsfrekvensen temporärt ökas under tidsperioder med snabbt växlande temperatur.

Det specifika problemet med att ha en övre gräns för överhoppningsintervallet kan lösas med de tidigare diskuterade teknikerna, men även genom att ha en dedicerad räknare som genererar en överhoppningssignal efter en förbestämd tidsperiod. När endast detektorkoden används för att säkerställa att det maximala intervallet är inom gränserna kan hela cykelfördelningen av detek- torkoder om m-bitar studeras på förhand, för bestämning av vilken detektor- kod som har den bästa statistiken. Ett sätt att statistiskt reducera möjligheten av enstaka mycket långa överhoppningsintervall, utan att utprova koden i för- väg, är att detektera multipla koder, där en kod är längre än de andra. Detta förändrar inte den statistiska fördelningen mycket (antalet överhoppningar i en given tidsperiod förblir ungefär den samma) men möjligheten av ett mycket långt intervall reduceras.

Det finns andra användbara tekniker för reducering av effektförbrukningen hos kretsen med överhoppningsintervall och för generering av längre över- hoppningsintervall. En teknik är att klocka LFSR-registret vid en lägre klock- frekvens än sampelklockan, eventuellt vid multipla fs/x. Detta mäste ätföljas 10 15 20 25 30 av va: nu. oo 11 med en lämplig ändring i detektorkretslösningen (kortare detektorkodlängd) för att ge samma medelöverhoppningsíntervall. Tekniken kan även användas för generering av längre överhoppningsintervall genom användning av sam- ma LFRS-register och detektorkretslösning. En annan redan nämnd effekt- reducerande teknik år att dirigera om ett minnes läs- och skrivadresser.

Datat behöver då inte skiftas mellan alla hållelement vid varje klockcykel, vilket sparar effekt speciellt för långa skiftregisterlängder.

I beskrivningen ovan har det antagits att det överhoppade samplet erhålls genom interpolering. Ett annat alternativ är att tillhandahålla en hjälp-A/ D- omvandlare med låga prestanda som ersätter den vanliga A/D-omvandlaren under kalibrering. En viktig fördel med denna utföringsform är att hjälp- A/D-omvandlaren omvandlar den aktuella signalen, i motsats till att räkna ut ett interpolerat värde från angränsande sampel.

Några simuleringsresultat bifogas som en indikation på möjliga prestanda. En hjålp-A/D-omvandlare i enlighet med det tidigare stycket valdes för detta ex- empel, vid användning av slumpmässiga överhoppningsintervall respektive överhoppningsintervall med samma avstånd. En annars ideal 14-bitars om- vandlare hade var kzte sampel i en 16384 sampelsekvens ersatt med ett 10-b fyllsampel (från hjälp-A/D-omvandlaren) när överhoppning-och-ifyllning med samma avstånd användes. När slumpmässiga intervall användes valdes ran- domiseringen så att i medel ersattes var kzte sampel. Fig. 15 visar hur spek- tralprestandan beror på (medel-) intervallängden k för slumpmässiga över- hoppningsintervall samt för överhoppningsintervall med lika avstånd. Inter- vallängden sveptes från 1 till 10,000 sampel, där det förra extremvärdet är ek- vivalent med en ensam 10-b omvandlare. Simuleringama antyder att slump- mässiga avstånd tillåter en mycket kortare omkalibreringscykel med bibehål- len SFDR än om kalibreringscykler med lika avstånd används.

Fig. 16 är ett flödesdiagram som illustrerar en exemplifierande utföringsform av förfarandet i enlighet med den föreliggande uppfinningen. Steg S1 genererar ett slumpmässigt intervall. Steg S2 genererar ett digitalt sampel av insignalen. 10 15 20 25 30 517 536 En; 'E..E._.¿,_ _; .

I I o v ø o o '00 oc 12 Steg S3 testar om det genererade intervallet är över. Om inte, repeteras steg S2 och S3. Om intervallet är över initierar steg S4 en kalibrering (antingen en hel cykel eller en del därav) och fyller i det missade samplet, till exempel ge- nom användning av en hjälp-A/D-omvandlare. Därefter repeteras steg S1 för generering av ett nytt slumpmässigt intervall.

Från beskrivningen ovan inses det att en fördel med den föreliggande uppfin- ningen är att den tillåter ett tätare avstånd mellan kalibreringscykler (över- hoppningscykler), vilket leder till en kortare omkalibreringscykel. Detta tillåter i sin tur bättre spårning av snabbt växlande driftsförhållanden.

Uppñnningen skildrar ett generiskt förfarande, tillämpbart på bakgrundska- librering av de flesta kända bredbands-A/D-omvandlarkonstruktioner, och täcker därför ett stort antal tillämpningar, inte bara de som avser digitala ra- diosystem.

Den föreliggande uppfinningen begränsas inte till en särkild kalibreringsplan.

Genom att använda den föreliggande uppfinningen är det istället möjligt att förbättra det totala systemets prestanda medan en lång rad nya samt existe- rande bakgrundkalibreringsplaner används.

Den föreliggande uppfinningen är inte begränsad till ”hjälp-A/D- omvandlartillvägagångsättet” som användes för att visa uppfinningens förde- lar. Den är lika tillämplig för ”hoppa över och fyll i”-bakgn.1ndskalibreringar av interpoleringstyp, och faktiskt vilken bakgrundskalibrering som helst, vilken emellanåt stör dataflödet genom huvudomvandlingsvägen.

Den LFSR-baserade utföringsformen av den föreliggande uppfinningen är sär- skilt hårdvaru- och effekteffektiv, eftersom timing bestäms genom att direkt observera LFSR-registrets inre tillstånd, istället för att ha ett LFSR-register som genererar slumpmässiga målvärden för upp- / nedräknaren. Mängden hårdvara som krävs för en given sekvenslängd ökar också väldigt långsamt (logaritmiskt) med längden på den pseudoslumpmässiga sekvensen. Detta är 10 15 517 556 En; ...F- _5 . o 0 ø e o v ' .. nu 13 särskilt intressant om logikkretsarna integreras på chipset, genom använd- ning av en analogorienterad tillverkningsteknik. I en sådan teknik tar digitala kretsar vanligen mer chipsyta och effekt än vid implementering i en sann di- gital tillverkningsprocess.

Uppñnningen är tillämpbar på A/D-omvandlare som används i digitala radio- WCDMA, eller /multistandardsystem. Den kan även leda till signifikanta prestanda- system av bredbandstyp, såsom multibårar- och / eller tillförlitlighetsförbättringar samt kostnadsreduceringar vid kon- struktion av ADSL / VDSL-system.

Det kommer att inses av fackmannen att olika modifikationer och ändringar kan göras av den föreliggande uppfinningen utan att avvika från dess omfatt- ning, som definieras av de bifogade patentkraven. 10 15 20 25 30 [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] 517 556 v u ø n a . ' . ' .- 14 REFERENSER US Pat. 5,499,027, “Digitally self-calibrating pipeline analog-to-digital converter", Uppfinnare: A. N. Karanicolas, och H.-S. Lee, Assignee: Massachusetts Institute of Technology.

U.-K. Moon, och B.-S. Song, “Background Digital Calibration Techni- ques for Pipelined ADC's”, IEEE Trans. Circ. Syst.- II, sidorna 102- 109, Vol. 44, Nr. 2, Feb. 1997, IEEE.

S.-U. Kwak, B.-S. Song, och K. Bacrania, “A 15-b, 5-Msamp1e/ s Low- Spurious CMOS ADC”, IEEE J. Solid-State Circ., sidorna 1866-1875, Vol. 32, Nr. 12, Dec. 1997, IEEE.

O. E. Erdogan, P. J. Hurst, och S. H. Lewis, “A 12b Digital- Background-Calibrated Algorithmic ADC with -90dB THD”, 1999 Intl.

Solid-State Circ. Conf., sidorna 316-317, Feb. 1999, IEEE.

US Pat. Nr. 5,606,584, R. Beat.

US Pat. Nr. 5,793,3l8, R. E. Jewett.

US Pat. Nr. 5,786,95l, D. R. Welland et al.

T. Ritter, “The Efñcient Generation of Cryptographic Confusion Se- quences”, Cryptologia, sidorna 81-139, Vol. 15, Nr. 2, Apr. 1991.

D. W. Clark, och L.-J. Weng, “Maximal and Near-Maximal Shift Regis- ter Sequences: Efficient Event Counters and Easy Discrete Loga- rithms”, IEEE Trans. Computers, sidorna 560-568, Vol. 43, Nr. 5, Maj 1994, IEEE.

Claims (13)

10 15 20 25 30 517 536 15 PATENTKRAV

1. Bakgrundskalibrerad A/ D-omvandlare, kännetecknad av: en generator (18; 20, 22) som slumpar tidsintervall för att öka A/ D- omvandlarens störningsfria dynamiska område genom att initiera bakgrunds- kalibrering vid slumpmässigt valda tidpunkter.

2. A/ D-omvandlare enligt patentkrav 1, kännetecknad av att generatom som slumpar tidsintervall innefattar: en pseudoslumpmässig ordgenerator (22) för generering av pseudo- slumpmässiga tidsintervall, samt en tidsintervallräknare (22) för initiering av bakgrundskalibrering varje gång ett pseudoslumpmässigt tidsintervall har förflutit.

3. A/ D-omvandlare enligt patentkrav 1, kännetecknad av att generatorn som slumpar tidsintervall innefattar: en uppslagstabell (20) med multibitsord för generering av pseudo- slumpmässiga tidsintervall, samt en tidsintervallräknare (22) för initiering av bakgrundskalibrering varje gång ett pseudoslumpmässigt tidsintervall har förflutit.

4. A/ D-omvandlare enligt patentkrav 1, kännetecknad av att generatorn som slumpar tidsintervall innefattar: en uppslagstabell (20) med l-bitsord för generering av en pseudo- slumpmässig bitsekvens för initiering av pseudoslumpmässig bakgmndskalib- rering.

5. A /D-omvandlare enligt patentkrav 1, kännetecknad av att generatorn som slumpar tidsintervall innefattar: ett linjärt återkopplat skiftregister (20), samt en detektormask (22) för detektering av överensstämmelse mellan en del av det linjära äterkopplade skiftregístret och en förbestämd detektorkod, för 10 15 20 25 30 16 att därigenom generera en sampelöverhoppningssignal som initierar bak- grundskalibrering varje gång en överensstämmelse föreligger.

6. A/ D-omvandlare enligt något av de föregående patentkraven, känneteck- nad av organ (28, 30) för begränsning av det minsta tillåtna tidsintervallet mellan två efter varandra följande bakgrundkalibreringar till ett förbestämt värde.

7. A/ D-omvandlare enligt något av de föregående patentkraven, känneteck- nad av organ för dynamisk förändring av den statistiska fördelningen av tidsintervallen mellan bakgrundskalibreringar.

8. A /D-omvandlare enligt patentkrav 7, kännetecknad av organ för att känna av åtminstone en parameter som representerar driftsförhållanden samt för att dynamiskt styra medeltidsintervallängden med den avkånda parametern.

9. A/ D-omvandlare enligt något av de föregående patentkraven, känneteck- nad av en hjälp-A/ D-omvandlare för ifyllning av sarnpel under bakgrundska- librering.

10. Bakgrundskalibreringsförfarande för A/ D-omvandlare, kännetecknat av steget: att öka en A/ D-omvandlares störningsfria dynamiska område genom initiering av bakgrundskalibrering vid slumpmässigt valda tidsintervall.

11. Förfarande enligt patentkrav 10, kännetecknat av begränsning av det minsta tillåtna tidsintervallet mellan två efter var- andra följande bakgnmdkalibreringar till ett förbestämt värde.

12. Förfarande enligt patentkrav 10 eller 11, kännetecknat av dynamisk förändring av den statistiska fördelningen av tidsintervallen mellan bakgrundskalibreringar. 517 536 ';:=_ =- -= a .nu co 17

13. Förfarande enligt patentkrav 12, kännetecknat av avkänning av åtminstone en parameter som representerar driftsförhål~ landen och dynamisk styrning av medeltidsintervallängden med den avkända parametern.