JP2013258482A - 受信回路装置 - Google Patents

Abstract

【課題】同相入力範囲を従来よりも広げるとともに、少なくとも従来の同相入力範囲においては従来と同等の特性が得られる受信回路装置を提供する。
【解決手段】バス通信線ＢＰ、ＢＭの差動信号の電位が−７Ｖを上回る場合、スイッチＳ１、Ｓ４がＯＦＦ、スイッチＳ２、Ｓ３がＯＮとなり、一対の差動信号をそれぞれ第１設定値の圧縮ゲインで圧縮した低ゲイン第１圧縮信号および低ゲイン第２圧縮信号がコンパレータＣＰ１に入力される。一方、バス通信線ＢＰ、ＢＭの差動信号の電位が−７Ｖを下回る場合、スイッチＳ１、Ｓ４がＯＮ、スイッチＳ２、Ｓ３がＯＦＦとなり、一対の差動信号をそれぞれ第１設定値より高い第２設定値の圧縮ゲインで圧縮した高ゲイン第１圧縮信号および高ゲイン第２圧縮信号がコンパレータＣＰ１に入力される。
【選択図】図１

Description

本発明は、一対の信号線を通じて伝送される差動信号を受信する受信回路装置に関する。

例えばＣＡＮ通信など、差動信号が用いられる２線式の通信における受信回路装置では、受信信号の電位範囲が回路の電源範囲（同相入力範囲）よりも広い場合に入力信号をゲイン圧縮して受信する構成が採用されている（例えば、特許文献１参照）。従来、ＣＡＮ通信における同相入力範囲は、ＩＳＯ１１８９８−２により規定されていた。また、ＣＡＮ通信におけるレセッシブ／ドミナントを判定する閾値は、例えばメーカ認証ＳＰＥＣなどにより規定されている。そのため、従来の受信回路装置は、ＩＳＯ１１８９８−２により規定された同相入力範囲を満たしつつ、メーカ認証ＳＰＥＣにより規定された閾値をも満たすように、上記ゲインが設定されていた。

しかし、ＩＳＯ１１８９８−５が規格化されたことに伴い、その同相入力範囲は、広くなった。同相入力範囲を広くするためには、圧縮ゲインを大きくすればよいが、ゲインを大きくするとオフセットなどによる誤差要因による閾値のばらつきが大きくなり、メーカ認証ＳＰＥＣを満足することが難しくなる。

特開２０１１−１４６９０４号公報

特許文献１には、入力されるコモンモードの信号レベルに応じて中心バイアス電圧を切り替えることにより、ゲインを変更することなく同相入力範囲を拡大する方法が開示されている。しかし、この方法では、レセシブ電圧にずれが生じてしまうため、ＣＡＮ通信に用いることができない。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、同相入力範囲を従来よりも広げるとともに、少なくとも従来の同相入力範囲においては従来と同等の特性が得られる受信回路装置を提供することにある。

請求項１に記載の手段によれば、一対の信号線を通じて伝送される差動信号を受信するものであり、圧縮回路、検出回路および入力範囲最適化手段を備えている。圧縮回路は、一方の差動信号が与えられる第１入力端子およびバイアス電圧が与えられるバイアス端子の間の電圧を所定の圧縮ゲインで圧縮した第１圧縮信号を出力する。また、圧縮回路は、他方の差動信号が与えられる第２入力端子およびバイアス端子の間の電圧を圧縮ゲインで圧縮した第２圧縮信号を出力する。検出回路は、第１圧縮信号および第２圧縮信号を入力して差動信号の差電圧を判別するコンパレータを含み、そのコンパレータの出力を差動信号受信信号として出力する。

このような構成において、差動信号の電位が従来入力範囲外となる場合には、入力最適化手段が、第１圧縮信号および第２圧縮信号の電位がコンパレータの同相入力範囲内となるように最適化するため、同相入力範囲を従来入力範囲よりも広げることができる。また、差動信号の電位が従来入力範囲内である場合には、従来と同様の圧縮ゲインで圧縮された第１圧縮信号および第２圧縮信号に基づいて差電圧の判定が行われる。つまり、従来と同様に差動信号の受信が行われるため、例えば閾値のばらつきなどの特性についても従来と同等の特性が得られる。

請求項５に記載の手段によれば、一対の信号線を通じて伝送される差動信号を受信するものであり、圧縮回路および検出回路を備えている。圧縮回路は、一方の差動信号が与えられる第１入力端子およびバイアス電圧が与えられるバイアス端子の間の電圧を所定の圧縮ゲインで圧縮した第１圧縮信号を出力する。また、圧縮回路は、他方の差動信号が与えられる第２入力端子およびバイアス端子の間の電圧を圧縮ゲインで圧縮した第２圧縮信号を出力する。検出回路は、第１コンパレータおよび第２コンパレータを含み、第１コンパレータおよび第２コンパレータの出力のうち、いずれかを差動信号の受信信号として出力する。第１コンパレータは、第１圧縮信号および第２圧縮信号を入力して差動信号の差電圧を判別する。第２コンパレータは、差動信号を入力するとともに入力した信号を所定レベルだけレベルシフトして差動信号の差電圧を判別する。

このような構成において、検出回路は、差動信号の電位が所定の従来入力範囲内である場合にあっては第１コンパレータの出力を差動信号の受信信号として出力する。すなわち、差動信号の電位が所定の従来入力範囲内である場合、従来と同様の圧縮ゲインで圧縮された第１圧縮信号および第２圧縮信号に基づいて差電圧の判定が行われる。従って、従来と同様に差動信号の受信が行われるため、例えば閾値のばらつきなどの特性についても従来と同等の特性が得られる。

また、検出回路は、差動信号の電位が従来入力範囲外である場合にあっては第２コンパレータの出力を差動信号の受信信号として出力する。このとき、第２コンパレータは、差動信号を例えば自身の同相入力範囲内の信号となるようにレベルシフトすることにより、正常に差電圧の判別を行うことができる。つまり、差動信号の電位が従来入力範囲外となる場合には、第２コンパレータにより正常に受信動作が行われるため、同相入力範囲を従来入力範囲よりも広げることができる。

第１の実施形態を示すもので、受信回路装置の概略構成図 バス通信線の電圧とコンパレータの同相入力電圧との関係を示す図 第２の実施形態を示す図１相当図 図２相当図 第３の実施形態を示す図１相当図 図２相当図 第４の実施形態を示す図１相当図 クランプ回路の具体構成を示す図 図２相当図 第５の実施形態を示す図１相当図 図８相当図 図２相当図 第６の実施形態を示す図１相当図 図２相当図 バス通信線の電圧と入力レベルシフトコンパレータの同相入力電圧との関係を示す図 第７の実施形態を示す図１相当図 図２相当図 図１５相当図 第６の実施形態の変形例を示す図１相当図 第７の実施形態の変形例を示す図１相当図

以下、本発明の複数の実施形態について図面を参照して説明する。なお、各実施形態において実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第１の実施形態）
以下、第１の実施形態について図１および図２を参照しながら説明する。
図１に示す受信回路装置１は、ＣＡＮ（Controller Area Network）通信に用いられるものであり、一対のバス通信線ＢＰ、ＢＭ（信号線に相当）を通じて伝送される差動信号を受信する。受信回路装置１は、一対の差動信号の差電圧（差動成分）を予め規定された閾値と比較し、その比較結果に応じた受信信号を出力する。その受信信号は、受信回路装置１の後段に設けられるＣＰＵ（図示せず）に与えられる。この場合、受信回路装置１は、差電圧が閾値以下の場合にはレセッシブ（論理レベル‘１’に相当）と判定し、その判定結果を表す受信信号を出力する。また、受信回路装置１は、差電圧が閾値以上の場合にはドミナント（論理レベル‘０’に相当）と判定し、その判定結果を表す受信信号を出力する。

受信回路装置１は、第１入力端子Ｐ１、第２入力端子Ｐ２、バイアス端子Ｐ３、出力端子Ｐ４、抵抗Ｒ１ｐ〜Ｒ３ｐ、抵抗Ｒ１ｍ〜Ｒ３ｍ、コンパレータＣＰ１、ＣＰ２、オフセット電圧源２、インバータ回路３、スイッチＳ１〜Ｓ４などを備えている。第１入力端子Ｐ１および第２入力端子Ｐ２は、それぞれ２線式のバス通信線ＢＰおよびＢＭに接続されている。バイアス端子Ｐ３には、レセッシブ電圧を定める中間電位Ｖｍ（バイアス電圧に相当）が与えられる。中間電位Ｖｍは、後述する電源電圧Ｖccの１／２（＝Ｖcc／２）となっている。

第１入力端子Ｐ１とバイアス端子Ｐ３との間には、抵抗Ｒ１ｐ〜Ｒ３ｐがこの順に直列に接続されている。抵抗Ｒ１ｐ〜Ｒ３ｐは、第１入力端子Ｐ１およびバイアス端子Ｐ３の間の電圧を所定の圧縮ゲインで圧縮する圧縮ラダー抵抗である。第２入力端子Ｐ２とバイアス端子Ｐ３との間には、抵抗Ｒ１ｍ〜Ｒ３ｍがこの順に直列に接続されている。抵抗Ｒ１ｍ〜Ｒ３ｍは、第２入力端子Ｐ２およびバイアス端子Ｐ３の間の電圧を所定の圧縮ゲインで圧縮する圧縮ラダー抵抗である。詳細は後述するが、抵抗Ｒ１ｐ〜Ｒ３ｍは、差動信号の電圧（同相成分）をコンパレータＣＰ１の同相入力範囲内に収めるために設けられている。なお、抵抗Ｒ１ｐとＲ１ｍとは同じ抵抗値Ｒ１であり、抵抗Ｒ２ｐとＲ２ｍとは同じ抵抗値Ｒ２であり、抵抗Ｒ３ｐとＲ３ｍとは同じ抵抗値Ｒ３である。圧縮ゲインは、それら抵抗値Ｒ１〜Ｒ３に応じて決まる。

抵抗Ｒ１ｐ、Ｒ２ｐの相互接続ノードＮ１ｐは、コンパレータＣＰ２の一方の反転入力端子に接続されるとともに、スイッチＳ２を介してコンパレータＣＰ１の非反転入力端子に接続されている。抵抗Ｒ２ｐ、Ｒ３ｐの相互接続ノードＮ２ｐは、スイッチＳ１を介してコンパレータＣＰ１の非反転入力端子に接続されている。

抵抗Ｒ１ｍ、Ｒ２ｍの相互接続ノードＮ１ｍは、コンパレータＣＰ２の他方の反転入力端子に接続されるとともに、スイッチＳ３およびオフセット電圧源２を介してコンパレータＣＰ１の反転入力端子に接続されている。抵抗Ｒ２ｍ、Ｒ３ｍの相互接続ノードＮ２ｍは、スイッチＳ４およびオフセット電圧源２を介してコンパレータＣＰ１の反転入力端子に接続されている。抵抗Ｒ３ｐ、Ｒ３ｍの相互接続ノードＮｂは、バイアス端子Ｐ３に接続されている。

コンパレータＣＰ１は、単一の正の電源電圧Ｖcc（本実施形態では＋５Ｖ）の供給を受けて動作する。そのため、コンパレータＣＰ１の同相入力範囲を、０Ｖ〜Ｖccよりも狭い範囲、例えば＋１〜＋４Ｖとして、入力段の回路設計（ゲイン設定など）を行う必要がある。コンパレータＣＰ１の出力端子は、出力端子Ｐ４に接続されている。コンパレータＣＰ２は、単一の正の電源電圧Ｖccの供給を受けて動作する。コンパレータＣＰ２の非反転入力端子には、図示しない基準電圧生成回路により生成される基準電圧Ｖｒ１（本実施形態では＋１Ｖ）が与えられている。なお、基準電圧生成回路は、例えばバンドギャップリファレンス回路などにより構成することができる。

コンパレータＣＰ２の出力端子は、インバータ回路３の入力端子に接続されるとともに、スイッチＳ１、Ｓ４の切替端子に接続されている。インバータ回路３の出力端子は、スイッチＳ２、Ｓ３の切替端子に接続されている。スイッチＳ１〜Ｓ４は、切替端子に与えられる信号がＨレベル（例えば電源電圧Ｖccと同等のレベル）になるとＯＮする。また、スイッチＳ１〜Ｓ４は、切替端子に与えられる信号がＬレベル（例えば０Ｖ）になるとＯＦＦする。このような構成によれば、スイッチＳ１およびＳ４と、スイッチＳ２およびＳ３とが相補的にＯＮ／ＯＦＦする。

上記構成において、抵抗Ｒ１ｐ〜Ｒ３ｍにより、圧縮回路４が構成される。圧縮回路４は、第１入力端子Ｐ１およびバイアス端子Ｐ３の間の電圧を所定の圧縮ゲインで圧縮した第１圧縮信号と、第２入力端子Ｐ２およびバイアス端子Ｐ３の間の電圧を所定の圧縮ゲインで圧縮した第２圧縮信号とを出力する。この場合、ノードＮ１ｐまたはＮ２ｐから出力される信号が第１圧縮信号に相当する。ノードＮ１ｐから出力される第１圧縮信号の圧縮ゲインは、抵抗Ｒ１ｐと、抵抗Ｒ２ｐおよび抵抗Ｒ３ｐの直列合成抵抗との比により定まる第１設定値となる。また、ノードＮ２ｐから出力される第１圧縮信号の圧縮ゲインは、抵抗Ｒ１ｐおよび抵抗Ｒ２ｐの直列合成抵抗と、抵抗Ｒ３ｐとの比により定まる第２設定値となる。

また、ノードＮ１ｍまたはＮ２ｍから出力される信号が第２圧縮信号に相当する。ノードＮ１ｍから出力される第２圧縮信号の圧縮ゲインは、抵抗Ｒ１ｍと、抵抗Ｒ２ｍおよび抵抗Ｒ３ｍの直列合成抵抗との比により定まる第１設定値となる。また、ノードＮ２ｍから出力される第２圧縮信号の圧縮ゲインは、抵抗Ｒ１ｍおよび抵抗Ｒ２ｍの直列合成抵抗と、抵抗Ｒ３ｍとの比により定まる第２設定値となる。なお、第１設定値は、例えば閾値のばらつきなどの特性について従来と同等の特性が得られるような値になっている。一方、第２設定値は、第１設定値よりも高い値となる。

このような点を踏まえ、以下では、ノードＮ１ｐから出力される信号のことを低ゲイン第１圧縮信号とも呼び、ノードＮ２ｐから出力される信号のことを高ゲイン第１圧縮信号とも呼ぶことにする。また、ノードＮ１ｍから出力される信号のことを低ゲイン第２圧縮信号とも呼び、ノードＮ２ｍから出力される信号のことを高ゲイン第２圧縮信号とも呼ぶことにする。

圧縮回路４を構成する抵抗Ｒ１ｐ〜Ｒ３ｍの各抵抗値Ｒ１〜Ｒ３は、以下の３つの条件を満たすように設定されている。
（１）第１入力端子Ｐ１（第２入力端子Ｐ２）に与えられる差動信号の電圧が−７ＶのときにノードＮ１ｐ（ノードＮ１ｍ）の電圧が＋１Ｖになる。
（２）第１入力端子Ｐ１（第２入力端子Ｐ２）に与えられる差動信号の電圧が＋１２ＶのときにノードＮ１ｐ（ノードＮ１ｍ）の電圧が＋４Ｖになる。
（３）第１入力端子Ｐ１（第２入力端子Ｐ２）に与えられる差動信号の電圧が−１２ＶのときにノードＮ２ｐ（ノードＮ２ｍ）の電圧が＋１Ｖになる。
（４）第１入力端子Ｐ１（第２入力端子Ｐ２）に与えられる差動信号の電圧が＋１７ＶのときにノードＮ２ｐ（ノードＮ２ｍ）の電圧が＋４Ｖになる。

本実施形態では、コンパレータＣＰ１およびオフセット電圧源２により、検出回路５が構成される。検出回路５は、圧縮回路４から与えられる第１圧縮信号および第２圧縮信号に基づいて差動信号の差電圧を判別するものである。その判別に用いられる閾値は、オフセット電圧源２により生成されるオフセット電圧ＶTH（例えば＋０．５〜＋０．９Ｖ、または、＋０．７〜＋０．９Ｖ）により定められる。

また、本実施形態では、コンパレータＣＰ２、インバータ回路３およびスイッチＳ１〜Ｓ４により、入力範囲最適化手段６が構成される。入力範囲最適化手段６は、差動信号の電位に基づいて、圧縮回路４から検出回路５に与えられる第１圧縮信号および第２圧縮信号の電位が、コンパレータＣＰ１の同相入力範囲内となるように最適化するものである。具体的には、入力範囲最適化手段６は、差動信号の電位（同相成分）が−７Ｖ〜＋１２Ｖの範囲内である場合にあっては、ノードＮ１ｐから出力される低ゲイン第１圧縮信号およびノードＮ１ｍから出力される低ゲイン第２圧縮信号をコンパレータＣＰ１に入力する。また、入力範囲最適化手段６は、差動信号の電位が−７Ｖを下回る場合にあっては、ノードＮ２ｐから出力される高ゲイン第１圧縮信号およびノードＮ２ｍから出力される高ゲイン第２圧縮信号をコンパレータＣＰ１に入力する。つまり、入力範囲最適化手段６は、圧縮回路４から出力される第１圧縮信号および第２圧縮信号の圧縮ゲインを切り替える（設定する）ゲイン設定手段としての機能を有している。

上記構成によれば、次のような作用および効果が得られる。
バス通信線ＢＰ、ＢＭの差動信号の電位が−７Ｖを上回る場合、ノードＮ１ｐおよびＮ１ｍの電圧は、いずれも＋１Ｖ（＝Ｖｒ１）を上回る。そのため、コンパレータＣＰ２の出力はＬレベルであり、スイッチＳ１、Ｓ４がＯＦＦとなり、スイッチＳ２、Ｓ３がＯＮとなる。つまり、低ゲイン第１圧縮信号および低ゲイン第２圧縮信号がコンパレータＣＰ１に入力される。低ゲイン第１圧縮信号は、第１入力端子Ｐ１およびバイアス端子Ｐ３の間の電圧（一方の差動信号）を第１設定値の圧縮ゲインで圧縮したものである。また、低ゲイン第２圧縮信号は、第２入力端子Ｐ２およびバイアス端子Ｐ３の間の電圧（他方の差動信号）を第１設定値の圧縮ゲインで圧縮したものである。

一方、バス通信線ＢＰ、ＢＭの差動信号の電位が−７Ｖを下回る場合、ノードＮ１ｐおよびＮ１ｍの電圧は、いずれも＋１Ｖ（＝Ｖｒ１）を下回る。そのため、コンパレータＣＰ２の出力はＨレベルであり、スイッチＳ１、Ｓ４がＯＮとなり、スイッチＳ２、Ｓ３がＯＦＦとなる。つまり、高ゲイン第１圧縮信号および高ゲイン第２圧縮信号がコンパレータＣＰ１に入力される。高ゲイン第１圧縮信号は、一方の差動信号を第２設定値の圧縮ゲインで圧縮したものである。また、高ゲイン第２圧縮信号は、他方の差動信号を第２設定値の圧縮ゲインで圧縮したものである。

このように、受信回路装置１では、コンパレータＣＰ１に入力される第１圧縮信号および第２圧縮信号が、その同相入力範囲を下回る前に、圧縮回路４における圧縮ゲインが切り替えられる。これにより、図２に示すように、従来の入力範囲（例えば、−２Ｖ〜＋７Ｖ、−５Ｖ〜＋１２Ｖ）よりも広い入力範囲（−１２Ｖ〜＋１２Ｖ）の差動信号の受信が可能となる。しかも、差動信号の電位が−７Ｖ〜＋１２Ｖの範囲である場合、従来と同等の圧縮ゲイン（第１設定値）により圧縮された低ゲイン第１圧縮信号および低ゲイン第２圧縮信号に基づいて、レセッシブ／ドミナントの判定が行われる。つまり、従来と同様に差動信号の受信が行われるため、例えば閾値のばらつきなどの特性についても従来と同等の特性が得られる。従って、本実施形態によれば、同相入力範囲を従来よりも広げるとともに、少なくとも従来の同相入力範囲においては従来と同等の特性が得られる。

（第２の実施形態）
以下、本発明の第２の実施形態について図３および図４を参照して説明する。
図３に示す本実施形態の受信回路装置２１は、図１に示した第１の実施形態の受信回路装置１に対し、入力範囲最適化手段６に代えて入力範囲最適化手段２２を備えている点が異なる。入力範囲最適化手段２２は、入力範囲最適化手段６に対し、コンパレータＣＰ２に代えてコンパレータＣＰ３を備えている点が異なる。そして、この変更に伴い、コンパレータＣＰ３の入力に関連する部分の接続も変更されている。

すなわち、コンパレータＣＰ３の一方の非反転入力端子は、ノードＮ１ｐに接続されている。コンパレータＣＰ３の他方の非反転入力端子は、ノードＮ１ｍに接続されている。コンパレータＣＰ３の反転入力端子には、基準電圧Ｖｒ２が与えられる。基準電圧Ｖｒ２は、図示しない基準電圧生成回路により生成されるものであり、本実施形態では＋４Ｖである。

このような構成によれば、次のような作用および効果が得られる。
バス通信線ＢＰ、ＢＭの差動信号の電位が＋１２Ｖを下回る場合、ノードＮ１ｐおよびＮ１ｍの電圧は、いずれも＋４Ｖ（＝Ｖｒ２）を下回る。そのため、コンパレータＣＰ３の出力はＬレベルであり、スイッチＳ１、Ｓ４がＯＦＦとなり、スイッチＳ２、Ｓ３がＯＮとなる。つまり、低ゲイン第１圧縮信号および低ゲイン第２圧縮信号がコンパレータＣＰ１に入力される。一方、バス通信線ＢＰ、ＢＭの差動信号の電位が＋１２Ｖを上回る場合、ノードＮ１ｐおよびＮ１ｍの電圧は、いずれも＋４Ｖ（＝Ｖｒ２）を上回る。そのため、コンパレータＣＰ３の出力はＨレベルであり、スイッチＳ１、Ｓ４がＯＮとなり、スイッチＳ２、Ｓ３がＯＦＦとなる。つまり、高ゲイン第１圧縮信号および高ゲイン第２圧縮信号がコンパレータＣＰ１に入力される。

このように、受信回路装置１では、コンパレータＣＰ１に入力される第１圧縮信号および第２圧縮信号が、その同相入力範囲を上回る前に、圧縮回路４における圧縮ゲインが切り替えられる。これにより、図４に示すように、従来の入力範囲（例えば、−２Ｖ〜＋７Ｖ、−７Ｖ〜＋１２Ｖ）よりも広い入力範囲（−７Ｖ〜＋１７Ｖ）の差動信号の受信が可能となる。しかも、差動信号の電位が−７Ｖ〜＋１２Ｖの範囲である場合、従来と同等の圧縮ゲイン（第１設定値）により圧縮された低ゲイン第１圧縮信号および低ゲイン第２圧縮信号に基づいて、レセッシブ／ドミナントの判定が行われる。つまり、従来と同様に差動信号の受信が行われるため、例えば閾値のばらつきなどの特性についても従来と同等の特性が得られる。従って、本実施形態によっても、第１の実施形態と同様の効果が得られる。

（第３の実施形態）
以下、本発明の第３の実施形態について図５および図６を参照して説明する。
図５に示す本実施形態の受信回路装置３１は、図１に示した第１の実施形態の受信回路装置１に対し、入力範囲最適化手段６に代えて入力範囲最適化手段３２を備えている点が異なる。入力範囲最適化手段３２は、コンパレータＣＰ２に代えてコンパレータＣＰ２’を備えている点と、新たにコンパレータＣＰ３’、インバータ回路３３、３４およびＯＲ回路３５を備えている点とが異なる。

コンパレータＣＰ２’の一方の非反転入力端子は、ノードＮ１ｐに接続されている。コンパレータＣＰ２’の他方の非反転入力端子は、ノードＮ１ｍに接続されている。コンパレータＣＰ２’の反転入力端子には、基準電圧Ｖｒ１（第１の実施形態と同様に＋１Ｖ）が与えられる。コンパレータＣＰ３’の一方の反転入力端子は、ノードＮ１ｐに接続されている。コンパレータＣＰ３’の他方の反転入力端子は、ノードＮ１ｍに接続されている。コンパレータＣＰ３’の非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒ２（第２の実施形態と同様に＋４Ｖ）が与えられる。

コンパレータＣＰ２’の出力端子は、インバータ回路３３の入力端子に接続されている。インバータ回路３３の出力端子は、ＯＲ回路３５の一方の入力端子に接続されている。コンパレータＣＰ３’の出力端子は、インバータ回路３４の入力端子に接続されている。インバータ回路３４の出力端子は、ＯＲ回路３５の他方の入力端子に接続されている。ＯＲ回路３５の出力端子は、インバータ回路３の入力端子に接続されるとともに、スイッチＳ１、Ｓ４の切替端子に接続されている。インバータ回路３の出力端子は、スイッチＳ２、Ｓ３の切替端子に接続されている。

このような構成によれば、次のような作用および効果が得られる。
バス通信線ＢＰ、ＢＭの差動信号の電位が−７Ｖを上回り且つ＋１２Ｖを下回る場合、ノードＮ１ｐおよびＮ１ｍの電圧は、いずれも＋１Ｖ（＝Ｖｒ１）を上回り且つ＋４Ｖ（＝Ｖｒ２）を下回る。そのため、コンパレータＣＰ２’およびＣＰ３’の出力は、いずれもＨレベルである。従って、ＯＲ回路３５の出力がＬレベルとなるため、スイッチＳ１、Ｓ４がＯＦＦとなり、スイッチＳ２、Ｓ３がＯＮとなる。つまり、低ゲイン第１圧縮信号および低ゲイン第２圧縮信号がコンパレータＣＰ１に入力される。

一方、バス通信線ＢＰ、ＢＭの差動信号の電位が−７Ｖを下回る場合、ノードＮ１ｐおよびＮ１ｍの電圧は、いずれも＋１Ｖ（＝Ｖｒ１）を下回る。そのため、コンパレータＣＰ２’の出力はＬレベルであり、コンパレータＣＰ３’の出力はＨレベルである。従って、ＯＲ回路３５の出力がＨレベルとなるため、スイッチＳ１、Ｓ４がＯＮとなり、スイッチＳ２、Ｓ３がＯＦＦとなる。つまり、高ゲイン第１圧縮信号および高ゲイン第２圧縮信号がコンパレータＣＰ１に入力される。

また、バス通信線ＢＰ、ＢＭの差動信号の電位が＋１２Ｖを上回る場合、ノードＮ１ｐおよびＮ１ｍの電圧は、いずれも＋４Ｖ（＝Ｖｒ２）を上回る。そのため、コンパレータＣＰ２’の出力はＨレベルであり、コンパレータＣＰ３’の出力はＬレベルである。従って、ＯＲ回路３５の出力がＨレベルとなるため、スイッチＳ１、Ｓ４がＯＮとなり、スイッチＳ２、Ｓ３がＯＦＦとなる。つまり、高ゲイン第１圧縮信号および高ゲイン第２圧縮信号がコンパレータＣＰ１に入力される。

このように、受信回路装置１では、コンパレータＣＰ１に入力される第１圧縮信号および第２圧縮信号が、その同相入力範囲を上回る前に、圧縮回路４における圧縮ゲインが切り替えられる。これにより、図６に示すように、従来の入力範囲（例えば、−２Ｖ〜＋７Ｖ、−７Ｖ〜＋１２Ｖ）よりも広い入力範囲（−１２Ｖ〜＋１７Ｖ）の差動信号の受信が可能となる。しかも、差動信号の電位が−７Ｖ〜＋１２Ｖの範囲である場合、従来と同等の圧縮ゲイン（第１設定値）により圧縮された低ゲイン第１圧縮信号および低ゲイン第２圧縮信号に基づいて、レセッシブ／ドミナントの判定が行われる。つまり、従来と同様に差動信号の受信が行われるため、例えば閾値のばらつきなどの特性についても従来と同等の特性が得られる。従って、本実施形態によっても、上記各実施形態と同様の効果が得られる。

（第４の実施形態）
以下、本発明の第４の実施形態について図７〜図９を参照して説明する。
図７に示す本実施形態の受信回路装置４１は、図１に示した第１の実施形態の受信回路装置１に対し、圧縮回路４に代えて圧縮回路４２を備えている点と、入力範囲最適化手段６に代えて入力範囲最適化手段４３を備えている点とが異なる。

圧縮回路４２は、抵抗Ｒ４１ｐ、Ｒ４２ｐ、Ｒ４１ｍおよびＲ４２ｍにより構成されている。第１入力端子Ｐ１とバイアス端子Ｐ３との間には、抵抗Ｒ４１ｐ、Ｒ４２ｐがこの順に直列に接続されている。第２入力端子Ｐ２とバイアス端子Ｐ３との間には、抵抗Ｒ４１ｍ、Ｒ４２ｍがこの順に直列に接続されている。なお、抵抗Ｒ４１ｐとＲ４１ｍとは同じ抵抗値Ｒ４１であり、抵抗Ｒ４２ｐとＲ４２ｍとは同じ抵抗値Ｒ４２である。圧縮ゲインは、それら抵抗値Ｒ４１、Ｒ４２に応じて決まる。

抵抗Ｒ４１ｐ、Ｒ４２ｐの相互接続ノードＮ４１ｐは、コンパレータＣＰ１の非反転入力端子に接続されている。抵抗Ｒ４１ｍ、Ｒ４２ｍの相互接続ノードＮ４１ｍは、オフセット電圧源２を介してコンパレータＣＰ１の反転入力端子に接続されている。抵抗Ｒ４２ｐ、Ｒ４２ｍの相互接続ノードＮｂは、バイアス端子Ｐ３に接続されている。

圧縮回路４２は、第１入力端子Ｐ１およびバイアス端子Ｐ３の間の電圧を所定の圧縮ゲインで圧縮した第１圧縮信号と、第２入力端子Ｐ２およびバイアス端子Ｐ３の間の電圧を所定の圧縮ゲインで圧縮した第２圧縮信号とを出力する。この場合、ノードＮ４１ｐから出力される信号が第１圧縮信号に相当する。ノードＮ４１ｐから出力される第１圧縮信号の圧縮ゲインは、抵抗Ｒ４１ｐと抵抗Ｒ４２ｐとの比により定まる第１設定値となる。また、ノードＮ４１ｍから出力される信号が第２圧縮信号に相当する。ノードＮ４１ｍから出力される第２圧縮信号の圧縮ゲインは、抵抗Ｒ４１ｍと抵抗Ｒ４２ｍとの比により定まる第１設定値となる。なお、第１設定値は、例えば閾値のばらつきなどの特性について従来と同等の特性が得られるような値になっている。

圧縮回路４２を構成する抵抗Ｒ４１ｐ〜Ｒ４２ｍの各抵抗値Ｒ４１、Ｒ４２は、以下の２つの条件を満たすように設定されている。
（１）第１入力端子Ｐ１（第２入力端子Ｐ２）に与えられる差動信号の電圧が−５ＶのときにノードＮ４１ｐ（ノードＮ４１ｍ）の電圧が＋１Ｖになる。
（２）第１入力端子Ｐ１（第２入力端子Ｐ２）に与えられる差動信号の電圧が＋１２ＶのときにノードＮ４１ｐ（ノードＮ４１ｍ）の電圧が＋４Ｖになる。

入力範囲最適化手段４３は、抵抗Ｒ４３ｐ、Ｒ４３ｍおよびクランプ回路４４ｐ、４４ｍにより構成されている。抵抗Ｒ４３ｐの一方の端子は、ノードＮ４１ｐに接続されている。抵抗Ｒ４３ｐの他方の端子は、クランプ回路４４ｐの出力端子に接続されている。抵抗Ｒ４３ｍの一方の端子は、ノードＮ４１ｍに接続されている。抵抗Ｒ４３ｍの他方の端子は、クランプ回路４４ｍの出力端子に接続されている。なお、抵抗Ｒ４３ｐとＲ４３ｍとは同じ抵抗値Ｒ４３である。

クランプ回路４４ｐ、４４ｍは、その出力端子の電圧をクランプ電圧ＶCL（本実施形態では＋１Ｖ）にクランプするものであり、クランプ手段に相当する。従って、本実施形態の受信回路装置４１では、差動信号の電位が−５Ｖ（本実施形態では、従来入力範囲の下限値に相当）を下回る場合には、コンパレータＣＰ１に入力される第１圧縮信号および第２圧縮信号の電位が、その同相入力範囲を下回らない値（＋１Ｖ）にクランプされる。

クランプ回路４４ｐ、４４ｍの具体的な構成は、図８に示すとおりである。図８（ａ）に示すクランプ回路は、抵抗Ｒ４４、Ｒ４５およびトランジスタＴ４１を備えている。抵抗Ｒ４４およびＲ４５は、例えば＋５Ｖの電源が供給される電源端子Ｐ４１とグランド端子Ｐ４２との間に、直列に接続されている。トランジスタＴ４１は、ＮＰＮ形のバイポーラトランジスタである。トランジスタＴ４１のベースは、抵抗Ｒ４４およびＲ４５の相互接続ノードＮ４２に接続されている。トランジスタＴ４１のコレクタは、電源端子Ｐ４１に接続されている。トランジスタＴ４１のエミッタは、クランプ電圧ＶCLの出力端子となっている。抵抗Ｒ４４およびＲ４５の各抵抗値は、ノードＮ４２の電圧が＋１．７Ｖとなるように設定されている。

図８（ｂ）に示すクランプ回路は、図８（ａ）の構成に対し、抵抗Ｒ４６およびトランジスタＴ４２が追加されている。トランジスタＴ４２は、ＰＮＰ形のバイポーラトランジスタである。トランジスタＴ４２のベースは、ノードＮ４２に接続されている。トランジスタＴ４２のコレクタは、グランド端子Ｐ４２に接続されている。トランジスタＴ４２のエミッタは抵抗Ｒ４６を介して電源端子Ｐ４１に接続されるとともに、トランジスタＴ４１のベースに接続されている。なお、この場合、抵抗Ｒ４４およびＲ４５の各抵抗値は、ノードＮ４２の電圧が＋１Ｖとなるように設定されている。このような図８（ｂ）の構成によれば、図８（ａ）の構成に比べ、トランジスタの順方向電圧の温度特性によるクランプ電圧ＶCLの変動が抑制される。

図８（ｃ）に示すクランプ回路は、図８（ａ）の構成に対し、トランジスタＴ４１に代えてＯＰアンプＯＰ４１を備えている点が異なる。ＯＰアンプＯＰ４１はボルテージフォロアの形態に接続され、その非反転入力端子はノードＮ４２に接続されている。ＯＰアンプＯＰ４１の出力端子は、クランプ電圧ＶCLの出力端子となっている。なお、この場合も、抵抗Ｒ４４およびＲ４５の各抵抗値は、ノードＮ４２の電圧が＋１Ｖとなるように設定されている。

図９に示すように、上記構成の受信回路装置４１によれば、差動信号の電位が−５Ｖを下回る領域（従来における非動作領域）において、第１圧縮信号および第２圧縮信号の同相電圧が＋１Ｖにクランプされる。そのため、コンパレータＣＰ１の入力信号は、その同相入力範囲を下回らない。これにより、従来入力範囲（例えば、−２Ｖ〜＋７Ｖ、−５Ｖ〜＋１２Ｖ）よりも広い入力範囲（−１２Ｖ〜＋１２Ｖ）の差動信号の受信が可能となる。

また、この場合、コンパレータＣＰ１の非反転入力端子の電圧Ｖ（＋）および反転入力端子の電圧Ｖ（−）は、それぞれ下記（１）式および（２）式により表される。ただし、第１入力端子Ｐ１の電圧をＢＰとし、第２入力端子Ｐ２の電圧をＢＭとしている。
Ｖ（＋）＝（ＢＰ−ＶCL）・（Ｒ４３／（Ｒ４１＋Ｒ４３））＋ＶCL …（１）
Ｖ（−）＝ＶTH＋（ＢＭ−ＶCL）・（Ｒ４３／（Ｒ４１＋Ｒ４３））＋ＶCL…（２）

上記（１）式および（２）式と、「Ｖ＋＝Ｖ−」とから下記（３）式が導き出される。
ＢＰ−ＢＭ＝ＶTH・（（Ｒ１＋Ｒ３）／Ｒ３） …（３）
上記（３）式に示すように、本実施形態のコンパレータＣＰ１は、差動信号の差電圧（差動成分）と所定の閾値ＶTHと比較し、その比較結果に応じた受信信号を出力する。従って、本実施形態の受信回路装置４１は、レセッシブ／ドミナントの判定（検出）を行うことができる。

ただし、厳密には、抵抗Ｒ４２ｐ、Ｒ４２ｍを介してバイアス端子Ｐ３にも電流が流れることになる。そのため、本実施形態の受信回路装置４１は、上記電流が流れる分だけ、精度が低下する（誤差が生じる）が、必要とする規格（例えばＩＳＯ１１８９８−５）を満足するように、各回路素子の定数を設定すればよい。

加えて、差動信号の電位が−５Ｖ〜＋１２Ｖの範囲である場合、従来と同等の圧縮ゲイン（第１設定値）により圧縮された第１圧縮信号および第２圧縮信号に基づいて、レセッシブ／ドミナントの判定が行われる。つまり、従来と同様に差動信号の受信が行われるため、例えば閾値のばらつきなどの特性についても従来と同等の特性が得られる。従って、本実施形態によっても、上記各実施形態と同様の効果が得られる。

（第５の実施形態）
以下、本発明の第５の実施形態について図１０〜図１２を参照して説明する。
図１０に示す本実施形態の受信回路装置５１は、図７に示した第４の実施形態の受信回路装置４１に対し、入力範囲最適化手段４３に代えて入力範囲最適化手段５２を備えている点が異なる。入力範囲最適化手段５２は、入力範囲最適化手段４３に対し、クランプ回路４４ｐ、４４ｍに代えてクランプ回路５３ｐ、５３ｍを備えている点が異なる。

クランプ回路５３ｐ、５３ｍは、その出力端子の電圧をクランプ電圧ＶCL（本実施形態では＋４Ｖ）にクランプするものであり、クランプ手段に相当する。従って、本実施形態の受信回路装置５１では、差動信号の電位が＋１２Ｖ（従来入力範囲の上限値に相当）を上回る場合には、コンパレータＣＰ１に入力される第１圧縮信号および第２圧縮信号の電位が、その同相入力範囲を上回らない値（＋４Ｖ）にクランプされる。

クランプ回路５３ｐ、５３ｍの具体的な構成は、図１１に示すとおりである。図１１（ａ）に示すクランプ回路は、抵抗Ｒ５４、Ｒ５５およびトランジスタＴ５１を備えている。抵抗Ｒ５４およびＲ５５は、例えば＋５Ｖの電源が供給される電源端子Ｐ５１とグランド端子Ｐ５２との間に、直列に接続されている。トランジスタＴ５１は、ＰＮＰ形のバイポーラトランジスタである。トランジスタＴ５１のベースは、抵抗Ｒ５４およびＲ５５の相互接続ノードＮ５２に接続されている。トランジスタＴ５１のコレクタは、グランド端子Ｐ５２に接続されている。トランジスタＴ５１のエミッタは、クランプ電圧ＶCLの出力端子となっている。抵抗Ｒ５４およびＲ５５の各抵抗値は、ノードＮ５２の電圧が＋３．３Ｖとなるように設定されている。

図１１（ｂ）に示すクランプ回路は、図１１（ａ）の構成に対し、抵抗Ｒ５６およびトランジスタＴ５２が追加されている。トランジスタＴ５２は、ＮＰＮ形のバイポーラトランジスタである。トランジスタＴ５２のベースは、ノードＮ５２に接続されている。トランジスタＴ５２のコレクタは、電源端子Ｐ５１に接続されている。トランジスタＴ５２のエミッタは抵抗Ｒ５６を介してグランド端子Ｐ５２に接続されるとともに、トランジスタＴ５１のベースに接続されている。なお、この場合、抵抗Ｒ５４およびＲ５５の各抵抗値は、ノードＮ５２の電圧が＋４Ｖとなるように設定されている。このような図１１（ｂ）の構成によれば、図１１（ａ）の構成に比べ、トランジスタの順方向電圧の温度特性によるクランプ電圧ＶCLの変動が抑制される。

図１１（ｃ）に示すクランプ回路は、図１１（ａ）の構成に対し、トランジスタＴ５１に代えてＯＰアンプＯＰ５１を備えている点が異なる。ＯＰアンプＯＰ５１はボルテージフォロアの形態に接続され、その非反転入力端子は相互接続ノードＮ５２に接続されている。ＯＰアンプＯＰ５１の出力端子は、クランプ電圧ＶCLの出力端子となっている。なお、この場合も、抵抗Ｒ５４およびＲ５５の各抵抗値は、ノードＮ５２の電圧が＋４Ｖとなるように設定されている。

図１２に示すように、上記構成の受信回路装置５１によれば、差動信号の電位が＋１２Ｖを上回る領域（従来における非動作領域）において、第１圧縮信号および第２圧縮信号の同相電圧が＋４Ｖにクランプされる。そのため、コンパレータＣＰ１の入力信号は、その同相入力範囲を上回らない。これにより、従来入力範囲（例えば、−２Ｖ〜＋７Ｖ、−５Ｖ〜＋１２Ｖ）よりも広い入力範囲（−５Ｖ〜＋１７Ｖ）の差動信号の受信が可能となる。

また、この場合、本実施形態の受信回路装置５１は、第４の実施形態の受信回路装置４１と同様に、レセッシブ／ドミナントの判定（検出）を行うことができる。加えて、差動信号の電位が−５Ｖ〜＋１２Ｖの範囲である場合、従来と同等の圧縮ゲイン（第１設定値）により圧縮された第１圧縮信号および第２圧縮信号に基づいて、レセッシブ／ドミナントの判定が行われる。つまり、従来と同様に差動信号の受信が行われるため、例えば閾値のばらつきなどの特性についても従来と同等の特性が得られる。従って、本実施形態によっても、上記各実施形態と同様の効果が得られる。

（第６の実施形態）
以下、本発明の第６の実施形態について図１３〜図１５を参照して説明する。
図１３に示す本実施形態の受信回路装置６１は、図７に示した第４の実施形態の受信回路装置４１に対し、入力範囲最適化手段４３が省かれている点と、検出回路５に代えて検出回路６２を備えている点とが異なる。

検出回路６２は、検出回路５が備える構成に対し、さらに、ＡＮＤ回路６３、入力レベルシフトコンパレータ６４および抵抗Ｒ６１、Ｒ６２を備えている。なお、本実施形態では、コンパレータＣＰ１が第１コンパレータに相当し、入力レベルシフトコンパレータ６４が第２コンパレータに相当する。コンパレータＣＰ１の出力端子は、抵抗Ｒ６１を介して電源電圧Ｖccにプルアップされるとともに、ＡＮＤ回路６３の一方の入力端子に接続されている。コンパレータＣＰ１は、同相入力範囲外の入力が与えられると、その出力がＯＰＥＮとなる（非動作状態）。しかし、上記構成によれば、コンパレータＣＰ１が非動作状態のとき、その出力信号がＨレベルに固定される。なお、コンパレータＣＰ１として、同相入力範囲外の入力が与えられると出力がＨレベルに固定される構成のものを用いる場合、抵抗Ｒ６１によるプルアップを省略してもよい。

入力レベルシフトコンパレータ６４は、バス通信線ＢＰ、ＢＭを通じて伝送される差動信号を入力するとともに、入力した信号を所定レベルだけレベルシフトして差動信号の差電圧を判別するものである。入力レベルシフトコンパレータ６４は、コンパレータＣＰ６１、バイアス端子Ｐ５、抵抗Ｒ６３ｐ、Ｒ６３ｍ、Ｒ６４ｐ、Ｒ６４ｍ、Ｒ６５ｐ、Ｒ６５ｍおよび電流源６５ｐ、６５ｍを備えている。

バイアス端子Ｐ５には、バイアス電圧Ｖbias（本実施形態では、０Ｖ）が与えられる。第１入力端子Ｐ１とバイアス端子Ｐ５との間には、抵抗Ｒ６３ｐ、Ｒ６４ｐがこの順に直列に接続されている。抵抗Ｒ６３ｐ、Ｒ６４ｐは、第１入力端子Ｐ１およびバイアス端子Ｐ５の間の電圧を所定の圧縮ゲインで圧縮する圧縮ラダー抵抗である。第２入力端子Ｐ２とバイアス端子Ｐ５との間には、抵抗Ｒ６３ｍ、Ｒ６４ｍがこの順に直列に接続されている。抵抗Ｒ６３ｍ、Ｒ６４ｍは、第２入力端子Ｐ２およびバイアス端子Ｐ５の間の電圧を所定の圧縮ゲインで圧縮する圧縮ラダー抵抗である。なお、抵抗Ｒ６３ｐとＲ６３ｍとは同じ抵抗値Ｒ６３であり、抵抗Ｒ６４ｐとＲ６４ｍとは同じ抵抗値Ｒ６４である。圧縮ゲインは、それら抵抗値Ｒ６３、Ｒ６４に応じて決まる。

抵抗Ｒ６３ｐ〜Ｒ６４ｍの各抵抗値Ｒ６３、Ｒ６４は、以下の２つの条件を満たすように設定されている。
（１）第１入力端子Ｐ１（第２入力端子Ｐ２）に与えられる差動信号の電圧が−５Ｖのときに抵抗Ｒ６３ｐ、Ｒ６４ｐの相互接続ノードＮ６１ｐ（抵抗Ｒ６３ｍ、Ｒ６４ｍの相互接続ノードＮ６１ｍ）の電圧が−２Ｖになる。
（２）第１入力端子Ｐ１（第２入力端子Ｐ２）に与えられる差動信号の電圧が−１２ＶのときにノードＮ６１ｐ（ノードＮ６１ｍ）の電圧が−４．８Ｖになる。

ノードＮ６１ｐは、抵抗Ｒ６５ｐを介してコンパレータＣＰ６１の非反転入力端子に接続されている。ノードＮ６１ｍは、抵抗Ｒ６５ｍを介してコンパレータＣＰ６１の反転入力端子に接続されている。抵抗Ｒ６４ｐ、Ｒ６４ｍの相互接続ノードＮ６２は、バイアス端子Ｐ５に接続されている。電流源６５ｐは、電源電圧Ｖccが供給される電源端子と抵抗Ｒ６５ｐのコンパレータＣＰ６１側の端子との間に接続されている。これにより、電流源６５ｐは、電源端子から抵抗Ｒ６５ｐに向けて一定の電流Ｉｐを流す定電流源として機能する。電流源６５ｍは、電源端子と抵抗Ｒ６５ｍのコンパレータＣＰ６１側の端子との間に接続されている。これにより、電流源６５ｍは、電源端子から抵抗Ｒ６５ｍに向けて一定の電流Ｉｍを流す定電流源として機能する。

このような構成により、コンパレータＣＰ６１の非反転入力端子には、ノードＮ６１ｐの電圧が所定レベルだけ高電位側にレベルシフトされた電圧Ｖ（＋）が与えられる。また、コンパレータＣＰ６１の反転入力端子には、ノードＮ６１ｍの電圧が所定レベルだけ高電位側にレベルシフトされた電圧Ｖ（−）が与えられる。この場合、ノードＮ６１ｐの電圧ＢＰ１およびノードＮ６１ｍの電圧ＢＭ１は、それぞれ下記（４）式および（５）式により表される。
ＢＰ１＝ＢＰ・（Ｒ６４／（Ｒ６３＋Ｒ６４）） …（４）
ＢＭ１＝ＢＭ・（Ｒ６４／（Ｒ６３＋Ｒ６４）） …（５）

電圧Ｖ（＋）および電圧Ｖ（−）は、それぞれ下記（６）式および（７）式により表される。ただし、抵抗Ｒ６３ｐおよびＲ６４ｐの並列合成抵抗と、抵抗Ｒ６３ｍおよび抵抗Ｒ６４ｍの並列合成抵抗とを「Ｒ６３//Ｒ６４」で表し、抵抗Ｒ６５ｐおよび抵抗Ｒ６５ｍの抵抗値をＲ６５ｐおよびＲ６５ｍで表す。
Ｖ（＋）＝ＢＰ１＋Ｉｐ・Ｒ６５ｐ＋Ｉｐ・（Ｒ６３//Ｒ６４） …（６）
Ｖ（−）＝ＢＭ１＋Ｉｍ・Ｒ６５ｍ＋Ｉｍ・（Ｒ６３//Ｒ６４） …（７）

上記（４）〜（７）式に示すように、レベルシフト設定（シフトする所定レベルの設定）は、Ｉｐ、Ｉｍの値、Ｒ６５ｐ、Ｒ６５ｍの値などの設定により任意に設定することが可能である。本実施形態では、電圧ＢＰ、ＢＭが−５Ｖ〜−１２Ｖの範囲である場合（電圧ＢＰ１、ＢＭ１が−２Ｖ〜−４．８Ｖの範囲である場合）に、コンパレータＣＰ６１の入力電圧が＋１Ｖ〜＋４Ｖの範囲（同相入力範囲）となるように、上記レベルシフト設定が行われている。

コンパレータＣＰ６１は、コンパレータＣＰ１と同様、単一の正の電源電圧Ｖccの供給を受けて動作する。そのため、コンパレータＣＰ６１の同相入力範囲は、コンパレータＣＰ１と同様になる。コンパレータＣＰ６１の出力端子は、抵抗Ｒ６２を介して電源電圧Ｖccにプルアップされるとともに、ＡＮＤ回路６３の他方の入力端子に接続されている。コンパレータＣＰ６１は、同相入力範囲外の入力が与えられると、その出力がＯＰＥＮとなる（非動作状態）。しかし、上記構成によれば、コンパレータＣＰ６１が非動作状態のとき、その出力信号がＨレベルに固定される。なお、コンパレータＣＰ６１として、同相入力範囲外の入力が与えられると出力がＨレベルに固定される構成のものを用いる場合、抵抗Ｒ６２によるプルアップを省略してもよい。ＡＮＤ回路６３の出力端子は、出力端子Ｐ４に接続されている。

入力レベルシフトコンパレータ６４（コンパレータＣＰ６１）において、差動信号の差電圧の判別に用いられる閾値ＶTH（オフセット設定）は、電流Ｉｐ、Ｉｍの値、抵抗Ｒ６５ｐ、Ｒ６５ｍの値により設定することができる。この場合、ＢＰ＝ＢＭ（ＢＰ１＝ＢＭ１）のとき、Ｖ（＋）＋ＶTH＝Ｖ（−）となるようにオフセット設定を行えばよい。そのため、例えば、電流Ｉｐ、Ｉｍの値を互いに等しい値Ｉとすれば、下記（８）式を満たすように、抵抗Ｒ６５ｐ、Ｒ６５ｍの値を設定することで、閾値ＶTHを設定することができる。
Ｉ・Ｒ６５ｐ＋ＶTH＝Ｉ・Ｒ６５ｍ …（８）

このような構成によれば、次のような作用および効果が得られる。
バス通信線ＢＰ、ＢＭの差動信号の電位が−５Ｖ〜＋１２Ｖの範囲である場合、図１４に示すように、ノードＮ１ｐおよびＮ１ｍの電圧は、いずれも＋１Ｖ〜＋４Ｖの範囲である。そのため、コンパレータＣＰ１が正常に動作し、その出力信号がＡＮＤ回路６３の一方の入力端子に与えられる。また、このとき、図１５に示すように、コンパレータＣＰ６１の入力（Ｖ（＋）、Ｖ（−））は、＋４Ｖを上回る。そのため、コンパレータＣＰ６１が非動作状態となり、その出力信号はＨレベルに固定される。従って、ＡＮＤ回路６３の出力信号はコンパレータＣＰ１の出力信号と同等になり、その出力信号が差動信号の受信信号として出力端子Ｐ４から出力される。

一方、バス通信線ＢＰ、ＢＭの差動信号の電位が−５Ｖ〜−１２Ｖの範囲である場合、図１４に示すように、ノードＮ１ｐおよびＮ１ｍの電圧は、いずれも＋１Ｖを下回る。そのため、コンパレータＣＰ１が非動作状態となり、その出力信号はＨレベルに固定される。また、このとき、図１５に示すように、コンパレータＣＰ６１の入力（Ｖ（＋）、Ｖ（−））は、＋１Ｖ〜＋４Ｖの範囲である。そのため、コンパレータＣＰ６１が正常に動作し、その出力信号がＡＮＤ回路６３の他方の入力端子に与えられる。従って、ＡＮＤ回路６３の出力信号はコンパレータＣＰ６１の出力信号と同等になり、その出力信号が差動信号の受信信号として出力端子Ｐ４から出力される。

このように、受信回路装置６１では、差動信号の電位が−５Ｖ〜＋１２Ｖの範囲である場合にあっては、コンパレータＣＰ１の出力が差動信号の受信信号として出力され、差動信号の電位が−５Ｖ〜−１２Ｖの範囲である場合にあっては、コンパレータＣＰ６１の出力が差動信号の受信信号として出力される。これにより、図１４および図１５に示すように、従来の入力範囲（例えば、−２Ｖ〜＋７Ｖ、−５Ｖ〜＋１２Ｖ）よりも広い入力範囲（−１２Ｖ〜＋１２Ｖ）の差動信号の受信が可能となる。しかも、差動信号の電位が−５Ｖ〜＋１２Ｖの範囲である場合、従来と同等の圧縮ゲイン（第１設定値）により圧縮された第１圧縮信号および第２圧縮信号に基づいて、レセッシブ／ドミナントの判定が行われる。つまり、従来と同様に差動信号の受信が行われるため、例えば閾値のばらつきなどの特性についても従来と同等の特性が得られる。従って、本実施形態によっても、上記各実施形態と同様の効果が得られる。

（第７の実施形態）
以下、本発明の第６の実施形態について図１６〜図１８を参照して説明する。
図１６に示す本実施形態の受信回路装置７１は、図１３に示した第７の実施形態の受信回路装置６１に対し、検出回路６２に代えて検出回路７２を備えている点が異なる。検出回路７２は、検出回路６２に対し、抵抗Ｒ６３ｐ〜Ｒ６４ｍの各抵抗値の設定と、電流源６５ｐ、６５ｍの接続位置および機能とが異なる。

抵抗Ｒ６３ｐ〜Ｒ６４ｍの各抵抗値Ｒ６３、Ｒ６４は、以下の２つの条件を満たすように設定されている。
（１）第１入力端子Ｐ１（第２入力端子Ｐ２）に与えられる差動信号の電圧が＋１２Ｖのときに抵抗Ｒ６３ｐ、Ｒ６４ｐのノードＮ６１ｐ（ノードＮ６１ｍ）の電圧が＋６Ｖになる。
（２）第１入力端子Ｐ１（第２入力端子Ｐ２）に与えられる差動信号の電圧が＋１７ＶのときにノードＮ６１ｐ（ノードＮ６１ｍ）の電圧が＋９Ｖになる。

電流源６５ｐは、抵抗Ｒ６５ｐのコンパレータＣＰ６１側の端子と接地電位（０Ｖ）が与えられるグランド端子との間に接続されている。これにより、電流源６５ｐは、抵抗Ｒ６５ｐからグランド端子に向けて一定の電流Ｉｐを流す定電流源として機能する。電流源６５ｍは、抵抗Ｒ６５ｍのコンパレータＣＰ６１側の端子とグランド端子との間に接続されている。これにより、電流源６５ｍは、抵抗Ｒ６５ｍからグランド端子に向けて一定の電流Ｉｍを流す定電流源として機能する。

このような構成により、コンパレータＣＰ６１の非反転入力端子には、ノードＮ６１ｐの電圧が所定レベルだけ低電位側にレベルシフトされた電圧Ｖ（＋）が与えられる。また、コンパレータＣＰ６１の反転入力端子には、ノードＮ６１ｍの電圧が所定レベルだけ低電位側にレベルシフトされた電圧Ｖ（−）が与えられる。この場合、電圧Ｖ＋および電圧Ｖ−は、それぞれ下記（９）式および（１０）式により表される。
Ｖ（＋）＝ＢＰ１−Ｉｐ・Ｒ６５ｐ−Ｉｐ・（Ｒ６３//Ｒ６４） …（９）
Ｖ（−）＝ＢＭ１−Ｉｍ・Ｒ６５ｍ−Ｉｍ・（Ｒ６３//Ｒ６４） …（１０）

上記（９）および（１０）式に示すように、レベルシフト設定は、Ｉｐ、Ｉｍの値、Ｒ６５ｐ、Ｒ６５ｍの値などの設定により任意に設定することが可能である。本実施形態では、電圧ＢＰ、ＢＭが＋１２Ｖ〜＋１８Ｖの範囲である場合（電圧ＢＰ１、ＢＭ１が＋６Ｖ〜＋９Ｖの範囲である場合）に、コンパレータＣＰ６１の入力電圧が＋１Ｖ〜＋４Ｖの範囲（同相入力範囲）となるように、上記レベルシフト設定が行われている。

入力レベルシフトコンパレータ６４（コンパレータＣＰ６１）において、差動信号の差電圧の判別に用いられる閾値ＶTH（オフセット設定）は、電流Ｉｐ、Ｉｍの値、抵抗Ｒ６５ｐ、Ｒ６５ｍの値により設定することができる。この場合、ＢＰ＝ＢＭ（ＢＰ１＝ＢＭ１）のとき、Ｖ（＋）＋ＶTH＝Ｖ（−）となるようにオフセット設定を行えばよい。そのため、例えば、電流Ｉｐ、Ｉｍの値を互いに等しい値Ｉとすれば、下記（１１）式を満たすように、抵抗Ｒ６５ｐ、Ｒ６５ｍの値を設定することで、閾値ＶTHを設定することができる。
Ｉ・Ｒ６５ｐ＝Ｉ・Ｒ６５ｍ＋ＶTH …（１１）

このような構成によれば、次のような作用および効果が得られる。
バス通信線ＢＰ、ＢＭの差動信号の電位が−５Ｖ〜＋１２Ｖの範囲である場合、図１７に示すように、ノードＮ１ｐおよびＮ１ｍの電圧は、いずれも＋１Ｖ〜＋４Ｖの範囲である。そのため、コンパレータＣＰ１が正常に動作し、その出力信号がＡＮＤ回路６３の一方の入力端子に与えられる。また、このとき、図１８に示すように、コンパレータＣＰ６１の入力（Ｖ（＋）、Ｖ（−））は、＋１Ｖを下回る。そのため、コンパレータＣＰ６１が非動作状態となり、その出力信号はＨレベルに固定される。従って、ＡＮＤ回路６３の出力信号はコンパレータＣＰ１の出力信号と同等になり、その出力信号が差動信号の受信信号として出力端子Ｐ４から出力される。

一方、バス通信線ＢＰ、ＢＭの差動信号の電位が＋１２Ｖ〜＋１７Ｖの範囲である場合、図１７に示すように、ノードＮ１ｐおよびＮ１ｍの電圧は、いずれも＋４Ｖを上回る。そのため、コンパレータＣＰ１が非動作状態となり、その出力信号はＨレベルに固定される。また、このとき、図１８に示すように、コンパレータＣＰ６１の入力（Ｖ（＋）、Ｖ（−））は、＋１Ｖ〜＋４Ｖの範囲である。そのため、コンパレータＣＰ６１が正常に動作し、その出力信号がＡＮＤ回路６３の他方の入力端子に与えられる。従って、ＡＮＤ回路６３の出力信号はコンパレータＣＰ６１の出力信号と同等になり、その出力信号が差動信号の受信信号として出力端子Ｐ４から出力される。

このように、受信回路装置６１では、差動信号の電位が−５Ｖ〜＋１２Ｖの範囲である場合にあっては、コンパレータＣＰ１の出力が差動信号の受信信号として出力され、差動信号の電位が＋１２Ｖ〜＋１７Ｖの範囲である場合にあっては、コンパレータＣＰ６１の出力が差動信号の受信信号として出力される。これにより、図１７および図１８に示すように、従来の入力範囲（例えば、−２Ｖ〜＋７Ｖ、−５Ｖ〜＋１２Ｖ）よりも広い入力範囲（−５Ｖ〜＋１７Ｖ）の差動信号の受信が可能となる。しかも、差動信号の電位が−５Ｖ〜＋１２Ｖの範囲である場合、従来と同等の圧縮ゲイン（第１設定値）により圧縮された第１圧縮信号および第２圧縮信号に基づいて、レセッシブ／ドミナントの判定が行われる。つまり、従来と同様に差動信号の受信が行われるため、例えば閾値のばらつきなどの特性についても従来と同等の特性が得られる。従って、本実施形態によっても、上記各実施形態と同様の効果が得られる。

（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
入力範囲最適化手段６、２２、３２（ゲイン設定手段）は、第１圧縮信号および第２圧縮信号の圧縮ゲインを２段階に切り替える構成であったが、その切り替えの段数を３段階以上（多段）にしたり、無段階（リニア）に圧縮ゲインを切り替える構成とすることも可能である。

上記各実施形態の受信回路装置におけるバス電圧（バス通信線ＢＰ、ＢＭの電圧）とコンパレータＣＰ１の同相入力電圧との関係（相関）は、図２、図４、図６、図９、図１２、図１４、図１７に示すものに限らずともよく、適用する装置の仕様などに応じて適宜変更すればよい。また、バス電圧と入力レベルシフトコンパレータ６４の同相入力電圧との関係についても、同様に適宜変更すればよい。

図１３に示した受信回路装置６１および図１６に示した受信回路装置７１は、それぞれ図１９に示す受信回路装置８１および図２０に示す受信回路装置９１のように変形することもできる。すなわち、図１９（図２０）に示すように、抵抗Ｒ６５ｍとコンパレータＣＰ６１の反転入力端子との間にオフセット電圧源８２（９２）を追加する。この場合、電流Ｉｐ、Ｉｍの値を互いに同一に設定するとともに、抵抗Ｒ６５ｐ、Ｒ６５ｍの値を互いに同一に設定する。これにより、入力レベルシフトコンパレータ６４において、差動信号の差電圧の判別に用いられる閾値は、オフセット電圧源８２（９２）により生成されるオフセット電圧ＶTHにより定められる。
本発明は、ＣＡＮ通信に用いられる受信回路装置に限らず、一対の信号線を通じて伝送される差動信号を受信する受信回路装置全般に適用することができる。

図面中、１、２１、３１、４１、５１、６１、７１、８１、９１は受信回路装置、４、４２は圧縮回路、５、６２、７２は検出回路、６、２２、３２は入力範囲最適化手段（ゲイン設定手段）、４３、５２は入力範囲最適化手段、４４ｐ、４４ｍ、５３ｐ、５３ｍはクランプ回路（クランプ手段）、６４は入力レベルシフトコンパレータ（第２コンパレータ）、ＢＰ、ＢＭはバス通信線（信号線）、ＣＰ１はコンパレータ（第１コンパレータ）、Ｐ１は第１入力端子、Ｐ２は第２入力端子、Ｐ３はバイアス端子を示す。

Claims (5)

1. 一対の信号線を通じて伝送される差動信号を受信する受信回路装置（１、２１、３１、４１、５１）であって、
   一方の前記差動信号が与えられる第１入力端子（Ｐ１）およびバイアス電圧が与えられるバイアス端子（Ｐ３）の間の電圧を所定の圧縮ゲインで圧縮した第１圧縮信号と、他方の前記差動信号が与えられる第２入力端子（Ｐ２）および前記バイアス端子（Ｐ３）の間の電圧を前記圧縮ゲインで圧縮した第２圧縮信号とを出力する圧縮回路（４、４２）と、
   前記第１圧縮信号および前記第２圧縮信号を入力して前記差動信号の差電圧を判別するコンパレータ（ＣＰ１）を含み、そのコンパレータ（ＣＰ１）の出力を前記差動信号の受信信号として出力する検出回路（５）と、
   前記差動信号の電位が所定の従来入力範囲外となる場合に前記第１圧縮信号および前記第２圧縮信号の電位が前記コンパレータの同相入力範囲内となるように最適化する入力範囲最適化手段（６、２２、３２、４３、５２）と、
   を備えていることを特徴とする受信回路装置。
2. 前記入力範囲最適化手段（６、２２、３２）は、
   前記差動信号の電位が前記従来入力範囲内である場合にあっては前記圧縮ゲインを第１設定値に設定し、前記差動信号の電位が前記従来入力範囲外である場合にあっては前記圧縮ゲインを前記第１設定値よりも高い第２設定値に設定するゲイン設定手段を備えていることを特徴とする請求項１に記載の受信回路装置。
3. 前記入力範囲最適化手段（４３）は、
   前記差動信号の電位が前記従来入力範囲を下回る場合にあっては前記第１圧縮信号および前記第２圧縮信号の電位を前記コンパレータ（ＣＰ１）の同相入力範囲を下回らない値にクランプするクランプ手段（４４ｐ、４４ｍ）を備えていることを特徴とする請求項１に記載の受信回路装置。
4. 前記入力範囲最適化手段（５２）は、
   前記差動信号の電位が前記従来入力範囲を上回る場合にあっては前記第１圧縮信号および前記第２圧縮信号の電位を前記コンパレータ（ＣＰ１）の同相入力範囲を上回らない値にクランプするクランプ手段（５３ｐ、５３ｍ）を備えていることを特徴とする請求項１に記載の受信回路装置。
5. 一対の信号線を通じて伝送される差動信号を受信する受信回路装置（６１、７１、８１、９１）であって、
   一方の前記差動信号が与えられる第１入力端子（Ｐ１）およびバイアス電圧が与えられるバイアス端子（Ｐ３）の間の電圧を所定の圧縮ゲインで圧縮した第１圧縮信号と、他方の前記差動信号が与えられる第２入力端子（Ｐ２）および前記バイアス端子（Ｐ３）の間の電圧を前記圧縮ゲインで圧縮した第２圧縮信号とを出力する圧縮回路（４２）と、
   前記第１圧縮信号および前記第２圧縮信号を入力して前記差動信号の差電圧を判別する第１コンパレータ（ＣＰ１）および前記差動信号を入力とするとともに入力した信号を所定レベルだけレベルシフトして前記差動信号の差電圧を判別する第２コンパレータ（６４）を含み、前記第１コンパレータ（ＣＰ１）および前記第２コンパレータ（６４）の出力のうちいずれかを前記差動信号の受信信号として出力する検出回路（６２、７２）と、
   を備え、
   前記検出回路（６２、７２）は、
   前記差動信号の電位が所定の従来入力範囲内である場合にあっては前記第１コンパレータ（ＣＰ１）の出力を前記差動信号の受信信号として出力し、
   前記差動信号の電位が前記従来入力範囲外である場合にあっては前記第２コンパレータ（６４）の出力を前記差動信号の受信信号として出力することを特徴とする受信回路装置。

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