JP2010034635A

JP2010034635A - 信号レベル検出回路

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Publication number: JP2010034635A
Application number: JP2008191852A
Authority: JP
Inventors: Nobuo Takahashi; 伸夫高橋
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd; Sanyo Semiconductor Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd; System Solutions Co Ltd
Priority date: 2008-07-25
Filing date: 2008-07-25
Publication date: 2010-02-12
Anticipated expiration: 2028-07-25
Also published as: JP5006282B2

Abstract

【課題】入力信号に対する検出閾値の変更を入力信号の増幅により相対的に実現する信号レベル検出回路は、入力信号の増幅に用いる可変ゲインアンプを要するため、回路規模が大きくなり、また消費電力が増加する。
【解決手段】抵抗分圧回路５４ｘ，５４ｙはそれぞれ、入力信号レベルＡに応じた差の差動信号を構成する電位Ｖ_Ｘ１，Ｖ_Ｙ１を入力され、Ｖ_Ｘ１，Ｖ_Ｙ１から接地電位までの電位範囲を分圧して複数のＶ_Ｘ，Ｖ_Ｙを生成する。選択回路５６は、Ｖ_Ｘ，Ｖ_Ｙの組み合わせのいずれかを選択する。コンパレータ５８は選択されたＶ_Ｘ，Ｖ_Ｙの大小を比較し、検出閾値に対するＡの高低を判定する。Ｖ_Ｘ，Ｖ_Ｙの各組は、Ａの変化に対して大小関係が反転する交換点を有し、また、組毎の交換点は、Ａの異なる位置に存在するように設定される。選択回路５６により選択されるＶ_Ｘ，Ｖ_Ｙの組に応じて検出閾値が変更される。
【選択図】図１

Description

本発明は検出閾値を変更可能な信号レベル検出回路に関する。

強度が変動し得る信号を好適な信号レベルに維持する際に、アンプのゲインを当該アンプの出力信号レベルに基づいてフィードバック制御する自動ゲイン制御（Automatic Gain Control：ＡＧＣ）が行われる。信号レベル検出回路は、例えば、このＡＧＣのフィードバック系に用いられる。信号レベル検出回路は、検出対象とする信号のレベルを検出閾値と比較して、例えば、検出閾値以上であれば、Ｈ(High)レベルの電圧信号を出力し、検出閾値未満であれば、Ｌ(Low)レベルの電圧信号を出力する。上述のＡＧＣでは、信号レベル検出回路は、目標とする信号レベルに応じた検出閾値を設定され、制御対象のアンプの出力信号レベルが検出閾値に達しているか否かを検出する。そして、アンプは、信号レベル検出回路の出力信号に応じて、ゲインを増減させる。このフィードバック制御により、アンプの出力信号レベルが目標信号レベルに保たれる。

図４は、従来の検出閾値を変更可能な信号レベル検出回路のブロック図である。従来の回路は、可変ゲインアンプ２及びレベル判定部４を含んで構成される。可変ゲインアンプ２は、例えば、ＡＧＣの制御対象となるアンプの出力信号を、端子ＩＮからレベル検出対象信号として入力される。レベル判定部４は、可変ゲインアンプ２の出力に対してレベルの高低の判定を行い、判定結果を端子ＯＵＴから出力する。この信号レベル検出回路において、端子ＩＮへの入力信号に対するレベル検出の閾値の変更は、可変ゲインアンプ２のゲインＧを制御することにより行われる。すなわち、レベル判定部４における判定レベルの絶対値は固定したまま、入力信号のレベルに対する判定レベルがゲインＧに応じて相対的に変更される。

図５は、従来の検出閾値を変更可能な信号レベル検出回路の回路図である。この信号レベル検出回路は、一対の信号Ｖ_ＩＮ＋，Ｖ_ＩＮ−からなる差動形式のレベル検出対象信号Ｖ_ＩＮ（≡Ｖ_ＩＮ＋−Ｖ_ＩＮ−）を入力され、レベル検出結果信号Ｖ_ＯＵＴを出力する。可変ゲインアンプ２は、入力差動対トランジスタＴ_０１，Ｔ_０２を有する差動増幅回路である。例えばｎｐｎトランジスタであるＴ_０１，Ｔ_０２はコレクタをそれぞれ負荷抵抗Ｒ_０１，Ｒ_０２を介して所定の正電圧源Ｖ_ＣＣに接続され、また、エミッタをそれぞれ定電流源Ｉ_０１，Ｉ_０２に接続される。Ｔ_０１，Ｔ_０２のベースにＶ_ＩＮ＋，Ｖ_ＩＮ−が入力され、Ｔ_０１，Ｔ_０２のエミッタと負荷抵抗Ｒ_０１，Ｒ_０２との接続点Ｐ_０１，Ｐ_０２から可変ゲインアンプ２の出力信号Ｖ_ＡＭＰが差動形式で取り出される。

Ｔ_０１，Ｔ_０２のエミッタ間は抵抗値Ｒ_ＥＥを可変な抵抗回路１０で接続される。例えば、図５に示す抵抗回路１０は、エミッタ間に互いに並列に接続された抵抗Ｒ_１，Ｒ_２，Ｒ_３を有し、それらの組み合わせをスイッチＳＷ_１，ＳＷ_２で変更することにより、エミッタ間の抵抗値Ｒ_ＥＥを切り換えることができる。Ｒ_ＥＥを変更することで、可変ゲインアンプ２を構成する差動増幅回路のゲインＧが変えられる。

レベル判定部４には、ギルバートセルを用いたミキサ回路１２が設けられる。このミキサ回路１２は、可変ゲインアンプ２の出力信号Ｖ_ＡＭＰをそれ自身と混合し、混合された信号は差動形式で取り出される。ミキサ回路１２の混合結果に応じた差動形式の電流はそれぞれカレントミラー回路を介して負荷抵抗Ｒ_Ｘ，Ｒ_Ｙの一方端Ｐ_Ｘ，Ｐ_Ｙに供給される。抵抗Ｒ_Ｘ，Ｒ_Ｙの他方端は接地される。ミキサ回路１２の出力電流は、Ｐ_Ｘ，Ｐ_ＹからＧＮＤに向けて流れ、負荷抵抗Ｒ_Ｘ，Ｒ_ＹによってＰ_Ｘ，Ｐ_Ｙの電位変化に変換される。

なお、入力信号Ｖ_ＩＮが交流信号である場合にミキサ回路１２の出力には、その振幅Ａに応じた直流成分（ＤＣ成分）と、２倍の周波数などの交流成分（ＡＣ成分）とが現れる。このＡＣ成分を、Ｐ_ＸとＰ_Ｙとの間に接続されたキャパシタＣで平滑化し除去することで、Ｐ_Ｘ，Ｐ_Ｙの電位Ｖ_Ｘ，Ｖ_Ｙの差（Ｖ_Ｘ−Ｖ_Ｙ）はＤＣ成分に応じて変化し、Ｐ_ＸとＰ_Ｙとの間には交流信号の振幅の二乗（Ａ^２）に応じた電圧変化が得られる。電位Ｖ_Ｘ，Ｖ_Ｙはコンパレータ１４に入力され、コンパレータ１４は、Ｖ_Ｘ，Ｖ_Ｙに基づいて、レベル検出対象信号Ｖ_ＩＮの振幅Ａに応じたＡ^２のレベルの高低を判定する。

ミキサ回路１２のギルバートセルは、Ｖ_ＩＮの振幅Ａの増加に応じて、負荷抵抗Ｒ_Ｘに流れる電流のＤＣ成分Ｉ_Ｘを増加させ、一方、負荷抵抗Ｒ_Ｙに流れる電流のＤＣ成分Ｉ_Ｙを減少させる。このＩ_Ｘ，Ｉ_Ｙの増減の相違に対応して、Ｒ_Ｘ，Ｒ_ＹはＲ_Ｘ＜Ｒ_Ｙとなるように設定される。

図６は、Ｖ_ＩＮの振幅Ａに対する電位Ｖ_Ｘ，Ｖ_Ｙの変化を表したグラフであり、横軸が検出対象とする信号の信号レベルである振幅Ａを表し、縦軸が電位を表す。Ａが小さい領域ではＩ_ＸとＩ_Ｙとの差は小さく、Ｖ_Ｘ，Ｖ_Ｙの大小関係は、Ｒ_Ｘ，Ｒ_Ｙの大小関係に応じてＶ_Ｘ＜Ｖ_Ｙとなる。Ａが増加するとＩ_Ｘは増加し、一方、Ｉ_Ｙは減少するので、これに対応してＶ_Ｘは上昇し（曲線２０ｘ）、Ｖ_Ｙは低下する（曲線２０ｙ）。その結果、Ｖ_Ｘ，Ｖ_Ｙの大小関係は、或る振幅Ａ_ｔｈにて入れ替わる。

図７は、振幅Ａに対するコンパレータ１４の出力電圧レベルの変化を表したグラフであり、横軸が振幅Ａを表し、縦軸が出力電圧レベルを表す。コンパレータ１４は、Ｖ_Ｘ＜Ｖ_ＹとなるＡ＜Ａ_ｔｈではＬレベルを出力し、Ｖ_Ｘ＞Ｖ_ＹとなるＡ＞Ａ_ｔｈではＨレベルを出力する。このように、コンパレータ１４の出力に、Ｖ_ＩＮの振幅Ａのレベルの高低を示す検出信号が得られる。

既に述べたように、この従来の信号レベル検出回路では、振幅Ａのレベル検出の閾値Ａ_ｔｈの変更は、可変ゲインアンプ２のゲインＧを制御することにより行われる。図８は、Ｖ_ＩＮの振幅Ａに対する電位Ｖ_Ｘ，Ｖ_Ｙの変化を、ゲインＧが大きい場合と小さい場合とのそれぞれについて表したグラフであり、横軸、縦軸は図６と同様である。図８において、曲線２０ｘ，２０ｙは、ゲインＧが或る値Ｇ_１である場合の電位Ｖ_Ｘ，Ｖ_Ｙの変化を表している。一方、曲線２２ｘ，２２ｙは、ゲインＧがＧ_１より大きい値Ｇ_２である場合の電位Ｖ_Ｘ，Ｖ_Ｙの変化を表している。可変ゲインアンプ２のゲインＧが大きいほど、振幅Ａの増加に対してＩ_Ｘが速やかに増加し、またＩ_Ｙが速やかに減少し、これに対応して図８に示すように、Ａが小さい領域でのＶ_Ｘの増加、及びＶ_Ｙの減少の勾配が大きくなる。その結果、Ｖ_ＸとＶ_Ｙとの大小関係が入れ替わる交換点ξ_１，ξ_２の横軸方向の位置に差異が生じる。具体的には、ゲインがＧ_２の場合のξ_２の方が、ゲインがＧ_１の場合のξ_１より左側に位置し、Ｇ_２の方がＧ_１の場合よりレベル検出閾値Ａ_ｔｈが低下する。
特開２００１−１８６０４３号公報

上述した従来の信号レベル検出回路は、検出閾値を変えるために、可変ゲインアンプ２を要する。そのため、信号レベル検出回路の回路規模が大きくなり、集積回路として構成した場合にチップ面積が増加するという問題や、消費電力が増加するという問題があった。

本発明は上記問題点を解決するためになされたものであり、回路規模や消費電力をより小さくすることが可能である、検出閾値を可変な信号レベル検出回路を提供することを目的とする。

本発明に係る信号レベル検出回路は、入力信号レベルに応じた差の差動信号を構成する一方の信号である第１原信号を入力され、前記第１原信号に応じた電位から所定の第１基準電位までの第１電位範囲に含まれる複数の第１比較電位を生成する第１比較電位生成回路と、前記差動信号を構成する他方の信号である第２原信号を入力され、前記第２原信号に応じた電位から所定の第２基準電位までの第２電位範囲に含まれる少なくとも１つの第２比較電位を生成する第２比較電位生成回路と、前記第１比較電位と前記第２比較電位との可能な複数の組み合わせのうちのいずれかを選択し、選択した前記組み合わせの前記第１比較電位及び前記第２比較電位を出力する選択回路と、前記選択回路が出力する前記第１比較電位と前記第２比較電位とを比較し、その比較結果を示す信号を、前記入力信号レベルの高低を示す検出信号として出力する比較回路と、を有する。

本発明によれば、入力信号レベルに応じた元の差動信号に基づいて、複数の第１比較電位及び少なくとも１つの第２比較電位を生成する。第１比較電位と第２比較電位との各組み合わせは、入力信号レベルの変化に対して電位の大小関係が入れ替わる交換点を有するように設定することができる。また、当該交換点が入力信号レベルの複数の位置に存在するように設定することができる。この組み合わせのうちのいずれかを選択し、選択した組み合わせの第１比較電位及び第２比較電位を比較する。これにより、選択した組み合わせの交換点の位置に応じて、入力信号レベルに対する検出閾値を変えることができる。よって、可変ゲインアンプを用いて入力信号レベルに応じた元の差動信号を増幅する必要がなく、当該可変ゲインアンプを省略して、回路規模や消費電力を小さくすることが可能となる。

以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）について、図面に基づいて説明する。

図１は実施形態に係る信号レベル検出回路５０の概略の回路図である。信号レベル検出回路５０は、ミキサ回路５２、抵抗分圧回路５４ｘ，５４ｙ、選択回路５６、コンパレータ５８を備える。信号レベル検出回路５０は、一対の信号Ｖ_ＩＮ＋，Ｖ_ＩＮ−からなる差動形式のレベル検出対象信号Ｖ_ＩＮ（≡Ｖ_ＩＮ＋−Ｖ_ＩＮ−）を入力され、レベル検出結果信号Ｖ_ＯＵＴを出力する。信号レベル検出回路５０は、Ｖ_ＩＮとして、例えば、テレビジョン受信機等における受信信号を入力され、当該受信信号の振幅Ａが検出閾値Ａ_ｔｈより大きいか小さいかを検出する。

ミキサ回路５２は、ギルバートセル型混合器で構成することができる。このギルバートセル型混合器は、所定の正電圧源Ｖ_ＣＣと接地電位ＧＮＤとの間に、ｎｐｎトランジスタからなる差動対を２段重ねた構成を含み、第１段の差動対への入力信号Ｖ_Ｍ１と、第２段の差動対への入力信号Ｖ_Ｍ２とを乗算し、トランジスタＴ_１，Ｔ_２が設けられた一対の信号線に流れる電流Ｉ_１，Ｉ_２に、２つの入力信号Ｖ_Ｍ１，Ｖ_Ｍ２の積に応じた変動ΔＩ_１，ΔＩ_２を生じる。ミキサ回路５２の定電流源の供給電流をＩ_０とすると、
Ｉ_１＝Ｉ_０／２＋ΔＩ_１
Ｉ_２＝Ｉ_０／２＋ΔＩ_２……(１)
と表される。

ΔＩ_１，ΔＩ_２には、Ｖ_Ｍ１，Ｖ_Ｍ２の和周波数の成分と差周波数の成分とが現れる。ミキサ回路５２では、第１段の入力信号Ｖ_Ｍ１と第２段の入力信号Ｖ_Ｍ２とを共にＶ_ＩＮとする。これにより、ミキサ回路５２の出力にはＶ_ＩＮのＡＣ成分の逓倍成分と、ＤＣ成分とが現れる。時間をｔ、ＡＣ成分の角速度をωで表して、
Ｖ_ＩＮ＋＝Ａsinωt
Ｖ_ＩＮ−＝−Ａsinωt……(２)
とすれば、
ΔＩ_１＝ｋＡ^２(１−cos2ωt）／２
ΔＩ_２＝−ｋＡ^２(１−cos2ωt）／２………(３)
となる。ここでｋは比例定数である。（３）式よりミキサ回路５２の出力には、入力周波数の２倍の周波数のＡＣ成分が得られると同時に、入力振幅Ａの２乗に比例したＤＣ成分も得られることが分かる。

Ｉ_１は、トランジスタＴ_１，Ｔ_３により構成されるカレントミラー回路により、抵抗分圧回路５４ｘに伝達され、また、Ｉ_２は、トランジスタＴ_２，Ｔ_４により構成されるカレントミラー回路により、抵抗分圧回路５４ｙに伝達される。

抵抗分圧回路５４ｘは、Ｐ_Ｘ１からＧＮＤへ順番に接続されたｍ個（ｍは２以上の整数）の抵抗Ｒ_Ｘｉ（ｉはｍ以下の自然数）の直列接続体からなり、直列接続体の入力端Ｐ_Ｘ１となる抵抗Ｒ_Ｘ１の一方端とＶ_ＣＣとの間にＴ_３を接続され、抵抗Ｒ_Ｘｍの一方端をＧＮＤに接地される。また、抵抗分圧回路５４ｙも、Ｐ_Ｙ１からＧＮＤへ順番に接続されたｎ個（ｎは２以上の整数）の抵抗Ｒ_Ｙｊ（ｊはｎ以下の自然数）の直列接続体からなり、直列接続体の入力端Ｐ_Ｙ１となる抵抗Ｒ_Ｙ１の一方端とＶ_ＣＣとの間にＴ_４を接続され、抵抗Ｒ_Ｙｎの一方端をＧＮＤに接地される。カレントミラー回路の出力側のトランジスタＴ_３，Ｔ_４に生じた電流Ｉ_１，Ｉ_２は、それぞれ抵抗分圧回路５４ｘ，５４ｙの入力端Ｐ_Ｘ１，Ｐ_Ｙ１へ供給される。

Ｐ_Ｘ１とＰ_Ｙ１との間には、キャパシタＣが接続される。このキャパシタＣは、Ｐ_Ｘ１，Ｐ_Ｙ１に供給されるＩ_１，Ｉ_２のＡＣ成分を平滑化し除去するフィルタ回路として設けられ、これにより、抵抗分圧回路５４ｘ，５４ｙを通りＰ_Ｘ１，Ｐ_Ｙ１からＧＮＤへ流れるＩ_Ｘ，Ｉ_Ｙは、基本的にＩ_１，Ｉ_２のＤＣ成分となる。例えば、（１），（３）式で表されるＩ_１，Ｉ_２に対し、抵抗分圧回路５４ｘ，５４ｙに入力される差動信号を構成するＩ_Ｘ，Ｉ_Ｙは、
Ｉ_Ｘ＝（Ｉ_０＋ｋＡ^２）／２
Ｉ_Ｙ＝（Ｉ_０−ｋＡ^２）／２………(４)
となる。

抵抗分圧回路５４ｘは、直列接続された抵抗Ｒ_Ｘｉの抵抗値に応じて、その入力端Ｐ_Ｘ１の電位Ｖ_Ｘ１からＧＮＤまでの電位範囲を分圧し、Ｒ_{Ｘ（ｉ−１）}とＲ_Ｘｉとの接続点Ｐ_Ｘｉ（２≦ｉ≦ｍ）に分圧電位Ｖ_Ｘｉを生じる。Ｐ_Ｘ１〜Ｐ_Ｘｍに生じる電位Ｖ_Ｘ１〜Ｖ_Ｘｍのいずれかが抵抗分圧回路５４ｘの出力として取り出される。また、抵抗分圧回路５４ｙは、直列接続された抵抗Ｒ_Ｙｊの抵抗値に応じて、その入力端Ｐ_Ｙ１の電位Ｖ_Ｙ１からＧＮＤまでの電位範囲を分圧し、Ｒ_{Ｙ（ｊ−１）}とＲ_Ｙｊとの接続点Ｐ_Ｙｊ（２≦ｊ≦ｎ）に分圧電位Ｖ_Ｙｊを生じる。Ｐ_Ｙ１〜Ｐ_Ｙｎに生じる電位Ｖ_Ｙ１〜Ｖ_Ｙｎのいずれかが抵抗分圧回路５４ｙの出力として取り出される。

選択回路５６は、抵抗分圧回路５４ｘが生じる複数の電位Ｖ_Ｘ１〜Ｖ_Ｘｍのいずれを出力電位Ｖ_Ｘとして取り出すか、及び抵抗分圧回路５４ｙが生じる複数の電位Ｖ_Ｙ１〜Ｖ_Ｙｎのいずれを出力電位Ｖ_Ｙとして取り出すかを選択する。例えば、選択回路５６は、抵抗分圧回路５４ｘの電位を取り出す点に一方端を接続され、他方端をコンパレータ５８の非反転端子（＋端子）に接続されたスイッチ素子及び、抵抗分圧回路５４ｙの電位を取り出す点に一方端を接続され、他方端をコンパレータ５８の反転端子（−端子）に接続されたスイッチ素子で構成することができる。

抵抗分圧回路５４ｘから取り出す電位Ｖ_Ｘと抵抗分圧回路５４ｙから取り出す電位Ｖ_Ｙとは、それらの組み合わせが、入力信号Ｖ_ＩＮの振幅Ａの大きさの変化に対して電位の大小関係が入れ替わる交換点を有するように設定される。これにより、Ｖ_Ｘ，Ｖ_Ｙの複数の組み合わせに対応して交換点が複数設定される。また、交換点は、振幅Ａの複数の位置に存在するように設定される。

ちなみに、スイッチ素子は集積回路上にて例えば、ＭＯＳトランジスタを用いて構成することができる。当該スイッチ素子の切り換えはユーザの操作に応じて行うようにもできるし、図示しない制御回路が制御信号を生成しスイッチ素子のオン／オフを切り換える構成とすることもできる。

図１に示す構成はｍ＝ｎ＝３の例を示しており、抵抗分圧回路５４ｘは抵抗Ｒ_Ｘ１〜Ｒ_Ｘ３の直列接続からなり、抵抗分圧回路５４ｙは抵抗Ｒ_Ｙ１〜Ｒ_Ｙ３の直列接続からなる。例えば、抵抗値は、
Ｒ_Ｘｉ＝Ｒ_Ｙｉ（ｉ＝１〜３） ………(５)
に設定する。

図２は、振幅Ａに対する電位Ｖ_Ｘ１〜Ｖ_Ｘ３，Ｖ_Ｙ１〜Ｖ_Ｙ３の変化を表した模式的なグラフであり、横軸が検出対象とする信号の信号レベルである振幅Ａを表し、縦軸が電位を表す。（５）式に示す抵抗値の設定では、振幅Ａが０の場合、Ｖ_Ｘｉ及びＶ_Ｙｉ（ｉ＝１〜３）は基本的に同じ値となる。また、このとき、Ｖ_Ｙ１＞Ｖ_Ｘ２，Ｖ_Ｙ２＞Ｖ_Ｘ３となる。

振幅Ａが大きくなると、Ｉ_２が０に向けて減少することに対応して、Ｖ_Ｙｉは下降してＧＮＤに漸近する。一方、Ｉ_２の減少分、Ｉ_１が増加してＶ_Ｘｉは上昇する。その結果、図２に示すように、電位差（Ｖ_Ｘｉ−Ｖ_Ｙｉ）は拡大する。また、Ｖ_Ｙ１とＶ_Ｘ２との大小関係、Ｖ_Ｙ２とＶ_Ｘ３との大小関係、またＶ_Ｙ１とＶ_Ｘ３との大小関係が反転する交換点ξ_２１，ξ_３２，ξ_３１が生じる。

交換点ξ_２１，ξ_３２，ξ_３１での振幅Ａの値をそれぞれＡ_２１，Ａ_３２，Ａ_３１とすると、Ａ_２１＜Ａ_３１，Ａ_３２＜Ａ_３１となる。また、Ａ_２１とＡ_３２とが異なる値、例えば、Ａ_２１＜Ａ_３２となるように、Ｒ_Ｘ１〜Ｒ_Ｘ３，Ｒ_Ｙ１〜Ｒ_Ｙ３を設定する。すなわち、振幅Ａの３つの位置に交換点が設定される。

図１に示す選択回路５６は、これら交換点に対応して構成され、スイッチ素子ＳＷ_Ｘ２，ＳＷ_Ｘ３，ＳＷ_Ｙ１，ＳＷ_Ｙ２を有し、ＳＷ_Ｘ２，ＳＷ_Ｘ３はそれぞれＰ_Ｘ２，Ｐ_Ｘ３とコンパレータ５８の＋端子との間に接続され、ＳＷ_Ｙ１，ＳＷ_Ｙ２はそれぞれＰ_Ｙ１，Ｐ_Ｙ２とコンパレータ５８の−端子との間に接続される。ＳＷ_Ｘ２，ＳＷ_Ｘ３はいずれかが選択的にオンし、ＳＷ_Ｙ１，ＳＷ_Ｙ２はいずれかが選択的にオンする。

コンパレータ５８には、ＳＷ_Ｘ２及びＳＷ_Ｙ１がオンした状態ではＶ_Ｘ２及びＶ_Ｙ１が入力され、ＳＷ_Ｘ３及びＳＷ_Ｙ２がオンした状態ではＶ_Ｘ３及びＶ_Ｙ２が入力され、また、ＳＷ_Ｘ３及びＳＷ_Ｙ１がオンした状態ではＶ_Ｘ３及びＶ_Ｙ１が入力される。

図３は、振幅Ａに対するコンパレータ５８の出力電圧レベルの変化を表した模式的なグラフであり、横軸が振幅Ａを表し、縦軸が出力電圧レベルを表す。コンパレータ５８は、入力されるＶ_Ｘ，Ｖ_Ｙの大小関係に応じたＶ_ＯＵＴを出力する。選択回路５６がＶ_Ｘ＝Ｖ_Ｘ２かつＶ_Ｙ＝Ｖ_Ｙ１となるように設定されている状態では、コンパレータ５８は、振幅ＡがＡ_２１より小さい状態に対応してＶ_ＯＵＴとしてＬレベルを出力し、振幅ＡがＡ_２１より大きい状態に対応してＨレベルを出力する（図３の出力特性７０）。すなわち、信号レベル検出回路５０はＡ_２１を検出閾値Ａ_ｔｈとして振幅Ａのレベル検出を行う。同様に、選択回路５６がＶ_Ｘ＝Ｖ_Ｘ３かつＶ_Ｙ＝Ｖ_Ｙ２となるように設定されている状態では、コンパレータ５８の出力Ｖ_ＯＵＴは振幅ＡとＡ_３２との大小関係に応じて切り替わり、信号レベル検出回路５０はＡ_３２を検出閾値Ａ_ｔｈとして振幅Ａのレベル検出を行う（図３の出力特性７１）。また、Ｖ_Ｘ＝Ｖ_Ｘ３かつＶ_Ｙ＝Ｖ_Ｙ１に設定されている状態では、Ｖ_ＯＵＴは振幅ＡとＡ_３１との大小関係に応じて切り替わり、信号レベル検出回路５０はＡ_３１を検出閾値Ａ_ｔｈとして振幅Ａのレベル検出を行う（図３の出力特性７２）。

このように信号レベル検出回路５０は、抵抗分圧回路５４ｘ，５４ｙの出力電圧の組み合わせを切り換えることにより、検出閾値Ａ_ｔｈを変更することができる。なお、本発明は変更できる検出閾値Ａ_ｔｈの数が上述の３つの場合に限られるものではない。最も簡単な構成では、２つの検出閾値Ａ_ｔｈを設定できればよく、その場合、上記ｍ，ｎのいずれかは１となる。また、検出閾値Ａ_ｔｈの数を４つ以上とすることもできる。

また、上述の構成では、抵抗分圧回路５４ｘの一方端に印加する基準電位（以下、Ｖ_ＸＳと表す。）と抵抗分圧回路５４ｙの一方端に印加する基準電位（以下、Ｖ_ＹＳと表す）は共にＧＮＤとしたが、Ｖ_ＸＳとＶ_ＹＳとを互いに異なる電位としても複数の交換点を設定することが可能であり、同様の機能を有する信号レベル検出回路５０を実現できる。さらに上述の構成では、抵抗分圧回路５４ｘが生成可能な電位Ｖ_Ｘの範囲［Ｖ_Ｘ１，Ｖ_ＸＳ］と抵抗分圧回路５４ｙが生成可能な電位Ｖ_Ｙの範囲［Ｖ_Ｙ１，Ｖ_ＹＳ］とが、任意の振幅Ａにて重複部分を有するものであったが、Ｖ_ＸＳ，Ｖ_ＹＳの設定の仕方によっては、範囲［Ｖ_Ｘ１，Ｖ_ＸＳ］と範囲［Ｖ_Ｙ１，Ｖ_ＹＳ］とが重複部分を有さない振幅Ａの領域が生じることもある。この場合、この重複部分を有さない領域では交換点を設定することができず、そこに検出閾値を設定することはできない。しかし、この場合にも、少なくとも一部の振幅Ａの領域にて重複部分を生じるように設定することは可能であり、本発明により、そのような重複部分を有する振幅Ａの領域をレベル検出対象領域とし、当該領域に複数の検出閾値Ａ_ｔｈを設定可能とした信号レベル検出回路を実現することができる。

なお、上述の信号レベル検出回路５０は、交流信号における振幅Ａを入力信号レベルの検出対象とするものであり、交流信号から振幅Ａに応じた信号を抽出するために、ミキサ回路５２及びその出力のＤＣ成分を抽出するための構成を備えている。しかし、本発明の信号レベル検出回路は、差動形式の信号Ｖ_ＩＮの信号レベル（Ｖ_ＩＮ＋−Ｖ_ＩＮ−）そのものを検出する構成とすることもできる。その場合の信号レベル検出回路は、例えば、図１に示す回路における抵抗分圧回路５４ｘ，５４ｙ、選択回路５６、コンパレータ５８からなり、Ｖ_ＩＮ＋，Ｖ_ＩＮ−をＰ_Ｘ１，Ｐ_Ｙ１に印加する構成とすることができ、ミキサ回路５２等を設けない構成とすることができる。

本発明の実施形態に係る信号レベル検出回路の概略の回路図である。入力信号の振幅に対する抵抗分圧回路の生成電位の変化を表した模式的なグラフである。入力信号の振幅に対するコンパレータの出力電圧レベルの変化を表した模式的なグラフである。従来の検出閾値を変更可能な信号レベル検出回路のブロック図である。従来の検出閾値を変更可能な信号レベル検出回路の回路図である。入力信号の振幅に対するコンパレータの入力電位の変化を表したグラフである。入力信号の振幅に対するコンパレータの出力電圧レベルの変化を表したグラフである。入力信号の振幅に対するコンパレータの入力電位の変化を、可変ゲインアンプのゲインが大きい場合と小さい場合とのそれぞれについて表したグラフである。

符号の説明

５０信号レベル検出回路、５２ミキサ回路、５４ｘ，５４ｙ抵抗分圧回路、５６選択回路、５８コンパレータ。

Claims

入力信号レベルに応じた差の差動信号を構成する一方の信号である第１原信号を入力され、前記第１原信号に応じた電位から所定の第１基準電位までの第１電位範囲に含まれる複数の第１比較電位を生成する第１比較電位生成回路と、
前記差動信号を構成する他方の信号である第２原信号を入力され、前記第２原信号に応じた電位から所定の第２基準電位までの第２電位範囲に含まれる少なくとも１つの第２比較電位を生成する第２比較電位生成回路と、
前記第１比較電位と前記第２比較電位との可能な複数の組み合わせのうちのいずれかを選択し、選択した前記組み合わせの前記第１比較電位及び前記第２比較電位を出力する選択回路と、
前記選択回路が出力する前記第１比較電位と前記第２比較電位とを比較し、その比較結果を示す信号を、前記入力信号レベルの高低を示す検出信号として出力する比較回路と、
を有することを特徴とする信号レベル検出回路。
請求項１に記載の信号レベル検出回路において、
前記第１比較電位生成回路は、前記第１原信号の入力端子と前記第１基準電位との間に直列接続された抵抗素子からなる分圧回路であり、
前記第２比較電位生成回路は、前記第２原信号の入力端子と前記第２基準電位との間に直列接続された抵抗素子からなる分圧回路であること、
を特徴とする信号レベル検出回路。
請求項２に記載の信号レベル検出回路において、
前記入力信号レベルの検出対象である交流信号を自乗し、前記交流信号の逓倍波成分と前記交流信号の振幅に応じた直流成分とを生成する乗算回路と、
前記乗算回路の出力から前記逓倍波成分を除去し、前記直流成分に基づいて、前記第１比較電位生成回路及び前記第２比較電位生成回路に入力される前記差動信号を生成するフィルタ回路と、
を有することを特徴とする信号レベル検出回路。
請求項１から請求項３のいずれか１つに記載の信号レベル検出回路において、
前記第１比較電位及び前記第２比較電位の前記各組み合わせは、前記入力信号レベルの変化に対して電位の大小関係が入れ替わる交換点を有し、かつ当該交換点が前記入力信号レベルの複数の位置に存在するように設定され、
前記選択回路により選択される前記組み合わせに応じて前記入力信号レベルの高低の検出閾値が変更可能であること、
を特徴とする信号レベル検出回路。
請求項１から請求項４のいずれか１つに記載の信号レベル検出回路において、
前記第１基準電位及び前記第２基準電位は、前記入力信号レベルの高低の検出対象範囲にて、前記第１電位範囲と前記第２電位範囲とが重複部分を有するように設定されること、を特徴とする信号レベル検出回路。
請求項５に記載の信号レベル検出回路において、
前記第１基準電位と前記第２基準電位とは共通電位に設定されること、を特徴とする信号レベル検出回路。