JP2013251966A

JP2013251966A - 電流型フルブリッジｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP2013251966A
Application number: JP2012123998A
Authority: JP
Inventors: Serguei Moisseev; セルゲイモイセエフ
Original assignee: Toyota Industries Corp
Current assignee: Toyota Industries Corp
Priority date: 2012-05-31
Filing date: 2012-05-31
Publication date: 2013-12-12
Anticipated expiration: 2032-05-31
Also published as: CN103457473A; DE102013209302A1; US8634209B2; JP5692166B2; US20130322127A1

Abstract

【課題】直流電力を別の直流電力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータに関し、簡単な回路構成で回路停止時の過電圧を防止する。
【解決手段】電流型フルブリッジＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、制御部１０１は、回路停止時に、Ｓ１とＳ２をオフするとともに、Ｓ３とＳ４をオンにする。通常動作時にリアクトルＬやトランス１０３の漏れインダクタンスに蓄積されていたエネルギーによる電流が、Ｓ３、トランス１０３の一次巻線、コンデンサ１０４、Ｓ４からなる経路に転流される。この結果、コンデンサ１０４において発生する電位差により、電流源回路１００の両端に発生する過電圧ＶＢの増加が抑制され、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４の破壊が防止される。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電力を別の直流電力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

いわゆるハイブリッドカー、プラグインハイブリッドカー、あるいはハイブリッドビークル、ハイブリッドエレクトリックビークルなどと呼ばれる、エンジンに加えてモータ（電動機）を動力源として備えた車両または輸送機械（以下、「車両」と称する）が実用化されている。近年では、さらなる環境負荷低減のために、家庭用電源等の系統電源でバッテリを充電可能ないわゆるプラグインハイブリッド車が考えられている。

このような車両は、高電圧で動作する走行用のモータを備えている。走行用のバッテリが出力する直流電圧が、ＤＣ−ＤＣコンバータによって、モータを駆動できる直流電圧に昇圧され、その昇圧された直流電圧によって走行用モータが駆動される。減速時は、モータが発電機になって、ＤＣ−ＤＣコンバータが、モータが発電した電力を走行用バッテリの電池電圧に変換してバッテリに充電する。

このほか、直流電力を別の直流電力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータは、携帯電話、パーソナルコンピュータ等の充電器やテレビをはじめとする様々な電子機器や、太陽光発電システムなどで使用されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、電流型フルブリッジＤＣ−ＤＣコンバータと呼ばれる種類が知られている。このＤＣ−ＤＣコンバータでは、直流の電圧源回路にインダクタンスの作用をもつコイル状の静止誘導機器であるリアクトルを直列接続して構成される電流源回路の出力にインバータ回路の入力が接続される。インバータ回路の出力には、トランスの一次巻線側が接続される。そして、トランスの二次巻線側が整流回路に接続されて、直流出力が得られる。

電流型フルブリッジＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電流がリプルを持つ直流の連続波形となり、簡単な回路構成で入力電流波形を力率特性の良い歪のない正弦波直流出力に整形することが可能であるという特徴を備える。

ＤＣ−ＤＣコンバータでは、ＭＯＳＦＥＴ（ＭｅｔａｌＯｘｉｄｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳ電界効果トランジスタ）やＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などのスイッチ素子を高速でオン／オフのスイッチング動作を繰り返すことで電力変換を行う。スイッチング動作は回路に流れている電流を急激に変化させるが，回路の配線には寄生的に存在するインダクタンスやキャパシタンスがあるので過電圧（サージ電圧）を引き起こす。

電流型フルブリッジＤＣ−ＤＣコンバータでは、電圧源回路とリアクトルを含む電流源回路にインバータ回路のスイッチ素子を介してトランスが接続される。トランスが接続される電流経路上にはトランスの漏れインダクタンスが存在する。また、インバータ回路のスイッチ素子には寄生容量が存在する。回路の動作中には、電流限回路からの電流によって、リアクトルや漏れインダクタンスにエネルギーが蓄積されている。そして、このような回路を、保護等の理由で停止させる必要が生じた場合に、インバータ回路のスイッチ素子を急激にオフすると、リアクトルや漏れインダクタンスにエネルギーが行き場を失い、そのエネルギーがインバータ回路のスイッチ素子の寄生容量を急激に充電することで過電圧が生じる。この過電圧がスイッチ素子の耐圧を超えるとスイッチ素子が破損することが考えられるため、過電圧に対する対策が必要となる。

電流型フルブリッジＤＣ−ＤＣコンバータにおいて過電圧を防止するための従来技術として、各スイッチ素子にそれぞれのターンオフ時に発生する過電圧を抑制するスナバ回路を接続した構成の技術が知られている（例えば特許文献１に記載の技術）。

しかし、この従来技術は、回路の部品点数を増加させてコストアップを招き、また、定常動作時における回路損失の増大を招いてしまうという問題点を有していた。

特開２００２−２７２１３５号公報

本発明は、簡単な回路構成で回路停止時の過電圧を防止することを目的とする。

態様の一例は、直流の電圧源回路にリアクトルを直列接続して構成される電流源回路の出力とインバータ回路の入力を接続し、そのインバータ回路の出力にトランスの一次巻線側を接続し、そのトランスの二次巻線側を整流回路に接続して直流出力を得る構成を備える電流型フルブリッジＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、インバータ回路の出力端子とトランスの一次巻線側に直列に接続されるコンデンサと、回路停止時に、電流源回路からトランスの一次巻線およびコンデンサに電流が導通可能な状態になるように、インバータ回路を構成するスイッチ素子を制御する制御部とを備える。

本発明によれば、簡単な回路構成で回路停止時の過電圧を防止することが可能となる。

本発明による電流型フルブリッジＤＣ−ＤＣコンバータの実施形態の回路構成図である。本実施形態の動作を示すタイミングチャートである。通常動作時の本実施形態の動作モード１、２の説明図である。通常動作時の本実施形態の動作モード３、４の説明図である。回路停止時の問題点の説明図である。回路停止時の本実施形態の動作説明図である。

以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
図１は、本発明による電流型フルブリッジＤＣ−ＤＣコンバータの実施形態の回路構成図である。

直流の電圧源回路１０２にリアクトルＬが直列接続されることにより、電流源回路１００が構成される。このリアクトルＬは、インダクタンスの作用をもつコイル状の静止誘導機器である。

電流源回路１００の出力にスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４を備えるインバータ回路の入力が、接続端子１０７、１０８にて接続される。また、インバータ回路の出力にはトランス１０３の一次巻線側が、接続端子１０９、１１０にて接続される。すなわち、このインバータ回路において、スイッチ素子Ｓ１とＳ３の各第１の端子が接続端子１０７に接続され、スイッチ素子Ｓ２とＳ４の各第１の端子が接続端子１０８に接続される。また、スイッチ素子Ｓ１とＳ４の各第２の端子が接続端子１０９に接続され、スイッチ素子Ｓ２とＳ３の各第２の端子接続端子１１０に接続される。スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４は例えば、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴによって構成される。

トランス１０３の一次巻線と接続端子１０９の間には、コンデンサ１０４が直列に接続される。このコンデンサ１０４は例えば、トランス１０３の励磁インダクタンスに起因して発生する偏磁現象を防止するための偏磁防止用コンデンサとして共用されるように構成することができる。

トランス１０３の二次巻線は、巻線中央がグランドＧに接地され、各巻線端がそれぞれ、整流用のダイオードＤ１およびＤ２を介して、出力である負荷１０５に接続される。この負荷１０５は例えば、走行用のモータであったり、バッテリであったりする。

制御部１０１は、例えばプロセッサとメモリを含むマイクロコンピュータであり、プロセッサがメモリに記憶された制御プログラムを実行することにより、次の制御動作を実行する。制御部１０１は、通常動作時には、インバータ回路を構成するスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のオン／オフを、モード１から４までの４つのモードのそれぞれに対応するタイミングで制御することにより、インバータ動作を実行する。これにより、図１に示される回路が、ＤＣ−ＤＣインバータ回路として動作する。一方、制御部１０１は、保護等の必要性による回路停止時には、電流源回路１００からトランス１０３の一次巻線およびコンデンサ１０４に電流が導通可能な状態になるように、制御線群１０６を介して、インバータ回路を構成するスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のオン／オフを制御する。具体的には、制御部１０１は、回路停止時には、スイッチ素子Ｓ１とＳ２をオフするとともに、スイッチ素子Ｓ３とＳ４をオンにする。

以上の回路構成および制御部１０１による制御動作により、保護等の必要による回路停止時に、通常動作時にリアクトルＬやトランス１０３の漏れインダクタンスに蓄積されていたエネルギーによる電流が、スイッチ素子Ｓ３、トランス１０３の一次巻線、コンデンサ１０４、およびスイッチ素子Ｓ４からなる経路に転流される。この結果、コンデンサ１０４において発生する電位差により、電流源回路１００が接続される両接続端子１０７、１０８間に発生する過電圧ＶＢの増加が抑制され、回路停止時におけるスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４の破壊を防止することが可能となる。

この場合、コンデンサ１０４は、図１の回路で発生する偏磁現象を防止するために、通常、トランス１０３の一次巻線と接続端子１０９の間に直列に挿入されるコンデンサとして共用することができる。この偏磁現象は、トランス１０３に寄生する励磁インダクタンスによって生じる励磁電流が、制御部１０１がインバータ回路のスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４を制御する際の何らかの原因によるタイミングずれにより発生し得る。コンデンサ１０４の挿入により、トランス１０３の一次巻線に正方向の直流電流成分が発生すると、コンデンサ１０４に正方向の直流電圧成分が発生して、一次巻線両端の電圧を減少させ、偏磁の進行が停止される。本実施形態では、この偏磁対策用のコンデンサ１０４を、回路停止時の過電圧発生対策に共用し、回路停止時のスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のオン／オフのタイミングを制御部１０１によって制御することで、簡単な回路構成で過電圧（サージ電圧）を抑止することが可能となる。

図２は、本実施形態の動作を示すタイミングチャートであり、図３は、通常動作時の本実施形態の動作モード１、２の説明図、図４は、通常動作時の本実施形態の動作モード３、４の説明図である。なお、図３および図４では、説明の簡単化のために、図１に示される制御部１０１は省略されている。以下の説明において、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４はそれぞれ、単にＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４と略して称する。

図２（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）に示されるように、制御部１０１によってタイミング制御されるＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４は、周期Ｔｓを一周期として制御され、それぞれがオンまたはオフとなる期間はＴｓ／２である。

ここで、図１のリアクトルＬ側の端子１０７に接続されるＳ１とＳ３は、互いに逆位相でオン／オフ制御される。すなわち、Ｓ１がオン（図２（ａ）の信号レベルがハイレベル）のときにはＳ３はオフ（図２（ａ）の信号レベルがローレベル）となり、Ｓ１がオフ（図２（ａ）の信号レベルがローレベル）のときにはＳ３はオン（図２（ａ）の信号レベルがハイレベル）となる。同様に、図１のリアクトルＬと逆側の端子１０８に接続されるＳ２とＳ４も、互いに逆位相でオン／オフ制御される。すなわち、Ｓ２がオン（図２（ｃ）の信号レベルがハイレベル）のときにはＳ４はオフ（図２（ｄ）の信号レベルがローレベル）となり、Ｓ２がオフ（図２（ｃ）の信号レベルがローレベル）のときにはＳ４はオン（図２（ｄ）の信号レベルがハイレベル）となる。

また、Ｓ１、Ｓ３の制御タイミングと、Ｓ２、Ｓ４の制御タイミングは、図２に示されるように、制御部１０１によって位相φだけずらされ、この位相φが負荷１０５に置ける出力電圧Ｖｏを決定する。

図２に示されるタイミング制御において、まず、Ｓ１とＳ４がオン、Ｓ２とＳ３がオフとなる期間２０１を考える。この期間をモード１と呼ぶ。モード１では、図３（ａ）の３０１として示されるように、電圧源回路１０２のプラス側から出力された電流ＩＬは、リアクトルＬ、Ｓ１、Ｓ４から、電圧源回路１０２のマイナス側に戻る経路で流れる。この期間２０１では、Ｓ１とＳ４がオンのため、電流源回路１００が接続される両接続端子１０７、１０８間の電圧ＶＢは、図２（ｅ）に示されるようにゼロとなる。また、リアクトルＬに流れる電流ＩＬは、入力電圧Ｖｉの印加により、図２（ｆ）に示されるように直線的に増加してゆき、リアクトルＬにエネルギーが蓄積される。すなわち、モード１は、エネルギーの蓄積モードとなる。

次に、Ｓ１とＳ２がオン、Ｓ３とＳ４がオフとなる期間２０２を考える。この期間をモード２と呼ぶ。モード２では、図３（ｂ）の３０２として示されるように、モード１にてリアクトルＬに蓄積されたエネルギーが、Ｓ１、コンデンサ１０４、トランス１０３の一次巻線、Ｓ２から、電圧源回路１０２のマイナス側に戻る経路で流れる。この期間２０２では、リアクトルＬに蓄積されたエネルギーが、トランス１０３の一次巻線側から二次巻線側に伝達される。この結果、トランス１０３の二次巻線側では、グランドＧからダイオードＤ２を介して負荷１０５に電流が流れ、負荷１０５に出力電圧Ｖｏを発生させる。この期間２０２では、Ｓ１とＳ２がオンのため、電流源回路１００が接続される両接続端子１０７、１０８間の電圧ＶＢは、コンデンサ１０４とトランス１０３の一次巻線のインダクタンスにより、図２（ｅ）に示されるように、所定のハイレベル電圧値となる。また、リアクトルＬに流れる電流ＩＬは、図２（ｆ）に示されるように直線的に減少してゆき、リアクトルＬからエネルギーが放出されて、トランス１０３の二次巻線側に伝達される。すなわち、モード２は、エネルギーの伝達モードとなる。

次に、Ｓ１とＳ４がオフ、Ｓ２とＳ３がオンとなる期間２０３を考える。この期間をモード３と呼ぶ。モード３は、モード１と真逆のモードである。モード３では、図４（ａ）の４０１として示されるように、電圧源回路１０２のプラス側から出力された電流ＩＬは、リアクトルＬ、Ｓ３、Ｓ２から、電圧源回路１０２のマイナス側に戻る経路で流れる。この期間２０３では、Ｓ２とＳ３がオンのため、電流源回路１００が接続される両接続端子１０７、１０８間の電圧ＶＢは、図２（ｅ）に示されるようにゼロとなる。また、リアクトルＬに流れる電流ＩＬは、入力電圧Ｖｉの印加により、図２（ｆ）に示されるように直線的に増加してゆき、リアクトルＬにエネルギーが蓄積される。すなわち、モード３は、モード１と同様、エネルギーの蓄積モードとなる。

次に、Ｓ３とＳ４がオン、Ｓ１とＳ２がオフとなる期間２０４を考える。この期間をモード４と呼ぶ。モード４は、モード２の真逆のモードである。モード４では、図４（ｂ）の４０２として示されるように、モード３にてリアクトルＬに蓄積されたエネルギーが、Ｓ３、トランス１０３の一次巻線、コンデンサ１０４、Ｓ４から、電圧源回路１０２のマイナス側に戻る経路で流れる。この期間２０４では、リアクトルＬに蓄積されたエネルギーが、トランス１０３の一次巻線側から二次巻線側に伝達される。この結果、トランス１０３の二次巻線側では、グランドＧからダイオードＤ１を介して負荷１０５に電流が流れ、負荷１０５に出力電圧Ｖｏを発生させる。この期間２０２では、Ｓ３とＳ４がオンのため、電流源回路１００が接続される両接続端子１０７、１０８間の電圧ＶＢは、トランス１０３の一次巻線のインダクタンスとコンデンサ１０４により、図２（ｅ）に示されるように、所定のハイレベル電圧値となる。また、リアクトルＬに流れる電流ＩＬは、図２（ｆ）に示されるように直線的に減少してゆき、リアクトルＬからエネルギーが放出されて、トランス１０３の二次巻線側に伝達される。すなわち、モード４は、モード２と同様に、エネルギーの伝達モードとなる。

以上の図２および図３、図４で説明した通常モードの動作により、図１の構成を有する電流型フルブリッジＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ＤＣ−ＤＣ変換動作が実行される。
ここで、図１の回路を保護等の理由で停止させる必要が生じた場合を考える。図５は、回路停止時に通常考えられる問題点の説明図である。図１の回路構成において、トランス１０３が接続される電流経路上にはトランスの漏れインダクタンスが存在する。また、インバータ回路のスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４にはそれぞれ、寄生容量が存在する。前述したモード１およびモード３の蓄積モードの動作中には、電流源回路１００からの電流によって、リアクトルＬや漏れインダクタンスにエネルギーが蓄積されている。そして、このような回路を、図５の５０１として示されるように、保護等の理由で停止させる必要が生じた場合に、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４を急激にオフすると、リアクトルＬや漏れインダクタンスにエネルギーが行き場を失い、そのエネルギーがＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４の寄生容量を急激に充電することで過電圧ＶＢが生じる。この過電圧ＶＢがＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４の耐圧を超えると、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４が破損することが考えられる。

そこで、本実施形態では、回路停止時に、制御部１０１が次のような制御動作を実行する。図６は、回路停止時の本実施形態の動作説明図である。
制御部１０１は、保護等の必要性による回路停止指示を外部から受信しまたはその状態を自身で検出すると、制御線群１０６を介して、Ｓ１とＳ２をオフするとともに、Ｓ３とＳ４をオンにする。この結果、通常動作時のモード１または３でリアクトルＬやトランス１０３の漏れインダクタンスに蓄積されていたエネルギーによる電流が、Ｓ３、トランス１０３の一次巻線、コンデンサ１０４、およびＳ４からなる経路に転流される。あるいは、制御部１０１は、回路停止時に、上記制御とは逆に、制御線群１０６を介して、Ｓ１とＳ２をオンするとともに、Ｓ３とＳ４をオフにしてもよい。この結果、通常動作時のモード１または３でリアクトルＬやトランス１０３の漏れインダクタンスに蓄積されていたエネルギーによる電流が、Ｓ１、コンデンサ１０４、トランス１０３の一次巻線、およびＳ２からなる経路に転流される。

ここで、コンデンサ１０４において発生する電圧Ｖｃが十分に大きくなるようにコンデンサ１０４の特性が選択される。この結果、上記回路停止時にリアクトルＬやトランス１０３の漏れインダクタンスに蓄積されていたエネルギーによる電流がコンデンサ１０４を転流するときに、大きな電位差Ｖ_Cが発生することにより、電流源回路１００が接続される両接続端子１０７、１０８間の電位差ＶＢの上昇を抑えることが可能となる。これにより、回路停止時における過電圧の発生を抑制でき、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４の破壊を防止することが可能となる。

上記転流時に、コンデンサ１０４の両端電圧Ｖｃが電圧源回路１０２の出力電圧Ｖｉに等しくなった時点で、上記電流の転流は終了する。図６（ｂ）に示される回路停止状態となる。

前述したように、コンデンサ１０４を、偏磁対策用と回路停止時の過電圧発生対策用とで共用し、回路停止時のＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のオン／オフのタイミングを制御部１０１によって制御することで、簡単な回路構成で、偏磁現象を防止するとともに、回路停止時の過電圧（サージ電圧）を抑止することが可能となる。

１００電流源回路
１０１制御部
１０２電圧源回路
１０３トランス
１０４コンデンサ
１０５負荷
１０６制御線群
１０７、１０８、１０９、１１０接続端子
Ｌリアクトル
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４スイッチ素子

Claims

直流の電圧源回路にリアクトルを直列接続して構成される電流源回路の出力とインバータ回路の入力を接続し、該インバータ回路の出力にトランスの一次巻線側を接続し、該トランスの二次巻線側を整流回路に接続して直流出力を得る構成を備える電流型フルブリッジＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記インバータ回路の出力端子と前記トランスの一次巻線側に直列に接続されるコンデンサと、
回路停止時に、前記電流源回路から前記トランスの一次巻線および前記コンデンサに電流が導通可能な状態になるように、前記インバータ回路を構成するスイッチ素子を制御する制御部と、
を備えることを特徴とする電流型フルブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記コンデンサは、前記トランスの励磁インダクタンスに起因して発生する偏磁現象を防止するための偏磁防止用コンデンサとして共用される、
ことを特徴とする請求項１に記載の電流型フルブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ。