JP2013232871A - ドハティ回路 - Google Patents

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Abstract

【課題】信号に90度の位相差を与える伝送線路にはλ/4の線路長を持つ分布定数線路が使用され、回路規模が大きくなる。
【解決手段】一実施形態によれば、分岐部11と、キャリア増幅器12と、このキャリア増幅器12からの増幅信号の全域成分を通過させおよびこの増幅信号の位相をシフトさせる特性を有する第1フィルタ回路13と、第1フィルタ回路13に対して並列に分岐部11に接続され分岐部11からの他方の出力信号の全域成分を通過させおよびこの出力信号の位相をシフトさせる特性を有する第2フィルタ回路14と、第2フィルタ回路14からの出力信号を増幅するピーク増幅器15と、各出力を合成する合成部16とを備え、第1フィルタ回路13及び第2フィルタ回路14は集中定数素子により構成されたドハティ回路1が提供される。
【選択図】図1

Description

一実施形態はドハティ回路に関する。
マイクロ波電力を増幅するドハティ増幅器が知られており、このドハティ増幅器は高い電力効率及び高い線形性を有する(例えば非特許文献1、2参照)。ドハティ増幅器は、A級からAB級ないしはB級にバイアスされたキャリア増幅器と、電流を抑えた状態即ちC級にバイアスされたピーク増幅器とを有する(例えば非特許文献3参照)。ドハティ増幅器は入力端子からの高周波信号を2分岐し、一方をキャリア増幅器に入力し、他方を1/4波長の伝送線路を伝播させてからピーク増幅器に入力する。ドハティ増幅器は、キャリア増幅器の後段に1/4波長の別の伝送線路を有し、この伝送線路を伝播した一方の信号と、ピーク増幅器から出力される他方の信号とを合成して出力する(例えば特許文献1参照)。
特開2006−166141号公報 特開2003−198328号公報
R.J. McMorrow、 D.M. Upton and P.R. Maloney、「The Microwave Doherty Amplifier」、 IEEE 1994 International Microwave Symposium Digest, Vol. 3, pp. 1653−1656. I.Takenaka et al., 「A 240W Doherty GaAs power FET Amplifier with High Efficiency and Low Distortion for W−CDMA Base Stations」, 2004 IEEE MTT−S Int. Microwave Symp. Digest,pp. 525−528. 中山正敏、高木 直、「電力増幅器の低歪み・高効率化の手法」、三菱電機情報技術総合研究所、2005年、MWE2004 Microwave Workshop Digest,pp.575−584
しかし、波長λの高周波信号に対して90度の位相差を与える伝送線路にはλ/4の線路長を持つ分布定数線路が使用されるため、ドハティ回路の回路規模が大きくなる。
このような課題を解決するため、一実施形態によれば、入力された高周波信号を分岐する分岐部と、この分岐部からの一方の出力信号を増幅するキャリア増幅器と、このキャリア増幅器からの増幅信号の全域成分を通過させおよびこの増幅信号の位相をシフトさせる特性を有する第1フィルタ回路と、この第1フィルタ回路に対して並列に前記分岐部に接続されこの分岐部からの他方の出力信号の全域成分を通過させおよびこの出力信号の位相をシフトさせる特性を有する第2フィルタ回路と、この第2フィルタ回路からの出力信号を増幅するピーク増幅器と、このピーク増幅器からの増幅信号および前記第1フィルタ回路からの出力信号を合成する合成部と、を備え、前記第1フィルタ回路および前記第2フィルタ回路のうちの少なくとも何れか一方は集中定数素子により構成されたドハティ回路が提供される。
また、別の一実施形態によれば、入力された高周波信号を分岐する分岐部と、この分岐部からの一方の出力信号を増幅するキャリア増幅器と、このキャリア増幅器からの増幅信号の全域成分を通過させおよびこの増幅信号の位相をシフトさせる特性を有する第1フィルタ回路と、この第1フィルタ回路に対して並列に前記分岐部に接続されこの分岐部からの他方の出力信号を増幅するピーク増幅器と、このピーク増幅器からの増幅信号および前記第1フィルタ回路からの出力信号を合成する合成部と、を備え、前記第1フィルタ回路は集中定数素子により構成されたドハティ回路が提供される。
また、別の一実施形態によれば、入力された高周波信号を分岐する分岐部と、この分岐部からの一方の出力信号を増幅するキャリア増幅器と、このキャリア増幅器に対して並列に前記分岐部に接続されこの分岐部からの他方の出力信号の全域成分を通過させおよびこの出力信号の位相をシフトさせる特性を有する第2フィルタ回路と、この第2フィルタ回路からの出力信号を増幅するピーク増幅器と、このピーク増幅器からの増幅信号および前記キャリア増幅器からの増幅信号を合成する合成部と、を備え、前記第2フィルタ回路は集中定数素子により構成されたドハティ回路が提供される。
第1の実施形態に係るドハティ回路のブロック図である。 (a)は第1の実施形態に係るドハティ回路に用いられる第1フィルタ回路の素子定数の一例を示す図であり、(b)は第1フィルタ回路の振幅特性を示す図であり、(c)は第1フィルタ回路のオールパスフィルタリング特性を説明するための図である。 第1の実施形態に係るドハティ回路の動作を説明するための図である。 従来例によるドハティ回路のブロック図である。 (a)は第1の実施形態の第1の変形例に係るドハティ回路のブロック図であり、(b)は第1の実施形態の第2の変形例に係るドハティ回路のブロック図である。 (a)は第2の実施形態に係るドハティ回路のブロック図である。(b)は第2の実施形態に係るドハティ回路に用いられる第1フィルタ回路の素子定数の一例を示す図である。 (a)は第2の実施形態の第1の変形例に係るドハティ回路のブロック図であり、(b)は第2の実施形態の第2の変形例に係るドハティ回路のブロック図である。 第3の実施形態に係るドハティ回路のブロック図である。 第3の実施形態の変形例に係るドハティ回路のブロック図である。
以下、実施の形態に係るドハティ回路について、図1乃至図9を参照しながら説明する。尚、各図において同一箇所については同一の符号を付すとともに、重複した説明は省略する。
(第1の実施形態)
図1は第1の実施形態に係るドハティ回路のブロック図である。ドハティ増幅器1(ドハティ回路)は、入力端子10と、入力端子10より入力されたマイクロ波信号を分岐する分岐部11と、分岐部11からの一方の出力信号を増幅するキャリア増幅器12と、キャリア増幅器12の出力側に設けられこのキャリア増幅器12からの増幅信号の全域成分を通過させ及びこの増幅信号の位相をシフトさせる特性を有する第1フィルタ回路13とを備えている。
更にドハティ増幅器1は、第1フィルタ回路13に対して並列に分岐部11に接続されこの分岐部11からの他方の出力信号の全域成分を通過させ及びこの出力信号の位相を90度シフトさせる特性を有する第2フィルタ回路14と、第2フィルタ回路14からの出力信号を増幅するピーク増幅器15とを備えている。ドハティ増幅器1はピーク増幅器15からの増幅信号及び第1フィルタ回路13からの出力信号を合成する合成部16と、合成部16に接続された出力端子17とを備えている。第1フィルタ回路13及び第2フィルタ回路14はそれぞれ複数の集中定数素子により形成されている。
入力端子10には搬送周波数がマイクロ波帯域内のマイクロ波信号が入力される。分岐部11は入力信号の電力を2系統に分配する。分岐部11は例えば2入力端及び2出力端を持つ90度ハイブリッド回路を用いる。一方の入力端にはマイクロ波信号が入力され、他方の入力端には終端抵抗器が接続される。分岐部11は各出力端から振幅が等しい信号を出力する。
キャリア増幅器12は増幅素子と、この増幅素子の動作点をA級、AB級又はB級に設定するバイアス回路とを有する。増幅素子は例えばFET(field effect transistor)である。
第1フィルタ回路13は、増幅信号の高域周波数成分を通過させるHPF(high pass filter)18と、このHPF18に並列に接続されこの増幅信号の低域周波数成分を通過させるLPF(low pass filter)19とを備えている。HPF18は1つのキャパシタである。以下HPF18をキャパシタ18と表記することがある。LPF19は、一端がキャリア増幅器12の出力側に設けられたインダクタ20と、一端がこのインダクタ20の他端に接続され他端が出力端子17側に接続された別のインダクタ21と、一端がこれらのインダクタ20、21間の接続点に接続され他端がシャント接続された別のキャパシタ22とを備えている。キャパシタ18、インダクタ20、インダクタ21及びキャパシタ22には、誘電体基板上に実装されるチップ部品が用いられる。
これらのキャパシタ18、インダクタ20、インダクタ21及びキャパシタ22の各素子定数は、特性インピーダンスと、90度の位相シフト量と、ドハティ増幅器1への入力信号の使用周波数とによって決められる。特性インピーダンスとはキャリア増幅器12の出力側においてこのキャリア増幅器12を見たインピーダンスを言う。90度の位相シフトとは90度の通過位相差、即ち移相量を信号に与えることを言い、入力信号の信号位相φに対して90度位相が遅れた信号位相(φ−90)の出力信号を出力することを意味する。使用周波数とは第1フィルタ回路13の位相特性曲線上でロス無しで信号位相が180度変わるときの周波数Foの半分の周波数Faを言う。
図2(a)は第1フィルタ回路13の構成要素の素子定数の一例を示す図である。図2(b)は図2(a)中のHPF18及びLPF19の並列接続による合成振幅特性を示す図である。これらの図中、既述の符号はそれらと同じ要素を表す。第1フィルタ回路13は、信号経路に直列に挿入されたHPF18に対して、インダクタ20、インダクタ21及びキャパシタ22をT字形に接続した構成を有する。キャパシタ18(HPF18)は素子定数としてキャパシタンスC/2を有する。インダクタ20、21はそれぞれ素子定数としてインダクタンスLを有し、キャパシタ22はキャパシタンス2Cを有する。これらのC、Lは何れも式(I)、(II)の関係を満たす値を有する。
Fo=1/{(2π)√(LC)} …(I)
Zo=√(L/C) …(II)
ここで、周波数Foは位相特性曲線上における信号位相の180度変化点である。信号が搬送周波数Foを持つとした場合にこの信号が第1フィルタ回路13により180度の移相量を受ける。特性インピーダンスZoはキャリア増幅器12の出力側において入力端子10側を見た伝送線路の特性インピーダンスを表す。√は平方根の演算を表す。
図2(b)にはHPF18単体の周波数特性を示す振幅特性28と、LPF19単体の周波数特性を示す振幅特性29と、これらのHPF18及びLPF19が並列接続されたときの周波数特性を示す振幅特性30とが表示されている。振幅特性とは入力された参照信号に対する出力信号の電圧の比の周波数特性を言う。振幅特性30は第1フィルタ回路13へ入力されるマイクロ波信号の電圧に対する第1フィルタ回路13の通過後の電圧の減衰量をdB表示している。振幅特性28を有するHPF18と、振幅特性29を有するLPF19とを並列に接続することによって第1フィルタ回路13は0〜30GHzの帯域に亘って平坦な振幅特性30を実現するようになっている。図2(a)、図2(b)のように第1フィルタ回路13はオールパスフィルタと呼ばれるフィルタのフィルタ定数を使うことによって、この第1フィルタ回路13の構成要素を集中定数回路として実装することが可能になっている。
図2(c)は図2(a)の第1フィルタ回路13のオールパスフィルタリング特性を説明するための図である。既述の符号や記号はそれらと同じ要素を表す。S(2、1)はSパラメータの損失特性S21に対応する。同図の上半分に振幅特性31が示されており、下半分に位相特性曲線32が示されている。振幅特性31で表されるように、ドハティ増幅器1はマイクロ波帯域の信号を通過損失0dBで出力させている。また、位相特性曲線32で表されるように、周波数Foでの位相シフト量は180度であり、周波数Faでの位相シフト量は同相で90度である。C、L、Fa間は式(III)、(IV)の関係を満たす。
Fa=1/{2*(2π)√(LC)} …(III)
Za=√(L/C) …(IV)
周波数Faは位相特性曲線32上において周波数Foの半分の値を持つ使用周波数である。特性インピーダンスZaは特性インピーダンスZoに等しい。ドハティ増幅器1へ入力されるマイクロ波信号が使用周波数Faを持つとした場合にこのマイクロ波信号が第1フィルタ回路13により90度の移相量を受ける。*は乗算を表す。
また、図1の第2フィルタ回路14は、分岐部11により分岐された他方の出力信号の高域周波数成分を通過させるHPF23と、このHPF18に並列に接続されこの分岐出力信号の低域周波数成分を通過させるLPF24とを備えている。HPF23は1つのキャパシタから成る。以下HPF23をキャパシタ23と表記することがある。LPF24は、一端が入力端子10側に接続されたインダクタ25と、一端がこのインダクタ25の他端に接続され他端がピーク増幅器15の入力側に接続された別のインダクタ26と、一端がインダクタ25、26間の接続点に接続され他端がシャント接続されたキャパシタ27とを備えている。キャパシタ23、インダクタ25、インダクタ26及びキャパシタ27には、誘電体基板上に実装されるチップ部品が用いられる。これらのキャパシタ23、インダクタ25、インダクタ26及びキャパシタ27は互いにT字形接続構造を形成している。これらのキャパシタ23、インダクタ25等の各素子定数は、第1フィルタ回路13の各素子定数の例と同じようにして決められる。また、第2フィルタ回路14はオールパスフィルタであり、LPF23及びHPF24が互いに並列に接続されることによって生成される合成振幅と同等な振幅特性を有する。第2フィルタ回路14の振幅特性は振幅特性31の例と実質同じである。第2フィルタ回路14の位相特性も位相特性曲線32の例と実質同じである。
ピーク増幅器15は他の増幅素子と、この増幅素子の動作点をB級又はC級に設定するバイアス回路とを有する。増幅素子はキャリア増幅器12用のFETとは異なるFETである。2つのFETは接地端子を共用してもよい。
合成部16はピーク増幅器15からの増幅信号及び第1フィルタ回路13からの出力信号のうち、同じ周波数帯域の信号を合成して出力する。合成部16には例えば誘電体基板上の一対の並行な線路が用いられる。
このような構成を有するドハティ増幅器1(図1)は、信号入力が無いとき、キャリア増幅器12はそのFETをAB級又はB級にバイアスし、ピーク増幅器15はそのFETをC級にバイアスする。
図3(a)は入力電力が小さいときのドハティ増幅器1の動作を説明するための図である。図3(b)は入力電力が大きいときのドハティ増幅器1の動作を説明するための図である。電力が小さい、大きいとはキャリア増幅器12のFETが、増幅特性上で入出力の線形性を保つことができる範囲の内又は範囲の外を言う。既述の符号はそれらと同じ要素を表す。ドハティ増幅器1へは図示しないインピーダンス整合回路を介してマイクロ波信号が入力される。
瞬時入力電力が小さい場合、図3(a)に示すように、C級にバイアスされたピーク増幅器15はオフの状態であり、ピーク増幅器15の出力インピーダンスは開放状態である。ドハティ増幅器1は、キャリア増幅器12に単独で増幅動作を行わせる。ドハティ増幅器1はキャリア増幅器12により出力信号のみを負荷33に供給する。負荷33は出力端子17及び接地間に接続され負荷インピーダンスR0/2を有するものとする。第1フィルタ回路13の特性インピーダンスがR0に設定されているとする。
ドハティ増幅器1は無損失線路であるとすると、無損失線路の入力端での電圧V0、電流I0と、出力端での電圧VL、電流ILとは回路方程式から、VL=jR00、IL=(j/R0)V0で表される。第1フィルタ回路13の出力端から見た負荷インピーダンスVL/ILはR0/2であることから、これらのVL、ILを代入すると次式が得られる。
0/2=VL/IL=(R0(I0/V0
この式の変形によりV0/I0=2R0が得られる。V0=2R00が得られる。これは第1フィルタ回路13の入力端から見た負荷インピーダンスが2R0になることを示す。この結果はキャリア増幅器12の出力側から見た負荷33のインピーダンス値はR0/2から2R0に変換されたことを示す。この高い負荷インピーダンスは、電源電圧が一定である場合、小さな電力を増幅するときの効率を高くする。負荷インピーダンスが2R0である場合、キャリア増幅器12の飽和電力は小さいが効率はよい。キャリア増幅器12の消費電力が抑えられ、ドハティ増幅器1は高い電力効率で動作する。
瞬時入力電力の変化に対してキャリア増幅器12はその動作点を増幅特性上で変化させることによって追従する。キャリア増幅器12はFETの動作点を飽和領域側にずらして動作することによって、やや大きくされた瞬時入力電力を持つマイクロ波信号をドハティ増幅器1は増幅する。更にレベルが大きい電力の入力によって、キャリア増幅器12の動作は飽和し、キャリア増幅器12は増幅線形性が崩れた状態になる。キャリア増幅器12が増幅することができない電力の不足を補うようにピーク増幅器15が動作する。
瞬時入力電力が大きい場合、図3(b)に示すように、ピーク増幅器15がオン状態となり、ドハティ増幅器1はピーク増幅器15からの出力信号を負荷33に供給し、キャリア増幅器12による増幅信号とピーク増幅器15による増幅信号とを合成する。第1フィルタ回路13の出力端の負荷インピーダンスVL/ILはR0であり、ピーク増幅器15の出力端の負荷インピーダンスもR0である。無損失線路の回路方程式にVL、ILを代入すると次式が得られる。
0=VL/IL=(R0(I0/V0
この式の変形によってV0/I0=R0が得られ、V0=R00が求められる。これは第1フィルタ回路13の入力端から見た負荷インピーダンスがR0になることを示す。この結果は第1フィルタ回路13によるインピーダンスの変換は行われず、キャリア増幅器12の出力側から見た負荷インピーダンスもR0となる。負荷インピーダンスがR0である場合、キャリア増幅器12及びピーク増幅器15はともに飽和電力が大きくなるように各動作点がバイアスされているため、ドハティ増幅器1は瞬時入力電力のときの飽和電力レベルよりも大きなレベルの飽和電力を得る。ドハティ増幅器1は飽和電力を出力する動作点に近づいた状態で動作するため、高い電力効率が得られる。
入力端子10からのマイクロ波信号の電力レベルが更に増加したとき、ピーク増幅器15も飽和し始めるが、キャリア増幅器12、ピーク増幅器15ともに飽和している。このときもキャリア増幅器12、ピーク増幅器15の効率は良い。
図4は従来例によるドハティ増幅器のブロック図である。既述の符号はそれらと同じか同等の要素を表す。ドハティ増幅器100は、キャリア増幅器12の出力側に設けられた電気長λ/4を有する第1の伝送線路34と、ピーク増幅器15の入力側に設けられたλ/4を有する第2の伝送線路35とを備えている。これらの伝送線路34、35は何れもλ/4の線路長よりも長いサイズを要し90度の移相差を生成する分布定数線路によって実現されている。
しかしこの図4の例ではλ/4波長の線路を使用するため、線路長により回路規模が大きくなる。例えば自由空間でのλ/4波長は1GHzにおいて75mmであり、10GHzにおいてλ/4波長は7.5mmである。従来例によるドハティ回路ではこれらの75mmや7.5mmという値はたとえ波長短縮率を考慮したとしても、回路の小型化の実現するためには技術的課題となっている。波長短縮率とはマイクロストリップ線路上の電磁波エネルギの伝搬速度の光速に対する比率を言い、0よりも大きく1よりも小さい値をとる。一般に自由空間での電磁波の一波長は誘電体基板により短縮されて短くなる。たとえ短縮された一波長に等しい長さの回路サイズにまで抑えて回路を生成したとしてもλ/4波長の線路は回路規模を増大させてしまう。これらの伝送線路34、35を用いてドハティ増幅器をMMIC(monolithic microwave integrated circuit)化により実現することはチップサイズが大きくなるという技術的課題が存在する。例えば非特許文献1では回路基板上での分布定数線路の具体例が示されている(同文献のFigure 2を参照)。
これに対してドハティ増幅器1によれば、従来例による90度位相回路を、オールパスフィルタである第1フィルタ回路13、第2フィルタ回路14を用いることで実現するため、回路の素子の集中定数化を図ることができる。λ/4波長の伝送線路34、35の代わりに集中定数素子の全域通過特性を持つフィルタ回路を用いることができ、回路の小型化ができる。同じ機能をMMICによって実現できるようになる。また、オールパスフィルタ回路である第1フィルタ回路13、第2フィルタ回路14の通過損失は0dBにされているため、ドハティ増幅器1全体の利得の減少分を減らすことが可能になる。
(第1の実施形態の変形例)
実施の形態に係るドハティ回路は、2系統のラインのうちの一方だけにオールパスフィルタを設けてもよい。
図5(a)は第1の実施形態の第1の変形例に係るドハティ回路のブロック図である。既述の符号はそれらと同じ要素を表す。ドハティ増幅器2は分岐出力した信号の一方に第1フィルタ回路13を設けている。ドハティ増幅器2は第1フィルタ回路13によってキャリア増幅器12からの増幅信号の全域成分を通過させ及びその位相を90度シフトさせ、伝送線路34によって分岐された他方の出力信号に90度の移相差を生成するようになっている。分岐された一方の第1フィルタ回路13の素子が集中定数化されており、分岐された他方の伝送線路34はλ/4波長の分布定数線路として信号に移相量を与える。
また、図5(b)は第1の実施形態の第2の変形例に係るドハティ回路のブロック図である。既述の符号はそれらと同じ要素を表す。ドハティ増幅器3は分岐出力した他方の信号に第2フィルタ回路14を設けている。ドハティ増幅器3は第2フィルタ回路14によって分岐部11からの分岐信号の全域成分を通過させ及びその位相を90度シフトさせ、伝送線路35によって分岐された一方の出力信号に90度の移相差を生成している。第2フィルタ回路14の素子が集中定数化されており、伝送線路35はλ/4波長の分布定数線路として機能している。
この変形例によれば、何れか1系統のラインだけが回路の集中定数化を図ることにより、回路規模を小さくすることができる。また、オールパスフィルタを用いているため、ドハティ増幅器2及びドハティ増幅器3の全体の利得の減少分を減らすことができる。
(第2の実施形態)
上記第1フィルタ回路13及び第2フィルタ回路14の構成要素は別の集中定数素子を用いてもよい。
図6(a)は第2の実施形態に係るドハティ回路のブロック図である。既述の符号はそれらと同じ要素を表す。ドハティ増幅器4は、キャリア増幅器12からの増幅信号の全域成分を通過させ及びこの増幅信号の位相を90度シフトさせる特性を有する第1フィルタ回路36と、分岐部11からの他方の出力信号の全域成分を通過させ及びこの出力信号の位相を90度シフトさせる特性を有する第2フィルタ回路37とを備えている。第1フィルタ回路36及び第2フィルタ回路37はそれぞれ複数の集中定数素子により形成されている。
第1フィルタ回路36は、増幅信号の低域周波数成分を通過させるLPF38(以下インダクタ38と表記することがある)と、このLPF38に並列に接続されこの増幅信号の高域周波数成分を通過させるHPF39とを備えている。HPF39は、一端がキャリア増幅器12の出力側に設けられたキャパシタ40と、一端がこのキャパシタ40の他端に接続され他端が出力端子17側に接続された別のキャパシタ41と、一端がこれらのキャパシタ40、41間の接続点に接続され他端がシャント接続された別のインダクタ42とを備えている。インダクタ38、キャパシタ40、キャパシタ41及びインダクタ42には、誘電体基板上のチップ部品が用いられる。これらのインダクタ38、キャパシタ40、キャパシタ41及びインダクタ42は互いにT字形接続構造を形成する。これらのインダクタ38等の各素子定数は、上記第1実施形態の第1フィルタ回路13の各素子定数の例と同じようにして決められる。
図6(b)はLPF38の構成要素及びHPF39の構成要素の各素子定数の一例を示す図である。既述の符号はそれらと同じ要素を表す。インダクタ38は素子定数としてインダクタンス2Lを有する。キャパシタ40、41はそれぞれ素子定数としてキャパシタンスCを有し、インダクタ42はインダクタンスL/2を有する。これらのC、Lは何れも第1実施形態の上記式(I)、(II)の関係あるいはこの関係と実質同じ関係式によって求められる。
第1フィルタ回路36の振幅特性について述べると、この第1フィルタ回路36はオールパスフィルタであり、LPF38及びHPF39が互いに並列に接続されることによって生成される合成振幅と同等な振幅特性を有する。第1フィルタ回路36の振幅特性は図2(c)の上半分の振幅特性31の例と実質同じように、0〜30GHzの周波数帯域の変動に対して平坦な特性曲線を有する。第1フィルタ回路36の位相特性も図2(c)の下半分の位相特性曲線32の例と実質同じである。ドハティ増幅器4は搬送周波数Faのマイクロ波信号に90度の移相量を与えて出力するようになっている。
他方図6(a)の第2フィルタ回路37は、分岐出力された他方の出力信号の低域周波数成分を通過させるLPF43(インダクタ43)と、このLPF43に並列に接続されこの分岐出力信号の高域周波数成分を通過させるHPF44とを備えている。このHPF44は、一端が入力端子10側に接続されたキャパシタ45と、一端がこのキャパシタ45の他端に接続され他端がピーク増幅器15の入力側に接続された別のキャパシタ46と、一端がキャパシタ45、46間の接続点に接続され他端がシャント接続されたインダクタ47とを備えている。これらのキャパシタ45、キャパシタ46及びインダクタ47によりT字形接続構造が形成されている。この第2フィルタ回路37を構成するLPF43及びHPF44の各素子定数も、第1の実施形態の第1フィルタ回路13の各素子定数の例と同じようにして決められる。また、第2フィルタ回路37はオールパスフィルタであり、LPF43及びHPF44が互いに並列に接続されることによって生成される合成振幅と同等な振幅特性を有する。第2フィルタ回路37の振幅特性は振幅特性31の例と実質同じである。第2フィルタ回路37の位相特性も位相特性曲線32の例と実質同じである。
このような構成を有するドハティ増幅器4は第1実施形態のドハティ増幅器1の例と同様に、瞬時入力電力が小さいとき、及び瞬時入力電力が大きいときに高い電力効率で動作する。
ドハティ増幅器4によれば、オールパスフィルタである第1フィルタ回路36及び第2フィルタ回路37を用いるため、集中定数化を図ることができ、入力されたマイクロ波信号に90度の移相量を与えることができるため回路の小型化が可能となる。MMIC化が図れる。オールパスフィルタ回路である第1フィルタ回路13、第2フィルタ回路14の通過損失は0dBにされているため、ドハティ増幅器1全体の利得の減少分を減らすことが可能になる。
(第2の実施形態の変形例)
実施の形態に係るドハティ回路は2系統のラインのうちの一方だけにオールパスフィルタを設けてもよい。
図7(a)は第2の実施形態の第1の変形例に係るドハティ回路のブロック図である。ドハティ増幅器5は分岐出力した一方の信号に第1フィルタ回路36を設けている。図7(b)は第2の実施形態の第2の変形例に係るドハティ回路のブロック図である。ドハティ増幅器6は分岐出力した他方の信号に第2フィルタ回路37を設けている。既述の符号はそれらと同じ要素を表す。
これによって、図7(a)のように、ドハティ増幅器5は第1フィルタ回路36によってキャリア増幅器12からの増幅信号の全域成分を通過させ及びその位相を90度シフトさせ、伝送線路34によって分岐された他方の出力信号に90度の移相差を生成する。
また、図7(b)のように、ドハティ増幅器6は第2フィルタ回路37によって分岐部11からの分岐信号の全域成分を通過させ及びその位相を90度シフトさせ、伝送線路35によって分岐された一方の出力信号に90度の移相差を生成する。
ドハティ増幅器5、6は、1系統のラインだけ、即ち第1フィルタ回路36及び第2フィルタ回路37の各素子を集中定数化している。回路の集中定数化を図ることにより、回路規模を小さくすることができる。また、オールパスフィルタを用いているため、ドハティ増幅器5及びドハティ増幅器6の全体の利得の減少分を減らすことができる。
(第3の実施形態)
図2(a)の構成を有するオールパスフィルタと、図6(b)の構成を有するオールパスフィルタとを分岐された各ラインにそれぞれ設けてもよい。
図8は第3の実施形態に係るドハティ回路のブロック図である。図9は第3の実施形態の変形例に係るドハティ回路のブロック図である。既述の符号はそれらと同じ要素を表す。
図8のドハティ増幅器7及び図9のドハティ増幅器8によっても、ドハティ増幅器1と実質同じ動作を行う。回路定数を集中定数化することにより回路規模を小さくすることができる。また、オールパスフィルタによって通過損失は0dBにされているため、ドハティ増幅器7、8は全体の利得の減少分を減らすことが可能になる。
(その他)
上記説明ではドハティ増幅器1はキャリア増幅器12の増幅素子には入出力端子にそれぞれ内部整合回路を接続してもよい。内部整合回路(internal matched network)はFETの入力段及び出力段におけるインピーダンスを整合させる。ピーク増幅器15の増幅素子には内部整合回路が接続される。また、ドハティ増幅器1は分岐部11の出力側、及び合成部16の入力側に、インピーダンス変換回路を接続してもよい。
いくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。
1,2,3,4,5,6,7,8…ドハティ増幅器(ドハティ回路)、10…入力端子、11…分岐部、12…キャリア増幅器、13…第1フィルタ回路、14…第2フィルタ回路、15…ピーク増幅器、16…合成部、17…出力端子、18…HPF(キャパシタ)、19…LPF、20,21,25,26…インダクタ、22,27…キャパシタ、23…HPF、24…LPF、28,29,30,31…振幅特性、32…位相特性曲線、33…負荷、34,35…伝送線路、36…第1フィルタ回路、37…第2フィルタ回路、38…LPF、39…HPF、40,41…キャパシタ、42…インダクタ、43…LPF、44…HPF、45,46…キャパシタ、47…インダクタ。

Claims (8)

  1. 入力された高周波信号を分岐する分岐部と、
    この分岐部からの一方の出力信号を増幅するキャリア増幅器と、
    このキャリア増幅器からの増幅信号の全域成分を通過させおよびこの増幅信号の位相をシフトさせる特性を有する第1フィルタ回路と、
    この第1フィルタ回路に対して並列に前記分岐部に接続されこの分岐部からの他方の出力信号の全域成分を通過させおよびこの出力信号の位相をシフトさせる特性を有する第2フィルタ回路と、
    この第2フィルタ回路からの出力信号を増幅するピーク増幅器と、
    このピーク増幅器からの増幅信号および前記第1フィルタ回路からの出力信号を合成する合成部と、を備え、
    前記第1フィルタ回路および前記第2フィルタ回路のうちの少なくとも何れか一方は集中定数素子により構成されたドハティ回路。
  2. 入力された高周波信号を分岐する分岐部と、
    この分岐部からの一方の出力信号を増幅するキャリア増幅器と、
    このキャリア増幅器からの増幅信号の全域成分を通過させおよびこの増幅信号の位相をシフトさせる特性を有する第1フィルタ回路と、
    この第1フィルタ回路に対して並列に前記分岐部に接続されこの分岐部からの他方の出力信号を増幅するピーク増幅器と、
    このピーク増幅器からの増幅信号および前記第1フィルタ回路からの出力信号を合成する合成部と、を備え、
    前記第1フィルタ回路は集中定数素子により構成されたドハティ回路。
  3. 入力された高周波信号を分岐する分岐部と、
    この分岐部からの一方の出力信号を増幅するキャリア増幅器と、
    このキャリア増幅器に対して並列に前記分岐部に接続されこの分岐部からの他方の出力信号の全域成分を通過させおよびこの出力信号の位相をシフトさせる特性を有する第2フィルタ回路と、
    この第2フィルタ回路からの出力信号を増幅するピーク増幅器と、
    このピーク増幅器からの増幅信号および前記キャリア増幅器からの増幅信号を合成する合成部と、を備え、
    前記第2フィルタ回路は集中定数素子により構成されたドハティ回路。
  4. 前記第1フィルタ回路あるいは前記第2フィルタ回路は信号位相を90度シフトさせる請求項1〜3の何れかに記載のドハティ回路。
  5. 前記第1フィルタ回路は、
    前記増幅信号の高域周波数成分を通過させる第1高域通過フィルタと、
    この第1高域通過フィルタの入出力端子間に並列に接続され、前記増幅信号の低域周波数成分を通過させる第1低域通過フィルタとを備えた請求項1〜3の何れかに記載のドハティ回路。
  6. 前記第2フィルタ回路は、
    前記分岐部からの前記他方の出力信号の高域周波数成分を通過させる第2高域通過フィルタと、
    この第2高域通過フィルタの入出力端子間に並列に接続され、前記他方の出力信号の低域周波数成分を通過させる第2低域通過フィルタとを備えた請求項1〜3、5の何れかに記載のドハティ回路。
  7. 前記第1フィルタ回路は前記キャリア増幅器の出力側の特性インピーダンス、位相シフト量および前記高周波信号の使用周波数によって複数の集中定数素子の素子定数を決めた請求項1〜3の何れかに記載のドハティ回路。
  8. 前記第2フィルタ回路は前記ピーク増幅器の入力側の特性インピーダンス、位相シフト量および前記高周波信号の使用周波数によって複数の集中定数素子の素子定数を決めた請求項1〜3の何れかに記載のドハティ回路。
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