JP2013207895A - 昇降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータおよび携帯機器 - Google Patents

Abstract

【課題】応答性を改善し、出力電圧のリップルの小さい昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの実現。
【解決手段】昇降圧回路1と、制御回路と、を有する昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、制御回路は、差動三角波信号を発生する差動三角波発生回路5と、切替信号に応じて差動三角波信号の一方を選択して出力するスイッチ6と、出力電圧と所定電圧との差電圧に応じた誤差信号を出力する誤差検出器2と、スイッチの出力する正相または逆相三角波信号と誤差信号を比較し、比較結果に応じて誤差信号に応じたパルス幅のパルス信号を生成するＰＷＭ比較器3と、誤差信号と基準電位を比較して切替信号を発生する切替比較器7と、制御用パルス信号および切替信号からオンオフ制御信号を生成するドライバ制御回路4と、を有し、差動三角波信号の同相レベルが基準電位と一致するように接続する。
【選択図】図１

Description

本発明は、昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータおよびそれを有する携帯機器に関する。

携帯機器等の電源回路は、入力電圧から各ＩＣに必要な電源電圧を供給する回路であり、一般にＤＣ−ＤＣコンバータが使用される。ＤＣ−ＤＣコンバータは、電池やバッテリから得られるパワーに対して、各ＩＣが必要とする電源電圧値、許容電流値を満たすようにカスタマイズし、それぞれに対して適切な電源を供給する役割をする。このようなＤＣ−ＤＣは、無線通信端末だけではなく、タブレット端末などにも幅広く用いられている。

特に、小型の携帯機器では、電池（バッテリ）としてリチウムイオン蓄電池が使用されることが多く、その電圧値は満充電で４．２Ｖ、終止電圧で２．５Ｖとなるような特性を持つ。同じ電池を長く使用するためには、電池の電圧変化を許容するＤＣ−ＤＣコンバータが不可欠となっている。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータにはＩＣが必要とする電源電圧が電池の電圧よりも高い場合は昇圧、低い場合は降圧する機能が必要であり、それらを同一チップ、同一回路で実現できる構成が求められる。

このような昇圧および降圧を実現する昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ、例えば、Ｈブリッジ型昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータが提案されている。Ｈブリッジ型昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータは、チョークコイルと、チョークコイルに接続された降圧用のトランジスタ対および昇圧用のトランジスタ対と、出力電圧に基づいてトランジスタをオンオフ制御する制御回路と、を有する。制御回路は、出力電圧に応じて昇圧モードと降圧モードを切り替えると共に、トランジスタをオンオフ制御するＰＷＭ(Pulse Width Modulation)信号を発生する。制御回路には、昇圧と降圧のモード切り替えを迅速かつ出力電圧の変動（リップル）が小さく、さらに低電力で実現することが求められる。

一般に、トランジスタをオンオフ制御するＰＷＭ信号は、三角波信号を利用して発生される。そこで、特開2006-304512の図11に示されているように、出力電圧に対応する電圧信号と、三角波信号および三角波信号を一定電圧シフトしたシフト三角波信号とを比較する２個の比較器を有する昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路が提案されている。また、特開2006-304512の図1に示されているように、比較器に供給する三角波信号を、シフトするか否かを制御することにより、比較器の個数を減少させた昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路も提案されている。

特開２００６−３０４５１２号公報 特開２００９−１５９７０３号公報 特開２００５−１９２３１２号公報 特公平７−１００４３号公報 特開２００５−１６０２５４号公報

しかしながら、提案されている上記の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路には、次のような課題がある。

（１）上記の２つの制御回路は、共に三角波のＤＣ電位をシフトさせるためのシフト電圧（ｅ２）が用いられている。ｅ２＞三角波の振幅の時、ＰＷＭ比較器の反転端子に入力される信号が、シフトした信号に切り替わったとしても、シフト前の信号とすぐにクロスすることができず、ＰＷＭ信号が生成できない検知不可能な時間が発生する。この場合、比較対象の信号がシフトした信号に切り替わる前に比べ、ｅ２と三角波の振幅の電位差に相当する期間に対してはPWM信号が生成できず、その電位差を超えてはじめてスイッチが制御されるため、出力電位が大きく振られるまで制御されず、この結果リップルが大きくなる。

（２）また、ｅ２＜三角波の振幅の時、切り替わりの前後で、同じ比較対象の信号の電位に対して両方の三角波がクロスしてしまうため、スイッチング回数が増え、その結果、消費電流が増加する。さらに、比較対象の信号を検知できる電圧幅が２つの三角波が重なる分、狭まってしまい、広い範囲の電圧検知ができなくなる。

（３）さらに、比較器を１個にした制御回路（特開2006-304512 図1）については、パルス信号の周期内でＰＷＭ信号の遷移が無いことを検知して、三角波のシフトを切り替える構成であるため、出力電圧に対応した電圧信号と三角波信号がクロスしなくなってからクロック信号の1周期分の待ち時間が必要である。このため、即応性が悪く、出力電圧のリップルが大きく変化する可能性がある。

以上のように、提案されている上記の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路には、シフト電圧と三角波の振幅には大きな依存性があり、最適な動作を実現するためには、シフト電圧を適切に制御するようなマニュアル調整、あるいは自動調整機能が必要である。

実施形態によれば、応答性を改善し、出力電圧のリップルの小さい昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータが実現される。

さらに、実施形態によれば、電源として電池を使用した携帯機器で、電池寿命を延ばし、安定した電源供給が行えるようになる。

実施形態の第１の観点によれば、昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータが提供される。この昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、チョークコイルおよびチョークコイルに接続された降圧用のトランジスタ対および昇圧用のトランジスタ対を含む昇降圧回路と、降圧用のトランジスタ対および昇圧用のトランジスタ対を出力電圧に基づいてオンオフ制御する制御回路と、を有する。制御回路は、差動三角波発生回路と、スイッチと、誤差検出器と、ＰＷＭ比較器と、切替比較器と、ドライバ制御回路と、を有する。差動三角波発生回路は、正相三角波信号と逆相三角波信号を発生する。スイッチは、切替信号に応じて、正相三角波信号と逆相三角波信号の一方を選択して出力する。誤差検出器は、出力電圧と所定電圧との差電圧に応じた誤差信号を出力する。ＰＷＭ比較器は、スイッチの出力する正相または逆相三角波信号と誤差信号を比較し、比較結果に応じて出力電圧と基準電圧との差電圧に応じたパルス幅を持つ制御用パルス信号を生成する。切替比較器は、誤差信号と基準電位を比較して切替信号を発生する。ドライバ制御回路は、制御用パルス信号および切替信号から、降圧用のトランジスタ対および昇圧用のトランジスタ対のオンオフ制御信号を生成する。そして、正相三角波信号と逆相三角波信号の同相レベルは基準電位と一致するように接続している。

実施形態の第２の観点によれば、本体回路部と、電源と、を有する携帯機器であって、電源は、電池と、実施形態の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと、を有する携帯機器が提供される。

上記の第１の観点によれば、昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの応答性を改善し、出力電圧のリップルを小さくできる。

上記の第２の観点によれば、電源として電池を使用した携帯機器で、電池寿命を延ばし、安定した電源供給が行えるようになる。

図１は、第１実施形態のＨブリッジ型昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。 図２は、ドライバ制御回路および比較器の回路例を示す図であり、（Ａ）がドライバ制御回路の回路図であり、（Ｂ）が比較器の回路例である。 図３は、差動三角波発生器の回路例および動作波形のタイムチャートであり、（Ａ）が回路例、（Ｂ）がタイムチャートである。 図４は、第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの動作波形を示すタイムチャートである。 図５は、第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの変形例を示す図である。 図６は、第２実施形態のＨブリッジ型昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。 図７は、第２実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの動作波形を示すタイムチャートである。 図８は、一般的な無線送信端末の構成を示すブロック図である。 図９は、第１および第２実施形態で説明したＤＣ−ＤＣコンバータを、タブレット端末などを含む無線送信端末に用いた場合の構成例を示す図である。

Ｈブリッジ型昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータは、昇圧型と降圧型が１つのインダクタと容量で実現できることから、２つを別々のＩＣで設けるよりも、面積や部品点数の観点でコスト/小型化に大きなメリットがある。以下、Ｈブリッジ型昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータを例として説明を行うが、実施形態の技術はこれに限定されるものではなく、ＰＷＭ制御を行う昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであれば適用可能である。

Ｈブリッジ型昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータは、昇圧と降圧のモード切替を行い、モード切替のタイミングを制御する。制御回路は、モード切替を迅速に行い、かつ出力電圧の変動（リップル）が小さくなるように行い、さらに低電力で制御を実現することが求められる。

図１は、第１実施形態のＨブリッジ型昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、単にＤＣ−ＤＣコンバータと称する）の回路図である。
第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、Ｈブリッジ型昇降圧回路１、誤差検出器２、ＰＷＭ比較器３、ドライバ制御回路４と、差動三角波信号発生器５、スイッチ６と、切替比較器７と、基準電位源８と、を有する。

Ｈブリッジ型昇降圧回路１は、チョークコイルＬと、チョークコイルＬに接続された降圧用のトランジスタ対Ｔ１およびＴ２と、チョークコイルＬに接続された昇圧用のトランジスタ対Ｔ３およびＴ４と、を有する。

例えば、Ｔ４がオン（ＯＮ）、Ｔ３がオフ（ＯＦＦ）の状態で、Ｔ１とＴ２がオン／オフ（ＯＮ／ＯＦＦ）を繰り返す時、Ｈブリッジ型昇降圧回路１は、降圧モードとして動作する。Ｔ１がオン、Ｔ２がオフ（ＯＦＦ）の状態では、インダクタＬに入力電圧ＶＩから出力ＶＯに向かう電流が流れ、Ｔ２がオン、Ｔ１がオフになることでその電流を維持しようと起電力が発生し、出力に対して常時電流を流すように動作する。この時の、Ｔ１とＴ２のオン／オフのデューティ比を変えることにより、所望の電圧に降圧することができる。

同様に、Ｔ１がオン、Ｔ２がオフの状態で、Ｔ３とＴ４がオン／オフを繰り返す時、Ｈブリッジ型昇降圧回路１は、昇圧モードとして動作する。Ｔ３がオン、Ｔ４がオフの状態では、インダクタＬに電流が流れ、Ｔ４がオン、Ｔ３がオフになることで、その電流を維持しようと起電力が発生し、電源電圧ＶＩを基準として出力に対して電流を流すように動作する。この場合も、Ｔ３とＴ４のオン／オフのデューティ比を変えることにより、所望の電圧に昇圧することができる。

容量Ｃは、Ｈブリッジ型昇降圧回路１の出力電圧ＶＯを安定化する。Ｈブリッジ型昇降圧回路１については広く知られているので、これ以上の説明は省略する。

誤差検出器２は、出力電圧ＶＯの分圧電位と所定の電位ｅ１の差を検出し、誤差信号Ｓ１を出力する。ＰＷＭ比較器３は、誤差信号Ｓ１とスイッチ６から出力される三角波信号Ｓ４とを比較してＰＷＭ信号ＳＯを生成する。ドライバ制御回路４は、ＰＷＭ信号ＳＯと比較器７の出力する切替信号ＳＳから、トランジスタＴ１〜Ｔ４のオン／オフ制御信号を生成する。

差動三角波発生器５は、正相三角波信号ＳＰおよび逆相三角波信号ＳＭを含む差動三角波信号を生成する。スイッチ６は、切替信号ＳＳに応じて、正相三角波信号ＳＰと逆相三角波信号ＳＭの一方を選択して、三角波信号Ｓ４として出力する。切替比較器７は、誤差信号Ｓ１と基準電位源８の出力する基準電位を比較して切替信号ＳＳを生成する。比較器７の反転入力端子に入力される基準電位は、差動三角波発生器５のコモンモード電位と共通になっている。

図２の（Ａ）は、ドライバ制御回路４の回路図である。ドライバ制御回路４は、論理回路と、最終段の４個のドライバ素子と、を有する。ドライバ素子は、例えば、偶数個のインバータ素子を直列に接続した駆動素子を複数個直列に接続し、インバータ素子のチャネル幅を徐々に大きくして駆動力を高めた素子である。

図２の（Ｂ）は、ＰＷＭ比較器３および切替比較器７として使用される比較器の回路例を示す図である。このような比較器の回路構成は広く知られているので、説明は省略する。

図３の（Ａ）は、差動三角波発生器５の回路例を示す図であり、図３の（Ｂ）は、差動三角波発生器５の動作波形を示すタイムチャートである。

図３の（Ａ）に示すように、差動三角波発生器５は、ヒステリシス特性を有するヒステリシス比較器５１および５２と、抵抗ラダー５３と、スイッチ５４と、電流源と容量で構成される充放電回路５５および５６と、補助論理回路と、容量と、を有する。抵抗ラダー５３は、高電位源と低電位源の間に直列に接続した抵抗を含み、電圧値（電位）２ＶＢ、ＶＢおよびＶｃを発生する。ここで、電位ＶＢは、基準電位源８の出力する基準電位に一致するように規制されている。基準電位は、切替比較器７および差動三角波発生器５をＣＭＯＳ回路で設計した場合に、適切な動作電位（例えば電源電圧／２）となるように設定される。

図３の（Ｂ）に示すように、電源投入などのタイミングでＣＳ信号が入力され、スイッチ５４のＳＰとＳＭの信号端子の間に直列に接続された３個のスイッチ素子が閉じ、正相三角波信号ＳＰおよび逆相三角波信号ＳＭが一度ショートする。ヒステリシス比較器５１は、ＳＰと比較的高電位と比較するので、ＳＰが低いと判定され、信号ＣＰにより充放電回路５５が充電回路として働く。ＳＰは、充放電回路５５により充電され、２ＶＢの電位に至るまで電位上昇する。ＳＰが一度２ＶＢに到達すると、ヒステリシス比較器５１の判定結果は反転して、反転した信号ＣＰにより、今度はＳＰが充放電回路５５により放電され、ＶＢの電位に至るまで電位が下降する。これを繰り返すことにより、ＶＢをベース電位（最下位電位）とした正相三角波信号ＳＰが生成される。同様に、ヒステリシス比較器５２は、ショートしたＳＭと比較的低電位と比較するので、ＳＭが高いと判定され、信号ＣＭにより充放電回路５６が放電回路として働く。ＳＭは、充放電回路５６により放電され、電位がＶcの電位に至るまで下降する。ＳＭが一度Ｖcに到達すると、ヒステリシス比較器５２の判定結果が反転して、反転したＣＭにより、今度はＳＭが充放電回路５６により充電され、ＶＢの電位に至るまで電位が上昇する。これを繰り返すことにより、ＶＢを基準電位とした逆相三角波信号ＳＭが生成される。

信号ＣＭを遅延させた信号、信号ＣＭの反転信号との論理積を出力することによって、２つの差動三角波信号ＳＰとＳＭの電位がＶＢとなって一致する時に、パルス状のクロックＳ３を出力させることができる。

図４は、第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの動作波形を示すタイムチャートである。
出力電圧ＶＯが目標とするＤＣ電位よりも若干高いとき、誤差検出器２からは期待値よりも低い誤差信号Ｓ１を出力する。切替比較器７は、Ｓ１と基準電位との比較を行い、切替信号ＳＳを生成する。この場合、Ｓ１は低いのでＳＳは「低（Ｌｏｗ）」であり、状態１(State1)が開始される。基準電位を中心とする差動の三角波信号ＳＰ、ＳＭは、ＳＳがＬｏｗの場合はＳＭが選択され、ＰＷＭ比較器３の反転入力端子にはＳＭがＳ４として入力される。従って、ＰＷＭ比較器３は、Ｓ１とＳＭ（Ｓ４）を比較した結果を信号ＳＯとして出力する。ドライバ制御回路４は、ＳＳがＬｏｗの時、Ｔ４をオン、Ｔ３をオフに設定し、かつ、その期間中のＳＯのＨｉｇｈ／Ｌｏｗに基づいて、Ｔ２／Ｔ１をそれぞれオンするように制御信号を生成する。よって状態１(State1)の期間は、Ｔ４をオン、Ｔ３をオフしてＴ２／Ｔ１を切り替える降圧動作を行うことになる。この降圧動作により出力電圧ＶＯが下降してＳ１が上昇し、Ｓ１が基準電位を超えた時、切替比較器７によってＳＳの信号が「高（Ｈｉｇｈ）」に切り替わり、状態２(State2)が開始される。すると、ＰＷＭ比較器３の反転入力端子には、スイッチ６によりＳＰが供給されるように切り替えられ、ＰＷＭ比較器３は、それと同時にＳ１とＳＰの比較を開始する。同様にドライバ制御回路４は、ＳＳがＨｉｇｈの時、Ｔ１をオン、Ｔ２をオフに設定し、かつ、その期間中のＳＯのＨｉｇｈ／Ｌｏｗに基づいて、Ｔ３／Ｔ４をそれぞれオンするように制御信号を生成する。よって状態２(State2)の期間は、Ｔ１をオン、Ｔ２をオフしてＴ３／Ｔ４を切り替える昇圧動作を行うことになる。この昇圧動作によってＶＯは上昇し、同時にＳ１は下降する。定常状態ではこの昇降圧の切り替えを繰り返し、ほぼ一定電圧を供給する動作を行う。

以上のようにして、差動の三角波信号ＳＰおよびＳＭを、ＳＭのトップ（最大電圧値）とＳＰのボトム（最小電圧値）が等しくなるように供給し、かつ、その同相の基準電位を切替比較器７の反転入力と等しく与える。これにより、信号Ｓ１が基準電位に対して高い時はＳＰ、低い時はＳＭを一意に選択することが可能になる。たとえ、基準電位が変わり、ＳＰおよびＳＭの同相電位がシフトしたとしても、切替比較器７はシフトされた基準電位とＳ１を比較するため、切替信号ＳＳが反転するタイミングが変わることはあっても、Ｓ１の信号に対し検知不可能な時間が存在することはない。よって、基準電位（すなわち、これまで提案されている回路のＤＣ電圧ｅ２）に依存しない動作が実現できる。このため、前述の課題（１）ＰＷＭ信号が生成できない検知不可能な時間が発生する、（２）スイッチング回数が増え、その結果、消費電流が増加する、等の問題は発生しない。さらに、モード選択の判定をクロック信号に同期して行わず、切替信号ＳＳをリアルタイムに生成しているため、切替信号発生の遅延が無く、切替待ち時間も発生しない。

図５は、第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの変形例を示す図である。この変形例では、基準電位源８を使用せず、差動三角波発生器５の抵抗ラダー５３で発生される電位ＶＢを、切替比較器７の反転入力端子に供給するようにしたことが異なる。この変形例でも、第１実施形態と同様の効果が得られる。

図６は、第２実施形態のＨブリッジ型昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
第２実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、切替比較器７として、クロック信号Ｓ７に同期して入力の比較を行うダイナミック動作型の切替比較器７’を用いていることが第１実施形態と異なる。なお、第２実施形態では、上記の変形例と同様に、差動三角波発生器５から切替比較器７’の反転入力端子に基準電位ＶＢを供給している。

ダイナミック動作型の切替比較器７’は、図２（b）に記載の切替比較器７の差動対の下側のＮＭＯＳトランジスタのゲート電位をＳ７として与え、図の左側電流源パスを必要としない構成である。このため、クロック信号Ｓ７がＨｉｇｈの時に、その時刻における比較動作を行い、Ｌｏｗの時にはオフする。したがって、常時電流源による電流を流して動作する切替比較器７に比べて消費電流を低減できる。クロック信号Ｓ７は、差動三角波発生器５の出力する正相三角波信号ＳＰのボトム電位と逆相三角波信号ＳＭのトップ電位が等しい時に合わせてアクティブになる信号である。クロック信号Ｓ７は、別に生成することも可能であるが、図３の（Ａ）に示した差動三角波発生器５で発生するクロック信号Ｓ３を使用することも可能である。

図７は、第２実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの動作波形を示すタイムチャートである。
クロック信号Ｓ７は、正相三角波信号ＳＰのボトム電位と逆相三角波信号ＳＭのトップ電位が等しい時に合わせて（同期して）入力されている。出力電圧ＶＯが目標とするＤＣ電位よりも若干高いとき、誤差検出器２からは期待値よりも低いＳ１を出力する。切替比較器７’は、Ｓ１と基準電位ＶＢとの比較をクロックＳ７の立ち上がりのタイミングで行い、切替信号ＳＳを生成する。この場合、Ｓ１は低いので、切替比較器７’はＬｏｗを出力（State1の開始）し、図４と同様に逆相三角波信号ＳＭがＳ４として選択される。ドライバ制御回路４により、ＳＳがＬｏｗの時、Ｔ４をオン、Ｔ３をオフに設定し、かつ、その期間中のＳＯのＨｉｇｈ／Ｌｏｗに基づいて、Ｔ２／Ｔ１をそれぞれオンするように制御信号を生成する。これによって、状態１(State1)の期間では、Ｔ４をオン、Ｔ３をオフしてＴ２／Ｔ１を切り替える降圧動作を行う。この降圧動作によりＶＯが下降してＳ１が上昇する。選択信号ＳＳは、クロックＳ７が入力される毎に更新されるため、Ｓ１が基準電位を超えた最初のクロックＳ７が入力された時に、比較器７’によってＳＳの信号がＨｉｇｈに切り替わる（State2の開始）。すると、ＰＷＭ比較器３の反転入力端子には、スイッチ６によりＳＰが供給され、ＰＷＭ比較器３は、それと同時にＳ１とＳＰの比較を開始する。ドライバ制御回路４は、ＳＳがＨｉｇｈの時、Ｔ１をオン、Ｔ２をオフに設定し、かつ、その期間中のＳＯのＨｉｇｈ／Ｌｏｗに基づいて、Ｔ３／Ｔ４をそれぞれオンするように制御信号を生成する。そのため、状態２(State2)の期間は、Ｔ１をオン、Ｔ２をオフしてＴ３／Ｔ４を切り替える昇圧動作を行う。この昇圧動作によってＶＯは上昇し、同時にＳ１は下降する。定常状態ではこの昇降圧の切り替えを繰り返し、ほぼ一定電圧を供給する動作を行う。

このように、クロックに応じてダイナミックな比較動作を行う比較器７’を用いることによっても、第１実施形態と同様の動作が可能である。特に、クロックＳ７を、差動三角波のトップとボトムが等しくなるタイミングで供給した場合、ＳＰとＳＭの切り替わりのタイミングを同じ電圧で行うことができるため、Ｓ４の波形が連続三角波になる。不連続であった図４に比べ、不連続点でのスイッチング切り替え分、スイッチング回数を減らすことができ、消費電流を削減することができる。さらに、常時比較動作を行っていた場合に比べ、クロック信号に同期して瞬時に比較判定を行う比較器７’はより低消費電力で動作する。

第２実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、基準電位の変化に依存しない構成であるため、第１実施形態と同様の効果が得られる。クロック信号が入力されたら、即座に選択信号ＳＳによって差動三角波の切り替えが実現できるため、クロック信号の１周期分の遅延が無く、モード切替の待ち時間も必要ない。

以上、実施形態の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータについて説明した。実施形態の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、無線送信端末などの電池を電源として利用する携帯機器に搭載し、各ＩＣに必要な電源電圧を供給するのに適している。以下、実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータを携帯機器に利用した場合について説明する。

図８は、一般的な無線送信端末の構成を示すブロック図である。図８の無線送信端末は、電池またはバッテリ６１と、ＤＣ−ＤＣコンバータ６２と、ベースバンドプロセッサ６３と、ＲＦ送信回路６４と、パワー増幅器６５と、アンテナ６６と、を有する。ベースバンドプロセッサ(Baseband Processor)６３からの信号をＲＦ送信回路(RF transmitter)６４でＲＦ周波数帯域に変換し、パワー増幅器(Power amplifier)６５で信号を増幅してアンテナ６６から送信する。

電池またはバッテリ６１としては、リチウムイオン蓄電池が使用されることが多く、その電圧値は満充電で４．２Ｖ、終止電圧で２．５Ｖとなるような特性を持つ。このような電源電圧の変動があっても、各ＩＣには、必要とする電源電圧値、許容電流値を満たす電源を供給する必要がある。そこで、ＤＣ−ＤＣコンバータ６２が、電池またはバッテリ６１から供給される電源から、ベースバンドプロセッサ６３、ＲＦ送信回路６４およびパワー増幅器６５が必要とする電源を生成して各部に供給する。ＤＣ−ＤＣコンバータ６２は、同一チップ、同一回路で実現できる構成が求められる。

第１および第２実施形態で説明したＤＣ−ＤＣコンバータは、電源電圧を、広い範囲の電圧に昇圧または降圧することができるので、必要とされる電圧、電流値供給に対する適用範囲が広い。また、スイッチング回数も最低限に抑えられるため、消費電流が低減でき、電池寿命を延ばすことも可能になる。さらに、第１および第２実施形態で説明したＤＣ−ＤＣコンバータは、出力電圧の変動に対する応答性が良好であり、出力電圧のリップルを小さくできるため、端末の各部に安定した電源供給が行える。

図９は、第１および第２実施形態で説明したＤＣ−ＤＣコンバータを、タブレット端末などを含む無線送信端末に用いた場合の構成例を示す図である。
この無線送信端末は、図９に示すように、リチウムイオン電池７１と、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ７２と、昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ７３と、ベースバンドプロセッサ６３と、ＲＦ送信回路６４と、パワー増幅器６５と、アンテナ６６と、を有する。

低電圧で動作可能なベースバンドプロセッサ６３には、リチウムイオン電池７１からの電源を、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ７２を用いて電源供給する。一方、電圧精度や特性上 約３Ｖ以上の電源電圧が必要な、ＲＦ送信回路６４およびパワー増幅器６５などのＲＦ回路部分には、昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ７３を用いて電源供給するように接続している。ここで、昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ７３に、第１および第２実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータを利用する。このような構成にすることで、リチウムイオン電池７１の供給電圧が２．５Ｖになってしまった場合でも、昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ７３が効率よく３Ｖ以上の電源電圧を供給できるため、同じ電池を長く使用することが可能になる。

以上、実施形態を説明したが、ここに記載したすべての例や条件は、発明および技術に適用する発明の概念の理解を助ける目的で記載されたものである。特に記載された例や条件は発明の範囲を制限することを意図するものではなく、明細書のそのような例の構成は発明の利点および欠点を示すものではない。発明の実施形態を詳細に記載したが、各種の変更、置き換え、変形が発明の精神および範囲を逸脱することなく行えることが理解されるべきである。

１ Ｈブリッジ型昇降圧回路
２ 誤差検出器
３ ＰＷＭ比較器
４ ドライバ制御回路
５ 差動三角波信号発生器
６ スイッチ
７ 切替比較器
８ 基準電位源

Claims (8)

1. チョークコイルおよび前記チョークコイルに接続された降圧用のトランジスタ対および昇圧用のトランジスタ対を含む昇降圧回路と、前記降圧用のトランジスタ対および昇圧用のトランジスタ対を出力電圧に基づいてオンオフ制御する制御回路と、を備えた昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   前記制御回路は、
   正相三角波信号と逆相三角波信号を発生する差動三角波発生回路と、
   切替信号に応じて、前記正相三角波信号と逆相三角波信号の一方を選択して出力するスイッチと、
   出力電圧と所定電圧との差電圧に応じた誤差信号を出力する誤差検出器と、
   前記スイッチの出力する前記正相または逆相三角波信号と前記誤差信号を比較し、比較結果に応じて前記出力電圧と前記所定電圧との差電圧に応じたパルス幅を持つ制御用パルス信号を生成するＰＷＭ比較器と、
   前記誤差信号と基準電位を比較して前記切替信号を発生する切替比較器と、
   前記制御用パルス信号および前記切替信号から、前記降圧用のトランジスタ対および昇圧用のトランジスタ対のオンオフ制御信号を生成するドライバ制御回路と、を備え、
   前記正相三角波信号と逆相三角波信号の同相レベルが前記基準電位と一致することを特徴とする昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記正相三角波信号の最小電圧値と前記逆相三角波信号の最大電圧値が一致する請求項１記載の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記基準電位は、前記差動三角波発生回路から前記切替比較器に供給される請求項１または２記載の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記切替比較器は、ダイナミック型比較器である請求項１から３のいずれか１項記載の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 前記ダイナミック型比較器を動作状態にするクロック信号は、前記正相三角波信号の最小電圧値と前記逆相三角波信号の最大電圧値が一致するタイミングに同期して、前記ダイナミック型比較器に印加される請求項４記載の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 前記差動三角波発生回路は、前記クロック信号を発生する請求項５記載の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. 本体回路部と、電源と、を備える携帯機器であって、
   前記電源は、電池と、請求項１から６のいずれか１項記載の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと、を備えることを特徴とする携帯機器。
8. 前記電池は、リチウムイオン電池である請求項７記載の携帯機器。

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