JP2013098795A

JP2013098795A - 発振器

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Publication number: JP2013098795A
Application number: JP2011240494A
Authority: JP
Inventors: Fumio Ozawa; 文生小澤
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2011-11-01
Filing date: 2011-11-01
Publication date: 2013-05-20

Abstract

【課題】基本波を逓倍した高次高調波を用いる発振器において、出力レベルと雑音特性を向上させることを目的としている。
【解決手段】基本波及び前記基本波の高次高調波を含む信号を生成する発振回路と、基本波の通過を阻止し、基本波の高次高調波を通過させる周波数選択回路と、を備え、周波数選択回路は、インダクタと第１キャパシタとの並列回路を含み、並列経路の共振周波数が、基本波の周波数に設定されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、発振器に関する。

発振回路が生成した信号を用いる通信装置等において、基本波を用いる発振器と、基本波を逓倍した高次高調波を用いる発振器がある。基本波を逓倍した高次高調波を用いる場合、発振器は、発振回路で生成された信号の内、フィルタ回路により基本波を抑圧し、利用したい高次高周波の周波数を通過させて負荷に出力する。

例えば、特許文献１に記載の技術では、発振回路が結合容量を介してリング共振器に接続され、発振周波数の電圧が０になるリング共振器上の一点から出力容量を介して出力を取り出すことで基本波及び奇数次高調波を抑圧し、偶数次高調波を取り出していた。このような回路構成において、一般的に、リング共振器の出力は、容量の小さいコンデンサにより疎結合されている。

特開平８−１０７３３４号公報

しかしながら、特許文献１に記載の技術のように、発振回路の出力にコンデンサを疎結合して高次高調波を取り出す場合、高次高調波の信号レベルは、基本波の信号レベルに対して、例えば１０〜２０［ｄＢ］程度低くなる。利用する高次高調波の信号レベルを上げるために、発振出力の結合を強くすると、発振回路が受ける負荷変動の影響が大きくなり、雑音特性が劣化する課題があった。

本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであって、基本波を逓倍した高次高調波を用いる発振器において、出力レベルと雑音特性を向上させることを目的としている。

上記目的を達成するため、本発明に係る発振器は、基本波及び前記基本波の高次高調波を含む信号を生成する発振回路と、前記基本波の通過を阻止し、前記基本波の高次高調波を通過させる周波数選択回路と、を備え、前記周波数選択回路は、インダクタと第１キャパシタとの並列回路を含み、前記並列回路の共振周波数が、前記基本波の周波数に設定されていることを特徴としている。

また、本発明の発振器において、前記第１キャパシタは、前記基本波の周波数以上の帯域において、通過損失が予め定められている値より小さくなるように容量が設定されているようにしてもよい。

また、本発明の発振器において、前記周波数選択回路は、前記インダクタが、前記第１キャパシタに隣接して基板パターンの線路により形成され、前記第１キャパシタの容量が、前記形成されたインダクタ及び前記基本波の周波数に基づいて設定されているようにしてもよい。

また、本発明の発振器において、前記周波数選択回路は、前記並列回路に、第２キャパシタと可変容量ダイオードとが直列に接続された回路が並列に接続され、前記第２キャパシタと前記可変容量ダイオードとの接続点に周波数選択用の制御電圧が入力され、前記入力された制御電圧に基づき、前記可変容量ダイオードの容量が可変されることで、前記インダクタ、前記第１キャパシタ、前記第２キャパシタ及び前記可変容量ダイオードによる共振周波数が前記発振回路の基本波の周波数に制御されるようにしてもよい。

本発明の発振器は、周波数選択回路が、インダクタとコンデンサとの並列回路で構成される。この周波数選択回路の共振周波数は、発振回路における基本波の周波数に設定されている。周波数選択回路は、発振回路が生成した信号の内、基本波の信号を遮断し、高次高調波を通過するようにした。この結果、本発明の発振器は、発振回路が生成した信号の内、選択した高次高調波の信号レベルを、発振回路と負荷とをコンデンサにより疎結合させた場合より向上して通過させることができ、更に、周波数選択回路が基本波で高インピーダンスをもつため、発振回路は負荷変動の影響をほとんど受けず、出力レベルと雑音特性を向上させることができる。

第１実施形態に係る発振器の回路図の一例である。ＬＣ並列フィルタの伝達特性の一例である。コンデンサの容量と通過特性の一例を説明する図である。第２実施形態に係る発振器の回路図の一例である。第２実施形態に係る基板上における周波数選択回路のレイアウト図である。第３実施形態に係る発振器の回路図の一例である。

以下、図面を用いて、本発明の実施形態について説明する。

［第１実施形態］
図１は、本実施形態に係る発振器１の回路図の一例である。図１に示すように、発振器１は、制御回路１０、発振回路２０、及び周波数選択回路３０を備えている。
発振回路２０は、コンデンサＣ２１〜Ｃ２６、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３、インダクタＬ２１及びＬ２２、トランジスタＱ２１、可変容量ダイオードＶＤ２１、及び水晶振動子Ｘ２１を備えている。周波数選択回路３０は、インダクタＬ３１及びコンデンサＣ３１を備えている。

発振回路２０の接続構成について、さらに説明する。
コンデンサＣ２１は、一端がインダクタＬ２１の一端が接続され、他端が接地されている。コンデンサＣ２１の一端とインダクタＬ２１の一端の接続点は、制御回路１０の出力と接続されている。
インダクタＬ２１は、他端が可変容量ダイオードＶＤ２１のカソード及びコンデンサＣ２２の一端に接続されている。可変容量ダイオードＶＤ２１は、アノードが接地されている。
コンデンサＣ２２は、他端が水晶振動子Ｘ２１の一端及びコンデンサＣ２３の一端に接続されている。水晶振動子Ｘ２１は、他端が接地されている。
コンデンサＣ２３は、他端が抵抗Ｒ２１の一端、抵抗Ｒ２２の一端、コンデンサＣ２４の一端、及びトランジスタＱ２１のベースに接続されている。

抵抗Ｒ２１は、他端が電源Ｖｃｃに接続され、抵抗Ｒ２２は、他端が接地されている。
コンデンサＣ２４は、他端が、コンデンサＣ２５の一端、トランジスタＱ２１のエミッタ、及び抵抗Ｒ２３の一端に接続されている。
コンデンサＣ２５は、他端が接地され、抵抗Ｒ２３は、他端が接地されている。また、コンデンサＣ２４の他端、コンデンサＣ２５の一端、トランジスタＱ２１のエミッタ及び抵抗Ｒ２３の一端の交点は、周波数選択回路３０と接続されている。
トランジスタＱ２１は、コレクタが、インダクタＬ２２の一端及びコンデンサＣ２６の一端に接続されている。インダクタＬ２２は、他端が電源Ｖｃｃに接続され、コンデンサＣ２６は、他端が接地されている。

次に、周波数選択回路３０の接続構成について説明する。
インダクタＬ３１は、一端がコンデンサＣ３１（第１キャパシタ）の一端と接続されている。インダクタＬ３１の一端とコンデンサＣ３１の一端の交点は、発振回路２０の出力と接続されている。インダクタＬ３１は、他端がコンデンサＣ３１の他端と接続されている。インダクタＬ３１の他端とコンデンサＣ３１の他端との交点は、図示しない負荷に接続されている。すなわち、周波数選択回路３０は、インダクタＬ３１とコンデンサＣ３１が並列に接続されている並列回路である。

次に、発振器１の動作を説明する。
制御回路１０は、発振周波数を制御する電圧（以下、周波数制御電圧という）を発振回路２０に出力する。
発振回路２０は、コルピッツ型発振回路である。発振回路２０は、共振振動子Ｘ２１により生成された発振信号をトランジスタＱ２１で増幅して周波数選択回路３０に出力する。また、発振回路２０は、制御回路１０が出力する周波数制御電圧に基づき、可変容量ダイオードＶＤ２１への印加電圧が可変され、発振周波数が可変される。
なお、発振回路２０が出力する発振信号は、共振振動子Ｘ２１が生成した基本波の周波数の信号（以下、基本波信号という）と、基本波信号の高次高調波の周波数の信号（以下、高調波信号という）を含んでいる。

周波数選択回路３０は、ＬＣ並列のノッチフィルタである。周波数選択回路３０の共振周波数は、発振回路２０が出力する基本波信号の周波数に設定されている。例えば、基本波信号の周波数が４［ＧＨｚ］の場合、コンデンサＣ３１の容量は１［ｐＦ］、インダクタＬ３１のインダクタンスは１．５［ｎＨ］程度である。周波数選択回路３０は、発振回路２０が出力する基本波信号を遮断し、高調波信号を透過し、透過した高調波信号を負荷に出力する。
また、本実施形態では、共振周波数を設定するために、コンデンサＣ３１の容量とインダクタＬ３１のインダクタンスを任意に設定するのではなく、以下に説明するように、共振周波数以上で通過損失が小さくなるようにコンデンサＣ３１の容量を発振器１の設計者が設定する。

次に、周波数選択回路３０における伝達特性について、図２を用いて説明する。
図２は、ＬＣ並列フィルタの伝達特性の一例である。図２（ａ）は、ＬＣ並列フィルタによるインピーダンス特性の一例を示すグラフである。図２（ａ）において、横軸は周波数を表し、縦軸はインピーダンスの大きさを表している。曲線ｇ１０１は、周波数に対するコンデンサのインピーダンスを表し、曲線ｇ１０２は、周波数に対するインダクタのインピーダンスを表し、曲線ｇ１０３は、周波数に対するＬＣ並列フィルタのインピーダンスを表している。
図２に示すように、ＬＣ並列フィルタは、共振周波数ｆｃ以下において、インダクタのインピーダンスの影響を受け、共振周波数ｆｃ以上において、コンデンサのインピーダンスの影響を受ける。
図２（ｂ）は、負荷が接続されていない場合のＬＣ並列フィルタの伝達特性の一例を示すグラフである。図２（ｂ）において、横軸は周波数を表し、縦軸はゲインを表している。図２（ｂ）に示すように、負荷に接続されていないＬＣ並列フィルタでは、共振周波数ｆｃ以上のゲインは、ほぼ０［ｄＢ］である。すなわち、共振周波数ｆｃ以上における通過による信号レベルの損失（以下、通過損失という）は、ほぼ０［ｄＢ］である。

しかしながら、ＬＣ並列フィルタである周波数選択回路３０は、出力が負荷に接続されている。このため、共振周波数ｆｃ以上において、負荷側のインピーダンスの影響を受けるため、図２（ｂ）に示した伝達特性とは異なり、共振周波数ｆｃ以上の信号は、通過損失の影響を受ける。
このため、本実施形態では、共振周波数ｆｃ以上でインピーダンスの影響が支配的なコンデンサの容量を、共振周波数ｆｃ以上で通過損失が小さくなるように設定することで、高調波に対する通過損失を軽減する。コンデンサの容量は、例えば疎結合で用いる容量より大きな容量である。

次に、コンデンサの容量により通過特性が異なる例を、図３を用いて説明する。
図３は、コンデンサの容量と通過特性の一例を説明する図である。図３において、横軸は周波数であり、縦軸は信号レベルである。また、曲線ｇ２０１は、コンデンサの容量が２［ｐＦ］の通過特性であり、曲線ｇ２０２は、コンデンサの容量が１［ｐＦ］の通過特性であり、曲線ｇ２０３は、コンデンサの容量が０．５［ｐＦ］の通過特性である。なお、図３の通過特性は、インダクタのインダクタンスを共通にし、コンデンサの容量のみを変えて表している。図３に示すように、コンデンサの容量を大きくすると共振周波数が低くなり、同じ高調波帯域でみた場合に共振周波数が離れるほど通過損失は小さくなる。また、図３とは別に、同じ共振周波数になるようにインダクタンスを調整し、同じ高調波帯域でみた場合もコンデンサの容量が大きいほど通過損失は小さくなる。但し、周波数選択回路３０は、インダクタンスやコンデンサ自身の自己共振周波数以下で用いる必要がある。

以上のように、本実施形態の発振器１は、周波数選択回路３０が基本波信号を遮断し、高調波信号を通過することで、発振回路２０で生成された発振信号から高調波信号を選択して出力する。また、本実施形態では、コンデンサＣ３１の容量を、共振周波数ｆｃ以上で通過損失が小さくなるように設定した。
この結果、周波数選択回路３０は、疎結合時と比較して、高調波信号の通過損失を低減させることができる。このため、周波数選択回路３０は、高調波信号のレベルの減少を軽減することができるので、雑音特性を向上できる。

また、周波数選択回路３０をコンデンサＣ３１とインダクタＬ３１により構成したため、共振周波数におけるインピーダンスが無限大であるので、基本波信号を高い通過損失によりカットできる。このように、基本波信号を発振回路２０から出力しないことにより、基本波信号は、発振回路２０内に留まり、発振ループ内の信号が強くなる。
この結果、発振回路２０の非線形動作が促進され、高調波信号のレベルが増加し、雑音特性が改善される。
また、基本波の周波数において、周波数選択回路３０は、高インピーダンスであるため、発振回路２０の負荷変動による出力周波数と出力レベルの変動が少なくなる。この結果、疎結合した場合と比較して、雑音特性が改善される効果もある。

なお、コンデンサは、高周波領域において残留インダクタンスの影響等により自己共振周波数を有している。このため、周波数選択回路３０におけるコンデンサＣ３１の自己共振周波数を、発振回路２０の高周波信号の周波数と合わせるようして、コンデンサＣ３１を選択するようにしてもよい。

［第２実施形態］
図４は、本実施形態に係る発振器１ａの回路図の一例である。
図４に示すように、発振器１ａは、制御回路１０、発振回路２０、及び周波数選択回路３０ａを備えている。発振回路２０の構成は、第１実施形態と同じである。周波数選択回路３０ａは、インダクタＬ３１ａ及びコンデンサＣ３１ａ（第１キャパシタ）を備えている。第１実施形態における周波数選択回路３０との差異は、インダクタＬ３１ａが、図５に示すように基板上に線路により形成されている点である。
このようにインダクタＬ３１ａを基板上の線路により形成する場合、インダクタＬ３１ａのインダクタンスは、例えば、数［ｎＨ］程度までである。

図５は、本実施形態に係る基板上における周波数選択回路のレイアウト図である。
図５に示すように、周波数選択回路３０ａは、基板上に、コンデンサＣ３１ａがマウントされるランド３０１とランド３０２、及び線路３０３を含んでいる。ランド３０１は、発振回路２０（図４）の出力と接続され、ランド３０２は、発振器１ａの出力に接続されている。線路３０３は、一端がランド３０１に接続され、他端がランド３０２に接続されている。線路３０３は、インダクタＬ３１ａ（図４）に対応し、所望のインダクタンスが、線路長、線路幅を調整して形成されている。また、コンデンサＣ３１ａは、一端がランド３０１にマウントされ、他端がランド３０２にマウントされる。
また、図５に示すように、インダクタＬ３１ａに対応する線路３０３は、コンデンサ３１ａがマウントされるランド３０１及び３０２に隣接して形成される。
さらに、周波数選択回路３０ａのパターンは、高周波での寄生成分の影響で周波数選択回路の特性が劣化しないように、発振回路２０の直近、例えばマイクロ波帯で１［ｍｍ］以内に配置することが望ましい。

図４及び図５に示した例において、例えば、基板上に線路３０３によりインダクタＬ３１ａを形成し、形成したインダクタＬ３１ａのインダクタンスと周波数選択回路３０ａの共振周波数に基づき、コンデンサＣ３１ａの容量を発振器１ａの設計者が設定するようにしてもよい。
この周波数選択回路３０ａの共振周波数は、第１実施形態と同様に、発振回路２０の基本波の周波数に設定されている。また、本実施形態においても、コンデンサＣ３１ａの容量は、共振周波数以上において、通過損失が小さくなるように設定される。

以上のように、本実施形態では、インダクタＬ３１ａを基板上に線路３０３により形成し、形成した線路３０３のインダクタンスと周波数選択回路３０ａの共振周波数に基づき、コンデンサＣ３１ａの容量を設定するようにした。この結果、第１実施形態の効果に加え、インダクタＬ３１ａをコンデンサＣ３１ａに隣接してマウントする場合と比較し、部品コストや基板面積を削減できる。

なお、本実施形態では、形成した線路３０３のインダクタンスと周波数選択回路３０ａの共振周波数に基づき、コンデンサＣ３１ａの容量を設定する例を説明したが、この限りではない。コンデンサＣ３１ａのマウント後、例えば線路３０３の線路幅をトリミングすることでインダクタンスを調整するようにしてもよい。

［第３実施形態］
図６は、本実施形態に係る発振器１ｂの回路図の一例である。
図６に示すように、発振器１ｂは、制御回路１０ｂ、発振回路２０、及び周波数選択回路３０ｂを備えている。図６に示すように、発振回路２０の構成は、第１実施形態と同じである。

制御回路１０ｂは、周波数制御電圧を発振回路２０に出力し、フィルタを有する周波数選択回路３０ｂの共振周波数の制御電圧（以下、フィルタ制御電圧という）を周波数選択回路３０ｂに出力する。
周波数選択回路３０ｂは、インダクタＬ３１ｂ及びＬ３２ｂ、コンデンサＣ３１ｂ〜Ｃ３３ｂ、可変容量ダイオードＶＤ３１ｂを備えている。
インダクタＬ３１ｂは、一端がコンデンサＣ３１ｂ（第１キャパシタ）の一端及びコンデンサＣ３２ｂ（第２キャパシタ）の一端に接続されている。また、インダクタＬ３１ｂの一端、コンデンサＣ３１ｂの一端及びコンデンサＣ３２ｂの一端の交点は、発振回路２０の出力と接続されている。
コンデンサＣ３２ｂは、他端が可変容量ダイオードＶＤ３１ｂのカソード及びインダクタＬ３２ｂの一端と接続されている。
インダクタＬ３１ｂは、他端がコンデンサＣ３１ｂの他端及び可変容量ダイオードＶＤ３１ｂのアノードに接続されている。また、インダクタＬ３１ｂの他端、コンデンサＣ３１ｂの他端及び可変容量ダイオードＶＤ３１ｂのアノードの交点は、発振器１ｂの出力部に接続されている。
インダクタＬ３２ｂは、他端がコンデンサＣ３３ｂの一端及び制御回路１０ｂの出力と接続されている。コンデンサＣ３３ｂは、他端が接地されている。

周波数選択回路３０ｂの共振周波数は、インダクタＬ３１ｂのインダクタンス、コンデンサＣ３１ｂとＣ３２ｂの容量、及び可変容量ダイオードＶＤ３１ｂの容量により設定されている。また、制御回路１０ｂが出力するフィルタ制御電圧により可変容量ダイオードＶＤ３１ｂに印加される電圧が可変されることで、この共振周波数が可変される。
例えば、発振回路２０が、制御回路１０ｂが出力する周波数制御電圧により、基本波の周波数がオクターブ変化する場合、周波数選択回路３０ｂの共振周波数も可変する必要がある。このような場合、図６に示したように、可変容量ダイオードＶＤ３１ｂを有する周波数選択回路３０を構成し、制御回路１０ｂからのフィルタ制御電圧に応じて、周波数選択回路３０ｂの共振周波数を可変する。なお、オクターブ変化とは、例えば基本波の周波数が、１ＧＨｚから２ＧＨｚへ変化することである。

なお、図６では、制御回路１０ｂが発振回路２０に周波数制御電圧を出力し、周波数選択回路３０ｂにフィルタ制御電圧を出力する例を説明したが、制御回路１０ｂが出力する周波数制御と周波数選択回路３０ｂのフィルタ制御電圧とは、同じ制御電圧を用いるようにしてもよい。

以上のように、本実施形態では、周波数選択回路３０ｂが可変容量ダイオードＶＤ３１ｂを備えるようにしたので、発振回路２０の基本波の周波数が大きく変化した場合においても、周波数選択回路３０ｂの共振周波数を可変できる。この結果、周波数選択回路３０ｂは、発振回路２０の基本波の周波数に対応して適切に基本波信号を遮断でき、高調波信号を通過させることができるため、雑音特性が向上する。

なお、第１〜第３実施形態では、周波数選択回路３０（３０ａ、３０ｂ含む）は、発振回路２０の基本波の高次高調波を全て通過させる例を説明した。発振器１（１ａ、１ｂを含む）が高次高調波の内、特定の高調波のみ負荷側が使用する場合、例えば、周波数選択回路３０（３０ａ、３０ｂ含む）と負荷との間、または周波数選択回路３０（３０ａ、３０ｂ含む）内に、所望の周波数を抽出するＢＰＦ（バンド・パス・フィルタ）回路を備えるようにしてもよい。

１、１ａ、１ｂ・・・発振器、１０、１０ｂ・・・制御回路、２０・・・発振回路、３０、３０ａ、３０ｂ・・・周波数選択回路、Ｌ３１、Ｌ３１ａ、Ｌ３１ｂ・・・インダクタ、Ｃ３１、Ｃ３１ａ、Ｃ３１ｂ・・・コンデンサ、３０３・・・線路、ＶＤ３１ｂ・・・可変容量ダイオード

Claims

基本波及び前記基本波の高次高調波を含む信号を生成する発振回路と、
前記基本波の通過を阻止し、前記基本波の高次高調波を通過させる周波数選択回路と、
を備え、
前記周波数選択回路は、
インダクタと第１キャパシタとの並列回路を含み、前記並列回路の共振周波数が、前記基本波の周波数に設定されている
ことを特徴とする発振器。
前記第１キャパシタは、
前記基本波の周波数以上の帯域において、通過損失が予め定められている値より小さくなるように容量が設定されている
ことを特徴とする請求項１に記載の発振器。
前記周波数選択回路は、
前記インダクタが、前記第１キャパシタに隣接して基板パターンの線路により形成され、
前記第１キャパシタの容量が、前記形成されたインダクタ及び前記基本波の周波数に基づいて設定されている
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の発振器。
前記周波数選択回路は、
前記並列回路に、第２キャパシタと可変容量ダイオードとが直列に接続された回路が並列に接続され、前記第２キャパシタと前記可変容量ダイオードとの接続点に周波数選択用の制御電圧が入力され、
前記入力された制御電圧に基づき、前記可変容量ダイオードの容量が可変されることで、前記インダクタ、前記第１キャパシタ、前記第２キャパシタ及び前記可変容量ダイオードによる共振周波数が前記発振回路の基本波の周波数に制御される
ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の発振器。