JP2013055620A - 電流制御装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】電流制御装置をマイクロコントローラと電流制御用ＩＣを用いて構成するとともに、多チャンネル化した際にも小型で低コストな電流制御装置を提供することにある。
【解決手段】電流制御装置は、電流制御用半導体素子１と、電流制御用半導体素子１に、負荷を駆動するためのＰＷＭパルスを出力し、電流制御用半導体素子から、ハイサイド電流検出回路６とローサイド電流検出回路７の出力を入力するマイクロコントローラ１２とを有する。電流制御用半導体素子１の出力合成回路８は、ＰＷＭパルスに同期して、１つの信号線上にハイサイド電流検出回路６の出力と、ローサイド電流検出回路７の出力を切り替えて、マイクロコントローラ１２に出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電流制御装置に係り、特に、電流検出回路をＩＣチップ内に内蔵したものに好適な電流制御装置に関する。
各種制御対象が電子制御されるに従って、電気信号を機械的運動や油圧に変換するためにモータやソレノイドなどの電動アクチュエーターが広く用いられるようになっている。これらの電動アクチュエーターの高度化には、高精度な電流制御が必須である。近年では高精度な電流制御のために、デジタルフィードバック制御が用いられることが一般的である。
また、高精度な電流制御に加えて、制御装置の小型化，低コスト化のニーズも高く、電流検出回路をＩＣチップ内に内蔵することによって、これに対応している。
電流検出回路をＩＣチップ内に内蔵するために、センスＭＯＳを用いた電流検出により低損失化を図り、ＩＣチップ内に電流検出用回路を内蔵するものが知られている。
特開２００６−２０３４１５号公報
しかしながら、特許文献１記載のものでは、ＩＣチップ内に、ハイサイドＭＯＳ、ローサイドＭＯＳ、電流検出回路、ＡＤコンバータ、制御部を含むが、このような、パワー、アナログ、ロジックを混載するＩＣでは、ロジック部の微細化が難しく、ロジック部がＩＣ全体に占める割合が大きくなる。一方、近年のマイクロコントローラは高性能化やＡＤ等の周辺機能の高機能化が進み、従来ＩＣに搭載していたＡＤコンバータやロジック部を、マイクロコントローラのＡＤコンバータやソフトウエアでそれぞれ置き換える方が電流制御装置全体のサイズやコストを抑えることが可能となっている。
ここで、特許文献１の第三の実施例で示されているＩＣでは、ハイサイド、ローサイドにそれぞれ電流検出回路を備え、高精度な電流制御を行うことができる。このＩＣを用いた電流制御装置全体のサイズ、およびコストを削減するため、このＩＣ内のＡＤコンバータ、および制御部をマイクロコントローラ側のＡＤコンバータ、およびソフトウエアでそれぞれ置き換える場合、ハイサイド、ローサイドの電流検出信号の取り込みのため、ＩＣとマイクロコントローラ間に信号が２本、マイクロコントローラのＡＤコンバータが２チャンネル必要となる。ここで、複数のチャンネル、例えば６チャンネルの電流制御を行う電流制御装置の場合は、ハイサイド、ローサイドの電流検出信号の取り込みのため、ＩＣとマイクロコントローラ間の信号が１２本、マイクロコントローラのＡＤコンバータが１２チャンネル必要となり、ＩＣのピン数増加によるＩＣパッケージコスト、サイズ増、多チャンネルのＡＤコンバータを搭載した高機能なマイコン採用によコスト増となり、結果として電流制御装置全体のサイズ、およびコストが下がらないという問題がある。
本発明の目的は、電流制御装置をマイクロコントローラと電流制御用ＩＣを用いて構成するとともに、多チャンネル化した際にも小型で低コストな電流制御装置を提供することにある。
（１）上記目的を達成するために、本発明は、同一半導体チップ上に、負荷を駆動するハイサイドトランジスタと、前記負荷の還流電流を通電するローサイドトランジスタと、前記ハイサイドトランジスタの電流を検出するハイサイド電流検出回路と、前記ローサイドトランジスタの電流を検出するローサイド電流検出回路、とを有する電流制御用半導体素子と、前記電流制御用半導体素子に、前記負荷を駆動するためのＰＷＭパルスを出力し、前記電流制御用半導体素子から、前記ハイサイド電流検出回路と前記ローサイド電流検出回路の出力を入力するマイクロコントローラ、とを有する電流制御装置であって、前記電流制御用半導体素子は、前記ＰＷＭパルスに同期して、１つの信号線上に前記ハイサイド電流検出回路の出力と、前記ローサイド電流検出回路の出力を切り替えて、前記マイクロコントローラに出力する出力合成回路を備えるようにしたものである。
かかる構成により、電流制御装置をマイクロコントローラと電流制御用ＩＣを用いて構成するとともに、多チャンネル化した際にも小型で低コスト化できるものとなる。
（２）上記（１）において、好ましくは、前記電流制御用半導体素子は、前記ＰＷＭパルスに同期して、１つの信号線上に前記ハイサイド電流検出回路の出力と、前記ローサイド電流検出回路の出力を切り替えるタイミングで、両者の間の一定期間出力をグランドレベル、または電源レベルに保持するようにしたものである。
（３）上記（２）において、好ましくは、前記電流制御用半導体素子は、前記電流検出回路の出力をグランドレベル、または電源レベルに保持する期間を設定するパルス幅設定レジスタを備えるようにしたものである。
（４）上記（２）において、好ましくは、前記マイクロコントローラは、前記電流制御用半導体素子が出力する一定期間のグランドレベル、または電源レベルを検出し、その検出結果を入力として状態を遷移するステートマシンを備えるようにしたものである。
（５）上記（４）において、好ましくは、前記マイクロコントローラは、前記ステートマシンの状態によって、前記電流制御用半導体素子の電流検出回路出力の処理内容を変えるようにしたものである。
本発明によれば、電流制御装置をマイクロコントローラと電流制御用ＩＣを用いて構成するとともに、多チャンネル化した際にも小型で低コスト化可能となる。
本発明の一実施形態による電流制御装置の構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態による電流制御装置に用いる出力合成回路の構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態による電流制御装置に用いるセレクタの動作説明図である。 本発明の一実施形態による電流制御装置に用いるＣＰＵに備えられるステートマシンの状態遷移図である。 本発明の一実施形態による電流制御装置の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の一実施形態による電流制御装置の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の各実施形態による電流制御装置を用いた自動変速機制御装置の構成を示すブロック図である。 本発明の各実施形態による電流制御装置を用いたブラシレスモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
以下、図１〜図６を用いて、本発明の一実施形態による電流制御装置の構成及び動作について説明する。
最初に、図１を用いて、本実施形態による電流制御装置の構成について説明する。
図１は、本発明の一実施形態による電流制御装置の構成を示すブロック図である。
電流制御用装置は、マイクロコントローラ１２と、電流制御用半導体素子１とから構成される。バッテリ３から供給される電力は、電流制御装置によって制御され、ソレノイド２に、その駆動電流として供給される。
マイクロコントローラ１２は、ＰＷＭタイマ１３と、ＡＤＣ１４と、ＩＦ回路１５と、ＣＰＵ１６と、から構成される。
マイクロコントローラ１２は、（図示していない）種々のセンサから値を入力し、それらの値からソレノイド２に流す電流指令値（ＰＷＭパルスのＤｕｔｙ）を、ＣＰＵ１６を用いて演算する。
また、マイクロコントローラ１２は、電流制御用半導体素子１から電流検出回路の合成アナログ出力Ａｏｕｔを入力し、このアナログ値をＡＤＣ１４を用いてデジタル値に変換する。なお、本実施例ではＡＤＣ１４のサンプリング周期をＴｓとする。ＣＰＵ１６は、ＡＤＣ１４から得られた電流検出回路出力のデジタル値の補正、および平均値の演算を行い、ソレノイド２の電流値を計算する。さらに、ＣＰＵ１６は、以上のようにして得られた、電流指令値とソレノイド２の電流値の差からＰＩＤ補償アルゴリズム等を用いて、ソレノイド２の電流値が電流指令値に追従するようなＰＷＭパルスのＤｕｔｙを演算する。
ＰＷＭタイマ１３は、ＣＰＵ１６から出力されたＤｕｔｙに応じて、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ４をオンするパルスＨｏｎを出力する。
ＩＦ回路１５は、信号線Ｓｉｏを介して、電流制御用半導体素子１のパルス幅設定レジスタ１０が保持する値を、ＩＦ回路９と協同して、送受信するインタフェース機能を提供する。
次に、電流制御用半導体素子１は、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ４と、ローサイドＭＯＳＦＥＴ５と、ＨＳ電流検出回路６と、ＬＳ電流検出回路７と、出力合成回路８と、ＩＦ回路９と、パルス幅設定レジスタ１０と、インバータ１１と、から構成される。
電流制御用半導体素子１は、ソレノイド２、およびソレノイド２に電圧を供給するバッテリ３に接続され、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）により、ソレノイド２に印加する電圧をオン・オフし、ソレノイド２に流れる電流を駆動する。
ハイサイドＭＯＳＦＥＴ４は、ソレノイド２とバッテリー３との間のスイッチである。ハイサイドＭＯＳＦＥＴ４は、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ４のマイクロコントローラ１２から入力されたオンパルスＨｏｎがハイレベル時にオンとなり、ローレベル時にオフとなる。ハイサイドＭＯＳＦＥＴ４がオン時はソレノイド２に流れる電流が上昇し、オフ時は減少する。
ＨＳ電流検出回路６は、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ４に並列接続され、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ４に流れる電流、すなわちソレノイド２にバッテリ電圧が印加されている間に流れる電流を電圧に変換し、信号Ｉ＿ｈｓに電圧値を出力する。
ローサイドＭＯＦＥＴ５は、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ４がオフの時、ソレノイド２に流れる電流を還流させる経路として使用される。ローサイドＭＯＦＥＴ５は、オンパルスＨｏｎをインバータ１１により反転させた信号Ｌｏｎがハイレベル時、すなわちハイサイドＭＯＳＦＥＴ４がオフの期間、ローサイドＭＯＦＥＴ５はオンとなる。
ＬＳ電流検出回路７は、ローサイドＭＯＳＦＥＴ５に並列接続され、ローサイドＭＯＳＦＥＴ５に流れる電流、すなわちソレノイド２の還流電流を電圧に変換し、信号Ｉ＿ｌｓに電圧値を出力する。
出力合成回路８は、ＨＳ電流検出回路６からの信号Ｉ＿ｈｓ、ＨＳ電流検出回路７からの信号Ｉ＿ｌｓ、パルス幅設定レジスタ１０からのパルス幅指示値Ｐｗｄ、オフセット測定モード信号Ｏｆｓｔ（１：オフセット測定モード、０：通常モード）を入力し、各電流検出回路の出力を合成して合成アナログ出力Ａｏｕｔに出力する。出力合成回路８の詳細は、図２及び図３を用いて後述する。
なお、オフセット測定モード信号Ｏｆｓｔは、オフセットの測定が必要なとき、電流制御用半導体素子１自体が出力する。オフセットの測定が必要なときとは、電流制御用半導体素子１の温度が所定温度以上変化したときである。電流制御用半導体素子１の温度が所定温度以上変化するとオフセット測定が必要となる。そこで、電流制御用半導体素子１は、その内部に温度センサを備えており、温度センサが所定温度以上変化を検知すると、電流制御用半導体素子１は、出力合成回路８に、オフセット測定モード信号Ｏｆｓｔを出力する。オフセット測定時の出力合成回路８の動作については、図６を用いて後述する。
ＩＦ回路９は、マイクロコントローラ６が信号線Ｓｉｏを介して、パルス幅設定レジスタ１０が保持する値を送受信するインタフェース機能を提供する。
パルス幅設定レジスタ１０は、出力合成回路８が信号Ｉ＿ｈｓ、信号Ｉ＿ｌｓを切り替えるタイミングで挿入されるＧＮＤレベル、または電源レベルのパルス幅を指示する値を保持する。
次に、図２を用いて、本実施形態による電流制御装置に用いる出力合成回路８の構成について説明する。
図２は、本発明の一実施形態による電流制御装置に用いる出力合成回路の構成を示すブロック図である。
出力合成回路８は、カウンタ２１と、カウンタ２２と、比較器２３と、比較器２４と、ＯＲゲート２６と、セレクタ２５と、から構成される。
カウンタ２１は、オンパルスＨｏｎの立ち上がりエッジでリセットされるアップカウンタで、そのカウンタ値ｃ１を出力する。また、カウンタ２２は、オンパルスＨｏｎの立ち下がりエッジでリセットされるアップカウンタで、そのカウンタ値ｃ２を出力する。
比較器２３は、パルス幅設定レジスタ１０からのパルス幅指示値Ｐｗｄと、カウンタ２１のカウンタ値ｃ１とを比較し、カウント値ｃ１がパルス幅指示値Ｐｗｄより小さい時１を、カウント値ｃ１がパルス幅指示値Ｐｗｄ以上の時０を信号線ｓｅｌ１に出力する。
比較器２４は、パルス幅設定レジスタ１０からのパルス幅指示値パルス幅指示値Ｐｗｄと、カウンタ２２のカウンタ値ｃ２とを比較し、ｃ２がパルス幅指示値Ｐｗｄより小さい時１を、ｃ２がパルス幅指示値Ｐｗｄ以上の時０を信号線ｓｅｌ２に出力する。
ＯＲゲート２６は、信号線ｓｅｌ１と信号線ｓｅｌ２の論理和を信号線ｓｅｌに出力する。
以上説明した、カウンタ２１、カウンタ２２、比較器２３、比較器２４、ＯＲゲート２６、の組み合わせにより、信号線ｓｅｌには、オンパルスＨｏｎの立ち上がりエッジと立下りエッジ後、パルス幅指示値Ｐｗｄで指示した一定時間の間１となるパルスが出力される。
次に、図３を用いて、本実施形態による電流制御装置に用いるセレクタ２５の動作について説明する。
図３は、本発明の一実施形態による電流制御装置に用いるセレクタの動作説明図である。
セレクタ２５は、図３に示す入出力関係に基づき、信号Ｉ＿ｈｓ、信号Ｉ＿ｌｓ、グランドレベルＧＮＤ、電源レベルＶｃｃを選択し、選択した値を合成アナログ出力Ａｏｕｔに出力する。
具体的には、セレクタ２５は、例えば、オフセット測定モード信号Ｏｆｓｔが「０」で、信号線ｓｅｌが「０」で、オンパルスＨｏｎが「０」の時は、合成アナログ出力Ａｏｕｔとして、「信号Ｉ＿ｌｓ」を選択する。また、セレクタ２５は、例えば、オフセット測定モード信号Ｏｆｓｔが「０」で、信号線ｓｅｌが「０」で、オンパルスＨｏｎが「１」の時は、合成アナログ出力Ａｏｕｔとして、「信号Ｉ＿ｈｓ」を選択する。
また、セレクタ２５は、例えば、オフセット測定モード信号Ｏｆｓｔが「０」で、信号線ｓｅｌが「１」で、オンパルスＨｏｎが「０」の時は、合成アナログ出力Ａｏｕｔとして、「グランドレベルＧＮＤ」を選択する。また、セレクタ２５は、例えば、オフセット測定モード信号Ｏｆｓｔが「０」で、信号線ｓｅｌが「１」で、オンパルスＨｏｎが「１」の時は、合成アナログ出力Ａｏｕｔとして、「電源レベルＶｃｃ」を選択する。
また、セレクタ２５は、例えば、オフセット測定モード信号Ｏｆｓｔが「１」で、信号線ｓｅｌが「０」で、オンパルスＨｏｎが「０」の時は、合成アナログ出力Ａｏｕｔとして、「信号Ｉ＿ｈｓ」を選択する。また、セレクタ２５は、例えば、オフセット測定モード信号Ｏｆｓｔが「１」で、信号線ｓｅｌが「０」で、オンパルスＨｏｎが「１」の時は、合成アナログ出力Ａｏｕｔとして、「信号Ｉ＿ｌｓ」を選択する。
また、セレクタ２５は、例えば、オフセット測定モード信号Ｏｆｓｔが「１」で、信号線ｓｅｌが「１」で、オンパルスＨｏｎが「０」の時は、合成アナログ出力Ａｏｕｔとして、「電源レベルＶｃｃ」を選択する。 また、セレクタ２５は、例えば、オフセット測定モード信号Ｏｆｓｔが「１」で、信号線ｓｅｌが「１」で、オンパルスＨｏｎが「１」の時は、合成アナログ出力Ａｏｕｔとして、「グランドレベルＧＮＤ」を選択する。
次に、図４を用いて、本実施形態による電流制御装置に用いるＣＰＵ１６に備えられるステートマシンの動作について説明する。
図４は、本発明の一実施形態による電流制御装置に用いるＣＰＵに備えられるステートマシンの状態遷移図である。
図４は、ＣＰＵ１６が合成アナログ出力Ａｏｕｔのデジタル値の処理を行う際に使用するステートマシンの状態遷移図を示している。ステートマシンは、ＨＳ・Ｎステート、ＬＳ・Ｎステート、ＨＳ・Ｏステート、ＬＳ・Ｏステートの４つのステートを備える。
ＨＳ・Ｎステートは、ハイサイドの電流を検出している状態で、ＨＳ・Ｎステート時、ＣＰＵ１６は、ＨＳ電流検出回路６のゲイン、およびオフセットを用いて合成アナログ出力Ａｏｕｔのデジタル値を補正し、ハイサイド電流のデジタル値を得る。
ＬＳ・Ｎステートは、ローサイドの電流を検出している状態で、ＬＳ・Ｎステート時、ＣＰＵ１６は、ＬＳ電流検出回路７のゲイン、およびオフセットを用いて合成アナログ出力Ａｏｕｔのデジタル値を補正し、ローサイド電流のデジタル値を得る。
ＨＳ・Ｏステートは、ＨＳ電流検出回路６のオフセットを測定している状態で、ＨＳ・Ｏステート時、ＣＰＵ１６は、合成アナログ出力Ａｏｕｔのデジタル値の平均より、ＨＳ電流検出回路６のオフセットを得る。
ＬＳ・Ｏステートは、ＬＳ電流検出回路７のオフセットを測定している状態で、ＬＳ・Ｏステート時、ＣＰＵ１６は、合成アナログ出力Ａｏｕｔのデジタル値の平均より、ＬＳ電流検出回路７のオフセットを得る。
各ステート間の遷移は、ＡＤＣ１４のサンプリング周期Ｔｓ毎に行われ、遷移判定は、図４に示す通り、合成アナログ出力Ａｏｕｔのデジタル値とグランドレベル閾値ＧＮＤｔｈ、電源レベル閾値Ｖｃｃｔｈとの大小比較で行われる。
すなわち、ＨＳ・Ｎステートにおいて、合成アナログ出力Ａｏｕｔのデジタル値がグランドレベル閾値ＧＮＤｔｈより大きい場合には、ＨＳ・Ｎステートを維持する。ＨＳ・Ｎステートにおいて、合成アナログ出力Ａｏｕｔのデジタル値がグランドレベル閾値ＧＮＤｔｈ以下になると、ＬＳ・Ｎステートに遷移する。
ＬＳ・Ｎステートにおいて、合成アナログ出力Ａｏｕｔのデジタル値がグランドレベル閾値ＧＮＤｔｈより大きく、電源レベル閾値Ｖｃｃｔｈより小さい場合には、ＬＳ・Ｎステートを維持する。ＬＳ・Ｎステートにおいて、合成アナログ出力Ａｏｕｔのデジタル値が電源レベル閾値Ｖｃｃｔｈ以上になると、ＨＳ・Ｎステートに遷移する。ＬＳ・Ｎステートにおいて、合成アナログ出力Ａｏｕｔのデジタル値がグランドレベル閾値ＧＮＤｔｈ以下になると、ＬＳ・Ｏステートに遷移する。
ＬＳ・Ｏステートにおいて、合成アナログ出力Ａｏｕｔのデジタル値が電源レベル閾値Ｖｃｃｔｈより小さい場合には、ＬＳ・Ｏステートを維持する。ＬＳ・Ｏにおいて、合成アナログ出力Ａｏｕｔのデジタル値が電源レベル閾値Ｖｃｃｔｈ以下になると、ＨＳ・Ｏステートに遷移する。
ＨＳ・Ｏステートにおいて、合成アナログ出力Ａｏｕｔのデジタル値が電源レベル閾値Ｖｃｃｔｈより小さい場合には、ＨＳ・Ｏステートを維持する。ＨＳ・Ｏステートにおいて、合成アナログ出力Ａｏｕｔのデジタル値が電源レベル閾値Ｖｃｃｔｈ以上になると、ＨＳ・Ｎステートに遷移する。
次に、図５及び図６を用いて、本実施形態による電流制御装置の動作について説明する。
図５及び図６は、本発明の一実施形態による電流制御装置の動作を示すタイミングチャートである。
図５は、通常時の電流制御装置のタイミングチャートである。
時刻ｔ０にてオンパルスＨｏｎが「１」となると同時に信号線ｓｅｌが「１」となり、時刻ｔ１まで信号線ｓｅｌは「１」を継続する。信号線ｓｅｌが「１」の間、合成アナログ出力Ａｏｕｔには電源レベルが出力される。
ここで、信号線ｓｅｌが「１」となるｔ０−ｔ１間の時間幅はサンプリング周期Ｔｓと一致するようにパルス幅調整レジスタの値がセットされており、ｔ０−ｔ１間では合成アナログ出力Ａｏｕｔに出力された電源レベルが１回だけサンプリングされる。
ｔ０−ｔ１間にて合成アナログ出力Ａｏｕｔの電源レベルを検出したため、ステートマシンの状態はＨＳ・Ｎステートに遷移し、ｔ３までＨＳ・Ｎステートが続く。その間は、合成アナログ出力ＡｏｕｔにはＨＳ電流検出回路６の電圧値が出力されており、ＣＰＵ１６は、ＨＳ電流検出回路６のゲイン、およびオフセットを用いて合成アナログ出力Ａｏｕｔの値を補正し、ハイサイド電流値を得る。
引き続き、時刻ｔ３にてオンパルスＨｏｎが０となると同時に信号線ｓｅｌが「１」となり、時刻ｔ４まで信号線ｓｅｌは「１」を継続する。信号線ｓｅｌが「１」の間、合成アナログ出力ＡｏｕｔにはＧＮＤレベルが出力される。
ｔ３−ｔ４間にて合成アナログ出力ＡｏｕｔのＧＮＤレベルを検出したため、ステートマシンの状態はＬＳ・Ｎステートに遷移し、ｔ５までＬＳ・Ｎステートが続く。その間は、合成アナログ出力ＡｏｕｔにはＬＳ電流検出回路７の電圧値が出力されており、ＣＰＵ１６は、ＬＳ電流検出回路７のゲイン、およびオフセットを用いて合成アナログ出力Ａｏｕｔの値を補正し、ローサイド電流値を得る。
ＣＰＵ１６におけるゲイン・オフセットの補正時、補正によりハイサイド電流を得る場合と、ローサイド電流を得る場合では、補正に用いるゲイン及びオフセットのパラメータが異なっている。従って、ＣＰＵ１６は取り込まれた電流が、ハイサイド電流がローサイド電流かを識別する必要がある。この識別は、ステートマシンのステートによって可能である。ＣＰＵ１６はステートマシンの状態によって、ハイサイド電流が取り込まれたか、ローサイド電流が取り込まれたかを判定し、それぞれに応じたゲイン及びオフセットのパラメータを用いて補正し、補正されたハイサイド電流若しくはローサイド電流を得る。このように、マイクロコントローラ１２のＣＰＵ１６は、ステートマシンの状態によって、電流制御用半導体素子の電流検出回路出力の処理内容を変えるようにしている。
ここで、ｔ０−ｔ１間、ｔ２−ｔ３間、ｔ４−ｔ５間、ｔ６−ｔ７間の間隔は、サンプリング周期Ｔｓとなっており、それぞれの区間で、合成アナログ出力Ａｏｕｔに出力された電源レベル、またはＧＮＤレベルを１回だけサンプリングする。図４で説明のステートマシンは、合成アナログ出力Ａｏｕｔのサンプリングデータを電源レベル、またはＧＮＤレベルと比較することにより、状態遷移を行うが、このように合成アナログ出力Ａｏｕｔに挿入する電源レベル、またはＧＮＤレベルの幅をＴｓとすることで、連続して状態が遷移することを抑止する。
以上説明の通り、合成アナログ出力ＡｏｕｔにＨＳ電流検出回路６とＬＳ電流検出回路７を切り替えて出力する際、切り替えタイミングでＧＮＤレベル、または電源レベルを一定期間挿入することにより、その前後のデータがＨＳ電流検出回路６、またはＬＳ電流検出回路７のどちらの出力であるかを容易に、かつ確実に判定することができるため、簡素なアルゴリズムで合成アナログ出力Ａｏｕｔのデジタル値よりソレノイドの平均電流を演算することが可能となる。
さらに、合成アナログ出力Ａｏｕｔに挿入するＧＮＤレベル、または電源レベルのパルス幅は、パルス幅設定レジスタ１０からのパルス幅指示値Ｐｗｄにより可変としていることから、サンプリング周期の異なるＡＤＣにも対応可能となる。
従来、ハイサイド、ローサイドの電流検出信号の取り込みのため、ＩＣとマイクロコントローラ間に信号が２本、マイクロコントローラのＡＤコンバータが２チャンネル必要となっていた。ここで、複数のチャンネル、例えば６チャンネルの電流制御を行う電流制御装置の場合は、ハイサイド、ローサイドの電流検出信号の取り込みのため、ＩＣとマイクロコントローラ間の信号が１２本、マイクロコントローラのＡＤコンバータが１２チャンネル必要となる。それに対して、本実施形態では、電流制御用半導体素子は、ＰＷＭパルスに同期して、１つの信号線上にハイサイド電流検出回路の出力と、ローサイド電流検出回路の出力を切り替えて出力しているため、ＩＣとマイクロコントローラ間に信号が１本で済み、また、マイクロコントローラのＡＤコンバータも１チャンネルで済むことになる。ここで、複数のチャンネル、例えば６チャンネルの電流制御を行う電流制御装置の場合は、ハイサイド、ローサイドの電流検出信号の取り込みのため、ＩＣとマイクロコントローラ間の信号が６本で、マイクロコントローラのＡＤコンバータが６チャンネルと、従来よりも半減できる。従って、ＩＣのピン数増加によるＩＣパッケージコスト、サイズ増、多チャンネルのＡＤコンバータを搭載した高機能なマイコン採用によコスト増を回避でき、結果として電流制御装置全体のサイズを小型化でき、コストを低減できる。
以上の平均電流演算アルゴリズムの簡素化と、ＡＤＣ仕様の自由度拡大により、低価格のマイクロコントローラの採用が可能となり、電流制御装置全体のコストを抑えることができる。
図６は、オフセット測定時の電流制御装置のタイミングチャートである。
なお、時刻ｔ４までは、図５のタイミングチャートと同じ動作となるため、ここでは説明を省略する。
時刻ｔ４にて、オンパルスＨｏｎが「１」となると同時に信号線ｓｅｌが「１」となり、時刻ｔ５まで信号線ｓｅｌは「１」を継続する。信号線ｓｅｌが「１」の間、合成アナログ出力ＡｏｕｔにはＧＮＤレベルが出力される。ｔ４−ｔ５間にて合成アナログ出力ＡｏｕｔのＧＮＤレベルを検出したため、ステートマシンの状態はＬＳ・Ｏステートに遷移し、ｔ６までＬＳ・Ｏステートが続く。その間は、合成アナログ出力ＡｏｕｔにはＬＳ電流検出回路７のオフセット電圧値が出力されており、ＣＰＵ１６は、合成アナログ出力Ａｏｕｔの平均値を演算することにより、ＬＳ電流検出回路７のオフセット値を得る。これは、その後のＬＳ・Ｎステートにおける合成アナログ出力Ａｏｕｔの値の補正に用いられる。
引き続き、時刻ｔ６にて、オンパルスＨｏｎが０となると同時に信号線ｓｅｌが「１」となり、時刻ｔ７まで信号線ｓｅｌは「１」を継続する。信号線ｓｅｌが「１」の間、合成アナログ出力Ａｏｕｔには電源レベルが出力される。ｔ６−ｔ７間にて合成アナログ出力Ａｏｕｔの電源レベルを検出したため、ステートマシンの状態はＨＳ・Ｏステートに遷移し、ｔ８までＨＳ・Ｏステートが続く。その間は、合成アナログ出力ＡｏｕｔにはＨＳ電流検出回路６のオフセット電圧値が出力されており、ＣＰＵ１６は、合成アナログ出力Ａｏｕｔの平均値を演算することにより、ＨＳ電流検出回路６のオフセット値を得る。これは、その後のＨＳ・Ｎステートにおける合成アナログ出力Ａｏｕｔの値の補正に用いられる。
ここで、ＬＳ電流検出回路７のオフセット値及びＨＳ電流検出回路６のオフセット値は、それぞれ、マイクロコントローラ１２の内部の記憶手段の異なるエリア（異なるアドレス）に収納される。ここで、マイクロコントローラ１２は取り込まれたオフセット値が、ハイサイドかローサイドかを識別する必要がある。この識別は、ステートマシンのステートによって可能である。マイクロコントローラ１２はステートマシンの状態によって、識別し、得られたオフセット値を収納するエリアを変えるようにしている。このように、マイクロコントローラ１２は、ステートマシンの状態によって、電流制御用半導体素子の電流検出回路出力の処理内容を変えるようにしている。
引き続き、時刻ｔ８にて、オンパルスＨｏｎが「１」となると同時に信号線ｓｅｌが「１」となり、時刻ｔ９まで信号線ｓｅｌは「１」を継続する。信号線ｓｅｌが「１」の間、合成アナログ出力Ａｏｕｔには電源レベルが出力される。ｔ８−ｔ９間にて合成アナログ出力Ａｏｕｔの電源レベルを検出したため、ステートマシンの状態はＨＳ・Ｎステートに遷移し、以降は通常動作であるＨＳ・Ｎステート、ＨＳ・Ｏステートを交互に繰り返す状態に戻る。
以上説明の通り、合成アナログ出力ＡｏｕｔにＨＳ電流検出回路６とＬＳ電流検出回路７を切り替えて出力する際に挿入するＧＮＤレベル、または電源レベルのパルスパターンを変えることにより、測定モードの切り替わりを容易に、かつ確実に判定することができるため、簡素なアルゴリズムで合成アナログ出力Ａｏｕｔの処理方法を変えることができる。
本実施例では、ＨＳ電流検出回路６とＬＳ電流検出回路７のオフセットを測定するモードに切り替える例を示したが、これに限らず、例えばソレノイド出力端子の電圧値、といった他の測定値を出力するモードに切り替えることも可能である。
以上により、電流制御用半導体素子内のアナログ値の測定タイミングを変えたり、追加でモニタしたい場合でも、マイクロコントローラと電流制御用半導体素子間の信号を増やすことなく、これに対応すること可能で、電流制御装置全体のサイズ、およびコストを抑えることができる。
次に、図７を用いて、本発明の各実施形態による電流制御装置を用いた自動変速機制御装置の構成及び動作について説明する。
図７は、本発明の各実施形態による電流制御装置を用いた自動変速機制御装置の構成を示すブロック図である。なお、図７において、図１と同一符号は同一部分を示している。
自動変速機制御装置ＡＴＣＵは、本実施形態の電流制御装置に相当するものであり、図１に示したマイクロコントローラ１２と、電流制御用半導体素子１に相当する複数の電流制御用半導体素子１ａ，…，１ｅとから構成される。
マイクロコントローラ１は、エンジン回転数センサ５２、シフトレバー位置センサ５３、アクセルペダル位置センサ５４からセンサ値を入力し、入力されたセンサ値から、最適な変速比を演算し、その変速比を実現するための、変速機５１が備える複数のクラッチ（図示せず）の油圧指令値と、その油圧に対応したソレノイド２０ａ，…，２０ｅの電流値指令値を演算し、その電流値指令値Ｉａ＊，…，Ｉｅ＊を電流制御用半導体素子１ａ，…，１ｅに出力する。
前述の実施形態における説明の通り、本実施形態では、マイクロコントローラ１２と電流制御用半導体素子１間の信号数を減らし、さらに低コストのマイクロコントローラ１２を使用することで、小型、低コストな自動変速機制御装置ＡＴＣＵを実現することができる。
なお、図７ではマイクロコントローラ１２がエンジン回転数センサ５２、シフトレバー位置センサ５３、アクセルペダル位置センサ５４の３つのセンサからセンサ値を入力しているが、変速制御方式に対応して、入力するセンサの数や種類を変えても良い。また、図７ではマイクロコントローラ１２がセンサからセンサ値を直接入力しているが、他のマイクロコントローラやＩＣを経由して入力しても良い。また、図７では自動変速機５１が５つのクラッチを備える例を示しているが、変速機構に対応して、クラッチの数、およびそれに対応したソレノイド電流制御装置の数を変えても良い。
次に、図８を用いて、本発明の各実施形態による電流制御装置を用いたブラシレスモータ制御装置の構成及び動作について説明する。
図８は、本発明の各実施形態による電流制御装置を用いたブラシレスモータ制御装置の構成を示すブロック図である。なお、図８において、図１と同一符号は同一部分を示している。
ブラシレスモータ制御装置ＭＣＵは、本実施形態の電流制御装置に相当するものであり、図１に示したマイクロコントローラ１２と複数の電流制御用半導体素子１ａ，…，１ｃとから構成される。
マイクロコントローラ１２は、モータの目標回転数、およびトルクを実現するためのモータ７１の３相コイルＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗに対する３相電流指令値を演算し、その電流値指令値Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊を電流制御用半導体素子１ａ，…，１ｃに出力する。
前述の実施形態における説明の通り、本実施形態によると、マイクロコントローラ１２と電流制御用半導体素子１間の信号数を減らし、さらに低コストのマイクロコントローラ１２を使用することで、小型、低コストな直流ブラシレスモータ制御装置ＭＣＵを実現することができる。
以上説明したように、本実施形態によれば、測定対象の異なる２つの電流検出回路の出力を１本の信号線上に出力することから、ＩＣとマイクロコントローラ間の信号数とマイクロコントローラで使用するＡＤコンバータの個数を削減することができる。
さらに、測定対象の異なる電流検出回路出力の切り替え時に、グランドレベル、または電源レベルを一定期間出力するため、マイクロコントローラは、ＡＤコンバータのサンプリング値をグランドレベル、または電源レベルの閾値と比較するだけで、測定対象が異なる電流検出回路の出力切り替えタイミングを取得することができる。これにより、電流検出の高精度化のために測定対象毎にサンプリングデータの補正を行うプログラムを容易に実現できる。
１…電流制御用半導体素子
２…ソレノイド
３…バッテリ
４…ハイサイドＭＯＳＦＥＴ
５…ローサイドＭＯＳＦＥＴ
６…ＨＳ電流検出回路
７…ＬＳ電流検出回路
８…出力合成回路
９…ＩＦ回路
１０…パルス幅設定レジスタ
１１…インバータ
１２…マイクロコントローラ
１３…ＰＷＭタイマ
１４…ＡＣＤ
１５…ＩＦ回路
１６…ＣＰＵ

Claims (5)

  1. 同一半導体チップ上に、負荷を駆動するハイサイドトランジスタと、前記負荷の還流電流を通電するローサイドトランジスタと、前記ハイサイドトランジスタの電流を検出するハイサイド電流検出回路と、前記ローサイドトランジスタの電流を検出するローサイド電流検出回路、とを有する電流制御用半導体素子と、
    前記電流制御用半導体素子に、前記負荷を駆動するためのＰＷＭパルスを出力し、前記電流制御用半導体素子から、前記ハイサイド電流検出回路と前記ローサイド電流検出回路の出力を入力するマイクロコントローラ、とを有する電流制御装置であって、
    前記電流制御用半導体素子は、前記ＰＷＭパルスに同期して、１つの信号線上に前記ハイサイド電流検出回路の出力と、前記ローサイド電流検出回路の出力を切り替えて、前記マイクロコントローラに出力する出力合成回路を備えることを特徴とする電流制御装置
  2. 請求項１記載の電流制御装置において、
    前記電流制御用半導体素子は、前記ＰＷＭパルスに同期して、１つの信号線上に前記ハイサイド電流検出回路の出力と、前記ローサイド電流検出回路の出力を切り替えるタイミングで、両者の間の一定期間出力をグランドレベル、または電源レベルに保持することを特徴とする電流制御装置
  3. 請求項２記載の電流制御装置において、
    前記電流制御用半導体素子は、前記電流検出回路の出力をグランドレベル、または電源レベルに保持する期間を設定するパルス幅設定レジスタを備えることを特徴とする電流制御装置
  4. 請求項２記載の電流制御装置において、
    前記マイクロコントローラは、前記電流制御用半導体素子が出力する一定期間のグランドレベル、または電源レベルを検出し、その検出結果を入力として状態を遷移するステートマシンを備えることを特徴とする電流制御装置。
  5. 請求項４記載の電流制御装置において、
    前記マイクロコントローラは、前記ステートマシンの状態によって、前記電流制御用半導体素子の電流検出回路出力の処理内容を変えることを特徴とする電流制御装置。
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