CN102981538A - 电流控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种电流控制装置，在使用微控制器和电流控制用IC构成并且多通道化时也实现小型和低成本。电流控制装置，具有电流控制用半导体元件（1），和对电流控制用半导体元件（1）输出用于驱动负载的PWM脉冲、从电流控制用半导体元件（1）输入高边电流检测电路（6）和低边电流检测电路（7）的输出的微控制器（12）。电流控制用半导体元件（1）的输出合成电路（8），与PWM脉冲同步地，在1根信号线上切换高边电流检测电路（6）的输出和低边电流检测电路（7）的输出，对微控制器（12）输出。

Description

电流控制装置
技术领域
本发明涉及电流控制装置，特别涉及适于将电流检测电路内置于IC芯片内部的电流控制装置。
背景技术
随着各种控制对象被以电子的方式控制，为了将电信号转换为机械运动或油压，人们开始广泛使用电动机或螺线管（solenoid）等电动致动器。这些电动致动器的改进，需要高精度的电流控制。近年来，为了进行高精度的电流控制，一般使用数字反馈控制。
此外，除了高精度的电流控制外，控制装置的小型化、低成本化的需求也较高，人们通过将电流检测电路内置于IC芯片内部来应对该需求。
为了将电流检测电路内置于IC芯片内部，已知通过使用MOS传感器进行电流检测来实现低损失化，将电流检测电路内置于IC芯片内部的技术。
专利文献1：日本特开2006-203415号公报
发明内容
但是，专利文献1记载的技术中，IC芯片内部包括高边MOS、低边MOS、电流检测电路、AD转换器、控制部，这种混合搭载了功率电路、模拟电路、逻辑电路的IC中，逻辑部的小型化较难进行，逻辑部占IC整体的比例较大。另一方面，近年来微控制器的高性能化和AD等周边功能的高性能化得到了进展，通过利用微控制器的AD转换器和软件来分别置换以往IC中搭载的AD转换器和逻辑部，能够抑制电流控制装置整体的尺寸和成本。
此处，专利文献1的第三实施例所示的IC中，在高边、低边分别具备电流检测电路，能够进行高精度的电流控制。在为了削减使用该IC的电流控制装置整体的尺寸和成本，将该IC内的AD转换器和控制部分别用微控制器一侧的AD转换器和软件置换的情况下，为了获取高边、低边的电流检测信号，在IC与微控制器之间需要2个信号，微控制器的AD转换器需要2个通道。此处，在进行多个通道——例如6个通道的电流控制的电流控制装置的情况下，为了获取高边、低边的电流检测信号，IC与微控制器之间需要12个信号，微控制器的AD转换器需要12个通道，而IC的针脚数增加会导致IC封装成本、尺寸增加，采用搭载了多通道的AD转换器的高性能的微控制器会导致成本增加，其结果存在电流控制装置整体的尺寸和成本不会降低的问题。
本发明的目的在于提供一种使用微控制器和电流控制用IC构成，并且在多通道化时也能实现小型和低成本的电流控制装置。
（1）为了达成上述目的，本发明提供一种电流控制装置，包括：在同一半导体芯片上具有驱动负载的高边晶体管、流通上述负载的回流电流的低边晶体管、检测上述高边晶体管的电流的高边电流检测电路和检测上述低边晶体管的电流的低边电流检测电路的电流控制用半导体元件；和对上述电流控制用半导体元件输出用于驱动上述负载的PWM脉冲，从上述电流控制用半导体元件输入上述高边电流检测电路和上述低边电流检测电路的输出的微控制器，其中，上述电流控制用半导体元件具备输出合成电路，与上述PWM脉冲同步地，在1个信号线上切换上述高边电流检测电路的输出和上述低边电流检测电路的输出，并将其输出到上述微控制器。
根据该结构，能够使用微控制器和电流控制用IC构成电流控制装置，并且在多通道化时也能够实现小型且低成本化。
（2）上述（1）中，优选上述电流控制用半导体元件，在与上述PWM脉冲同步地在1个信号线上切换上述高边电流检测电路的输出和上述低边电流检测电路的输出的时序中，在两者之间的一定期间中将输出保持为接地电平或者电源电平。
（3）上述（2）中，优选上述电流控制用半导体元件，具备设定将上述电流检测电路的输出保持为接地电平或者电源电平的期间的脉冲宽度设定寄存器。
（4）上述（2）中，优选上述微控制器，具备检测上述电流控制用半导体元件所输出的一定期间的接地电平或者电源电平，并以该检测结果为输入而使状态转移的状态机。
（5）上述（4）中，优选上述微控制器，根据上述状态机的状态，改变上述电流控制用半导体元件的电流检测电路输出的处理内容。
根据本发明，能够使用微控制器和电流控制用IC构成电流控制装置，并且在多通道化时也能够实现小型且低成本化。
附图说明
图1是表示本发明一实施方式的电流控制装置的结构的框图。
图2是表示本发明一实施方式的电流控制装置中使用的输出合成电路的结构的框图。
图3是本发明一实施方式的电流控制装置中使用的选择器的动作说明图。
图4是本发明一实施方式的电流控制装置中使用的CPU所具备的状态机的状态转移图。
图5是表示本发明一实施方式的电流控制装置的动作的时序图。
图6是表示本发明一实施方式的电流控制装置的动作的时序图。
图7是表示使用本发明的各实施方式的电流控制装置的自动变速器控制装置的结构的框图。
图8是表示使用本发明的各实施方式的电流控制装置的无刷电动机控制装置的结构的框图。
附图标记说明
1……电流控制用半导体元件
2……螺线管
3……蓄电池
4……高边MOSFET
5……低边MOSFET
6……HS电流检测电路
7……LS电流检测电路
8……输出合成电路
9……IF电路
10……脉冲宽度设定寄存器
11……反相器
12……微控制器
13……PWM定时器
14……ACD
15……IF电路
16……CPU
具体实施方式
以下使用图1～图6说明本发明一实施方式的电流控制装置的结构和动作。
首先，用图1说明本实施方式的电流控制装置的结构。
图1是表示本发明一实施方式的电流控制装置的结构的框图。
电流控制用装置由微控制器12和电流控制用半导体元件1构成。从蓄电池（battery）3供给的电力，被电流控制装置控制，供给到螺线管2作为其驱动电流。
微控制器12由PWM定时器13、ADC14、IF电路15、CPU16构成。
微控制器12经（未图示的）各种传感器输入各种值，根据这些值使用CPU16计算螺线管2中流动的电流指令值（电流目标值，PWM脉冲的Duty（占空比））。
此外，微控制器12从电流控制用半导体元件1输入电流检测电路的合成模拟输出Aout，利用ADC14将该模拟值转换为数字值。其中，设本实施例中ADC14的采样周期为Ts。CPU16对从ADC14得到的电流检测电路输出的数字值进行修正和平均值的计算，计算螺线管2的电流值。进而，CPU16根据如上所述得到的电流指令值与螺线管2的电流值的差，使用PID补偿算法等，计算使螺线管2的电流值追踪电流指令值的PWM脉冲的Duty。
PWM定时器13根据从CPU16输出的Duty，输出使高边MOSFET4导通的脉冲Hon。
IF电路15提供接口功能，通过信号线Sio与IF电路9协同地发送接收由电流控制用半导体元件1的脉冲宽度设定寄存器10所保持的值。
电流控制用半导体元件1，由高边MOSFET4、低边MOSFET5、HS电流检测电路6、LS电流检测电路7、输出合成电路8、IF电路9、脉冲宽度设定寄存器10、反相器11构成。
电流控制用半导体元件1，与螺线管2和对螺线管2供给电压的蓄电池3连接，通过PWM（Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制）使施加在螺线管2上的电压导通/关断，驱动流过螺线管2的电流。
高边MOSFET4是螺线管2与蓄电池3之间的开关。高边MOSFET4在从微控制器12输入到高边MOSFET4的导通脉冲Hon为高电平时导通，为低电平时关断。高边MOSFET4导通时，螺线管2中流过的电流上升，关断时减少。
HS电流检测电路6与高边MOSFET4并联连接，将高边MOSFET4中流过的电流，即蓄电池电压施加在螺线管2上的期间中流过的电流转换为电压，输出电压值作为信号I_hs。
低边MOSFET5用作在高边MOSFET4关断时使螺线管2中流通的电流回流的通路。对于低边MOSFET5，在经反相器11将导通脉冲Hon反转而得的信号Lon为高电平时，即高边MOSFET4关断的期间中，低边MOSFET5导通。
LS电流检测电路7与低边MOSFET5并联连接，将低边MOSFET5中流过的电流，即螺线管2的回流电流转换为电压，输出电压值作为信号I_ls。
输出合成电路8，被输入来自HS电流检测电路6的信号I_hs、来自LS电流检测电路7的信号I_ls、来自脉冲宽度设定寄存器10的脉冲宽度指示值（脉冲宽度目标值）Pwd、偏移量（offset）测定模式信号Ofst（1：偏移量测定模式，0：通常模式），将各电流检测电路的输出合成后输出为合成模拟输出Aout。输出合成电路8的详情将在后文中用图2和图3叙述。
其中，偏移量测定模式信号Ofst，是在需要测定偏移量时，由电流控制用半导体元件1自身输出的。需要测定偏移量时，指的是电流控制用半导体元件1的温度发生了规定温度以上的变化时。即，当电流控制用半导体元件1的温度发生了规定温度以上的变化时，需要测定偏移量。于是，电流控制用半导体元件1在其内部具备温度传感器，当温度传感器检测到规定温度以上的变化时，电流控制用半导体元件1对输出合成电路8输出偏移量测定模式信号Ofst。偏移量测定时的输出合成电路8的动作将在后文中使用图6叙述。
IF电路9提供接口功能，使得微控制器12通过信号线Sio发送接收由脉冲宽度设定寄存器10所保持的值。
脉冲宽度设定寄存器10中保持的是，指示在输出合成电路8切换信号I_hs、信号I_ls的时刻（timing）插入的GND电平或者电源电平的脉冲宽度的值。
接着，用图2说明本实施方式的电流控制装置中使用的输出合成电路8的结构。
图2是表示本发明一实施方式的电流控制装置中使用的输出合成电路的结构的框图。
输出合成电路8，由计数器21、计数器22、比较器23、比较器24、OR门26、选择器25构成。
计数器21是在导通脉冲Hon的上升沿复位的递增计数器，输出其计数值c1。计数器22是在导通脉冲Hon的下降沿复位的递增计数器，输出其计数值c2。
比较器23对来自脉冲宽度设定寄存器10的脉冲宽度指示值Pwd与计数器21的计数值c1进行比较，在计数值c1小于脉冲宽度指示值Pwd时对信号线sel1输出1，在计数值c1为脉冲宽度指示值Pwd以上时对信号线sel1输出0。
比较器24对来自脉冲宽度设定寄存器10的脉冲宽度指示值Pwd与计数器22的计数值c2进行比较，在c2小于脉冲宽度指示值Pwd时对信号线sel2输出1，在c2为脉冲宽度指示值Pwd以上时对信号线sel2输出0。
OR门26对信号线sel输出信号线sel1和信号线sel2的逻辑和。
如以上说明，通过计数器21、计数器22、比较器23、比较器24、OR门26的组合，对于信号线sel，在导通脉冲Hon的上升沿和下降沿后，输出由脉冲宽度指示值Pwd指示的一定时间中为1的脉冲。
接着，用图3说明本实施方式的电流控制装置中使用的选择器25的动作。
图3是本发明一实施方式的电流控制装置中使用的选择器的动作说明图。
选择器25，基于图3所示的输入输出关系，选择信号I_hs、信号I_ls、接地电平GND、电源电平Vcc，将选择的值作为合成模拟输出Aout输出。
具体而言，选择器25例如在偏移量测定模式信号Ofst为“0”、信号线sel为“0”、导通脉冲Hon为“0”时，选择“信号I_ls”作为合成模拟输出Aout。此外，选择器25例如在偏移量测定模式信号Ofst为“0”、信号线sel为“0”、导通脉冲Hon为“1”时，选择“信号I_hs”作为合成模拟输出Aout。
此外，选择器25例如在偏移量测定模式信号Ofst为“0”、信号线sel为“1”、导通脉冲Hon为“0”时，选择“接地电平GND”作为合成模拟输出Aout。此外，选择器25例如在偏移量测定模式信号Ofst为“0”、信号线sel为“1”、导通脉冲Hon为“1”时，选择“电源电平Vcc”作为合成模拟输出Aout。
此外，选择器25例如在偏移量测定模式信号Ofst为“1”、信号线sel为“0”、导通脉冲Hon为“0”时，选择“信号I hs”作为合成模拟输出Aout。此外，选择器25例如在偏移量测定模式信号Ofst为“1”、信号线sel为“0”、导通脉冲Hon为“1”时，选择“信号I_ls”作为合成模拟输出Aout。
此外，选择器25例如在偏移量测定模式信号Ofst为“1”、信号线sel为“1”、导通脉冲Hon为“0”时，选择“电源电平Vcc”作为合成模拟输出Aout。此外，选择器25，例如在偏移量测定模式信号Ofst为“1”、信号线sel为“1”、导通脉冲Hon为“1”时，选择“接地电平GND”作为合成模拟输出Aout。
接着，用图4说明本实施方式的电流控制装置中使用的CPU16所具备的状态机（state machine）的动作。
图4是本发明一实施方式的电流控制装置中使用的CPU所具备的状态机的状态转移图。
图4表示CPU16进行合成模拟输出Aout的数字值的处理时使用的状态机的状态转移图。状态机具备HS·N状态、LS·N状态、HS·O状态、LS·O状态这4个状态。
HS·N状态是正在检测高边电流的状态，HS·N状态时，CPU16使用HS电流检测电路6的增益和偏移量对合成模拟输出Aout的数字值进行修正，得到高边电流的数字值。
LS·N状态是正在检测低边电流的状态，LS·N状态时，CPU16使用LS电流检测电路7的增益和偏移量对合成模拟输出Aout的数字值进行修正，得到低边电流的数字值。
HS·O状态是正在测定HS电流检测电路6的偏移量的状态，HS·O状态时，CPU16根据合成模拟输出Aout的数字值的平均值，得到HS电流检测电路6的偏移量。
LS·O状态是正在测定LS电流检测电路7的偏移量的状态，LS·O状态时，CPU16根据合成模拟输出Aout的数字值的平均值，得到LS电流检测电路7的偏移量。
各状态之间的转移，按ADC14的每个采样周期Ts进行，转移判定如图4所示，通过合成模拟输出Aout的数字值与接地电平阈值GNDth、电源电平阈值Vccth的大小比较来进行。
即，HS·N状态下，当合成模拟输出Aout的数字值大于接地电平阈值GNDth时，维持HS·N状态。HS·N状态下，当合成模拟输出Aout的数字值为接地电平阈值GNDth以下时，转移到LS·N状态。
LS·N状态下，当合成模拟输出Aout的数字值大于接地电平阈值GNDth且小于电源电平阈值Vccth时，维持LS·N状态。LS·N状态下，当合成模拟输出Aout的数字值为电源电平阈值Vccth以上时，转移到HS·N状态。LS·N状态下，当合成模拟输出Aout的数字值为接地电平阈值GNDth以下时，转移到LS·O状态。
LS·O状态下，当合成模拟输出Aout的数字值小于电源电平阈值Vccth时，维持LS·O状态。LS·O状态下，当合成模拟输出Aout的数字值为电源电平阈值Vccth以下时，转移到HS·O状态。
HS·O状态下，当合成模拟输出Aout的数字值小于电源电平阈值Vccth时，维持HS·O状态。HS·O状态下，当合成模拟输出Aout的数字值为电源电平阈值Vccth以上时，转移到HS·N状态。
接着，用图5和图6说明本实施方式的电流控制装置的动作。
图5和图6是表示本发明一实施方式的电流控制装置的动作的时序图。
图5是通常时的电流控制装置的时序图。
在时刻t0，当导通脉冲Hon成为“1”时，信号线sel同时成为“1”，信号线sel持续为“1”直到时刻t1。在信号线sel为“1”的期间，作为合成模拟输出Aout输出电源电平。
此处，以使信号线sel为“1”的t0-t1的期间的时间宽度与采样周期Ts一致的方式设定脉冲宽度调整寄存器的值，在t0-t1的期间仅对作为合成模拟输出Aout输出的电源电平进行1次采样。
因为在t0-t1的期间检测到了合成模拟输出Aout为电源电平，所以状态机的状态转移到HS·N状态，持续HS·N状态直到t2。该期间，作为合成模拟输出Aout输出HS电流检测电路6的电压值，CPU16使用HS电流检测电路6的增益和偏移量对合成模拟输出Aout的值进行修正，得到高边电流值。
接着，在时刻t2，当导通脉冲Hon成为0时，信号线sel同时成为“1”，信号线sel持续为“1”直到时刻t3。在信号线sel为“1”的期间，作为合成模拟输出Aout输出GND电平。
因为在t2-t3的期间检测到了合成模拟输出Aout为GND电平，所以状态机的状态转移到LS·N状态，持续LS·N状态直到t4。该期间，作为合成模拟输出Aout输出LS电流检测电路7的电压值，CPU16使用LS电流检测电路7的增益和偏移量对合成模拟输出Aout的值进行修正，得到低边电流值。
CPU16中进行增益、偏移量修正时，在通过修正得到高边电流的情况和得到低边电流的情况下，修正中使用的增益和偏移量的参数不同。从而，CPU16需要识别获取的电流是高边电流还是低边电流。该识别能够根据状态机的状态进行。CPU16根据状态机的状态，判定是获取了高边电流还是获取了低边电流，使用与其分别对应的增益和偏移量的参数进行修正，得到修正后的高边电流或低边电流。这样，微控制器12的CPU16，根据状态机的状态，改变电流控制用半导体元件的电流检测电路输出的处理内容。
此处，t0-t1之间、t2-t3之间、t4-t5之间、t6-t7之间的间隔是采样周期Ts，各区间中，仅对作为合成模拟输出Aout输出的电源电平或GND电平进行1次采样。图4中说明的状态机，通过将合成模拟输出Aout的采样数据与电源电平或GND电平相比较而进行状态转移，但通过如上所述使对合成模拟输出Aout中插入的电源电平或GND电平的宽度为Ts，防止状态连续转移。
如以上说明，在作为合成模拟输出Aout切换输出HS电流检测电路6和LS电流检测电路7时，通过在切换的时刻插入一定期间的GND电平或电源电平，能够容易且可靠地判定其前后的数据是HS电流检测电路6和LS电流检测电路7中的哪一个的输出，所以能够用简单的算法根据合成模拟输出Aout的数字值计算螺线管的平均电流。
进而，对合成模拟输出Aout中插入的GND电平或电源电平的脉冲宽度，随来自脉冲宽度设定寄存器10的脉冲宽度指示值Pwd而变化，所以能够应对采样周期不同的ADC。
以往，为了获取高边、低边的电流检测信号，在IC与微控制器之间需要2根信号，微控制器的AD转换器需要2个通道。此处，在进行多个通道，例如6个通道的电流控制的电流控制装置的情况下，为了获取高边、低边的电流检测信号，IC与微控制器之间的信号需要12根，微控制器的AD转换器需要12个通道。而相对地，本实施方式中，电流控制用半导体元件与PWM脉冲同步地，在1根信号线上切换输出高边电流检测电路的输出和低边电流检测电路的输出，所以在IC与微控制器之间信号为1根即可，此外，微控制器的AD转换器也为1个通道即可。此处，在进行多个通道，例如6个通道的电流控制的电流控制装置的情况下，为了获取高边、低边的电流检测信号，IC与微控制器之间的信号为6根，微控制器的AD转换器为6个通道，与以往相比能够减半。从而，能够避免IC的针脚数增加引起的IC封装成本、尺寸的增加，以及因采用搭载了多通道AD转换器的高性能的微控制器导致的成本增加，结果能够使电流控制装置整体的尺寸小型化，能够降低成本。
通过以上的平均电流计算算法的简化、ADC设计的自由度的扩大，能够采用低价格的微控制器，能够抑制电流控制装置整体的成本。
图6是偏移量测定时的电流控制装置的时序图。
其中，时刻t4之前是与图5的时序图相同的动作，所以此处省略说明。
时刻t4时，在导通脉冲Hon成为“1”的同时，信号线sel成为“1”，直到时刻t5之前信号线sel都持续为“1”。在信号线sel为“1”的期间，作为合成模拟输出Aout输出GND电平。因为在t4-t5之间检测到合成模拟输出Aout的GND电平，所以状态机的状态转移到LS·O状态，持续为LS·O直到t6。该期间中，作为合成模拟输出Aout输出LS电流检测电路7的偏移电压值，CPU16通过计算合成模拟输出Aout的平均值，得到LS电流检测电路7的偏移量值。其用于之后的LS·N状态下的合成模拟输出Aout的值的修正。
接着，时刻t6时，在导通脉冲Hon成为0的同时，信号线sel成为“1”，直到时刻t7之前信号线sel都持续为“1”。在信号线sel为“1”的期间，作为合成模拟输出Aout输出电源电平。因为在t6-t7之间检测到合成模拟输出Aout的电源电平，所以状态机的状态转移到HS·O状态，持续为HS·O状态直到t8。此时，作为合成模拟输出Aout输出HS电流检测电路6的偏移电压值，CPU16通过计算合成模拟输出Aout的平均值，得到HS电流检测电路6的偏移量值。其用于之后的HS·N状态下的合成模拟输出Aout的值的修正。
此处，LS电流检测电路7的偏移量值和HS电流检测电路6的偏移量值，分别保存在微控制器12内部的存储单元的不同区域（不同地址）。此处，微控制器12需要识别获取的偏移量值是高边还是低边。该识别能够根据状态机的状态来进行。微控制器12根据状态机的状态进行识别，改变用于保存得到的偏移量值的区域。这样，微控制器12根据状态机的状态改变电流控制用半导体元件的电流检测电路输出的处理内容。
接着，时刻t8时，在导通脉冲Hon成为“1”的同时，信号线sel成为“1”，直到时刻t9之前信号线sel都持续为“1”。信号线sel为“1”的期间，作为合成模拟输出Aout输出电源电平。因为在t8-t9之间检测到合成模拟输出Aout的电源电平，所以状态机的状态转移到HS·N状态，之后返回通常动作的HS·N状态、LS·N状态交替反复的状态。
如以上说明，通过改变在作为合成模拟输出Aout切换HS电流检测电路6和LS电流检测电路7进行输出时插入的GND电平或电源电平的脉冲模式，能够容易且可靠地判定测定模式的切换，所以能够用简单的算法改变合成模拟输出Aout的处理方法。
本实施例中，表示了切换为测定HS电流检测电路6和LS电流检测电路7的偏移量的模式的例子，但不限于此，也能够切换为例如输出螺线管输出端子的电压值等其他测定值的模式。
根据以上所述，即使在改变电流控制用半导体元件内的模拟值的测定时序、或者因追加需求而要监视的情况下，也能够不增加微控制器与电流控制用半导体元件之间的信号来加以应对，能够抑制电流控制装置整体的尺寸和成本。
接着，用图7说明使用了本发明的各实施方式的电流控制装置的自动变速器控制装置的结构和动作。
图7是表示使用了本发明的各实施方式的电流控制装置的自动变速器控制装置的结构的框图。其中，在图7中，与图1相同的标记表示相同的部分。
自动变速器控制装置ATCU相当于本实施方式的电流控制装置，由图1所示的微控制器12和相当于电流控制用半导体元件1的多个电流控制用半导体元件1a、……、1e构成。
微控制器1从发动机转速传感器52、变速杆位置传感器53、加速踏板位置传感器54输入传感值，根据输入的传感值计算最佳的变速比，计算用于实现该变速比的变速器51所具备的多个离合器（未图示）的油压指令值和与该油压对应的螺线管20a、……、20e的电流值指令值，将该电流值指令值Ia*、……、Ie*输出到电流控制用半导体元件1a、……、1e。
如上述实施方式中的说明所述，本实施方式中，通过减少微控制器12与电流控制用半导体元件1之间的信号数量，进而使用低成本的微控制器12，能够实现小型、低成本的自动变速器控制装置ATCU。
其中，图7中微控制器12从发动机转速传感器52、变速杆位置传感器53、加速踏板位置传感器54这3个传感器输入传感值，但也可以与变速控制方式对应地改变输入的传感器的数量和种类。此外，图7中微控制器12从传感器直接输入传感值，但也可以经由其他微控制器和IC输入。此外，图7中表示了自动变速器51具备5个离合器的例子，但也可以与变速机构对应地，改变离合器的数量和与其对应的螺线管电流控制装置的数量。
接着，用图8说明使用了本发明的各实施方式的电流控制装置的无刷电动机控制装置的结构和动作。
图8是表示使用了本发明各实施方式的电流控制装置的无刷电动机控制装置的结构的框图。其中，图8中与图1相同的标记表示相同的部分。
无刷电动机控制装置MCU相当于本实施方式的电流控制装置，由图1所示的微控制器12和多个电流控制用半导体元件1a、……、1c构成。
微控制器12计算电动机的目标转速和用于实现转矩的对电动机71的三相线圈Cu、Cv、Cw的三相电流指令值，将该电流值指令值Iu*、Iv*、Iw*输出到电流控制用半导体元件1a、……、1c。
如上述实施方式中的说明所述，根据本实施方式，通过减少微控制器12与电流控制用半导体元件1之间的信号数量，进而使用低成本的微控制器12，能够实现小型、低成本的直流无刷电动机控制装置MCU。
如以上说明，根据本实施方式，因为在1根信号线上输出测定对象不同的2个电流检测电路的输出，所以能够削减IC与微控制器之间的信号数和微控制器中使用的AD转换器的个数。
进而，在切换测定对象不同的电流检测电路输出时，输出一定期间的接地电平或电源电平，所以微控制器仅通过将AD转换器的采样值与接地电平或电源电平的阈值比较，就能够取得测定对象不同的电流检测电路的输出切换时刻。由此，能够容易地实现为了电流检测的高精度化而对每个测定对象进行采样数据的修正的程序。

Claims (5)

1.一种电流控制装置，其特征在于，包括：
在同一半导体芯片上具有驱动负载的高边晶体管、流通所述负载的回流电流的低边晶体管、检测所述高边晶体管的电流的高边电流检测电路和检测所述低边晶体管的电流的低边电流检测电路的电流控制用半导体元件；和
对所述电流控制用半导体元件输出用于驱动所述负载的PWM脉冲，从所述电流控制用半导体元件输入所述高边电流检测电路和所述低边电流检测电路的输出的微控制器，其中，
所述电流控制用半导体元件具备输出合成电路，与所述PWM脉冲同步地，在1个信号线上切换所述高边电流检测电路的输出和所述低边电流检测电路的输出，并将其输出到所述微控制器。
2.如权利要求1所述的电流控制装置，其特征在于：
所述电流控制用半导体元件，在与所述PWM脉冲同步地在1个信号线上切换所述高边电流检测电路的输出和所述低边电流检测电路的输出的时序中，在两者之间的一定期间中将输出保持为接地电平或者电源电平。
3.如权利要求2所述的电流控制装置，其特征在于：
所述电流控制用半导体元件，具备设定将所述电流检测电路的输出保持为接地电平或者电源电平的期间的脉冲宽度设定寄存器。
4.如权利要求2所述的电流控制装置，其特征在于：
所述微控制器，具备检测所述电流控制用半导体元件所输出的一定期间的接地电平或者电源电平，并以该检测结果为输入而使状态转移的状态机。
5.如权利要求4所述的电流控制装置，其特征在于：
所述微控制器，根据所述状态机的状态，改变所述电流控制用半导体元件的电流检测电路输出的处理内容。
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