JP2007274831A

JP2007274831A - 電力変換装置

Info

Publication number: JP2007274831A
Application number: JP2006098679A
Authority: JP
Inventors: Satoru Shigeta; 哲重田; Shinichi Fujino; 伸一藤野; Keita Hashimoto; 慶太橋元; Sadayuki Seto; 貞至瀬戸
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2006-03-31
Filing date: 2006-03-31
Publication date: 2007-10-18
Also published as: EP1841052A2; CN101047341A; US20070229050A1

Abstract

【課題】小型で低損失、且つ出力電圧性能に制限の虞の無い電流検知が得られるようにした電力変換装置を低コストで提供すること。
【解決手段】スイッチング素子１、２を直列に接続し、各々の素子に流れる電流ＩＵ、ＩＬをスイッチングし、出力端子Ｏから、モータなどの負荷に出力電流ＩＯを供給するようにしたものにおいて、スイッチング素子１、２として、主スイッチング素子１−１、２−１に、ミラー素子１−２、２−２が設けられているミラー素子付ＭＯＳＦＥＴを用い、各々のミラー素子１−２、２−２に夫々電流検知回路７、８を設け、これらによりミラー素子１−２、２−２に流れるミラー電流ＩＵ_M、ＩＬ_M を検出信号Ｓ_IU、Ｓ_IL として取出し、比較回路９に入力して検出信号Ｓ_IU、Ｓ_IL の差信号Ｓ_IO とし、出力電流ＩＯを表わす信号として制御演算部６に入力し、スイッチング素子１、２のスイッチングタイミングとスイッチング時間を制御するようにしたもの。
【選択図】図１

Description

本発明は、出力電流検出機能を備えた電力変換装置に係り、特に、サーボシステムやＤＣ／ＤＣコンバータ又は三相交流インバータなどに好適な電力変換装置に関する。

サーボシステムやＤＣ／ＤＣコンバータ、或いは三相交流インバータなどの電力変換装置は、その制御に出力電流の検出を要するのが通例で、このため種々の電流センサが提案されているが、このとき従来は、コアを持った絶縁型の電流センサ、いわゆるホールセンサがある。ここで、このホールセンサとは、リング状のコアに測定すべき電流が流れる導体を貫通させ、電流によって発生する磁界をコアの磁路におかれたホールセンサで読み取り、電流として検知するものである。

また、このホールセンサとは別に、測定すべき電流の経路にシャント抵抗を挿入し、このシャント抵抗に現れる電圧降下を検出するようにしたシャント抵抗型電流センサも従来から知られており(例えば、特許文献１参照。)、更には、サーボシステムの界磁チョッパ回路や電動機制御装置に使用されている電力変換装置において、そのスイッチング素子として用いられているＭＯＳＦＥＴのオン電圧を観測し、電流値に換算する電流検知方法も従来から知られいる(例えば、特許文献２参照。)
特開２００３−６１３９２号公報特開２００４−４８８６３号公報

電力変換装置に使用する電流センサには、一般に小型、低損失、低コストで、しかも高精度であることが求められるが、従来技術は、これらの点に充分な配慮がされているとは言えなかった。

上記従来技術の中で、絶縁型のコアを持った電流センサは、それ自身が高価な上、１次電流の経路として、センサを貫通するバスバーなどの構造体が必要になるので、部品点数が増加したり、構造が大型化するので、更にコストアップになる。

また、短絡など過電流に対するシステム保護の観点から、出力電流を検知する電流センサとは別に、スイッチング素子の過電流を検知するための電流検知回路を設ける必要があることから、部品点数の増加と共に、更なるコストアップが避けられない。

また、シャント抵抗による電流センサは、電力変換装置など大電流を制御する機器では電力損失が大きくなるので、シャント用の抵抗器が大型化し、かつ、発熱による温度上昇の抑制に配慮する必要があるので、これによる大型化とコストアップが避けられない。

これらの点から、上記従来技術のなかで、ＭＯＳＦＥＴのオン電圧を用いた電流検知が有望視されているが、この場合、電流を検知するタイミングで素子がオンしている必要があるため、電流検知の周期とオンオフデューティーが互いに制限を受けることになる。

例えば下アームで電流検知する場合、電流検知周期ごとに下アームが完全にオンしている必要があるため、上アーム１００％オンの状態では電流検知できない。また、下アームがターンオンしてから電流値出力が安定するまでに時間がかかり、且つ、電流値のサンプリングにも時間がかかるので、下アームのオン期間を長くする必要があり、上アームのデューティーに対する制限は更にきついものになってしまう。

このように、デューティーに上限値があると、電力変換装置の出力電圧性能が制限されることになり、例えば三相モータを駆動するインバータの場合は、モータに印加される電圧が制限され、高回転で電流が流し込めなくなってしまうというデメリットが生じてしまう。

本発明の目的は、小型で低損失、且つ出力電圧性能に制限の虞の無い電流検知が得られるようにした電力変換装置を低コストで提供することにある。

上記目的は、直流の正側電源端子と負側電源端子の間に直列接続された上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子を備え、これら上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子の接続点を出力端子とした電力変換装置において、前記上アームスイッチング素子と前記下アームスイッチング素子を各々ミラー素子付スイッチング素子で構成した上で、前記上アームスイッチング素子のミラー素子に流れる電流を検知する上アーム電流検知手段と、前記下アームスイッチング素子のミラー素子に流れる電流を検知する下アーム電流検知手段とを設け、前記上アーム電流検知手段により検出した信号と前記下アーム電流検知手段により検出した信号の差をとって前記出力端子の電流値とすることにより達成される。

このとき、前記上アーム電流検知手段により検出した信号と前記下アーム電流検知手段の信号の少なくとも一方を用いて動作する過電流保護手段が備えられているようにしたも上記目的を達成することができ、このようにした電力変換装置を車両に搭載することによっても上記目的が達成される。

このときのミラー電流の検知方法としては、ミラー電流を絶縁型の電流センサで読む方法であってもよく、ミラー電流をシャント抵抗に流し、その両端電圧を読む方法であってもよい。

本発明によれば、上アームと下アームの電流の差を読み込むようにしたので、例えば上アームのみ１００％オン、もしくは下アームのみ１００％オンの状態でも電流を検知することができ、この結果、適用範囲に制限を受けることなく、高精度で小型、且つ低損失の電流センサが得られる。

また、本発明によれば、高精度の電流制御が得られるので、電流制御性能に優れた電力変換装置を低コストで提供することができ、この電力変換装置を搭載することにより、高性能の車両を構築することができる。

以下、本発明による電力変換装置について、図示の複数の実施の形態により詳細に説明する。

・実施形態１
図１は、本発明の実施形態１で、これは、例えば上記した特許文献２に開示されているような界磁チョッパ回路や電動機制御装置に使用されているスイッチング回路に、本発明を適用した場合の一実施形態である。

そして、この実施形態１は、図示のように、上アームとなるスイッチング素子１と下アームとなるスイッチング素子２を、直流電源３から直流電圧ＶＢが印加されている＋端子と−端子の間に直列に接続し、各々の素子に流れる電流ＩＵ、ＩＬをスイッチングし、出力端子Ｏから、モータなど、図示してない負荷に出力電流ＩＯを供給するようにしたものである。

このため各スイッチング素子１、２は、各々ゲート駆動回路４、５を備え、制御演算部６の制御のもとで各々スイッチング制御されるが、このとき、制御演算部６は、出力電流ＩＯの検出結果に応じて各スイッチング素子１、２のスイッチングタイミングとスイッチング時間を制御しなければ、モータなどの負荷に常時、的確な値の出力電流ＩＯが供給できない。そこで、上記したように、出力電流ＩＯを検出して制御しなければならないのである。

そこで、この実施形態では、まず、各スイッチング素子１、２として、夫々がＭＯＳＦＥＴの主スイッチング素子１−１、２−１に、同じくＭＯＳＦＥＴからなるミラー素子１−２、２−２が設けられているＭＯＳＦＥＴ、いわゆるミラー素子付ＭＯＳＦＥＴを用いる。なお、ここで、ＭＯＳＦＥＴとは金属酸化物半導体(ＭＯＳ)による電界効果型トランジスタ(ＦＥＴ)のことである。

このようにスイッチング素子としてミラー素子付ＭＯＳＦＥＴを用いた上で、次に、各々のスイッチング素子１、２のミラー素子１−２、２−２に夫々電流検知回路７、８を設け、これらによりミラー素子１−２、２−２に流れる電流、すなわちミラー電流ＩＵ_M、ＩＬ_M を検出する。そして、検出結果を検出信号Ｓ_IU、Ｓ_IL として取出し、比較回路９に入力する。

比較回路９では、入力された検出信号Ｓ_IU、Ｓ_IL の差をとり、結果を差信号Ｓ_IO として出力する。そして、この差信号Ｓ_IO を制御演算部６に入力し、出力電流ＩＯを表わす信号として、上記したように、各スイッチング素子１、２のスイッチングタイミングとスイッチング時間を制御するようにしたものである。

このとき、出力電流ＩＯは、上アームのスイッチング素子１に流れる電流ＩＵと下アームのスイッチング素子２に流れる電流ＩＬの差で表される。従って、上記したように、比較回路９から出力される差信号Ｓ_IO により出力電流ＩＯを表わすことができ、よって、検出信号Ｓ_IU と検出信号Ｓ_IL の差である差信号Ｓ_IO を制御演算部６に供給することにより、出力電流ＩＯの制御が得られるのである。

ここで、この制御演算部６は、通常、マイコンを備え、これにより制御するように構成されるのが一般的であり、この場合、そのマイコンに対する出力電流ＩＯの入力は、図示のように、電流検知回路７、８の出力を差動増幅器からなる比較回路９に入力し、差電圧をマイコンのＡＤポートに入力する方式でよいが、これとは別に、電流検知回路７の検出信号Ｓ_IU と電流検知回路８の検出信号Ｓ_IL をそのまま別々にマイコンのＡＤポートに入力し、マイコンのソフトウェアで差電圧を求める処理が実行されるようにしても良い。

このときの電流検知回路７、８には、図にシンボル化して示されているように、コアを持った絶縁型の電流センサ、いわゆるホールセンサが用いられているが、このセンサは、既に従来技術として説明したように、測定すべき電流の経路となっている導体をリング状のコアに貫通させ、電流によって発生する磁界を、コアの磁路中に設置してあるホールセンサで読み取り、電流として検知するものであり、従って、その大きさは、それにより検知すべき電流の最大値によって大きく支配される。

いま、ここで各スイッチング素子１、２を流れる電流ＩＵ、ＩＬの最大値が、例えば５００Ａであるとすると、この場合、当該電流の経路となる導体には、かなり断面積が大きなバスバー状の導体が必要になり、いきおいコアも大きくなってしまうので、センサ全体が大型化し、コストアップになってしまう。

しかし、このとき各スイッチング素子１、２のミラー素子１−２、２−２に流れる電流は、当該スイッチング素子のミラー比分になり、ミラー比が１０００：１とすると、上記の場合、ミラー電流ＩＵ_M、ＩＬ_M は、最大でも０．５Ａにしかならない。

従って、この場合、かなり細い導体をコアに通すだけで対応でき、例えば配線に使用されている電線をそのまま貫通させただけにしたり、数ターン、巻回させただけで済み、しかも、コア自体もかなり小さくできることになり、よって、この場合は、小型化と低コスト化が容易に図れるのである。

しかも、このミラー付ＭＯＳＦＥＴにおけるミラー比は、主素子とミラー素子の電極面積で決るので、近年の半導体製造技術からすれば、通常、かなり正確な値に容易に設定することができ、しかも安定している。そして、このことは、ミラー付ＭＯＳＦＥＴに限らず、その他のミラー素子付スイッチング素子、例えばミラー付ＩＧＢＴの場合も同じである。

従って、この実施形態１によれば、電流検知回路７、８が小型化され低コスト化されることに加えて、高精度化も得られることになり、この結果、優れた性能の電力変換装置を大幅なコストダウンのもとで容易に提供することができる。

また、この実施形態１では、電流検知回路７、８としてホールセンサ、つまり絶縁型の電流センサを用いており、この結果、上アームスイッチング素子１と下アームスイッチング素子２の間での電位差を考慮することなく使用することができ、従って、別途、電圧アイソレーションのための回路を必要としないで済むというメリットがある。

更に、この実施形態１では、電流検知回路７、８が各スイッチング素子１、２に個別に設けられている。そこで、電流検知回路７から、その検出信号Ｓ_IU をゲート駆動回路４に入力し、電流検知回路８からは検出信号Ｓ_IL をゲート駆動回路５に入力し、これらの信号が、予め設定してある所定の閾値を越えたとき、各々のゲート駆動回路４、５から出力されるゲート信号を絞り、スイッチング素子１、２を遮断するようにしてやれば、スイッチング素子に過電流保護機能を付加することができ、これにより、出力端子の天絡や地絡などからシステムを保護することができる。

・実施形態２
次に、本発明の実施形態２について、図２により説明する。ここで、この実施形態２は、シャント抵抗によりミラー電流を検出するようにした場合の本発明の一実施形態で、このため、図示のように、シャント抵抗１０、１１が各ミラー素子１−１、２−２の電流経路に挿入されていて、これらに差動回路１２、１３が各々並列に接続されているものであり、その他の構成要素は、図１に示した実施形態１と同じである。

そして、まず、シャント抵抗１０は、ミラー素子１−２のミラー電流ＩＵ_M による電圧降下を発生させ、差動回路１２は、この電圧降下を検出して、上アームのスイッチング素子１に流れる電流ＩＵを表わす検出信号Ｓ_IU が得られるように働き、他方、シャント抵抗１１は、ミラー素子２−２のミラー電流ＩＬ_M による電圧降下を発生させ、差動回路１３は、この電圧降下を検出して、下アームのスイッチング素子２に流れる電流ＩＬを表わす検出信号Ｓ_IL が得られるように働く。

そこで、図示のように、これらの検出信号Ｓ_IU、Ｓ_IL を比較回路９に入力して差信号Ｓ_IO を出力させ、これを制御演算部６に入力することにより、図１で説明した実施形態１の場合と同じく、出力電流ＩＯの制御を高精度で得ることができる。

ここで、この実施形態２の場合も、シャント抵抗１０、１１は、ミラー素子１−２、２−２の電流経路に挿入されている。従って、これらのシャント抵抗１０、１１に流れる電流は、スイッチング素子１、２を流れる電流ＩＵ、ＩＬに比較して、かなり小さな値になっている。

例えば、ここでもスイッチング素子１、２を流れる電流ＩＵ、ＩＬの最大値が５００Ａで、ミラー比も１０００：１であったとすると、ミラー電流ＩＵ_M、ＩＬ_M は、やはり最大でも０．５Ａにしかならない。ちなみに、このときの損失Ｐは、電流Ｉの自乗に比例する。

従って、この実施形態２によれは、シャント抵抗１０、１１による損失が充分に小さく抑えられ、その分、発熱が少なくなるので、抵抗器も小型にすることができ、この結果、この実施形態２によっても、電流検知回路７、８が小型化され低コスト化されることに加えて、高精度化も図られ、この結果、優れた性能の電力変換装置を大幅なコストダウンのもとで容易に提供することができる。

ところで、この図２の実施形態の場合、上アームの電圧検出回路を構成しているシャント抵抗１０については、その電位が０に固定されておらず、しかも上アームのスイッチング素子１のスイッチングに応じて０ＶからＶＢまで変化する。

従って、この実施形態２では、必要に応じて差動増幅器やアイソレーションアンプなどを使用し、シャント抵抗１０の電位を、下アームのスイッチング素子２や制御演算部６の電位と等しい電位にレベルシフトする必要があるのはいうまでもない。

・実施形態３
次に、本発明による電力変換装置を搭載した車両について、実施形態３として図４により説明する。ここで、この実施形態３に係る車両は、自動車１００として図示され、例えばガソリンエンジンなどのエンジン１１０を動力源としているものである。

そして、この自動車１００の走行時は、このエンジン１１０のトルクが、トランスミッション装置Ｔ／Ｍと差動歯車装置ＤＥＦを介して車輪ＷＨ１、ＷＨ２に伝達されるようになっているものであり、このとき、エンジン１１０には、Ｍ／Ｇ(発電動機)１１１が連結させてあって、このＭ／Ｇ１１１を通常のオルタネータとして動作させると共に、エンジン１１０のスタータとしても動作させるようにしたものである。

従って、Ｍ／Ｇ１１１は、エンジン１１０が回転中はオルタネータ(交流発電機)として動作し、端子電圧が３６Ｖの主電池１２０と、端子電圧が１２Ｖの補機用電池１２１の２個の二次電池が充電され、エンジン１１０の始動時には、主電池１２０からＭ／Ｇ１１１に交流電力を供給し、このＭ／Ｇ１１１を交流電動機として動作させ、エンジン１１０に始動トルクが与えられるようになっている。

このため、Ｍ／Ｇ１１１にはＩＮＶ(インバータ装置)１３０が接続されていて、Ｍ／Ｇ１１１がオルタネータとして動作しているときは、このＩＮＶ１３０を順変換動作させ、Ｍ／Ｇ１１１の交流出力を直流出力に変換し、主電池１２０と補機用電池１２１に充電が行われるようにし、Ｍ／Ｇ１１１を交流電動機として動作させるときには、ＩＮＶ１３０を通常の逆変換動作させ、主電池１２０の直流出力を３相交流電力に変換してＭ／Ｇ１１１に供給し、エンジン１１０の起動に必要なトルクが発生されるようになっている。

このとき、補機用電池１２１は、通常の自動車の場合、ライトなど各種の電装品が直流の電圧１２Ｖ仕様なので、それらを動作させるために搭載されているものであり、従って、その充電のために、出力電圧が３６Ｖ／１２Ｖ仕様のＤＣ／ＤＣ(直流／直流変換器)１２２が設けられ、これを介してＩＮＶ１３０に接続されるようになっている。

そして、この図３の実施形態では、このＩＮＶ１３０に、上記した実施形態１、又は実施形態２による電力変換装置を適用し、このＩＮＶ１３０の主回路素子であるＰＤ(パワーデバイス)１３１にはミラー付スイッチング素子が使用されていて、これがこの実施形態の特徴であり、この結果、小型化され低コスト化されたＩＮＶ１３０により高精度の電流制御が得られることになる。

また、このとき、ＤＣ／ＤＣ１２２に上記した実施形態１、又は実施形態２による電力変換装置を適用し、そのスイッチング素子にミラー付スイッチング素子が使用されるようにしてもよく、この場合は、ＤＣ／ＤＣ１２２にも小型化と低コスト化が図られ、高精度の電流制御が与えられることになる。

このときＰＤ１３１は、ＩＮＶ１３０内にある駆動回路１３２により、インターフェース１３３を介してマイコン１３４から制御されるが、このマイコン１３４は、更に自動車１００全体の制御を統括する上位のＣＵ(コントロールユニット)２００により制御されるようになっている。

このように、本発明の実施形態１又は実施形態２による電力変換装置をＩＮＶ１３０やＤＣ／ＤＣ１２２などに適用することにより、自動車用電力変換装置に高精度、小型、低損失、低コストの電流センサを提供することができる。また、ここで、例えばインバータなどで矩形波駆動する場合、本発明の実施形態によれば、どちらかのアームが１００％オンになる状態でも電流検知が可能になり、この結果、電圧利用率が向上し、小型のモータでも高出力で運転できるようになるので、車両重量の軽減につなげることができる。

なお、ここで、Ｍ／Ｇ１１１は、上記したように、エンジン始動時に交流電動機として動作されるが、これだけではなく、自動車走行時にも電動機として動作させ、エンジン１１０に代えて自動車の駆動源として使用したり、或いは補助駆動源として、エンジン１１０と共に自動車走行用に使用されるようにしてもよい。

本発明による電力変換装置の第１の実施形態を示すブロック図である。本発明による電力変換装置の第２の実施形態を示すブロック図である。本発明による電力変換装置の第３の実施形態を示すブロック図である。

符号の説明

１：上アームのスイッチング素子(ミラー付スイッチング素子)
１−１：主スイッチング素子
１−１：ミラー素子
２：上アームのスイッチング素子(ミラー付スイッチング素子)
２−１：主スイッチング素子
２−２：ミラー素子
３：直流電源
４：ゲート駆動回路(上アーム用)
５：ゲート駆動回路(下アーム用)
６：制御演算部
７：電流検知回路(上アームのミラー素子用)
８：電流検知回路(下アームのミラー素子用)
９：比較回路
１０：シャント抵抗(上アームのミラー素子用)
１１：シャント抵抗(下アームのミラー素子用)
１２：差動回路(上アームのミラー素子用)
１３：差動回路(下アームのミラー素子用)
Ｔ２：負側電源端子
Ｔ３：出力端子
ＩＵ：上アームのスイッチング素子を流れる電流
ＩＬ：下アームのスイッチング素子を流れる電流
ＩＯ：負荷に出力される電流
ＩＵ_M：上アームのミラー電流
ＩＬ_M：下アームのミラー電流
Ｓ_IU：検出信号(上アームのミラー電流ＩＵ_M の検出信号)
Ｓ_IL：検出信号(下アームのミラー電流ＩＬ_M の検出信号)
Ｓ_IO：差信号
ＶＢ：直流電源３の電圧

Claims

直流の正側電源端子と負側電源端子の間に直列接続された上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子を備え、これら上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子の接続点を出力端子とした電力変換装置において、
前記上アームスイッチング素子と前記下アームスイッチング素子を各々ミラー素子付スイッチング素子で構成した上で、
前記上アームスイッチング素子のミラー素子に流れる電流を検知する上アーム電流検知手段と、前記下アームスイッチング素子のミラー素子に流れる電流を検知する下アーム電流検知手段とを設け、
前記上アーム電流検知手段により検出した信号と前記下アーム電流検知手段により検出した信号の差をとって前記出力端子の電流値としたことを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記上アーム電流検知手段により検出した信号と前記下アーム電流検知手段の信号の少なくとも一方を用いて動作する過電流保護手段が備えられていることを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置又は請求項２に記載の電力変換装置が搭載されていることを特徴とする車両。