JP2013017301A - インバータ制御装置及びインバータ制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】安定な制御系である、インバータ制御装置及び制御方法を提供する。
【解決手段】 直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換し、モータに供給するインバータ６と、インバータ６から出力される交流電圧の指令値を、交流電流の検出値に基づき算出する指令値算出手段と、指令値の位相又は検出値の位相を補償する位相補償手段と、位相補償手段により補償された指令値又は検出値に基づき、インバータ６を制御するインバータ制御手段と、モータ８の回転速度を検出するモータ回転速度検出手段とを備え、位相補償手段は、所定の位相余裕を得るために設定された位相補償時間及び回転速度に基づき位相進み量を算出し、位相進み量に応じて、モータ８の固有の特性に基づく位相を補償する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、インバータ制御装置及びインバータ制御方法に関するものである。

交流電動機に交流電力を供給する電力変換器と、この電力変換器を制御するために、所定のサンプリング時間毎に検出される、少なくとも前記交流電動機の回転角を座標変換角とする２相回転軸から３相軸へ変換する回転座標変換手段を備えた電動機の制御装置において、所定のサンプリング時間毎に検出される少なくとも前記交流電動機の回転角に、前記サンプリング時間に対応して遅れる回転角を加算する第１の回転角補償手段を設け、この加算された回転角を座標変換角とすることを特徴とする交流電動機の制御装置が知られている（特許文献１）。

特開平６−３３５２２７号公報

しかしながら、モータ固有の特性による位相余裕の低下に対応しておらず、制御系が不安定になっている、という問題があった。

本発明が解決しようとする課題は、安定な制御系であるインバータ制御装置及び制御方法を提供することである。

本発明は、位相補償時間及びモータの回転速度に基づき位相進み量を算出し、当該位相進み量に応じて、モータの固有の特性に基づく位相を進ませることによって上記課題を解決する。

本発明によれば、モータの回転速度の変化に対して、位相余裕の低下が抑制されつつ、ゲイン余裕の低下が抑制されるため、その結果として、制御系を安定化させることができる。

本発明の実施形態にかかるインバータ制御装置のブロック図である。 図１の安定性補償器のブロック図である。 （ａ）は図１のインバータ制御装置のゲイン特性及び比較例のゲイン特性を示すグラフであり、（ｂ）は図１のインバータ制御装置の位相特性及び比較例の位相特性を示すグラフである。 図１のインバータ制御装置において、（ａ）は位相補償時間（ｔ_ｐｍ）に対する位相余裕の特性を示すグラフであり、（ｂ）は位相進み量（Δθｃ）に対する位相余裕の特性を示すグラフである。 図１のインバータ制御装置の制御手順を示すフローチャートである。 図１のインバータ制御装置の変形例に係る電流制御器及び安定性補償器のブロック図である。 本発明の他の実施形態にかかるインバータ制御装置のブロック図である。 図７の補償器のブロック図である。 図７の座標変換部のブロック図である。 図７のインバータ制御装置の制御手順を示すフローチャートである。 本発明の他の実施形態にかかるインバータ制御装置のブロック図である。 図１１の安定性補償器のブロック図である。 図１１のインバータ制御装置の制御手順を示すフローチャートである。 本発明の他の実施形態にかかるインバータ制御装置のブロック図である。 図１４の安定性補償器のブロック図である。 図１４の座標変換部のブロック図である。 図１４のインバータ制御装置の制御手順を示すフローチャートである。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

《第１実施形態》
図１は、発明の実施形態に係るモータ制御装置のブロック図である。詳細な図示は省略するが、本例のインバータ制御装置を電気自動車に設ける場合に、三相交流電力の永久磁石モータ８は、走行駆動源として駆動し、電気自動車の車軸に結合されている。なお本例のモータ制御装置は、例えばハイブリッド自動車（ＨＥＶ）等の電気自動車以外の車両にも適用可能である。

本例のインバータ制御装置は、モータ８の動作を制御する制御装置であって、電流電圧マップ１と、電流制御器２と、座標変換器３と、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変換器４と、バッテリ５と、インバータ６と、電流センサ７と、磁極位置検出器９と、座標変換器１０と、回転数演算器１１と、ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）１２と、Ａ／Ｄ変換器１３と、パルスカウンタ１４と、むだ時間補償器１５と、安定性補償器１６とを備える。

電流電圧マップ１には、モータ８の出力目標値として外部より入力されるトルク指令値（Ｔ^＊）と、回転数演算器１１の出力である、モータ８の回転速度である角周波数（ω）、及び、バッテリ５の検出電圧である電圧（Ｖ_ｄｃ）が入力される。電流電圧マップ１には、トルク指令値（Ｔ^＊）、角周波数（ω）、電圧（Ｖ_ｄｃ）を指標として、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）及びｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）を出力するためのマップが格納されている。電流電圧マップ１は、当該マップを参照することにより、入力されたトルク指令値（Ｔ^＊）、角周波数（ω）及び電圧（Ｖ^＊ _ｄｃ）に対応する、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）及びｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）を算出し、出力する。ここで、ｄｑ軸は、回転座標系の成分を示している。ｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）について、ｄ軸及びｑ軸に電流が流れると、ｄ軸にはωＬ_ｄｉ_ｄ、ｑ軸にはωＬ_ｑｉ_ｑの干渉電圧が発生するため、ｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）は当該干渉電圧を打ち消すための電圧である。なお、Ｌ_ｄはｄ軸のインダクタンスを、Ｌ_ｑはｑ軸のインダクタンスを示す。また電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）及び電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）は、インバータ６からモータ８に出力される交流電流の指令値に相当し、当該指令値に基づいて、スイッチング素子のパルス幅が決定し、インバータ６の出力電力が決定する。

ＬＰＦ１２は、ｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）を入力として、高周波帯域をカットし、電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}）を出力する。

電流制御器２は、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）、電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}）及びｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）を入力として、制御演算を行い、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）を安定性補償器１６に出力する。

安定性補償器１６は、角周波数（ω）に基づき、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）を補正し、補正後のｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ＿ｃ、Ｖ^＊ _ｑ＿ｃ）を座標変換器３に出力する。なお、安定性補償器１６の詳細は後述する。

座標変換器３は、安定性補償器１６の補正後ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ＿ｃ、Ｖ^＊ _ｑ＿ｃ）及びむだ時間補償器１５から出力される位相量（θ’）を入力として、下記の式１を用いて、当該回転座標系の補正後ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ＿ｃ、Ｖ^＊ _ｑ＿ｃ）を固定座標系のｕ、ｖ、ｗ軸の電圧指令値（Ｖ^＊ _ｕ、Ｖ^＊ _ｖ、Ｖ^＊ _ｗ）に変換する。

ＰＷＭ変換器４は、入力される電圧指令値（Ｖ^＊ _ｕ、Ｖ^＊ _ｖ、Ｖ^＊ _ｗ）に基づき、インバータ６のスイッチング素子の駆動信号（Ｄ^＊ _ｕｕ、Ｄ^＊ _ｕｌ、Ｄ^＊ _ｖｕ、Ｄ^＊ _ｖｌ、Ｄ^＊ _ｗｕ、Ｄ^＊ _ｗｌ）を生成し、インバータ６に出力する。スイッチング素子は、ＰＷＭのパルス信号に基づいてオン及びオフを切り換える。

バッテリ５は、二次電池を含む直流電源であり、本例の車両の動力源となる。インバータ６は、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等のスイッチング素子（図示しない）を対に接続した回路を複数接続した三相インバータ回路により構成されている。各スイッチング素子には、駆動信号（Ｄ^＊ _ｕｕ、Ｄ^＊ _ｕｌ、Ｄ^＊ _ｖｕ、Ｄ^＊ _ｖｌ、Ｄ^＊ _ｗｕ、Ｄ^＊ _ｗｌ）が入力される。そして、当該スイッチング素子のスイッチング動作により、直流電源の直流電圧が交流電圧（Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ、Ｖ_ｗ）に変換され、モータ８に入力される。またモータ８が発電機として動作する場合には、インバータ６はモータ８から出力される交流電圧を直流電圧に変換しバッテリ５に出力する。これによりバッテリ５が充電される。

電流センサ７は、Ｕ相及びＶ相にそれぞれ設けられ、相電流（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ）を検出し、Ａ／Ｄ変換器１３に出力する。Ａ／Ｄ変換器１３は、相電流（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ）をサンプリングし、サンプリングされた相電流（ｉ_ｕｓ、ｉ_ｖｓ）を座標変換器１０に出力する。ｗ相の電流は、電流センサ７により検出されず、代わりに、座標変換器１０は、入力された相電流（ｉ_ｕｓ、ｉ_ｖｓ）に基づき、下記の式２を用いて、ｗ相の相電流（ｉ_ｗｓ）を算出する。

なお、ｗ相の相電流について、ｗ相に電流センサ７を設け、当該電流センサ７により検出してもよい。

モータ８は、多相モータであり、インバータ６に接続される。またモータ８は発電機としても動作する。磁極位置検出器９はモータ８に設けられ、モータ８の磁極の位置を検出する検出器であり、磁極の位置に応じたＡ相、Ｂ相及びＺ相のパルスをパルスカウンタ１４に出力する。パルスカウンタ１４は、磁極位置検出器９から出力されるパルスをカウントすることで、モータ８の回転子の位置情報である検出値（θ）を得て、回転数演算器１１に出力する。回転数演算器１１は、磁極位置検出器９の検出値（θ）からモータ８の角周波数（ω）を算出する。

座標変換器１０は、３相２相変換を行う制御部であり、相電流（ｉ_ｕｓ、ｉ_ｖｓ、ｉ_ｗｓ）及びパルスカウンタ１４の検出値（θ）を入力として、下記の式３により、固定座標系の相電流（ｉ_ｕｓ、ｉ_ｖｓ、ｉ_ｗｓ）を回転座標系のｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）に変換する。

そして、当該ｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）が電流制御器２に入力されることにより、本例のインバータ制御装置は電流制御ループによる制御を行う。

むだ時間補償器１５は、電圧指令値（Ｖ^＊ _ｕ、Ｖ^＊ _ｖ、Ｖ^＊ _ｗ）が決定してから、交流電圧（Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ、Ｖ_ｗ）がモータ８に印加されるまでの電圧出力遅れ、電流センサ７及びＡ／Ｄ変換器１３における、０次サンプリングホールドによるむだ時間による遅れ、及び、ノイズカットフィルタによる遅れなどを補償し、検出値（θ）及び角周波数（ω）を入力として、位相量（θ’）を座標変換器３に出力する。

次に、安定性補償器１６の詳細な構成を、図２を用いて説明する。図２は、安定性補償器１６のブロック図である。安定性補償器１６は、直交座標における回転座標変換を利用してｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）から補正後のｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ＿ｃ、Ｖ^＊ _ｑ＿ｃ）を演算している。具体的には、ｄ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ）にｃｏｓ（Δθ）を乗じたものから、ｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｑ）にｓｉｎ（Δθ）を乗じたものを減ずることで、補正後のｄ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ＿ｃ）が演算され、ｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｑ）にｃｏｓ（Δθ）を乗じたものと、ｄ軸電圧令値（Ｖ^＊ _ｄ）にｓｉｎ（Δθ）を乗じたものを加算することで、補正後のｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｑ＿ｃ）が演算される。

安定性補償器１６の回転座標変換により回転する位相の進み量（Δθ）は、位相補償時間（ｔ_ｐｍ）と角周波数（ω）により算出される。位相補償時間（ｔ_ｐｍ）は、モータ８の固有の特性に基づいて決まる値であって、予め設定されている値である。本例では、外部から入力されるトルク指令値（Ｔ^＊）、バッテリ５の検出電圧（Ｖ_ｄｃ）、モータ８の回転速度（ω）、及び、モータの温度と、位相補償時間（ｔ_ｐｍ）とを対応づけるルックアップテーブルが格納されている。そして、外部から入力されるトルク指令値（Ｔ^＊）、バッテリ５の検出電圧（Ｖ_ｄｃ）、モータ８の回転速度（ω）、及び、モータの温度を入力とし、当該テーブルを参照することで、位相補償時間（ｔ_ｐｍ）を算出する。さらに、角周波数（ω）とテーブルの出力値である位相補償時間（ｔ_ｐｍ）との積をとることで、位相の進み量（Δθ）が算出される。

これにより、磁極方向の電圧指令値であるｄ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ）及び磁極と直交方向の電圧指令値であるｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｑ）よりなる電圧指令値ベクトルの大きさは変えずに、位相をモータ８の回転方向に進むように、位相の進み量（Δθ）で電圧指令値を補正する。

ここで、位相補償時間（ｔ_ｐｍ）と、本例のインバータ制御装置の制御系における位相余裕及びゲイン余裕との関係について、図３を用いて説明する。図３は、インバータ制御装置の電流制御系における一巡伝達特性ボート線図を示しており、（ａ）は角周波数に対するゲイン特性を示し、（ｂ）は角周波数に対する位相特性を示す。図３（ａ）及び（ｂ）において、グラフａは本発明の特性を示し、グラフｂは位相補償時間（ｔ_ｐｍ）を設定しない比較例の特性を示す。

ゲイン曲線が０（ｄＢ）を切る周波数（ゲイン交点）における位相−１８０°との差分が位相余裕であり、位相曲線が−１８０°を切る周波数（位相交点）におけるゲイン０（ｄＢ）との差分がゲイン余裕となる。図３（ａ）に示すように、本例のゲイン特性をｇ_ａ、比較例のゲイン特性をｇ_ｂとし、図３（ｂ）に示すように、本例の位相特性をφ_ａ、比較例の位相特性をφ_ｂとする。

図３（ｂ）に示すように、比較例では位相余裕（φ_ａ）が不足しているため、不安定な制御系となっているが、本例では十分な位相余裕（φ_ｂ）が得られているため、安定性な制御系になっている。また、図３（ａ）に示すように、本例と比較例とのゲイン余裕（ｇ_ａ、ｇ_ｂ）は、ほぼ同じ値である。比較例のグラフに示すように、位相余裕の低下は、低周波領域で生じているが、かかる位相余裕の低下に対して、上記の特許文献１に示すように、むだ時間分の時間が経過する値に進む回転子の位置を予想して補正する方法では、低周波領域における位相余裕の低下を抑制させることができない。本例では、低周波領域における位相余裕の低下が、モータ８の固有の特性によって生じていることが確認できたため、本例は当該モータ８の特性に基づく補償係数を、位相補償時間（ｔ_ｐｍ）として設定し、当該位相補償時間（ｔ_ｐｍ）に基づいて、ｄｑ軸電流指令値の位相を補償している。これにより、本例は、高周波領域でのゲイン余裕の低下を防ぎつつ、低周波領域での位相余裕の低下を抑制することができる。

次に、位相進み量（Δθ）を算出する際に、本例では、時間単位のパラメータである位相補償時間（ｔ_ｐｍ）と角回転数（ω）との積をとっていることについて説明する。図４（ａ）は位相補償時間（ｔ）に対する位相余裕の特性を示し、図４（ｂ）はΔθｃに対する位相余裕の特性を示す。また図４のグラフａは、角周波数（ω_１）の特性を、グラフｂは角周波数（ω_１）より高い角周波数である（ω_２）の特性である。図４（ａ）の特性は、本発明と同様に位相補償時間（ｔ）を設定し、モータ８の角回転数（ω）との積を位相進み量（Δθ）とした上で、位相余裕をとった特性であり、位相補償時間（ｔ）をパラメータとしている。一方、図４（ｂ）の特性は、位相進み量（Δθｃ）自体をパラメータとして位相余裕をとった特性であるため、位相進み量（Δθｃ）にはモータ８の検出された角回転数（ω）の要素が含まれておらず、図４（ｂ）は比較例として挙げている。

図４（ｂ）に示すように、位相進み量（Δθｃ）をパラメータとした場合には、角周波数が異なると位相余裕が異なる値になっている。一方、図４（ａ）に示すように、位相補償時間（ｔ）をパラメータとした場合には、位相補償時間（ｔ）をｔ_ｐｍに設定することで、角周波数が異なっても、位相余裕がほぼ同じ値になっている。これにより、本例は、制御系の安定性を決めるためのパラメータとして、時間単位である位相補償時間（ｔ_ｐｍ）を設定し、角周波数（ω）との積により位相進み量（Δθ）をとることで、モータ８の回転数に対して、安定して位相余裕を高く維持することができる。

ここで、モータ８の特性と位相補償時間（ｔ_ｐｍ）との関係について説明する。モータに対して一般的な電流制御系を構成すると、回転数が上昇するほど低周波域に対する位相遅れが大きくなる特性があり、位相余裕が低下し不安定状態に近づくおそれがある。

一方、図４（ｂ）に示されるように、補償量(位相進み量)と位相余裕の傾きは回転数によらず同程度であるが、位相余裕の絶対値はオフセットされている。言い換えると、補償量(位相進み量)を一定にした場合には、もともと位相余裕がある低回転では過剰に位相余裕を持つことになる。そのため、本例では、低回転において、補償量(位相進み量)を控えめにする補償時間を、固定時間で定義し、回転数との積によって補償量(位相)を求める。なお、一般的な電流制御を構成した場合の伝達関数を求めると特性方程式に回転数が定数として現れるので、回転数に応じて周波数特性が変化し、上記のように位相余裕が低下する傾向になる。

次に、図５を用いて、本例のインバータ制御装置のフィードバック制御の制御手順を説明する。図５は本例のインバータ制御装置の制御手順を示すフローチャートである。

ステップＳ１にて、電流センサ７により検出される相電流（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ）から、Ａ／Ｄ変換器１３を介して相電流（ｉ_ｕｓ、ｉ_ｖｓ）を検出し、磁極位置検出器９から出力されるパルスをパルスカウンタ１４でカウントすることで検出値（θ）を検出する。ステップＳ２にて、回転数演算器１１は、モータ８の角周波数（ω）を算出する。ステップＳ３にて座標変換器１０にて、相電流（ｉ_ｕｓ、ｉ_ｖｓ）をｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）に座標変換する。

ステップＳ４にて、電流電圧マップに格納されているマップを参照して、外部から入力されるトルク指令値（Ｔ^＊）、角周波数（ω）及び電圧（Ｖ^＊ _ｄｃ）に対応するｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）及びｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）を算出し、ｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）をＬＰＦ１２に通して電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}）を算出する。ステップＳ５にて、電流制御器２は、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）、電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}）及びｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）からｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）を演算する。

ステップＳ６にて、安定性補償器１６は、位相補償時間（ｔ_ｐｍ）と角周波数（ω）との乗算をして、位相進み量（Δθ）を算出する。ステップＳ７にて、安定性補償器１６は、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）を、回転座標変換により位相進み量（Δθ）分、位相を進ませることで、位相余裕を補償するための演算を行う。ステップＳ８にて、ステップＳ７の演算結果である補正後のｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ＿ｃ、Ｖ^＊ _ｑ＿ｃ）をむだ時間補償器１５から出力される位相量（θ’）で座標変換し、電圧指令値（Ｖ^＊ _ｕ、Ｖ^＊ _ｖ、Ｖ^＊ _ｗ）を算出する。そして、ステップＳ９にて、ＰＷＭ変換器４は電圧指令値（Ｖ^＊ _ｕ、Ｖ^＊ _ｖ、Ｖ^＊ _ｗ）を駆動信号（Ｄ^＊ _ｕｕ、Ｄ^＊ _ｕｌ、Ｄ^＊ _ｖｕ、Ｄ^＊ _ｖｌ、Ｄ^＊ _ｗｕ、Ｄ^＊ _ｗｌ）にＰＷＭ変換し、ステップＳ１０にて、当該駆動信号に基づきインバータ６をスイッチング制御して、モータ８を駆動させる。

上記のように、本例は、安定化した所定の位相余裕を得るために設定された位相補償時間（ｔ_ｐｍ）及び角周波数（ω）に基づき位相進み量（Δθ）を算出し、当該位相進み量（Δθ）に応じて、モータ８の固有の特性に基づく位相を進ませるよう、指令値を補償する。これにより、モータ８の固有の特性による位相余裕の低下を抑制することができるため、安定した制御系のインバータ制御装置を実現することができる。また本例は、低周波領域での位相遅れを低減しつつ位相余裕を確保し、高周波領域でのゲイン低下を押させることができるため、位相余裕又はゲイン余裕の再調整を省くことができる。

また本例は、位相進み量（Δθ）に応じて、ｄｑ軸電圧指令値を進ませるよう、位相補償を行う。これにより、モータ８の固有の特性による位相余裕の低下を抑制することができるため、安定した制御系のインバータ制御装置を実現することができる。

また本例は、安定性補償器１６により、回転座標変換の回転角を位相進み量（Δθ）に基づき補償する。これにより、制御用のマイコンの演算負荷を軽減しつつ、制御系を安定化させることができる。

また本例は、位相補償時間（ｔ_ｐｍ）と角周波数（ω）とを乗算することで位相進み量（Δθ）を算出する。これにより、位相補償時間（ｔ_ｐｍ）を固定値に設定した上で、モータ８の状態に応じて角周波数が変化しても、位相余裕の変動を抑えることができるため、安定した制御系を実現することができる。

また本例は、安定性補償器１６に、角周波数（ω）、トルク指令値（Ｔ^＊）、モータ８の温度、または、インバータ６への入力電圧（Ｖ_ｄｃ）と位相補償時間（ｔ_ｐｍ）とを対応づけるテーブルを格納する。位相余裕は、角周波数（ω）以外に、モータ８の電流や磁束の大きさより影響を受ける、モータ８のインダクタンス、または、巻き線抵抗によって変化する。また本例のインバータ制御装置における最大効率電流条件は、同トルク下であっても、バッテリ５の電圧によって変化する。そのため、本例のように、動作点である、角周波数（ω）、トルク指令値（Ｔ^＊）、モータ８の温度、または、インバータ６への入力電圧（Ｖ_ｄｃ）に応じて、位相補償時間（ｔ_ｐｍ）を設定することで、制御系の特性が変化しても、制御系を安定化させることができる。

なお、本例において、安定性補償器１６に格納されるテーブルは、必ずしも、角周波数（ω）、トルク指令値（Ｔ^＊）、モータ８の温度、及び、インバータ６への入力電圧（Ｖ_ｄｃ）と位相補償時間（ｔ_ｐｍ）とを対応づけるテーブルである必要はなく、少なくとも角周波数（ω）、トルク指令値（Ｔ^＊）、モータ８の温度、または、インバータ６への入力電圧（Ｖ_ｄｃ）のうち一つの値と位相補償時間（ｔ_ｐｍ）とを対応づければよい。また、安定性補償器１６に格納されるテーブルは、モータ８の電流と位相補償時間（ｔ_ｐｍ）とを対応づけてもよい。

また本例は、図６に示すように、電流制御器２を構成する電流制御部２１及び非干渉制御部２２との間に、安定性補償器１６を設け、位相進み量（Δθ）に応じて、ｄｑ軸電圧指令値を進ませるよう、位相補償を行ってもよい。図６は、本例のインバータ制御装置の変形例であって、電流制御器２及び安定性補償器１６のブロック図である。電流制御部２１は、ｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）にｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）を追従させるように、それぞれＰＩ制御によるフィードバック制御を行って、安定性補償器１６に出力し、安定性補償器１６による補正後の指令値を、非干渉制御部２２に出力し、電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}）及び当該補正後の指令値を入力として、制御演算を行い、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）を座標変換器３に出力する。

上記電流電圧マップ１、電流制御器２及び座標変換器３が本発明に係る「指令値算出手段」に相当し、安定性補償器１６が「位相補償手段」に相当し、ＰＷＭ変換器４が「インバータ制御手段」に相当し、磁極位置検出器９、パルスカウンタ１４及び回転数演算器１１が「モータ回転速度検出手段」に、座標変換器１０が「座標変換手段」に、電流電圧マップ１が「電流指令値算出手段」に、電流制御器２が「電圧指令値算出手段」に、座標変換器３が「座標変換手段」に相当する。

《第２実施形態》
図７は、発明の他の実施形態に係るインバータ制御装置を示すブロック図である。本例では上述した第１実施形態に対して、安定性補償器１６の代わりに補償器１８を設けている点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、その記載を適宜、援用する。

図７に示すように、本例のインバータ制御装置は、補償器１８を備える。補償器１８は、第１実施形態のむだ時間補償器１５及び安定性補償器１６の機能を有している。補償器１８の具体的な構成を、図８を用いて説明する。図８は、補償器１８のブロック図である。

補償器１８において、パルスカウンタ１４の出力である検出値（θ）と角周波数（ω）が入力されると、角周波数（ω）にむだ時間補償係数（ｔ_ｄｌｙ）を乗じた位相変化量（Δθ_ｄｌｙ）と検出値（θ）と加算して、位相量（θ’）を演算する。角周波数（ω）に位相補償時間（ｔ_ｐｍ）を乗じた位相進み量（Δθ）と、当該位相量（θ’）とを加算することで、位相量（θ’_ｐｍ、）を算出する。そして、補償器１８は、位相量（θ’_ｐｍ、）を座標変換器３に出力する。ここで、むだ時間補償係数（ｔ_ｄｌｙ）は、インバータ制御装置における電流ループ内のむだ時間分に相当し、モータ８に印加されるまでの電圧出力遅れ、電流センサ７及びＡ／Ｄ変換器１３における、０次サンプリングホールドによるむだ時間による遅れ、及び、ノイズカットフィルタによる遅れなどを補償するための係数である。

次に、座標変換器３の具体的な構成を、図９を用いて説明する。図９は、座標変換器３のブロック図である。座標変換器３は、電流制御器２から出力されるｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）を、直交回転座標系（ｄｑ軸座標系）から三相固定座標系（ＵＶＷ相）に変換する変換器であり、回転変換部３１と、相変換部３２とを備えている。

回転変換部３１は、回転座標系を位相量（θ’_ｐｍ）で回転させて直交座標系へ変換し、相変換部３２は、直交座標系から三相座標系に変換する。回転座標系３１において、ｄ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ）にｃｏｓθ’_ｐｍを乗じたものからｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｑ）にｓｉｎθ’_ｐｍを乗じたものを減算することで、直交座標系のｄ軸の電圧指令値が演算され、ｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｑ）にｃｏｓθ’_ｐｍを乗じたものとｄ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ）にｓｉｎθ’_ｐｍを乗じたものを加算することで、直交座標系のｑ軸の電圧指令値が演算される。そして、相変換部３２において、当該ｄ軸の電圧指令値に係数（√（２／３））を乗じることで電圧指令値（Ｖ^＊ _ｕ）が演算され、当該ｑ軸の電圧指令値に係数（１／（√２））を乗じたものから、当該ｄ軸の電圧指令値に係数（１／（√６））を乗じたものを減算することで、電圧指令値（Ｖ^＊ _ｖ）が演算され、係数（−１）を乗じた電圧指令値（Ｖ^＊ _ｖ）から当該ｄ軸の電圧指令値に係数（√（２／３））を乗じたもの減算することで、電圧指令値（Ｖ^＊ _ｗ）が演算される。そして、相変換部３２の演算結果である電圧指令値（Ｖ^＊ _ｕ、Ｖ^＊ _ｖ、Ｖ^＊ _ｗ）がＰＷＭ変換器４に出力される。

次に、図１０を用いて、本例のインバータ制御装置のフィードバック制御の制御手順を説明する。図１０は本例のインバータ制御装置の制御手順を示すフローチャートである。ステップＳ１〜ステップＳ６及びステップＳ９、Ｓ１０の制御内容は、図５に示す第１の実施形態に係るインバータ制御装置のステップＳ１〜ステップＳ６及びステップＳ９、Ｓ１０の制御内容と同様であるため、説明を省略する。

ステップＳ２１にて、補償器１８は、ステップＳ６で算出された位相進み量（Δθ）に、位相量（θ’）を加算することで、位相量（θ’_ｐｍ、）を算出する。ステップＳ２２にて、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）を位相量（θ’_ｐｍ、）で座標変換し、電圧指令値（Ｖ^＊ _ｕ、Ｖ^＊ _ｖ、Ｖ^＊ _ｗ）を算出する。

上記のように、本例は、安定化した所定の位相余裕を得るために設定された位相補償時間（ｔ_ｐｍ）及び角周波数（ω）に基づき位相進み量（Δθ）を算出し、位相進み量（Δθ）から位相量（θ’_ｐｍ、）を算出した上で、モータ８の固有の特性に基づく位相を進ませるよう、指令値を補償する。これにより、当該位相進み量（Δθ）に応じて、モータ８の固有の特性に基づく位相を進ませるよう、指令値を補償することで、モータ８の固有の特性による位相余裕の低下を抑制することができるため、安定した制御系のインバータ制御装置を実現することができる。また本例は、低周波領域での位相遅れを低減しつつ位相余裕を確保し、高周波領域でのゲイン低下を押させることができるため、位相余裕又はゲイン余裕の再調整を省くことができる。

また本例は、位相進み量（Δθ）から位相量（θ’_ｐｍ、）を算出した上で、位相量（θ’_ｐｍ、）を用いてｄｑ軸電圧指令値を補償することで、位相進み量（Δθ）に応じて、ｄｑ軸電圧指令値を進ませるよう、位相補償を行う。これにより、モータ８の固有の特性による位相余裕の低下を抑制することができるため、安定した制御系のインバータ制御装置を実現することができる。

また本例は、座標変換器３の回転座標変換の回転角（θ’_ｐｍ）を位相進み量（Δθ）に基づき補償する。これにより、制御用のマイコンの演算負荷を軽減しつつ、制御系を安定化させることができる。

上記補償器１８が本発明に係る「位相補償手段」に相当する。

《第３実施形態》
図１１は、発明の他の実施形態に係るインバータ制御装置を示すブロック図である。本例では上述した第１実施形態に対して、安定性補償器１６を、電流制御器２と座標変換器１０との間に設けている点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、第１実施形態及び第２の実施形態の記載を適宜、援用する。

安定性補償器１６は、座標変換器１０と電流制御器２との間に設けられ、位相進み量（Δθ）に応じて、ｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）の位相を補償する補償器であり、角周波数（ω）に基づき、ｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）を補正し、補正後のｄｑ軸電流（ｉ_ｄ＿ｃ、ｉ_ｑ＿ｃ）を電流制御器２に出力する。電流制御器２は、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）、電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}）及び補正後のｄｑ軸電流（ｉ_ｄ＿ｃ、ｉ_ｑ＿ｃ）を入力として、制御演算を行い、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）を座標変換器３に出力する。電流制御器２において、補正後のｄｑ軸電流（ｉ_ｄ＿ｃ、ｉ_ｑ＿ｃ）を入力として制御演算を行っているため、電流制御器２から出力されるｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）は、後述する位相進み量（Δθ）に基づき、補償された指令値となる。

次に、安定性補償器１６の詳細な構成を、図１２を用いて説明する。図１２は、安定性補償器１６のブロック図である。安定性補償器１６は、直交座標における回転座標変換を利用してｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）から補正後のｄｑ軸電流（ｉ_ｄ＿ｃ、ｉ_ｑ＿ｃ）を演算している。具体的には、ｄ軸電流（ｉ^＊ _ｄ）にｃｏｓ（Δθ）を乗じたものから、ｑ軸電流（ｉ^＊ _ｑ）にｓｉｎ（Δθ）を乗じたものを減ずることで、補正後のｄ軸電流（ｉ^＊ _ｄ＿ｃ）が演算され、ｑ軸電流（ｉ^＊ _ｑ）にｃｏｓ（Δθ）を乗じたものと、ｄ軸電流（ｉ^＊ _ｄ）にｓｉｎ（Δθ）を乗じたものを加算することで、補正後のｑ軸電流（ｉ^＊ _ｑ＿ｃ）が演算される。安定性補償器１６の回転座標変換により回転する位相の進み量（Δθ）は、位相補償時間（ｔ_ｐｍ）と角周波数（ω）との積により算出される。位相補償時間（ｔ_ｐｍ）は、モータ８の固有の特性に基づいて決まる値であって、予め設定されている値であり、固定値である。

これにより、磁極方向の電圧検出値であるｄ軸電流（ｉ^＊ _ｄ）及び磁極と直交方向の電流指令値であるｑ軸電流（ｉ^＊ _ｑ）よりなる電圧検出値ベクトルの大きさは変えずに、位相をモータ８の回転方向に進むように、位相の進み量（Δθ）で電流検出値を補正する。

次に、図１３を用いて、本例のインバータ制御装置のフィードバック制御の制御手順を説明する。図１３は本例のインバータ制御装置の制御手順を示すフローチャートである。ステップＳ１〜ステップＳ４及びステップＳ９、Ｓ１０の制御内容は、図５に示す第１の実施形態に係るインバータ制御装置のステップＳ１〜ステップＳ４及びステップＳ９、Ｓ１０の制御内容と同様であるため、説明を省略する。

ステップＳ３１にて、安定性補償器１６は、位相補償時間（ｔ_ｐｍ）と角周波数（ω）との乗算をして、位相進み量（Δθ）を算出する。ステップＳ３２にて、安定性補償器１６は、ｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）を、回転座標変換により位相進み量（Δθ）分、位相を進ませることで、位相余裕を補償するための演算を行い、演算結果である、補正後のｄｑ軸電流（ｉ_ｄ＿ｃ、ｉ_ｑ＿ｃ）を電流制御器２に出力する。ステップＳ３３にて、電流制御器２は、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）、電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}）及び補正後のｄｑ軸電流（ｉ_ｄ＿ｃ、ｉ_ｑ＿ｃ）からｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）を演算する。ステップＳ３４にて、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）をむだ時間補償器１５から出力される位相量（θ’）で座標変換し、電圧指令値（Ｖ^＊ _ｕ、Ｖ^＊ _ｖ、Ｖ^＊ _ｗ）を算出する。

上記のように、本例は、安定化した所定の位相余裕を得るために設定された位相補償時間（ｔ_ｐｍ）及び角周波数（ω）に基づき位相進み量（Δθ）を算出し、当該位相進み量（Δθ）に応じて、モータ８の固有の特性に基づく位相を進ませるよう、検出値を補償する。これにより、モータ８の固有の特性による位相余裕の低下を抑制することができるため、安定した制御系のインバータ制御装置を実現することができる。また本例は、低周波領域での位相遅れを低減しつつ位相余裕を確保し、高周波領域でのゲイン低下を押させることができるため、位相余裕又はゲイン余裕の再調整を省くことができる。

また本例は、位相進み量（Δθ）に応じて、ｄｑ軸電流を進ませるよう、位相補償を行う。これにより、モータ８の固有の特性による位相余裕の低下を抑制することができるため、安定した制御系のインバータ制御装置を実現することができる。

上記電流センサ７が「電流検出手段」に相当し、座標変換手段１０が「座標変換手段」に相当する。

《第４実施形態》
図１４は、発明の他の実施形態に係るインバータ制御装置を示すブロック図である。本例では上述した第１実施形態に対して、安定性補償器１６を、座標変換器１０とパルスカウンタ１４との間に設けている点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、第１〜第３の実施形態の記載を適宜、援用する。

安定性補償器１６は、パルスカウンタ１４と座標変換器１０との間に設けられ、座標変換器１０の回転座標変換の回転角を演算する。図１５を用いて、安定性補償器１６の具体的な構成を説明する。図１５は、安定性補償器１６のブロック図である。

安定補償器１６において、パルスカウンタ１４の出力である検出値（θ）と角周波数（ω）が入力されると、検出値（θ）から、角周波数（ω）に位相補償時間（ｔ_ｐｍ）を乗じた位相進み量（Δθ）を減算することで、位相量（θ_ｐｍ）を演算する。

次に、座標変換器１０の具体的な構成を、図１６を用いて説明する。図１６は、座標変換器１０のブロック図である。座標変換器１０は、Ａ／Ｄ変換器１３から出力される相電流（ｉ_ｕｓ、ｉ_ｖｓ、ｉ_ｗｓ）を、三相固定座標系（ＵＶＷ相）から直交回転座標系（ｄｑ座標系）に変換する変換器であり、相変換部１０１と、回転変換部１０２とを備えている。

相変換部１０１において、出力となるｄ軸の電流は、相電流（ｉ_ｕｓ）から、相電流（ｉ_ｖｓ）に係数（１／２）乗じたもの及び相電流（ｉ_ｗｓ）に係数（１／２）乗じたものを減算し、さらに係数（√（２／３））を乗算することで演算され、出力となるｑ軸の電流は、相電流（ｉ_ｖｓ）から相電流（ｉ_ｗｓ）を減算し、係数（１／（√２））乗算することで演算される。回転変換部１０２において、当該ｄ軸の電流にｃｏｓθ_ｐｍを乗じたものと当該ｑ軸の電流にｓｉｎθ_ｐｍを乗じたものを加算することで、回転座標系のｄ軸電流（ｉ_ｄ）が演算され、当該ｑ軸の電流にｃｏｓθ_ｐｍを乗じたものから、当該ｄ軸の電流にｓｉｎθ’_ｐｍを乗じたものを減算することで、回転座標系のｑ軸電流（ｉ_ｑ）が演算される。そして、回転変換部１０２の演算結果であるｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）が電流制御器２に出力される。
ここで、図１６に示すように回転変換部１０２において、ｄ軸及びｑ軸が交差しており、ｄ軸成分及びｑ軸成分のを補正する際の符号が、第２実施形態に係る回転変換部３１（図９を参照）と比較して、逆になっている。そのため、本例の安定性補償器１６は、検出値（θ）から位相進み量（Δθ）を減算する、補正を行っている。

次に、図１７を用いて、本例のインバータ制御装置のフィードバック制御の制御手順を説明する。図１０は本例のインバータ制御装置の制御手順を示すフローチャートである。ステップＳ１、ステップＳ２、ステップＳ４、ステップＳ５及びステップＳ８〜ステップＳ１０の制御内容は、図５に示す第１の実施形態に係るインバータ制御装置のスステップＳ１、ステップＳ２、ステップＳ４、ステップＳ５及びステップＳ８〜ステップＳ１０の制御内容と同様であるため、説明を省略する。

ステップＳ４１にて、安定性補償器１６は、位相補償時間（ｔ_ｐｍ）と角周波数（ω）との乗算をして、位相進み量（Δθ）を算出する。ステップＳ４２にて、安定性補償器１５は、検出値（θ）から位相進み量（Δθ）を減算し位相量（θ_ｐｍ）を演算する。ステップＳ４３にて、座標変換器１０は、相電流（ｉ_ｕｓ、ｉ_ｖｓ、ｉ_ｗｓ）を位相量（θ_ｐｍ）で座標変換し、ｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）を算出する。

上記のように、本例は、安定化した所定の位相余裕を得るために設定された位相補償時間（ｔ_ｐｍ）及び角周波数（ω）に基づき位相進み量（Δθ）を算出し、当該位相進み量（Δθ）に応じて、モータ８の固有の特性に基づく位相を補償し、検出値を補償する。これにより、モータ８の固有の特性による位相余裕の低下を抑制することができるため、安定した制御系のインバータ制御装置を実現することができる。また本例は、低周波領域での位相遅れを低減しつつ位相余裕を確保し、高周波領域でのゲイン低下を押させることができるため、位相余裕又はゲイン余裕の再調整を省くことができる。

また本例は、座標変換器１０の回転座標変換の回転角（θ_ｐｍ）を位相進み量（Δθ）に基づき補償する。これにより、制御用のマイコンの演算負荷を軽減しつつ、制御系を安定化させることができる。

１…電流電圧マップ
２…電流制御器
２１…電流制御部
２２…非干渉制御部
３…座標変換器
３１…回転変換部
３２…座標変換部
４…ＰＷＭ変換器
５…バッテリ
６…インバータ
７…電流センサ
８…モータ
９…磁極位置検出器
１０…座標変換器
１０１…座標変換部
１０２…回転変換部
１１…回転数演算器
１３…Ａ／Ｄ変換器
１４…パルスカウンタ
１５…むだ時間補償器
１６…安定性補償器
１８…補償器

Claims (8)

1. 直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換し、モータに供給するインバータと、
   前記インバータから出力される交流電圧の指令値を、交流電流の検出値に基づき算出する指令値算出手段と、
   前記指令値の位相又は前記検出値の位相を補償する位相補償手段と、
   前記位相補償手段により補償された指令値又は検出値に基づき、前記インバータを制御するインバータ制御手段と、
   前記モータの回転速度を検出するモータ回転速度検出手段とを備え、
   前記位相補償手段は、
   所定の位相余裕を得るために設定された位相補償時間及び前記回転速度に基づき位相進み量を算出し、前記位相進み量に応じて、前記モータの固有の特性に基づく位相を補償する
   ことを特徴とするインバータ制御装置。
2. 前記モータの相電流を検出する電流検出手段と、
   前記相電流をｄｑ軸電流に変換する座標変換手段とをさらに備え、
   前記指令値算出手段は、
   前記モータのトルク指令値及び前記回転速度に基づき、ｄｑ軸電流指令値を算出する電流指令値算出手段と、
   前記ｄｑ軸電流を前記ｄｑ軸電流指令値に一致させるためのｄｑ軸電圧指令値を算出する電圧指令値算出手段とを有し、
   前記位相補償手段は、前記ｄｑ軸電圧指令値の位相を補償する
   ことを特徴とする請求項１記載のインバータ制御装置。
3. 前記モータの相電流を検出することで前記検出値を検出する電流検出手段と、
   前記相電流をｄｑ軸電流に座標変換する座標変換手段とをさらに備え、
   前記位相補償手段は、前記ｄｑ軸電流の位相を補償する
   ことを特徴とする請求項１記載のインバータ制御装置。
4. 前記指令値算出手段は、
   前記ｄｑ軸電圧指令値を、前記インバータ制御手段に入力する電圧指令値に座標変換する座標変換手段をさらに有し、
   前記位相補償手段は、
   前記位相進み量に基づき、前記座標変換手段による座標変換の回転角を補償する
   ことを特徴とする請求項２記載のインバータ制御装置。
5. 前記位相補償手段は、
   前記位相進み量に基づき、前記座標変換手段による座標変換の回転角を補償する
   ことを特徴とする請求項３記載のインバータ制御装置。
6. 前記位相補償手段は、
   前記位相補償時間と前記検出回転速度とを乗算することで前記位相進み量を算出する
   ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載のインバータ制御装置。
7. 前記位相補償手段は、
   前記回転速度、前記モータの電流、外部から入力されるトルク指令値、前記モータの温度、または、前記インバータへの入力電圧のうち少なくとも一つの値と、前記位相補償時間とを対応づけるマップを格納する
   ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載のインバータ制御装置。
8. インバータにより直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換し、モータに供給する工程と、
   前記インバータから出力される交流電流を検出する検出工程と、
   前記インバータから出力される交流電圧の指令値を、前記検出工程により検出される検出値に基づいて算出する工程と、
   前記指令値又は前記検出値の位相を補償する補償工程と、
   前記補償工程により補償された指令値又は検出値に基づき、前記インバータを制御する工程と、
   前記モータの回転速度を検出する工程とを含み、
   前記補償工程は、
   所定の位相余裕を得るために設定された位相補償時間及び前記回転速度に基づき位相進み量を算出し、前記位相進み量に応じて、前記モータの固有の特性に基づく位相を補償する
   ことを特徴とするインバータの制御方法。

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