CN103636117A - 逆变器控制装置及逆变器控制方法 - Google Patents

Abstract

逆变器控制装置具有：逆变器（6），其将从直流电源输入的直流电力变换为交流电力，并供给至电动机；指令值计算部（1、2、3），其基于交流电流的检测值而计算从逆变器（6）输出的交流电压的指令值；相位补偿部（16），其对指令值的相位或检测值的相位进行补偿；逆变器控制部（4），其基于通过相位补偿部（16）补偿后的指令值或检测值，对逆变器（6）进行控制；以及电动机旋转速度检测部（9、14、11），其检测电动机（8）的旋转速度（ω）。相位补偿部（16）基于为了得到规定相位余量而设定的相位补偿时间（t_pm）及旋转速度（ω），计算相位提前量（Δθ），对应于相位提前量（Δθ），对基于电动机（8）的固有特性的相位进行补偿。

Description

逆变器控制装置及逆变器控制方法

技术领域

本发明涉及逆变器控制装置及逆变器控制方法。

背景技术

已知一种电动机的控制装置（参照专利文献1），其具有：电力变换器，其向交流电动机供给交流电力；以及旋转坐标变换部，其为了对该电力变换器进行控制，将每隔规定采样时间检测到的至少所述交流电动机的旋转角设为坐标变换角，将其从2相旋转轴向3相轴变换（参照专利文献1）。在专利文献1中公开的控制装置具有第1旋转角补偿部，其将相对于所述采样时间延迟的旋转角，与每隔所述采样时间检测到的至少所述交流电动机的旋转角相加，将该相加得到的旋转角设为坐标变换角。

专利文献1：日本特开平6－335227号公报

发明内容

但是，专利文献1中公开的控制装置存在无法应对电动机固有特性导致的相位余量降低、控制系统不稳定的问题。

本发明的目的在于提供一种控制系统稳定的逆变器控制装置及控制方法。

为了实现上述目的，在本发明的方式所涉及的逆变器控制装置及控制方法中，基于相位补偿时间及电动机的旋转速度而计算相位提前量，对应于该相位提前量，使基于电动机固有特性的相位提前。

附图说明

图1是本发明的实施方式所涉及的逆变器控制装置的框图。

图2是图1的稳定性补偿器的框图。

图3（a）是表示图1的逆变器控制装置的增益特性及对比例的增益特性的曲线，图3（b）是表示图1的逆变器控制装置的相位特性及对比例的相位特性的曲线。

图4（a）是表示在图1的逆变器控制装置中，相位余量相对于相位补偿时间（t_pm）的曲线，图4（b）是表示在图1的逆变器控制装置中，相位余量相对于相位提前量（Δθc）的特性的曲线。

图5是表示图1的逆变器控制装置的控制步骤的流程图。

图6是表示图1的逆变器控制装置的变形例所涉及的电流控制器及稳定性补偿器的框图。

图7是表示本发明其他实施方式所涉及的逆变器控制装置的框图。

图8是图7的补偿器的框图。

图9是图7的坐标变换部的框图。

图10是表示图7的逆变器控制装置的控制步骤的流程图。

图11是表示本发明其他实施方式所涉及的逆变器控制装置的框图。

图12是图11的稳定性补偿器的框图。

图13是表示图11的逆变器控制装置的控制步骤的流程图。

图14是本发明的其他实施方式所涉及的逆变器控制装置的框图。

图15是图14的稳定性补偿器的框图。

图16是图14的坐标变换部的框图。

图17是表示图14的逆变器控制装置的控制步骤的流程图。

具体实施方式

下面，基于附图对本发明的实施方式进行说明。

《第1实施方式》

参照图1，对发明的实施方式所涉及的逆变器控制装置进行说明。详细的图示省略，但在将本例的逆变器控制装置设置在电动车辆上的情况下，三相交流电力的永久磁体电动机8作为行驶驱动源而进行驱动，并与电动车辆的车轴结合。此外，本例的逆变器控制装置也可以应用于例如混合动力车辆（HEV）等电动车辆以外的车辆。

本例的逆变器控制装置是对电动机8的动作进行控制的控制装置，其具有电流电压对应部1、电流控制器2、坐标变换器3、PWM（Pulse Width Modulation）变换器4、电池5、逆变器6、电流传感器7、磁极位置检测器9、坐标变换器10、转速运算器11、LPF（LowPass Filter）12、A/D变换器13、脉冲计数器14、无效时间补偿器15、稳定性补偿器16。

向电流电压对应部1输入：扭矩指令值（T*），其作为电动机8的输出目标值而从外部输入；作为电动机8的旋转速度的角频率（ω），其为转速运算器11的输出；以及电压（V_dc），其为电池5的检测电压。电流电压对应部1存储有以扭矩指令值（T*）、角频率（ω）、电压（V_dc）为指标，用于输出dq轴电流指令值（i*_d、i*_q）及dq轴非干涉电压指令值（V*_{d_dcp}l、V*_{q_dcpl}）的对应图。电流电压对应部1通过参照该对应图，从而计算与输入的扭矩指令值（T*）、角频率（ω）及电压（V*_dc）对应的dq轴电流指令值（i*_d、i*_q）及dq轴非干涉电压指令值（V*_{d_dcpl}、V*_{q_dcpl}）并输出。在这里，dq轴表示旋转坐标系的分量。关于dq轴非干涉电压指令值（V*_{d_dcpl}、V*_{q_dcpl}），如果电流流入至d轴及q轴，则在d轴上产生ωL_di_d的干涉电压，在q轴上产生ωL_qi_q的干涉电压，因此，dq轴非干涉电压指令值（V*_{d_dcpl}、V*_{q_dcpl}）是用于抵消该干涉电压的电压。此外，L_d表示d轴的电感，L_q表示q轴的电感。另外，dq轴电流指令值（i*_d、i*_q）及dq轴非干涉电压指令值（V*_{d_dcpl}、V*_{q_dcpl}）与从逆变器6输出至电动机8的交流电流的指令值相当，基于该指令值而确定开关元件的脉冲宽度，确定逆变器6的输出电力。

LPF12以dq轴非干涉电压指令值（V*_{d_dcpl}、V*_{q_dcpl}）为输入，去除高频波段，输出滤波处理后电压指令值（V*_{d_dcpl_flt}、V*_{q_dcpl_flt}）。

电流控制器2以dq轴电流指令值（i*_d、i*_q）、滤波处理后电压指令值（V*_{d_dcpl_flt}、V*_{q_dcpl_flt}）及dq轴电流（i_d、i_q）为输入，进行控制运算，将dq轴电压指令值（V*_d、V*_q）输出至稳定性补偿器16。

稳定性补偿器16基于角频率（ω），对dq轴电压指令值（V*_d、V*_q）进行校正，将校正后dq轴电压指令值（V*_{d_c}、V*_{q_c}）输出至坐标变换器3。此外，稳定性补偿器16的详细内容如后所述。

坐标变换器3以校正后dq轴电压指令值（V*_{d_c}、V*_{q_c}）及从无效时间补偿器15输出的相位量（θ’）为输入，使用下述式1，将该旋转坐标系的校正后dq轴电压指令值（V*_{d_c}、V*_{q_c}）变换为固定坐标系（UVW相）的UVW相电压指令值（V*_u、V*_v、V*_w）。

[式1]

$\left[\begin{array}{c}{v}_u^{*}\\ v_v^{*}\\ v_w^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{\cos \mathrm{\θ}}^{\′}& -{\sin \mathrm{\θ}}^{\′}\\ {\sin \mathrm{\θ}}^{\′}& {\cos \mathrm{\θ}}^{\′}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_{d\_c}^{*}\\ v_{q\_c}^{*}\end{array}\right]---\left(1\right)$

PWM变换器4基于输入的UVW相电压指令值（V*_u、V*_v、V*_w），生成逆变器6的开关元件的驱动信号（D*_uu、D*_ul、D*_vu、D*_vl、D*_wu、D*_wl），输出至逆变器6。开关元件基于PWM的脉冲信号而进行接通及断开的切换。

电池5是包含二次电池在内的直流电源，成为本例的车辆的动力源。逆变器6由三相逆变器电路构成，其中，该三相逆变器电路是连接多个将MOSFET或IGBT等开关元件（未图示）成对连接的电路而成的。向各开关元件中输入驱动信号（D*_uu、D*_ul、D*_vu、D*_vl、D*_wu、D*_wl）。并且，通过该开关元件的开关动作而将直流电源的直流电压变换为交流电压（V_u、V_v、V_w），输入至电动机8。另外，在电动机8作为发电机动作的情况下，逆变器6将从电动机8输出的交流电压变换为直流电压而输出至电池5。由此，将电池5充电。

电流传感器7分别设置在U相及V相上，对U相及V相的相电流（i_u、i_v）进行检测，并输出至A/D变换器13。A/D变换器13对相电流（i_u、i_v）进行采样，将采样得到的U相及V相的相电流（i_us、i_vs）输出至坐标变换器10。W相的电流不由电流传感器7检测，取而代之，坐标变换器10基于输入的U相及V相相电流（i_us、i_vs），使用下述式2而计算W相的相电流（i_ws）。

[式2]

i_ws=-i_us-i_vs    （2）

此外，对于W相的相电流，也可以在W相设置传感器7，由该电流传感器7进行检测。

电动机8是多相电动机，与逆变器6连接。另外，电动机8也作为发电机动作。磁极位置检测器9设置在电动机8上，是对电动机8的磁极位置进行检测的检测器，将与磁极位置相对应的A相、B相及Z相脉冲输出至脉冲计数器14。脉冲计数器14通过对从磁极位置检测器9输出的脉冲进行计数，从而得到电动机8的转子的位置信息即检测值（θ），输出至转速运算器11。转速运算器11根据脉冲计数器14的检测值（θ），计算电动机8的角频率（ω）。

坐标变换器10是进行从3相向2相的相变换的控制部，以相电流（i_us、i_vs、i_ws）及脉冲计数器14的检测值（θ）为输入，通过下述式3，将固定坐标系的相电流（i_us、i_vs、i_ws）变换为旋转坐标系的dq轴电流（i_d、i_q）。

[式3]

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{us}}\\ i_{\mathrm{vs}}\\ i_{\mathrm{ws}}\end{array}\right]---\left(3\right)$

并且，通过将该dq轴电流（i_d、i_q）输入至电流控制器2，从而由本例的逆变器控制装置进行电流控制闭环的控制。

无效时间补偿器15在确定了UVW相电压指令值（V*_u、V*_v、V*_w）之后，对于直至将交流电压（V_u、V_v、V_w）施加至电动机8为止的电压输出延迟、电流传感器7及A/D变换器13中的由0次采样保持导致的无效时间的延迟、及由噪声截止滤波器导致的延迟进行补偿，以检测值（θ）及角频率（ω）为输入，将相位量（θ’）输出至坐标变换器3。

下面，使用图2对稳定性补偿器16的详细结构进行说明。稳定性补偿器16利用正交坐标下的旋转坐标变换，根据dq轴电压指令值（V*_d、V*_q）运算校正后dq轴电压指令值（V*_{d_c}、V*_{q_c}）。具体地说，通过从d轴电压指令值（V*_d）乘以cos（Δθ）得到的值中减去q轴电压指令值（V*_q）乘以sin（Δθ）得到的值，从而运算校正后d轴电压指令值（V*_{d_c}）。另外，通过将q轴电压指令值（V*_q）乘以cos（Δθ）得到的值与d轴电压指令值（V*_d）乘以sin（Δθ）得到的值相加，从而运算校正后q轴电压指令值（V*_{q_c}）。

稳定性补偿器16的通过旋转坐标变换而旋转的相位提前量（Δθ），是根据相位补偿时间（t_pm）和角频率（ω）而计算的。相位补偿时间（t_pm）是基于电动机8固有特性而确定的值，是预先设定的值。在本例中，稳定性补偿器16具有查询表LUT，该查询表LUT使从外部输入的扭矩指令值（T*）、电池5的检测电压（V_dc）、电动机8的角频率（ω）、及电动机的温度（temp.），与相位补偿时间（t_pm）相关联。并且，通过以从外部输入的扭矩指令值（T*）、电池5的检测电压（V_dc）、电动机8的角频率（ω）、及电动机的温度（temp.）为输入，并参照该查询表LUP，从而计算相位补偿时间（t_pm）。此外，通过使角频率（ω）与查询表LUT的输出值即相位补偿时间（t_pm）相乘，从而计算相位提前量（Δθ）。

由此，利用相位提前量（Δθ）对q轴电压指令值进行校正，以使得不改变由磁极方向的电压指令值即d轴电压指令值（V*_d）、及与磁极正交方向的电压指令值即q轴电压指令值（V*_q）构成的电压指令值矢量的大小，而使相位向电动机8的旋转方向提前。

在这里，使用图3，对相位补偿时间（t_pm）和本例的逆变器控制装置的控制系统中的相位余量及增益余量的关系进行说明。图3表示逆变器控制装置的电流控制系统中的一周传递特性波特图，图3（a）表示相对于角频率的增益特性，图3（b）表示相对于角频率的相位特性。在图3（a）及图3（b）中，曲线La表示本发明的特性，曲线Lb表示没有设定相位补偿时间（t_pm）的对比例的特性。

增益曲线过0（dB）的频率（增益交点）处的相位，与－180°之差为相位余量，相位曲线过－180°的频率（相位交点）处的增益与0（dB）之差为增益余量。如图3（a）所示，将本例的增益余量设为g_a，将对比例的增益余量设为g_b，如图3（b）所示，将本例的相位余量设为φ_a，将对比例的相位余量设为φ_b。

如图3（b）所示，由于在对比例中相位余量（φ_b）不足，因此成为不稳定的控制系统，但在本例中，由于得到足够的相位余量（φ_a），因此成为稳定的控制系统。另外，如图3（a）所示，本例和对比例的增益余量（g_a、g_b）是大致相同的值。如对比例的曲线所示，相位余量的降低在低频区域中发生，相对于该相位余量的降低，如上述专利文献1所示，对提前至经过无效时间的值的转子的位置进行预测而校正，在该方法中，无法抑制低频区域内的相位余量的降低。在本例中，能够确认低频区域中的相位余量的降低是由电动机8的固有特性而产生的。因此，本例将基于该电动机8的特性的补偿系数设定作为相位补偿时间（t_pm），基于该相位补偿时间（t_pm）对dq轴电流指令值的相位进行补偿。由此，本例能够防止高频区域中的增益余量的降低，同时能够抑制低频区域中的相位余量的降低。

下面，参照图4（a）及图4（b），对于在计算相位提前量（Δθ）时，在本例中将作为时间单位的参数即相位补偿时间（t_pm）与角速度（ω）相乘的情况进行说明。曲线La1、曲线Lb1表示角频率（ω₁）的特性，曲线La2、曲线Lb2表示高于角频率（ω₁）的角频率（ω₂）的特性。图4（a）的曲线La1、曲线La2的特性为，与本发明同样地设定相位补偿时间（t），并将与电动机8的角速度（ω）的乘积设为相位提前量（Δθ），从而得到相位余量，将相位补偿时间（t）设为参数。另一方面，图4（b）的曲线Lb1、曲线Lb2的特性为，以相位提前量（Δθc）本身为参数而得到相位余量，因此，在相位提前量（Δθc）中不包含电动机8的检测到的角速度（ω）的要素，图4（b）作为对比例示出。

如图4（b）所示，在以相位提前量（Δθc）为参数的情况下，如果角频率不同，则相位余量为不同的值。另一方面，如图4（a）所示，在以相位补偿时间（t）为参数的情况下，通过将相位补偿时间（t）设定为t_pm，从而即使角频率不同，相位余量也是大致相同的值。由此，本例通过设定作为时间单位的相位补偿时间（t_pm），作为用于确定控制系统的稳定性的参数，并与角频率（ω）相乘而得到相位提前量（Δθ），从而能够相对于电动机8的转速而稳定地将相位余量维持得较高。

在这里，对于电动机8的特性与相位补偿时间（t_pm）的关系进行说明。如果针对电动机而构成通常的电流控制系统，则具有转速越高，相对于低频区域的相位延迟越大的特性，从而可能使得相位余量降低而接近不稳定状态。

另一方面，如图4（b）所示，无论转速如何，补偿量（相位提前量）和相位余量的斜率均为相同程度，但相位余量的绝对值有偏移。换言之，在补偿量（相位提前量）恒定的情况下，原本存在相位余量的低速旋转将变为过量地具有相位余量。因此，在本例中，在低速旋转中，以固定时间定义用于对补偿量（相位提前量）进行控制的补偿时间，通过与转速相乘而求出补偿量（相位提前量）。此外，如果求出构成通常的电流控制的情况下的传递函数，则转速以常数方式出现在特性方程中，因此，频率特性对应于转速而变化，如上所述，成为相位余量降低的倾向。

下面，使用图5，对本例的逆变器控制装置的反馈控制的控制步骤进行说明。

在步骤S1中，根据由电流传感器7检测到的相电流（i_u、i_v），经由A/D变换器13而检测相电流（i_us、i_vs），由脉冲计数器14计数从磁极位置检测器9输出的脉冲，从而得到检测值（θ）。在步骤S2中，转速运算器11对电动机8的角频率（ω）进行计算。在步骤S3中，由坐标变换器10将相电流（i_us、i_vs、i_ws）坐标变换为dq轴电流（i_d、i_q）。

在步骤S4中，电流电压对应部1参照前述的对应图，基于从外部输入的扭矩指令值（T*）、角频率（ω）及电压（V_dc），计算dq轴电流指令值（i*_d、i*_q）及dq轴非干涉电压指令值（V*_{d_dcp}l、V*_{q_dcpl}）。LPF12根据dq轴非干涉电压指令值（V*_{d_dcpl}、V*_{q_dcpl}），计算滤波处理后电压指令值（V*_{d_dcpl_flt}、V*_{q_dcpl_flt}）。在步骤S5中，电流控制器2根据dq轴电流指令值（i*_d、i*_q）、滤波处理后电压指令值（V*_{d_dcpl_flt}、V*_{q_dcpl_flt}）及dq轴电流（i_d、i_q），运算dq轴电压指令值（V*_d、V*_q）。

在步骤S6中，稳定性补偿器16使相位补偿时间（t_pm）与角频率（ω）相乘，计算相位提前量（Δθ）。在步骤S7中，稳定性补偿器16通过旋转坐标变换而使dq轴电压指令值（V*_d、V*_q）的相位提前相位提前量（Δθ），从而进行用于补偿相位余量的运算。在步骤S8中，利用从无效时间补偿器15输出的相位量（θ’），对步骤S7的运算结果即校正后dq轴电压指令值（V*_{d_c}、V*_{q_c}）进行坐标变换，计算UVW相电压指令值（V*_u、V*_v、V*_w）。然后，在步骤S9中，PWM变换器4将UVW相电压指令值（V*_u、V*_v、V*_w）PWM变换为驱动信号（D*_uu、D*_ul、D*_vu、D*_vl、D*_wu、D*_wl），在步骤S10中，基于该驱动信号而对逆变器6进行通断控制，使电动机8驱动。

如上所述，本例基于为了得到稳定化的规定相位余量而设定的相位补偿时间（t_pm）及角频率（ω），计算相位提前量（Δθ），对应于该相位提前量（Δθ）对指令值进行补偿，以使得基于电动机8的固有特性的相位提前。由此，能够抑制电动机8的固有特性所引起的相位余量的降低，因此能够实现稳定的控制系统的逆变器控制装置。另外，本例能够减小低频区域中的相位延迟并且确保相位余量，能够抑制高频区域的增益降低，因此能够省略相位余量或增益余量的再调整。

另外，本例对应于相位提前量（Δθ）而进行相位补偿，以使得dq轴电压指令值提前。由此，能够抑制电动机8的固有特性引起的相位余量降低，因此能够实现稳定的控制系统的逆变器控制装置。

另外，本例由稳定性补偿器16基于相位提前量（Δθ）而对旋转坐标变换的旋转角进行补偿。由此，能够减小控制用微型计算机的运算负载，并使控制系统稳定化。

另外，本例通过使相位补偿时间（t_pm）与角频率（ω）相乘而计算相位提前量（Δθ）。由此，在将相位补偿时间（t_pm）设定为固定值之后，即使角频率对应于电动机8的状态变化，也能够抑制相位余量的变动，因此能够实现稳定的控制系统。

另外，本例在稳定性补偿器16中存储有使角频率（ω）、扭矩指令值（T*）、电动机8的温度（temp.）或向逆变器输入的电压（V_dc）与相位补偿时间（t_pm）相关联的表格。除了角频率（ω）以外，相位余量还会受到电动机8的电流和磁通量的大小的影响，会随着电动机8的电感或绕线电阻而变化。另外，作为本例的逆变器控制装置中的最大有效电流条件，即使是相同的扭矩，也会随着电池5的电压而变化。因此，如本例所示，通过对应于作为动作点的角频率（ω）、扭矩指令值（T*）、电动机8的温度（temp.）或向逆变器输入的电压（V_dc）而设定相位补偿时间（t_pm），从而即使控制系统的特性变化，也能够使控制系统稳定化。

此外，在本例中，在稳定性补偿器16中存储的表格，不一定是使角频率（ω）、扭矩指令值（T*）、电动机8的温度（temp.）及向逆变器输入的电压（V_dc）与相位补偿时间（t_pm）相关联的表格，只要使得角频率（ω）、扭矩指令值（T*）、电动机8的温度（temp.）或向逆变器输入的电压（V_dc）中的至少一项与相位补偿时间（t_pm）相关联即可。另外，在稳定性补偿器16中存储的表格也可以使电动机8的电流与相位补偿时间（t_pm）相关联。

另外，如图6所示，本例也可以在构成电流控制器2的电流控制部21及非干涉控制部22之间设置稳定性补偿器16，对应于相位提前量（Δθ）进行相位补偿，以使得dq轴电压指令值提前。图6是本例的逆变器控制装置的变形例，是电流控制器2及稳定性补偿器16的框图。电流控制部21分别由PI控制进行反馈控制，以使得dq轴电流指令值（i*_d、i*_q）追随dq轴电流（i_d、i_q），并输出至稳定性补偿器16。非干涉控制部22以稳定性补偿器16的校正后的指令值、及滤波处理后电压指令值（V*_{d_dcpl_flt}、V*_{q_dcpl_flt}）为输入而进行控制运算，将dq轴电压指令值（V*_d、V*_q）输出至坐标变换器3。

上述电流电压对应部1、电流控制器2及坐标变换器3与本发明所涉及的“指令值计算部”相当，稳定性补偿器16与“相位补偿部”相当，PWM变换器4与“逆变器控制部”相当，磁极位置检测器9、脉冲计数器14及转速运算器11与“电动机旋转速度检测部”相当，坐标变换器10与“第1坐标变换部”相当，电流电压对应部1与“电流指令值计算部”相当，电流控制器2与“电压指令值计算部”相当，坐标变换器3与“第2坐标变换部”相当。

《第2实施方式》

参照图7，对发明其它实施方式所涉及的逆变器控制装置进行说明。在本例中，与上述第1实施方式相比，不同点在于取代稳定性补偿器16而设置补偿器18。其它结构与上述第1实施方式相同，因此适当地引用该第1实施方式的记载。

如图7所示，本例的逆变器控制装置具有补偿器18。补偿器18具有第1实施方式的无效时间补偿器15及稳定性补偿器16的功能。补偿器18的具体结构使用图8进行说明。

在补偿器18中，如果输入脉冲计数器14的输出即检测值（θ）和角频率（ω），则角频率（ω）和无效时间补偿系数（t_dly）相乘得到的相位变化量（Δθ_dly）与检测值（θ）相加，运算相位量（θ’）。通过将角频率（ω）和相位补偿时间（t_pm）相乘得到的相位提前量（Δθ）与该相位量（θ’）相加，从而计算相位量（θ’_pm）。然后，补偿器18将相位量（θ’_pm）输出至坐标变换器3。在这里，无效时间补偿系数（t_dly）与逆变器控制装置中的电流闭环内的无效时间量相当，是用于对直至施加至电动机8为止的电压输出延迟、电流传感器7及A/D变换器13中的由0次采样保持导致的无效时间的延迟、以及由噪声截止滤波导致的延迟进行补偿的系数。

下面，使用图9，对坐标变换器3的具体结构进行说明。坐标变换器3是将从电流控制器2输出的dq轴电压指令值（V*_d、V*_q）从正交旋转坐标系（dq轴坐标系）变换为三相固定坐标系（UVW相）的变换器，具有旋转变换部31和相变换部32。

旋转变换部31使旋转坐标系以相位量（θ’_pm）旋转，变换为正交坐标系，相变换部32从正交坐标系变换为三相坐标系。旋转坐标系31通过从d轴电压指令值（V*_d）乘以cosθ’_pm得到的值中减去q轴电压指令值（V*_q）乘以sinθ’_pm得到的值，从而运算正交坐标系的d轴电压指令值，通过将q轴电压指令值（V*_q）乘以cosθ’_pm得到的值与d轴电压指令值（V*_d）乘以sinθ’_pm得到的值相加，从而运算正交坐标系的q轴电压指令值。并且，相变换部32通过使该d轴电压指令值乘以系数

而运算U相电压指令值（V*_u），通过从该q轴电压指令值乘以系数

得到的值中减去该d轴电压指令值乘以系数

得到的值，从而运算V相电压指令值（V*_v），通过从与系数（－1）相乘的V相电压指令值（V*_v）中减去该d轴电压指令值乘以系数

得到的值，从而运算W相电压指令值（V*_w）。然后，相变换部32的运算结果即UVW相电压指令值（V*_u、V*_v、V*_w）被输出至PWM变换器4。

下面，使用图10，对本例的逆变器控制装置的反馈控制的控制步骤进行说明。步骤S1至步骤S6及步骤S9、S10的控制内容与图5中示出的第1实施方式所涉及的逆变器控制装置的步骤S1至步骤S6及步骤S9、S10的控制内容相同，因此省略说明。

在步骤S21中，补偿器18通过将在步骤S6中计算出的相位提前量（Δθ）与相位量（θ’）相加，从而计算相位量（θ’_pm）。在步骤S22中，坐标变换器3将dq轴电压指令值（V*_d、V*_q）坐标变换为相位量（θ’_pm），计算UVW相电压指令值（V*_u、V*_v、V*_w）。

如上所述，本例基于为了得到稳定化的规定相位余量而设定的相位补偿时间（t_pm）及角频率（ω），计算相位提前量（Δθ），根据相位提前量（Δθ）计算出相位量（θ’_pm），从而对指令值进行补偿，以使得基于电动机8的固有特性的相位提前。由此，通过对应于该相位提前量（Δθ）对指令值进行补偿，以使得基于电动机8的固有特性的相位提前，从而能够抑制由电动机8的固有特性引起的相位余量的降低。由此，能够实现稳定的控制系统的逆变器控制装置。另外，本例能够在减小低频区域的相位延迟的同时确保相位余量，并抑制高频区域中的增益降低，因此能够省略相位余量或增益余量的再调整。

另外，本例通过根据相位提前量（Δθ）而计算出相位量（θ’_pm），并使用相位量（θ’_pm）对dq轴电压指令值进行补偿，从而对应于相位提前量（Δθ）进行相位补偿，以使得dq轴电压指令值提前。由此，能够抑制由电动机8的固有特性引起的相位余量的降低，因此能够实现稳定的控制系统的逆变器控制装置。

另外，本例基于相位提前量（Δθ）而对坐标变换器3的旋转坐标变换的旋转角（θ’_pm）进行补偿。由此，能够减小控制用的微型计算机的运算负载，并且使控制系统稳定化

上述补偿器18与本发明所涉及的“相位补偿部”相当。

《第3实施方式》

参照图11，对发明其它实施方式所涉及的逆变器控制装置进行说明。在本例中，与上述第1实施方式相比，不同点在于将稳定性补偿器16设置在电流控制器2与坐标变换器10之间。其它结构与上述第1实施方式相同，因此适当地引用该第1实施方式及第2实施方式的记载。

稳定性补偿器16设置在电流控制器2与坐标变换器10之间，对应于相位提前量（Δθ）而对dq轴电流（i_d、i_q）的相位进行补偿。具体地说，基于角频率（ω）而对dq轴电流（i_d、i_q）进行校正，将校正后d_q轴电流（i_{d_c}、i_{q_c}）输出至电流控制器2。电流控制器2以dq轴电流指令值（i*_d、i*_q）、滤波处理后电压指令值（V*_{d_dcpl_flt}、V*_{q_dcpl_flt}）及校正后dq轴电流（i_{d_c}、i_{q_c}）为输入而进行控制运算，将dq轴电压指令值（V*_d、V*_q）输出至坐标变换器3。在电流控制器2中，以校正后dq轴电流（i_{d_c}、i_{q_c}）为输入进行控制运算，因此，从电流控制器2输出的dq轴电压指令值（V*_d、V*_q），成为基于后述的相位提前量（Δθ）而被补偿后的指令值。

下面，使用图12，对稳定性补偿器16的详细结构进行说明。稳定性补偿器16利用正交坐标下的旋转坐标变换，根据dq轴电流（i_d、i_q）运算校正后dq轴电流（i_{d_c}、i_{q_c}）。具体地说，通过从d轴电流（i*_d）乘以cos（Δθ）得到的值中减去q轴电流（i*_q）乘以sin（Δθ）得到的值，从而运算校正后d轴电流（i*_{d_c}），通过将q轴电流（i*_q）乘以cos（Δθ）得到的值与d轴电流（i*_d）乘以sin（Δθ）得到的值相加，从而运算校正后q轴电流（i*_{q_c}）。稳定性补偿器16的通过旋转坐标变换而旋转的相位提前量（Δθ），通过相位补偿时间（t_pm）与角频率（ω）相乘而计算出。相位补偿时间（t_pm）是基于电动机8的固有特性而确定的值，是预先设定的固定值。

由此，利用相位提前量（Δθ）对电流检测值进行校正，以使得由磁极方向的电压检测值即d轴电流（i*_d）及与磁极正交方向的电流指令值即q轴电流（i*_q）构成的电压检测值矢量的大小不变，而使相位向电动机8的旋转方向提前。

下面，使用图13，对本例的逆变器控制装置的反馈控制的控制步骤进行说明。步骤S1至步骤S4及步骤S9、S10的控制内容，与图5中示出的第1实施方式所涉及的逆变器控制装置的步骤S1至步骤S4及步骤S9、S10的控制内容相同，因此省略说明。

在步骤S31中，稳定性补偿器16将相位补偿时间（t_pm）与角频率（ω）相乘而计算相位提前量（Δθ）。在步骤S32中，稳定性补偿器16通过旋转坐标变换而使dq轴电流（i_d、i_q）的相位提前相位提前量（Δθ），从而进行用于补偿相位余量的运算。然后，将运算结果即校正后dq轴电流（i_{d_c}、i_{q_c}）输出至电流控制器2。在步骤S33中，电流控制器2根据dq轴电流指令值（i*_d、i*_q）、滤波处理后电压指令值（V*_{d_dcpl_flt}、V*_{q_dcpl_flt}）及校正后dq轴电流（i_{d_c}、i_{q_c}）而运算dq轴电压指令值（V*_d、V*_q）。在步骤S34中，坐标变换器3利用从无效时间补偿器15输出的相位量（θ’）对dq轴电压指令值（V*_d、V*_q）进行坐标变换，计算UVW相电压指令值（V*_u、V*_v、V*_w）。

如上所述，本例基于为了得到稳定化的规定相位余量而设定的相位补偿时间（t_pm）及角频率（ω），计算相位提前量（Δθ），对应于该相位提前量（Δθ）而对指令值进行补偿，以使得基于电动机8的固有特性的相位提前。由此能够抑制由电动机8的固有特性引起的相位余量的降低，因此，能够实现稳定的控制系统的逆变器控制装置。另外，本例能够在减小低频区域的相位延迟的同时确保相位余量，并抑制高频区域中的增益降低，因此能够省略相位余量或增益余量的再调整。

另外，本例对应于相位提前量（Δθ）进行相位补偿，以使得dq轴电流提前。由此，能够抑制由电动机8的固有特性引起的相位余量的降低，因此，能够实现稳定的控制系统的逆变器控制装置。

上述电流传感器与“电流检测部”相当，坐标变换器10与“第1坐标变换部”相当。

《第4实施方式》

参照图14，对发明其它实施方式所涉及的逆变器控制装置进行说明。在本例中，与上述第1实施方式相比，不同点在于将稳定性补偿器16设置在坐标变换器10与脉冲计数器14之间。其它结构与上述第1实施方式相同，因此适当地引用第1至第3实施方式的记载。

稳定性补偿器16设置在脉冲计数器14与坐标变换器10之间，对坐标变换器10的旋转坐标变换的旋转角进行运算。使用图15，对稳定性补偿器16的具体结构进行说明。

在稳定性补偿器16中，如果输入脉冲计数器14的输出即检测值（θ）和角频率（ω），则从检测值（θ）中减去使角频率（ω）与相位补偿时间（t_pm）相乘得到的相位提前量（Δθ），从而运算相位量（θ_pm）。

下面，使用图16对坐标变换器10的具体结构进行说明。坐标变换器10将从A/D变换器13输出的相电流（i_us、i_vs、i_ws）从三相固定坐标系（UVW相）变换为正交旋转坐标系（dq坐标系），具有相变换部101和旋转变换部102。

相变换部101从相电流（i_us）中减去相电流（i_vs）乘以系数（1/2）得到的值、及相电流（i_ws）乘以系数（1/2）得到的值，再乘以系数从而运算d轴电流并输出。另外，相变换部101从相电流（ivs）中减去相电流（i_ws）再乘以系数从而运算q轴电流并输出。旋转变换部102将该d轴电流乘以cosθ_pm得到的值和该q轴电流乘以sinθ_pm得到的值相加，从而运算旋转坐标系d轴电流（i_d）。另外，旋转变换部102从该q轴电流乘以cosθ_pm得到的值中减去该d轴电流乘以sinθ_pm得到的值，从而运算旋转坐标系q轴电流（i_q）。然后，将旋转变换部102的运算结果即dq轴电流（i_d、i_q）输出至电流控制器2。

在这里，如图16所示，在旋转变换部102中，d轴及q轴相交叉，对d轴分量及q轴分量进行校正时的符号与第2实施方式所涉及的旋转变换部31（参照图9）相反。因此，本例的稳定性补偿器16进行从检测值（θ）中减去相位提前量（Δθ）的校正。

下面，使用图17，对本例的逆变器控制装置的反馈控制的控制步骤进行说明。步骤S1、步骤S2、步骤S4、步骤S5及步骤S8至S10的控制内容与图5中示出的第1实施方式所涉及的逆变器控制装置的步骤S1、步骤S2、步骤S4、步骤S5及步骤S8至S10的控制内容相同，因此省略说明。

在步骤S41中，稳定性补偿器16将相位补偿时间（t_pm）与角频率（ω）相乘而计算相位提前量（Δθ）。在步骤S42中，稳定性补偿器15从检测值（θ）中减去相位提前量（Δθ）而运算相位量（θ_pm）。在步骤S43中，坐标变换器10利用相位量（θ_pm）对相电流（i_us、i_vs、i_ws）进行坐标变换，计算dq轴电流（i_d、i_q）。

如上所述，本例基于为了得到稳定化的规定相位余量而设定的相位补偿时间（t_pm）及角频率（ω），计算相位提前量（Δθ），对应于该相位提前量（Δθ）对指令值进行补偿。由此能够抑制由电动机8的固有特性引起的相位余量的降低，因此，能够实现稳定的控制系统的逆变器控制装置。另外，本例能够在减小低频区域的相位延迟的同时确保相位余量，并抑制高频区域中的增益降低，因此能够省略相位余量或增益余量的再调整。

另外，本例基于相位提前量（Δθ）而对坐标变换器10的旋转坐标变换的旋转角（θ_pm）进行相位补偿。由此，能够减小控制用微型计算机的运算负载，并实现控制系统稳定化。

特愿2011－148237号（申请日：2011年7月4日）的全部内容被引用在本说明书中。

以上按照实施例对本发明的内容进行了说明，但本发明并不限定于上述记载，能够进行多种变形及改良，这一点对于本领域技术人员来说是不言而喻的。

工业实用性

根据本发明，能够相对于电动机的旋转速度的变化而抑制相位余量的降低和增益余量的降低，因此，其结果能够实现控制系统稳定化。由此，本发明具有工业实用性。

标号的说明

1…电流电压对应部

2…电流控制器

21…电流控制部

22…非干涉控制部

3…坐标变换器

31…旋转变换部

32…坐标变换部

4…PWM变换器

5…电池

6…逆变器

7…电流传感器

8…电动机

9…磁极位置检测器

10…坐标变换器

101…坐标变换部

102…旋转变换部

11…转速运算器

13…A/D变换器

14…脉冲计数器

15…无效时间补偿器

16…稳定性补偿器

18…补偿器

Claims (8)

1.一种逆变器控制装置，其特征在于，具有：

逆变器，其将从直流电源输入的直流电力变换为交流电力，并供给至电动机；

指令值计算部，其基于交流电流的检测值，计算从所述逆变器输出的交流电压的指令值；

相位补偿部，其对所述指令值的相位或所述检测值的相位进行补偿；

逆变器控制部，其基于通过所述相位补偿部而补偿后的指令值或检测值，对所述逆变器进行控制；以及

电动机旋转速度检测部，其检测所述电动机的旋转速度，

所述相位补偿部，基于为了得到规定相位余量而设定的相位补偿时间及所述旋转速度，计算相位提前量，对应于所述相位提前量，对基于所述电动机的固有特性的相位进行补偿。

2.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于，还具有：

电流检测部，其对所述电动机的相电流进行检测；以及

第1坐标变换部，其将所述相电流变换为dq轴电流，

所述指令值计算部具有：

电流指令值计算部，其基于所述电动机的扭矩指令值及所述旋转速度，计算dq轴电流指令值；以及

电压指令值计算部，其计算用于使所述dq轴电流与所述dq轴电流指令值一致的dq轴电压指令值，

所述相位补偿部对所述dq轴电压指令值的相位进行补偿。

3.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于，还具有：

电流检测部，其通过检测所述电动机的相电流而检测所述检测值；以及

第1坐标变换部，其将所述相电流坐标变换为dq轴电流，

所述相位补偿部对所述dq轴电流的相位进行补偿。

4.根据权利要求2所述的逆变器控制装置，其特征在于，

所述指令值计算部还具有第2坐标变换部，其将所述dq轴电压指令值坐标变换为输出至所述逆变器控制部的电压指令值，

所述相位补偿部基于所述相位提前量，补偿由所述第2坐标变换部进行的坐标变换的旋转角。

5.根据权利要求3所述的逆变器控制装置，其特征在于，

所述相位补偿部基于所述相位提前量，补偿由所述第1坐标变换部进行的坐标变换的旋转角。

6.根据权利要求1至5中任一项所述的逆变器控制装置，其特征在于，

所述相位补偿部，通过使所述相位补偿时间和所述检测旋转速度相乘而计算所述相位提前量。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的逆变器控制装置，其特征在于，

所述相位补偿部存储有对应图，该对应图使所述旋转速度、所述电动机的电流、从外部输入的扭矩指令值、所述电动机的温度、或向所述逆变器输入的电压中的至少一个值，与所述相位补偿时间相关联。

8.一种逆变器的控制方法，其特征在于，包含以下工序：

通过逆变器而将从直流电源输入的直流电力变换为交流电力，并供给至电动机的工序；

对从所述逆变器输出的交流电流进行检测的检测工序；

基于通过所述检测工序检测出的检测值，计算从所述逆变器输出的交流电压的指令值的工序；

对所述指令值或所述检测值的相位进行补偿的补偿工序；

基于通过所述补偿工序补偿后的指令值或检测值，对所述逆变器进行控制的工序；以及

对所述电动机的旋转速度进行检测的工序，

在所述补偿工序中，基于为了得到规定相位余量而设定的相位补偿时间及所述旋转速度，计算相位提前量，对应于所述相位提前量，对基于所述电动机的固有特性的相位进行补偿。

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