JP2012506172A - プログラム可能なデジタル上方変換のための方法およびシステム - Google Patents

プログラム可能なデジタル上方変換のための方法およびシステム Download PDF

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Abstract

複素調整、サンプリングされた信号の本来的に反復的な性質およびプログラム可能なデジタル・フィルタリングを利用して、固定した有効サンプル・レートをもつデジタル・アナログ変換器（DAC）を利用する一方、幅広い周波数範囲にわたる調整可能性のために適応されている柔軟なデジタル上方変換システムを創り出す方法および装置が本稿に記載される。DACの固定した有効サンプル・レートおよび所望される上方変換の周波数の知識を用いて、ベースバンドでの複素調整およびN倍アップサンプリングを、該アップサンプリングから帰結する複数の信号像の一つを選択するよう構成されたプログラム可能な通過帯域フィルタと組み合わせることで、上方変換プロセスにおいて使用される固定レートDACのサンプル・レートを変えることなく、ベースバンドの入力信号をFsより上または下の幅広い範囲の周波数に変換することが可能である。

Description

〈関連出願〉
本願は、2008年10月20日に出願された米国特許出願第12/254,332号の利益を主張するものであり、該出願の内容はここに参照によって組み込まれる。
〈発明の分野〉
本発明は、デジタル通信システムに、特に信号の上方変換（アップコンバート）に関する。
伝統的には、ベースバンドから無線周波（RF）への上方変換はアナログ領域において、ヘテロダイン、スーパーへテロダインまたは直接変換という三つの型のアーキテクチャのうちの一つにより実行される。
ヘテロダインまたはスーパーへテロダイン・アーキテクチャでは、ベースバンド信号は、ベースバンド信号を低い中間周波数に変調するために、アナログの直交変調（quadrature modulation）を利用する複素であることも、デジタルの直交変調を利用する実であることもできる。直接変換アーキテクチャでは、ベースバンド信号は複素であり、アナログの直交変調を利用する。
アナログの上方変換およびデジタル上方変換に対する従前の試みは、一般に周波数依存であった。すなわち、上方変換技術は小さな周波数帯域に対して機能する。したがって、同じ設計は他の周波数帯域では効果的に機能しない。たとえば、800MHzでの動作のために設計された上方変換器は、450MHz、1.5GHzまたは1.9GHzでは適正に動作しない。
アナログ上方変換の一つの欠点は、これに限られないが、コンポーネントからコンポーネントへの変動性、温度変動性、電圧変動性およびエージングに起因する変動性といったアナログの変動性に関係する問題があるということである。アナログ上方変換のもう一つの欠点は、アナログ上方変換アーキテクチャが特定の周波数帯域について設計される必要があることに起因する非柔軟性である。したがって、無線機（radio）を、別の周波数帯域での使用のために、該無線機における上方変換器や周波数依存性でありうる他のコンポーネントを、該別の周波数帯域のための新たに設計された上方変換器に物理的に入れ替えることなく容易に変換することや、それぞれ異なる周波数帯域で動作できる複数の上方変換器を有することはできない。いずれの選択肢も、システムのコストに上乗せすることになる。
本発明の第一の側面によれば、離散時間のベースバンド信号を所望される周波数にデジタル上方変換する方法であって：前記離散時間のベースバンド信号を上方変換するのに使われるデジタル・アナログ変換器（DAC: digital-to-analog converter）についての固定された有効サンプリング・レートFsを選択し；前記離散時間のベースバンド信号に対する複素調整（complex tuning）を実行して、周波数領域において並進された複素調整された離散時間信号を生成し；N≧2としてN倍アップサンプリングして、複数の等間隔の像を含む周波数領域表現をもつアップサンプリングされた離散時間信号を生成し；アップサンプリングされた離散時間信号をフィルタリングして前記離散時間信号の複数の像のうちの少なくとも一つの像を選択してフィルタリングされた離散時間信号を生成し；前記少なくとも一つの像を含む前記フィルタリングされた離散時間信号を、前記DACを使って連続時間信号に変換し；前記連続時間信号をフィルタリングして周波数領域において所望される周波数のところに位置する像を選択する段階を含み、複素調整を実行する段階において使用される調整の量および前記離散時間信号をフィルタリングする段階において使用されるフィルタ係数はそれぞれ、前記DACの固定された有効サンプリング・レートおよび所望される上方変換周波数の関数として決定される、方法が提供される。
いくつかの実施形態では、本方法はさらに：複素調整を実行するための前記調整の量を決定する段階と、前記離散時間信号のフィルタリングにおいて使用されるフィルタ係数を決定する段階とを含む。
いくつかの実施形態では、本方法はさらに：複素調整後に直交変調を実行する段階を含む。
いくつかの実施形態では、複素調整後に直交変調を実行する段階は：フィルタリングされた離散時間信号を連続時間信号に変換する前にデジタル直交変調を実行すること；およびフィルタリングされた離散時間信号を連続時間信号に変換した後にアナログ直交変調を実行することのうちの一方を含む。
いくつかの実施形態では、複素調整後に直交変調を実行する段階は：アップサンプリングされた離散時間信号をフィルタリングした後にデジタル直交変調を実行することを含む。
いくつかの実施形態では、前記連続時間信号をフィルタリングする段階は：周波数0からFsまでの間に位置する前記連続時間信号からの像を選択する；あるいはFsより上の周波数に位置する前記連続時間信号からの像を選択することを含む。
いくつかの実施形態では、前記離散時間信号をN倍アップサンプリングし、アップサンプリングされた離散時間信号をフィルタリングする段階は、ポリフェーズ技術を使ってアップサンプリングおよびフィルタリングを実行することを含む。
いくつかの実施形態では、前記離散時間信号をN倍アップサンプリングし、アップサンプリングされた離散時間信号をフィルタリングする段階は、ポリフェーズ技術を使ってアップサンプリングおよびフィルタリングを実行することを含み、デジタル直交変調を実行することは、前記DACの前記固定された有効サンプリング・レートを整数で割ったものに等しい直交変調周波数を使うことを含む。
いくつかの実施形態では、前記整数はNに整数関係（integer relation）をもつ。
いくつかの実施形態では、前記離散時間のベースバンド信号に対して複素調整を実行する段階は：M≧2として相続いてM回、第一回は前記離散時間のベースバンド信号に対して、M回のうちのその後の各回はそれぞれの直前の生起の結果として得られる離散時間信号に対して、離散時間信号の複素調整を実行して中間的な調整された離散時間信号を生成し；中間的な調整された離散時間信号をアップサンプリングしてアップサンプリングされた中間的な調整された離散時間信号を生成し；アップサンプリングされた中間的な調整された離散時間信号をフィルタリングして像を選択し、フィルタリングされた中間的な調整された離散時間信号を生成し；M番目のフィルタリングされた中間的な調整された離散時間信号に対して複素調整を実行してアップサンプリングされた離散時間信号を生成することを含む。
いくつかの実施形態では、本方法はさらに：前記離散時間のベースバンド信号、前記複素調整された離散時間信号、前記アップサンプリングされた離散時間信号または前記フィルタリングされた離散時間信号のうちの少なくとも一つを、前記DACの前記固定された有効サンプリング・レートの整数分の一に再サンプリングすることを含む。
本発明の第二の側面によれば、離散時間のベースバンド信号の所望される周波数へのデジタル上方変換を実行する装置であって：Fsであるよう選択される固定された有効サンプリング・レートをもつデジタル・アナログ変換器（DAC）と；前記離散時間のベースバンド信号を調整して、複素調整された離散時間信号を生成するよう構成された複素調整器（complex tuner）と；デジタルN倍アップサンプル・アップサンプラーであって、N≧2として、複数の等間隔の像を周波数領域において含むアップサンプリングされた離散時間信号を生成するアップサンプラーと；前記複数の像のうちの少なくとも一つの像を選択してフィルタリングされた離散時間信号を生成するよう構成された像選択フィルタであって、該フィルタリングされた離散時間信号は、前記DACによって離散時間信号から連続時間信号に変換される、像選択フィルタと；前記連続時間信号を受け取って周波数領域において所望される周波数のところに位置する像を選択するよう構成されたポストDACフィルタとを有し、前記複素調整器において使用される調整の量を決定することおよび前記像選択フィルタにおいて使用されるフィルタ係数を決定することはそれぞれ、前記DACの選択された固定された有効サンプリング・レートおよび所望される上方変換周波数の関数として決定される、装置が提供される。
いくつかの実施形態では、前記複素調整器および前記像選択フィルタは、前記離散時間のベースバンド信号を、複数の通信帯域のうちの任意のいずれかにおける所望される周波数にデジタル的に上方変換するよう、動作パラメータを変更することによって構成設定可能である。
いくつかの実施形態では、前記デジタルN倍アップサンプル・アップサンプラーおよび前記像選択フィルタは、ポリフェーズ技法を実行するよう構成された仕方で実装される。
いくつかの実施形態では、当該装置はさらに、前記複素調整器後に直交変調を実行するよう構成された直交変調器を有する。
いくつかの実施形態では、前記直交変調器は：前記DACの前にデジタル直交変調を実行するよう構成されたデジタル直交変調器および前記DACの後にアナログ直交変調を実行するよう構成されたアナログ直交変調器のうちの一つを有する。
いくつかの実施形態では、前記デジタルN倍アップサンプル・アップサンプラーおよび前記像選択フィルタは、ポリフェーズ技法を実行するよう構成された仕方で実装され、前記直交変調器は、前記実装の複雑さを軽減する直交変調周波数で動作するよう構成される。
いくつかの実施形態では、前記複素調整器は、M≧2としてM個の複素ベースバンド調整器、M−1個のデジタル・アップサンプラーおよびM−1個の像選択フィルタを有する分散式複素調整器であり、前記M個のベースバンド調整器のうちのM−1個、前記M−1個のK倍アップサンプル・アップサンプラーおよび前記M−1個の像選択フィルタは、ベースバンド調整器、デジタル・アップサンプラーおよび像選択フィルタのグループにおいて配置され、各グループは：離散時間信号の複素調整を実行して中間的な調整された離散時間信号を生成し；中間的な調整された離散時間信号をアップサンプリングしてアップサンプリングされた中間的な調整された離散時間信号を生成し；アップサンプリングされた中間的な調整された離散時間信号をフィルタリングして像を選択し、フィルタリングされた中間的な調整された離散時間信号を生成することを実行し；第一のグループは離散時間のベースバンド信号に対して実行し、その後の各グループは、それぞれの直前のグループの結果として得られるフィルタリングされた中間的な調整された離散時間信号に対して実行し；M番目の複素調整器は：M−1番目のフィルタリングされた中間的な調整された離散時間信号を受け取り、該M−1番目のフィルタリングされた中間的な調整された離散時間信号の複素調整を実行して、複素調整された離散時間信号を生成するよう構成される。
いくつかの実施形態では、本装置はさらに：前記離散時間のベースバンド信号、前記複素調整された離散時間信号、前記アップサンプリングされた離散時間信号または前記フィルタリングされた離散時間信号のうちの少なくとも一つを、前記DACの前記固定された有効サンプリング・レートの整数分の一に再サンプリングするよう適応されたレート変更コンポーネントを有する。
本発明の第三の側面によれば、デジタル上方変換器を異なる周波数帯域で動作するよう構成し直す方法であって、離散時間のベースバンド信号の複素調整を実行して複素調整された離散時間信号を生成するのに使うための調整周波数を決定する段階と；前記複素調整された時間離散信号をアップサンプリングすることから帰結するアップサンプリングされた離散時間信号をフィルタリングして、アップサンプリングされた離散時間信号の複数の像の周波数領域における少なくとも一つの像を単離し、フィルタリングされた離散時間信号を生成するのに使うためのフィルタ係数を決定する段階とを含み、調整周波数を決定することおよびフィルタ係数を決定することはそれぞれ、前記デジタル上方変換器において使用されるデジタル・アナログ変換器（DAC）の固定された有効サンプリング・レートおよび前記離散時間のベースバンド信号の所望される上方変換周波数の関数として決定される、方法が提供される。
いくつかの実施形態では、本方法はさらに、前記上方変換器において現在使用されている調整周波数およびフィルタ係数を、それぞれの決定する段階において決定された調整周波数およびフィルタ係数の少なくとも一つを用いて置き換える段階を含む。
本発明の他の側面および特徴は、本発明の個別的な実施形態の以下の記述を付属の図面との関連で見れば当業者には明白となるであろう。
本発明の実施形態についてこれから付属の図面を参照しつつ記述する。
本発明のある実施形態に基づく、信号をデジタル上方変換する装置のブロック図である。 Ａ〜Ｆは、本発明のある実施形態に基づいて処理される信号の周波数領域の図解である。 本発明の諸実施形態において使用されるデジタル・アナログ変換器の異なる動作モードについての周波数応答を比較するグラフ・プロットである。 本発明のある側面に基づく、分散式のベースバンド複素調整器の例のブロック図である。 本発明のある実施形態に基づく方法の例を示すフローチャートである。 本発明のある実施形態に基づくもう一つの方法の例を示すフローチャートである。 ＡおよびＢは、本発明の諸実施形態に基づく、信号をデジタル上方変換する装置のブロック図である。
複素調整、サンプリングされた信号の本来的に反復的な性質およびプログラム可能なデジタル・フィルタリングを利用して、固定サンプル・レートをもつデジタル・アナログ変換器（DAC）を利用する柔軟なデジタル上方変換システムを創り出す方法および装置が本稿に記載される。前記固定サンプル・レートは、DAC情報および出力が変更または更新されるレートなので、より正確には、更新レートとして知られる。それでいて、幅広い周波数範囲にわたる調整可能性が許容される。
本稿に記載される方法および装置は、デジタル信号のサンプリングされる性質を利用する。特に、Fsのサンプリング周波数をもつ信号をデジタル的に表現するとき、0からFsまでのスペクトルが両方の方向で、正の周波数方向ではFsから2Fsまでの間、2Fsから3Fsまでの間など、負の周波数方向では0から−Fsまでの間、−Fsから−2Fsまでの間、−2Fsから−3Fsまでの間などで無限に反復される。信号スペクトルの同様の反復は、信号がアップサンプリングされるとき、あるいは信号がデジタル信号からアナログ信号に変換されるときに起こる。
サンプリングされたデータ・システムの性質はよく理解されているが、本発明の方法および装置はこれを、デジタル式の調整可能な上方変換器において、DACの固定された有効サンプル・レートを維持しながら幅広い周波数範囲にわたって調整されることのできるデジタル式の調整可能な上方変換器を達成するために利用する。
固定された有効サンプリング・レートFsをもつDACを含む上方変換器におけるデジタル周波数調整可能性は、いくつかの理由から望ましい。柔軟なDACサンプル・レートをもつアナログ無線機を設計することは、柔軟なDACサンプル・レートから帰結するさまざまな混合〔ミキシング〕生成物を追跡し、周波数領域において、混合生成物から帰結する望ましくない像が所望される像に干渉しないことを保証するために要求される複雑さのために、困難な課題である。他方、固定レートのDACを利用することは、無線機についての複雑さがより低い、全体的な設計につながる。これは部分的には、望ましくない混合生成物を最小限にするよう有効DACサンプル・レートを選択することに起因する。さらに、柔軟なDACサンプル・レートをもつアナログ無線機を設計することは、典型的には、望ましくないパフォーマンス上のトレードオフを必要とする。これは、新しい周波数帯域または変形のたびに無線機を再設計することにつながる。
サンプリング・レート拡張（sampling rate expansion）を一例とする、信号をアップサンプリングすることによって生成される像（images）は、サンプリングされるデータ・システムにとって根本的であるが、像の位置は常に最適または適切な位置とは限らない。ベースバンドでの複素調整および因子Nによるアップサンプリングを、アップサンプリングから帰結する所与の帯域幅内のN個の信号像のうちの少なくとも一つを選択するよう構成されたプログラム可能な通過帯域フィルタと組み合わせることによって、固定レートDACのサンプリング・レートを変えることなく、ベースバンド入力信号を、Fsより上または下の幅広い範囲の周波数、たとえば0ないしFs、Fsないし2Fs、2Fsないし3Fsなどの周波数スペクトルに変換することが可能である。
ベースバンド信号を所望の周波数に上方変換する装置の例についてこれから図１および図２のＡ〜Ｆの周波数領域での信号表現を参照しつつ述べる。該信号表現は、当該装置に入力された信号が当該装置内の個々の段階においてどのように作用されるかを示している。
図１は、複素ベースバンド調整器（complex baseband tuner）（BBチューナ（複素））１１０、デジタル・アップサンプラー１２０、像選択フィルタ１３０、デジタル直交変調器１４０、デジタル・アナログ変換器（DAC）１５０およびポストDACフィルタ１６０を含む。
動作では、図示した例については、コンポーネント１１０、１２０、１３０、１４０および１５０によって作用される信号は離散時間信号であり、DAC １５０によって出力され、ポストDACフィルタ１６０によって作用される信号は連続時間信号である。複素ベースバンド調整器１１０は、所望される周波数に周波数変換されるべき入力としてサンプル・レートFs/Nをもつ複素ベースバンド信号を受け取る。ここで、FsはDAC １５０の有効サンプリング・レートであり、Nはデジタル・アップサンプラー１２０によって用いられるアップサンプリング・レートである。いくつかの実施形態では、複素ベースバンド信号はサンプル・レートFs/Nをもたないこともあり、信号はFs/Nとなるよう再サンプリングされることができる。これについては後述する。図２のＡは、別の周波数に調整される前の0MHz（DC）を中心としたベースバンド信号２１０の周波数スペクトル表現である。複素ベースバンド信号は、同相（I: In-phase）および直交（Q: Quadrature）デジタル入力であってもよく、そのそれぞれは少なくとも一つのデジタル値を表すサンプルのストリームを含む。複素ベースバンド調整器１１０は、ベースバンド信号に対して複素調整を実行し、調整された複素信号を生成する。調整は、本質的には、ベースバンド信号の周波数を、−Fs/2NからFs/2Nまでの間の限られた範囲内で並進する（translating）ことに当たる。たとえば、最も単純な形では、複素調整は、複素ベースバンド信号を所与の時間変動する位相シフトと混合することによって実行される。図２Ｂは、異なる周波数に調整された後のベースバンド信号２２０の周波数スペクトル表現である。
いくつかの実施形態では、ベースバンド複素調整器１１０はプログラム可能であり、それにより、該ベースバンド複素調整器に異なる動作パラメータ情報を与えることで、該ベースバンド複素調整器が異なる仕方で動作するよう構成設定される。たとえば、ベースバンド複素調整器が異なる動作パラメータを与えられるとき、ベースバンド複素調整器は入力信号を、以前に調整されていたのとは異なる周波数に調整することができる。
複素ベースバンド調整器は、実装に固有な帯域幅および調整可能性パラメータをもって信号を処理するよう設計されることができる。より一般には、ベースバンド信号は、周波数領域において−Fs/2NからFs/2Nまでの間のどこにでも調整されることができる。ベースバンド入力信号は複素なので、信号が−Fs/2NまたはFs/2Nをまたいでも問題はない。
複素ベースバンド調整器の個別的な例は、2008年6月23日に出願された、本願の被譲渡者に譲渡された「Cordic Based Complex Tuner with Exact Frequency Resolution」という名称の米国特許出願第12/214,856号に記載されており、ここにその全体において参照によって組み込まれる。
図示した例では、デジタル・アップサンプラー１２０が複素ベースバンド調整器１１０の出力をN倍アップサンプリングする。ここで、N≧2である。調整された複素ベースバンド信号を値Nによりアップサンプリングすることは、DACのサンプリング・レートに等しいサンプリング・レートFsをもつ離散時間信号を生成する。信号の周波数領域表現は、図２のＣに示されるように、DCとDACの固定サンプリング・レートFsとの間に、調整された複素ベースバンド信号のN個の等間隔の像を有する。図２のＣでは、Nの値は8であり、その結果、DCとFsの間に、信号の像が８個ある。つまり、もとの調整されたベースバンド信号２２０と７個の複製された像２３０である。いくつかの実施形態では、アップサンプリングは、調整された複素信号のサンプルの間にN−1個の0を挿入してスペクトル反復を創り出すことによって実行される。しかしながら、アップサンプリングは、サンプルの間にN−1個の0を挿入することに限定されるものではない。他の実施形態では、代替的なアップサンプリング技法が考えられる。
像選択フィルタ１３０は、デジタル・アップサンプラー１２０の出力を受け取り、デジタル・アップサンプラー１２０によって出力された調整された複素ベースバンド信号のN個の像のうちの一つを選択するよう構成される。像選択フィルタ１３０は、有効サンプリング・レートFsをもつ離散時間信号を受け取る。信号の周波数領域表現を考えると、像選択フィルタ１３０は、周波数領域において所望される像を、所望されない像をすべて減衰させることによって、単離する。いくつかの実施形態では、入力信号は複素であり、像選択フィルタ１３０は複素信号に対して作用するよう構成される。そのため、周波数領域ではFs/2のまわりの信号の対称性はない。そのような対称性は普通なら干渉につながりうるものである。
像選択フィルタは、実フィルタまたは複素フィルタでありうる。像選択フィルタの複素フィルタまたは実フィルタとしての実装は、状況に固有であるが、それぞれの型のフィルタ（すなわち複素または実）が、フィルタの型を選択するときに考慮すべき異なるパフォーマンス機能をもつことは理解しておくべきである。たとえば、図２のＤは、DCからFsまでの間の周波数スペクトルを示しており、0からFsまでの間のN個の像のうち第二の像２４０が選択されて、他の像が減衰されていることを示している。
いくつかの実施形態では、像選択フィルタ１３０はプログラム可能であり、像選択フィルタ１３０に異なるフィルタ係数を与えることで、像選択フィルタ１３０は異なる仕方で動作するよう構成設定される。たとえば、像選択フィルタが異なるフィルタ応答を生成する異なるフィルタ係数を与えられるとき、像選択フィルタは、周波数スペクトルにおける異なる位置にある像を選択することができる。
デジタル直交変調器１４０は、像選択フィルタ１３０から出力された離散時間信号を受け取り、該信号を直交変調する。周波数領域では、このプロセスは、像選択フィルタ１３０によって出力された離散時間信号の選択された像を並進し、複素信号を実信号に変換することにつながる。図２のＥは、図２のＤの選択された第二の像を含む離散時間信号に直交変調が適用されるときの、デジタル直交変調器１４０から出力される周波数スペクトルの例を示している。図１の例示的な例において使用される変調周波数fqmodはFs/4に等しい。fqmodの結果として、図２のＤの選択された第二の像は、図２のＥに示されるように、Fs/4だけ周波数並進させられる。これは参照符号２５０によって示される。さらに、直交変調は実信号を生成するので、直交変調されたシフト像の反転された（フリップされた）像が生成される。これは参照符号２６０によって示される。
ナイキスト・ゾーンが、Fs/2の帯域幅を有するとして定義され、周波数スペクトルはそのようなゾーンを無限個含む。たとえば、正の周波数領域において、第一のナイキスト・ゾーンはDCからFs/2であり、第二のナイキスト・ゾーンはFs/2からFsであり、第三のナイキスト・ゾーンはから3Fs/2であり、第四のナイキスト・ゾーンは3Fs/2から2Fsである、などとなる。図２のＥにおいて、並進された像２５０は第一のナイキスト・ゾーンに位置し、並進された像の反転された像２６０は第二のナイキスト・ゾーンに位置する。
デジタル直交変調器は複雑さが低減するという理由により好ましいことがありうるものの、アナログ直交変調器の使用も考えられる。これについてはのちに論じる。
DAC １５０は有効固定サンプリング・レートFsを有する。「有効（effective）」の用語は、サンプル・レートFsをもつ信号入力を受け取ってもよいが、あるいは複数の並列入力Pを受け取って、それぞれがサンプル・レートFs/Pをもち、組み合わせにおいてDACによって処理されるサンプル・レートがFsであるのでもよいということを規定するために使われている。DAC １５０は直交変調器１４０から出力される離散時間信号を受け取り、それを連続時間信号に変換する。周波数領域を考えるとき、このプロセスはまた、DCとFsの間に現れるスペクトルの像を、正および負の周波数方向において反復して生成する。より具体的には、DCからFsのスペクトルが正の周波数方向ではFsから2Fsの間、2Fsから3Fsの間、などで反復され、負の周波数方向では0から−Fsの間、−Fsから−2Fsの間、−2Fsから−3Fsの間、などで反復される。
信号を第一ナイキスト・ゾーン内の位置に上方変換することが望まれるのであれば、DAC １５０は、ベースバンド・モードで動作させられてもよい。ベースバンド・モードで動作させられるDACは、第一ナイキスト・ゾーン内で有用な出力を生成する周波数応答を有する。DACがRFモードをサポートするならば、デジタル上方変換器は信号を第二または第三のナイキスト・ゾーンのいずれにも上方変換するために使用できる。いくつかの実施形態では、RFモードをサポートするDACは、第二および第三のナイキスト・ゾーンにおけるDACの周波数応答を、これらのゾーンにおける動作に合うよう修正するよう適応された構成設定可能な出力段のおかげで、RFモードをサポートできる。目標とされるゾーンは一つまたは複数の要因に依存する。要因は、これに限られないが、所望される上方変換周波数、DACの最大サンプル・レート、DACのパフォーマンス機能および上方変換器の全体的な所望されるパフォーマンスといったものである。図３は、ベースバンド・モードで動作させられるDAC（実線）およびRFモードで動作させられるDAC（破線）についての周波数応答の規格化された比較の例を示している。
図２のＦは、DAC １５０の周波数スペクトル出力を示している。ここで、図２のＥの、DCからFsの間に現れるデジタル直交変調器１４０の出力２５０、２６０が、参照符号２７０、２８０で示されるように、Fsと2Fsの間に複製されている。さらなる像がより高い周波数に現れるが、図示していない。第二および第四のナイキスト・ゾーンにおける像２６０、２８０は、もとのベースバンド信号に対して、スペクトル的に反転していることを注意しておく。
ポストDACフィルタ１６０は、DAC １５０から連続時間信号を受け取る。ポストDACフィルタ１６０は、連続信号をクリーンアップし、周波数領域において、所望される上方変換された周波数のところに位置する像が選択され、他の望まれない像が減衰されるようにする。所望される周波数における選択された像の位置は、DACのサンプリング・レートFsより下、たとえば第一または第二のナイキスト・ゾーンのいずれかの範囲内、あるいはサンプリング・レートFsより上、すなわち第三またはより高次のナイキスト・ゾーン内であってもよい。
いくつかの実施形態では、ポストDACフィルタ１６０は、複素ベースバンド信号の他の像との信号干渉を減らすために、DAC １５０から出力される周波数スペクトルを選択およびフィルタリングするためのアナログ・フィルタである。
いくつかの実施形態では、コンポーネント１１０、１２０、１３０、１４０のチェーンにレート変更フィルタを加えることによって、入力複素ベースバンド信号周波数のサンプリング・レートを、DACサンプリング・レートの整数分の一に修正するために再サンプリングが実行される。たとえば、入力ベースバンド信号のサンプリング・レートは、アップサンプリングの整数因子がDACによる最適な処理を与えるサンプリング・レートにつながらないようなものであることがある。DACについて好ましくありうるサンプリング・レートFsを得るために、レート変更フィルタによって、入力ベースバンド信号のサンプリング・レートが、DACの固定有効サンプリング・レートの整数分の一に変更されることが許容される。該整数分の一は、1に等しいまたは1より大きいことができる。ベースバンド複素調整器の前に置かれるのではなく、レート変更フィルタは、図１に示されるコンポーネントのチェーンにおける他のところに位置されることができる。図１を参照するに、レート変更フィルタは、次の位置のいずれに位置されることもできる：複素ベースバンド調整器１１０の後；デジタル・アップサンプラー１２０の後；像選択フィルタ１３０の後；デジタル直交変調器１４０の後；またはDAC １５０の前。いくつかの実施形態では、複数のレート変更フィルタを使うことができる。それにより、レート変更フィルタの組み合わせが離散時間のベースバンド信号を、DACに入力されるより前に、DACの固定有効サンプリング・レートの整数分の一にアップサンプリングする。ここで、前記整数分の一は1以上であることができる。レート変更フィルタが他のところに位置される場合は、実装がより複雑になることがありうる。信号のサンプリング・レートの変更が、入力ベースバンド信号サンプリング・レートよりも高いサンプリング周波数でなされうるからである。最終的には、DACへの入力が固定DACサンプリング・レートFsにある限り、前記チェーンの他のところでのサンプリング・レートは、上記の図１および図２に関して明示的に記述されるとおりである必要はない。
さらに、上記の記述は具体的に、コンポーネント１１０、１２０、１３０、１４０、１５０のそれぞれの出力をチェーン内の後続コンポーネントによって受け取られるものと記述しているが、他のコンポーネント、たとえばレート変更フィルタがチェーンに含められてもよく、そのような他のコンポーネントを含めるものも本発明の範囲内と考えられることは理解しておくべきである。いくつかの実装において、コンポーネントは図１に示されるのとは異なる順序であってもよい。これについてはさらに後述する。
いくつかの実装では、上記のデジタル上方変換器におけるコンポーネント、すなわち複素ベースバンド調整器、デジタル・アップサンプラー、像選択フィルタおよび／または変調器、の一部または全部は、現場プログラム可能なゲート・アレイ（FPGA: field programmable gate array）を使って実装される。FPGAは、デジタル上方変換器のコンポーネントが実装されうる仕方の一例であるが、他のデジタル処理技法も考えられる。いくつかの実施形態では、コンポーネントのいくつかを実装するためにFPGAが使用され、他のコンポーネントについては異なる実装技法が使用されてもよい。いくつかの実施形態では、これらのコンポーネントは縦続接続される個別のデバイスとして実装されてもよい。いくつかの実施形態では、これらのコンポーネントは、二つまたはそれ以上のコンポーネントが一緒に実装され、コンポーネントのそのような組み合わされたグループ二つ以上が縦続接続されてもよい。
デジタル上方変換器において使うための所望される上方変換周波数およびDACの固定レートのサンプリング・レートの知識を出発点として、ベースバンド複素調整器および像選択フィルタのための動作パラメータを決定し、該動作パラメータにより、これらのコンポーネントの一方または両方が、入力ベースバンド信号の上方変換されたバージョンとして使用されるべき、所望される周波数における像を生成するよう構成設定されることができるようにすることが可能である。入力ベースバンド信号がFs/Nのサンプル・レートをもつ状況では、所望される上方変換周波数を知ることは、調整の量の決定を、調整されたベースバンド信号を、N倍アップサンプリングされたときに所望される位置にある像に帰結する位置に位置させるよう決定することを可能にする。さらに、像選択フィルタを用いてどの像を選択すべきかを決定することは、その像の選択および所望されない像の減衰に帰結するフィルタ係数を決定することを可能にする。ひとたび調整の量およびフィルタ係数が決定されたら、複素ベースバンド調整器および像選択フィルタの動作パラメータは、それぞれのコンポーネントに与えられてそれぞれのコンポーネントを構成設定することができる。結果として、複素ベースバンド調整器は、−Fs/2NからFs/2Nの範囲の任意のところにベースバンド入力信号の位置をシフトさせるために使われる。デジタル・アップサンプラーによるアップサンプリングに続いて、像選択フィルタは、該像選択フィルタに与えられたフィルタ係数に基づいて適切な像を選択する。さらなる処理が必要に応じて実行される。そうした処理には、選択された像の出力を変調すること、複素信号を実信号に変換すること、離散信号を連続時間信号に変換することおよび所望される上方変換された周波数のところにある像の選択を実行すること、の一部または全部が含まれる。
直交変調周波数fqmodをもつ直交変調器を含むある実施形態では、ftargetが所望される中心周波数であり、FsがDACサンプリング・レートであるとすると、下記の式1および式2または式3および式4を使って、像選択を実行するためのプロトタイプ低域通過フィルタの所望される周波数調整（ffiltertuning）を計算し、ベースバンド複素調整周波数（fBBtune）を計算することができる。
Figure 2012506172
 実際上、複素調整器は、−Fsample/2からFsample/2の範囲にわたって調整するよう実装される。ここで、Fsampleは複素調整器の動作のレートである。式2または式4の結果がabs(Fsample/2)より大きければ、それはFsampleを引くことによって上記の範囲に変換できる。
いくつかの実施形態では、デジタル・アップサンプラーおよび像選択フィルタは、アップサンプリングとフィルタリング・プロセスの両方を計算効率のよい仕方で実行するポリフェーズ・フィルタとして一緒に実装される。
一般的な言い方をすると、ポリフェーズ・フィルタは、入力信号のL個の段〔フェーズ〕への分割を実行する（ここで、Lはアップサンプリング因子Nに等しい）。L個の入力が、普通なら全体としての信号のフィルタリングを実行するために使われたはずの全体的なフィルタから導出される、L個の異なる「サブフィルタ」または「フィルタ段」を使ってフィルタリングされる。いくつかの実施形態では、全体的なフィルタについてのタップの総数TはLの倍数であり、一般にサブフィルタ当たりのタップ数は3以上である。しかしながら、所望されるフィルタリング機能を与えるために、タップがいくつ使用されてもよい。各サブフィルタの係数は、係数0ないしL−1から始めて、L番目毎の係数をスキップすることによって決定される。ポリフェーズ・フィルタの出力は、構成するL段の出力を再結合してより高いサンプリング・レート（入力サンプリング・レートのL倍）の出力を生成することによって形成されてもよいし、あるいは構成するL段の出力を別個の並列経路として維持することによって形成されてもよい。ポリフェーズ・フィルタにおいて使用される、L、サブフィルタ当たりのタップ数および係数選択の値は、実装固有のパラメータと考えられる。
構成するL段の出力が別個の並列経路として維持されるポリフェーズ・フィルタリング・プロセスの個別的な例が、本願の被譲渡者に譲渡され、ここに参照によってその全体において組み込まれる米国特許第6,987,953号において記載されている。米国特許第6,987,953号に具体的に開示される以外の他のポリフェーズ・フィルタリング技法、たとえば構成するL段の出力が再結合されるものも、考えられる。
いくつかの実施形態では、デジタル直交変調器は、ポリフェーズ・フィルタの後に、およびポリフェーズ・フィルタと組み合わせて実装されることができる。そのような実装は、直交変調周波数がDACサンプル・レートを整数値で割ったもの（たとえばFs/4）となるよう選択される場合、さらなるハードウェアの単純化につながりうる。その整数（たとえば4）が、アップサンプリング・レート（たとえばN＝4,8など）への整数関係をもつ場合に、さらなるハードウェア単純化が起こりうる。この制約は、調整の柔軟さに影響することなく、組み合わされたポリフェーズ・フィルタ／直交変調器の複雑さを実質的に軽減する。そのような組み合わされたポリフェーズ・フィルタ／直交変調器の個別的な例も米国特許第6,987,953号に記載されている。
本発明のいくつかの実施形態では、上方変換器を形成するコンポーネントの組み合わせは図１に示される特定の構成において実装されなくてもよい。たとえば、本発明のいくつかの実施形態では、デジタル直交変調器１４０は、像選択フィルタ１３０の後かつDAC １５０の前に位置される代わりに、ベースバンド複素調整器１１０の後かつデジタル・アップサンプラー１２０の前に実装されてもよい。結果として、fqmodは、より低い周波数になるが、それでも、上方変換器のハードウェア実装を単純化するよう選択されることができる。図７のＡは、そのような実装の例を示している。ここでは、デジタル変調器１４０の実出力の結果として、デジタル・アップサンプラー１２０へのストリームは一つだけになり、像選択フィルタ１３０へのN倍アップサンプル・アップサンプラー１２０からの出力は一つになる。
さらに、いくつかの実施形態では、上方変換器において、デジタル直交変調器を使う代わりにアナログ直交変調器を使うことができる。そのようなアナログ直交変調器は、DACの連続時間出力に対してアナログ直交変調を実行するよう、DACの後に位置されることになる。そのような実装は、像選択フィルタから出力されるIおよびQストリームのそれぞれについて一つで、二つのDACと、各ストリームについて一つで二つのポストDACフィルタをもつことを必要とする。図７のＢは、像選択フィルタ１３０の各出力がそれぞれのDAC １５３、１５５に入力される例示的な実装を示している。それぞれのDAC １５３、１５５の出力は、それぞれのポストDACフィルタ１６３、１６５に与えられる。それぞれのポストDACフィルタ１６３、１６５の出力は、IおよびQストリームとして、単一のアナログ直交変調器１４３に与えられる。
いくつかの実施形態では、複素調整器は分散式に実装される。分散式の複素調整器の例について、これから図４を参照しつつ述べる。分散式の複素調整器はまとめて参照符号４１０によって同定され、コンポーネントのチェーンによって実装される。各コンポーネントは複素調整器、デジタル・アップサンプラーまたは像選択フィルタである。図４に示されるデジタル・アップサンプラーは、２倍アップサンプル・アップサンプラーである。より一般には、分散式複素調整器におけるデジタル・アップサンプラーは、N≧2として、N倍アップサンプル・アップサンプラーであることができる。各アップサンプラーの後では、アップサンプリングによって生成される複数の像から周波数領域における所望の像を選択するためにそれぞれの像選択フィルタが使われる。いくつかの実施形態では、そのような像選択フィルタは上記の像選択フィルタと同様であってもよい。たとえば、像選択フィルタは、所望される応答をもって動作するよう構成されることのできるプログラム可能なフィルタである。
図４において、第一の複素ベースバンド調整器４２０は複素入力を受け取り、出力を第一の2倍アップサンプル・アップサンプラー４２２に与える。第一の2倍アップサンプル・アップサンプラー４２２の出力は第一の像選択フィルタ４２３に与えられる。第二の複素ベースバンド調整器４２４は第一の像選択フィルタ４２３からの出力を受け取り、出力を第二の2倍アップサンプル・アップサンプラー４２６に与える。第二の2倍アップサンプル・アップサンプラー４２６の出力は第二の像選択フィルタ４２７に与えられる。第三の複素ベースバンド調整器４２８は第二の像選択フィルタ４２７からの出力を受け取り、出力を2倍アップサンプル・アップサンプラーに与え、これが図示した例では、図１におけるN倍アップサンプル・アップサンプラー１２０と同じである。
動作では、各2倍アップサンプル・アップサンプラー４２２、４２６の出力は、それぞれの像選択フィルタ４２３、４２７に供給され、像選択フィルタにおいて、周波数領域における望まれない像が減衰される。各像選択フィルタ４２３、４２７の出力は、チェーン内のそれぞれの後続の複素ベースバンド調整器４２４、４２８に供給される。図示した例では、各複素調整器４２０、４２４、４２８は中間的な量の周波数上方変換を生成し、それがまとまって図１における複素ベースバンド調整器１１０の出力の周波数上方変換と等価になる。そのような実装は、デジタル上方変換器がより低い複雑さをもってより低いサンプル・レートにおいて改善された分解能を達成することを可能にしうる。いくつかの実施形態では、分散式の複素調整器の出力は図１との関連で述べたようにFs/Nではないことがありうる。そのような場合、出力は、所望されるサンプル周波数に再サンプリングされることができる。
図４の例は、例示目的のための個別的な実装である。複素ベースバンド調整器、デジタル・アップサンプラーおよび像選択フィルタの数は実装に固有である。より一般には、分散式複素調整器はM≧2としてM個の複素ベースバンド調整器、M−1個のデジタル・アップサンプラーおよびM−1個の像選択フィルタを有する。M個の複素ベースバンド調整器のうちのM−1個、M−1個のデジタル・アップサンプラーおよびM−1個の像選択フィルタは、複素ベースバンド調整器、デジタル・アップサンプラーおよび像選択フィルタからなるグループにおいて配置される。各グループは、離散時間信号の複素調整により中間的な調整された離散時間信号を生成すること、中間的な調整された離散時間信号をアップサンプリングしてアップサンプリングされた中間的な調整された離散時間信号を生成することおよびアップサンプリングされた中間的な調整された離散時間信号をフィルタリングして像を選択し、フィルタリングされた中間的な調整された離散時間信号を生成することを実行するよう構成される。第一のグループは、入力の離散時間のベースバンド信号に対して作用し、その後の各グループはそれぞれの直前のグループの結果として得られるフィルタリングされた中間的な調整された離散時間に対して作用する。次いでM番目の複素調整器はM−1番目のフィルタリングされた中間的な調整された離散時間信号を受け取り、該M−1番目のフィルタリングされた中間的な調整された離散時間信号の複素調整を実行して複素調整された離散時間信号を生成するよう構成される。
いくつかの実施形態では、各グループのデジタル・アップサンプラーのために使われるアップサンプリング因子は各グループについて同じであってもよい。いくつかの実施形態では、アップサンプリング因子はいくつかのグループについて同じだが、他のグループについては異なっていてもよい。いくつかの実施形態では、アップサンプリング因子は各グループについて異なっていてもよい。
入力ベースバンド信号がサンプリング・レートFs/Nをもつ場合のデジタル上方変換を実行する一般的な方法について、ここで図５を参照して述べる。本方法は所与の複素ベースバンド信号について実行され、離散的な上方変換されたベースバンド信号を連続時間信号に変換するために既知の有効固定サンプリング・レートFsをもつDACが使用される。複素調整パラメータおよび像選択フィルタ係数は、複素ベースバンド信号および既知の固定DACサンプリング・レートについての所望される上方変換周波数に基づいて決定されることができる。
本方法の第一のステップ５−１は、離散時間のベースバンド信号を上方変換する際に使われるデジタル・アナログ変換器（DAC）の固定有効サンプリング・レートFsを選択することを含む。
第二のステップ５−２では、離散時間の複素ベースバンド信号はベースバンド帯域幅内で調整され、それにより複素調整された離散時間信号を生成する。
第三のステップ５−３は、複素調整された離散時間信号をアップサンプリングすることを含む。複素調整された離散時間信号を、N≧2として、Nによってアップサンプリングすることは、0からFsまでの間の周波数スペクトルにおける第二の離散時間信号の、N個の等間隔に離間した像を含む周波数領域表現をもつアップサンプリングされた離散時間信号を生成する。アップサンプリング・プロセスに起因する、アップサンプリングされた離散時間信号の像のスペクトル像反転はない。0からFsまでの間の複素調整された離散時間信号の周波数帯域表現の、周波数スペクトルを横断しての反復だけである。すなわち、正の周波数方向ではFsから2Fsまでの間、2Fsから3Fsまでの間など、負の周波数方向では0から−Fsまでの間、−Fsから−2Fsまでの間、−2Fsから−3Fsまでの間などで反復される。
第四のステップ５−４は、アップサンプリングされた離散時間信号をフィルタリングすることを含む。これは、アップサンプリングされた離散時間信号の周波数領域における少なくとも一つの像を選択してフィルタリングされた離散時間信号を生成することによる。
第五のステップ５−５は、フィルタリングされた離散時間信号のデジタル直交変調を含む。いくつかの実施形態では、デジタル直交変調は、複素離散時間信号からの信号を実離散時間信号に変換する。
第六のステップ５−６は、実離散時間信号を、実連続時間信号に変換することを含む。周波数領域では、この変換は、さらなる像が反復レートFsで生成されることにつながる。いくつかの実施形態では、この変換はDACによって実行される。そのような変換は、これに限られないが、サンプルアンドホールド・プロセス、ゼロへの復帰プロセスまたは他の既知の変換プロセスのうちの任意の一つまたは複数を使って実装されてもよい。いくつかの実施形態では、変換の限られた複雑さ（たとえばサンプルアンドホールド）が、DAC周波数応答によって減衰された像を生成する。
第七のステップ５−７は、連続時間信号の出力をクリーンアップすることを含む。これは、周波数領域では、所望される上方変換周波数に位置される像を選択することを含む。この所望される上方変換周波数は、サンプリング・レートFsより下または上であってもよい。いくつかの実施形態では、そのような選択は、所望されない像を減衰させるフィルタリングを含む。
追加的な方法ステップが、複素調整ステップを実行するための複素調整の量を決定することおよび離散時間信号のフィルタリング・ステップにおいて使われるフィルタ係数を決定することをも含んでいてもよい。
いくつかの実施形態では、複素調整ステップを実行する際に使われる複素調整の量を決定することおよび離散時間信号のフィルタリング・ステップにおいて使われるフィルタ係数を決定することはそれぞれ、DACの固定有効サンプリング・レートおよび所望される上方変換の周波数の関数として決定される。
入力ベースバンド信号のサンプル・レートがFs/Nでない場合、DACへの信号入力が有効サンプリング・レートFsをもつことを保証するよう、本方法中の何らかの点で再サンプリングが実行されてもよい。入力ベースバンド信号のサンプル・レートがFs/Nでない場合、上記の例において述べたように0からFsまでの間の帯域幅においてN個の像がないことがありうる。N個の像は、0Hzから入力ベースバンド信号のサンプル・レートをN倍したものまでの間に現れるであろう。
いくつかの実施形態では、アップサンプリングおよび像選択フィルタリングは、ポリフェーズ・フィルタリング・プロセスとして一緒に実装される。いくつかの実施形態では、直交変調が、ポリフェーズ・フィルタリング・プロセスの後に、およびポリフェーズ・フィルタリング・プロセスと組み合わせて実装される。
本方法に含められてもよいさらなるステップは、複素調整器に供給される入力ベースバンド信号を、あるいは離散時間から連続時間への変換の前の上記の方法ステップの間のどこかでの信号のサンプリング・レートを、再サンプリングして、連続信号に変換される離散信号の有効固定サンプリング・レートの整数分の一であるサンプリング周波数をもつようにすることである。
本発明のいくつかの実施形態では、上方変換を実行するための上述した諸ステップは、記載され図５に示される特定の順序で実装されなくてもよい。本発明のいくつかの実施形態では、デジタル直交変調は、ステップ５−３のフィルタリングの後かつステップ５−４で離散時間信号を実連続時間信号に変換する前ではなく、ステップ５−１のベースバンド信号調整の後かつステップ５−２のアップサンプリングの前に実装されてもよい。
さらに、デジタル直交変調は、離散時間信号を実連続時間信号に変換した後に実行されるアナログ直交変調によって置き換えられてもよい。そのような実装は、ステップ５−４のフィルタリング後の複素信号のIおよびQ信号のそれぞれについて一つで、二つのストリームを並列に処理することを必要とする。各ストリームは離散時間信号から連続時間信号に変換され、離散時間信号から連続時間信号への変換後にフィルタリングされ、フィルタリングされた信号がアナログ直交変調される。
複素調整、サンプリングされた信号の本来的に反復的な性質およびプログラム可能なデジタル・フィルタリングの独特な使用の結果として、本方法のいくつかの実施形態は、幅広い周波数範囲にわたる調整可能性をもつ柔軟なデジタル上方変換を提供する。そのような幅広い周波数範囲の調整可能性をもつことで、本方法は、従来のアナログ無線機では不可能な仕方で、無線機を、ある周波数帯域から別の周波数帯域に事実上帯域変更するために使用されうる。従来のアナログ無線機は典型的には異なる帯域のために再設計される必要があるのに対し、本発明のいくつかの実施形態を実装する無線機は、無線機に、一つまたは複数のプログラム可能なコンポーネントの動作パラメータを変更する情報を与えることによって簡単に構成設定し直すことができる。そのような動作パラメータが実装されたとき、無線機は新しい帯域で動作する。本方法は、上方変換機能を実行するコンポーネントの著しい再設計なしで、ある通信帯域で動作していた無線機を、異なる通信帯域で動作するよう構成設定し直すために使用されうる。無線機は、第一の通信帯域から第二の他の通信帯域に事実上帯域変更されうる。通信帯域の型の例は、これに限られないが、UMTS帯域；GSM帯域；PCS帯域；ホワイトスペース（Whitespace）帯域；3G帯域；4G帯域；メディアフロー（MediaFlo）帯域；AMPS帯域；およびDVB-H帯域を含む。
本発明のいくつかの実施形態は、デジタル上方変換器を異なる周波数帯域で動作するよう構成設定し直す方法を提供する。ここで、そのような方法の例が、Fs/Nに等しいサンプリング・レートをもつ入力ベースバンド信号を受け取る上方変換器について、図６との関連で記述される。
現在の上方変換周波数から異なる周波数帯域における所望される上方変換周波数と、デジタル上方変換器において使用されるDACの選択された固定有効サンプリング・レートの知識に基づいて、第一のステップ６−１は、離散時間のベースバンド信号の複素調整を実行して複素調整された離散時間信号を生成する際に使うための調整周波数を決定することを含む。
第二のステップ６−２は、N≧2として、0からFsまでの間の周波数領域での離散時間のベースバンド信号のN個の像を含むアップサンプリングされた離散時間信号をフィルタリングする際に使うためにフィルタ係数を決定することを含む。アップサンプリングされた離散時間信号は、複素調整された時間離散信号のN倍アップサンプリングから帰結するものである。フィルタリングは、アップサンプリングされた離散時間信号のN個の像のうちの少なくとも一つの像の選択を含む。
本方法の第三のステップ６−３は、デジタル上方変換器において現在使用されている調整周波数およびフィルタ係数を、それぞれの決定ステップにおいて決定された調整周波数およびフィルタ係数の少なくとも一つで置き換えることを含む。
いくつかの実施形態では、上方変換器におけるDACの有効サンプル・レートが固定されているので、無線機が異なる帯域で動作するよう構成設定し直されるとき、DACのサンプル・レートはその固定されたサンプル・レートに維持され、上方変換器の調整周波数およびフィルタ係数がDACの固定された有効サンプリング・レートおよび上方変換器に入力される離散時間のベースバンド信号の所望される上方変換の周波数に基づいて決定される。
入力ベースバンド信号のサンプル・レートがFs/Nでない場合、DACに入力される信号が有効サンプル・レートFsをもつことを保証するよう本方法の間の何らかの点において再サンプリングが実行されてもよい。入力ベースバンド信号のサンプル・レートがFs/Nでない場合、上記の例において述べたように0からFsまでの間の帯域幅においてN個の像がないことがありうる。N個の像は、0Hzから入力ベースバンド信号のサンプル・レートをN倍したものまでの間に現れるであろう。
本稿に記載した方法および装置は、周波数上方変換の柔軟性から裨益しうる任意の型の無線機とともに使用されうる。いくつかの実施形態では、これらの方法および装置は通信基地局において実装される。いくつかの実施形態では、これらの方法および装置は移動局において実装される。移動局の例は、これに限られないが、携帯電話、無線機能のあるコンピュータ、無線機能のあるPDAなどを含む。
いくつかの実施形態では、本稿に記載した方法および装置は、柔軟な上方変換のプラットフォームを提供しつつ、アナログ上方変換技法によって引き起こされる歪みを緩和する。本稿に記載される本発明の技法はデジタル処理を利用するので、かなりの集積が可能であり、それは伝統的な技法と比べ、コスト、トランシーバ・サイズおよび電力要求を低下させうる。
デジタル周波数調整可能性の実装と固定DACサンプル・レートとの組み合わせは、本発明の実施形態に基づくデジタル上方変換器をもつ無線機が、該無線機の一つまたは複数のプログラム可能なコンポーネントの動作を構成し直すために、単に該無線機に再構成情報を供給することによって再構成されることを可能にする。たとえば、これはデジタル上方変換機内のコンポーネントの一つまたは複数への数百バイトの構成設定データを含みうる。これらのコンポーネントは、これに限られないが、複素ベースバンド調整器、像選択フィルタまたはアップサンプリングおよび像選択を実行するよう構成されたポリフェーズ・フィルタを含みうる。無線機のこの再構成の仕方は、帯域変更コストの著しい削減につながりうる。
本発明の技法は、特定用途向け集積回路（ASIC）にもよく役立つ。実装後でも、本発明の実施形態に基づくデジタル上方変換器を使う無線機について動作周波数はまだ完全にプログラム可能だからである。本発明の技法の使用はまた、いくつかの実施形態におけるように、無線機の事実上の帯域変更を簡略化する。別の周波数帯域への帯域変更を受け容れるために、最後の数段（たとえば電力増幅およびフィルタリング）だけが有意な物理的な修正を必要とする。
本稿に記載される方法および装置が適用可能でありうる用途の具体例は、電磁スペクトルのUHFおよびVHF部分において現在、帯域間の干渉を避けるために置かれている未使用スペクトルの提案されている使用である。この特定の用途は、ホワイトスペースとして知られる。
ホワイトスペース用途では、所与の国または土地内における種々の地理的な位置が、そのような未使用スペクトルの異なる割り当てを有することがありえ、利用可能な周波数が地理的な位置とともに変わるので、トランシーバの再構成可能性は重要な要件となるであろう。
上記の教示に照らして本発明の数多くの修正および変形が可能である。したがって、付属の請求項の範囲内で、本発明は、本稿において個別的に記載されている以外の仕方で実施されてもよいことは理解されるものとする。

Claims (21)

  1. 離散時間のベースバンド信号を所望される周波数にデジタル式に上方変換する方法であって：
    前記離散時間のベースバンド信号を上方変換するのに使われるデジタル・アナログ変換器（DAC）についての固定された有効サンプリング・レートFsを選択する段階と；
    前記離散時間のベースバンド信号に対する複素調整を実行して、周波数領域において並進された複素調整された離散時間信号を生成する段階と；
    N≧2としてN倍アップサンプリングして、複数の等間隔の像を含む周波数領域表現をもつアップサンプリングされた離散時間信号を生成する段階と；
    アップサンプリングされた離散時間信号をフィルタリングして前記離散時間信号の前記複数の像のうちの少なくとも一つの像を選択して、フィルタリングされた離散時間信号を生成する段階と；
    前記少なくとも一つの像を含む前記フィルタリングされた離散時間信号を、前記DACを使って連続時間信号に変換する段階と；
    前記連続時間信号をフィルタリングして周波数領域において所望される周波数のところに位置する像を選択する段階とを含み；
    複素調整を実行する段階において使用される調整の量および前記離散時間信号をフィルタリングする段階において使用されるフィルタ係数はそれぞれ、前記DACの前記固定された有効サンプリング・レートおよび上方変換の前記所望される周波数の関数として決定される、
    方法。
  2. 請求項１記載の方法であって、さらに：
    複素調整を実行するための前記調整の量を決定する段階と；
    前記離散時間信号のフィルタリングにおいて使用されるフィルタ係数を決定する段階とを含む、
    方法。
  3. 請求項１または２記載の方法であって、さらに：
    複素調整後に直交変調を実行する段階を含む、
    方法。
  4. 請求項３記載の方法であって、複素調整後に直交変調を実行する段階は：
    前記フィルタリングされた離散時間信号を連続時間信号に変換する前にデジタル直交変調を実行すること；および
    前記フィルタリングされた離散時間信号を連続時間信号に変換した後にアナログ直交変調を実行することのうちの一方を含む、
    方法。
  5. 請求項３記載の方法であって、複素調整後に直交変調を実行する段階は：
    前記アップサンプリングされた離散時間信号をフィルタリングした後にデジタル直交変調を実行することを含む、
    方法。
  6. 請求項１ないし５のうちいずれか一項記載の方法であって、前記連続時間信号をフィルタリングする段階は：
    0からFsまでの間の周波数に位置する前記連続時間信号からの像を選択する；あるいは
    Fsより上の周波数に位置する前記連続時間信号からの像を選択することを含む、
    方法。
  7. 請求項１ないし６のうちいずれか一項記載の方法であって、前記離散時間信号をN倍アップサンプリングする段階およびアップサンプリングされた離散時間信号をフィルタリングする段階が、ポリフェーズ技法を使ってアップサンプリングおよびフィルタリングを実行することを含む、方法。
  8. 請求項５記載の方法であって、
    前記離散時間信号をN倍アップサンプリングする段階およびアップサンプリングされた離散時間信号をフィルタリングする段階が、ポリフェーズ技法を使ってアップサンプリングおよびフィルタリングを実行することを含み、
    デジタル直交変調を実行することが、前記DACの前記固定された有効サンプリング・レートを整数で割ったものに等しい直交変調周波数を使うことを含む、
    方法。
  9. 請求項８記載の方法であって、前記整数がNに整数関係をもつ、方法。
  10. 請求項１ないし９のうちいずれか一項記載の方法であって、前記離散時間のベースバンド信号に対して複素調整を実行する段階は：
    M≧2として相続いてM回、第一回は前記離散時間のベースバンド信号に対して、M回のうちのその後の各回はそれぞれの直前の生起の結果として得られる離散時間信号に対して、
    離散時間信号の複素調整により中間的な調整された離散時間信号を生成する段階と；
    前記中間的な調整された離散時間信号をアップサンプリングしてアップサンプリングされた中間的な調整された離散時間信号を生成する段階と；
    前記アップサンプリングされた中間的な調整された離散時間信号を周波数領域においてフィルタリングして像を選択し、フィルタリングされた中間的な調整された離散時間信号を生成する段階と；
    M番目のフィルタリングされた中間的な調整された離散時間信号に対して複素調整を実行して前記アップサンプリングされた離散時間信号を生成する段階とを実行することを含む、
    方法。
  11. 請求項１ないし１０のうちいずれか一項記載の方法であって、さらに、前記離散時間のベースバンド信号、前記複素調整された離散時間信号、前記アップサンプリングされた離散時間信号または前記フィルタリングされた離散時間信号のうちの少なくとも一つを、前記DACの前記固定された有効サンプリング・レートの整数分の一に再サンプリングする段階を含む、方法。
  12. 離散時間のベースバンド信号の所望される周波数へのデジタル上方変換を実行する装置であって：
    Fsであるよう選択される固定された有効サンプリング・レートをもつデジタル・アナログ変換器（DAC）と；
    前記離散時間のベースバンド信号を調整して、複素調整された離散時間信号を生成するよう構成された複素調整器と；
    N≧2として、デジタルN倍アップサンプル・アップサンプラーであって、複数の等間隔の像を周波数領域において含むアップサンプリングされた離散時間信号を生成するアップサンプラーと；
    前記複数の像のうちの少なくとも一つの像を選択してフィルタリングされた離散時間信号を生成するよう構成された像選択フィルタであって、該フィルタリングされた離散時間信号は、前記DACによって離散時間信号から連続時間信号に変換される、像選択フィルタと；
    前記連続時間信号を受け取って周波数領域において所望される周波数のところに位置する像を選択するよう構成されたポストDACフィルタとを有し；
    前記複素調整器において使用される調整の量を決定することおよび前記像選択フィルタにおいて使用されるフィルタ係数を決定することはそれぞれ、前記DACの選択された固定された有効サンプリング・レートおよび上方変換の前記所望される周波数の関数として決定される、装置。
  13. 請求項１２記載の装置であって、前記複素調整器および前記像選択フィルタは、前記離散時間のベースバンド信号を、複数の通信帯域のうちの任意のいずれかにおける所望される周波数にデジタル的に上方変換するよう、動作パラメータを変更することによって構成設定可能である、装置。
  14. 請求項１２または１３記載の装置であって、前記デジタルN倍アップサンプル・アップサンプラーおよび前記像選択フィルタは、ポリフェーズ技法を実行するよう構成された仕方で実装される、装置。
  15. 請求項１２ないし１４のうちいずれか一項記載の装置であって、さらに：
    前記複素調整器後に直交変調を実行するよう構成された直交変調器を有する、
    装置。
  16. 請求項１５記載の装置であって、前記直交変調器は：
    前記DACの前にデジタル直交変調を実行するよう構成されたデジタル直交変調器および
    前記DACの後にアナログ直交変調を実行するよう構成されたアナログ直交変調器のうちの一つを有する、
    装置。
  17. 請求項１５記載の装置であって、前記デジタルN倍アップサンプル・アップサンプラーおよび前記像選択フィルタは、ポリフェーズ技法を実行するよう構成された仕方で実装され、
    前記直交変調器は、前記DACの前にデジタル直交変調を実行し、前記実装の複雑さを軽減する直交変調周波数で動作するよう構成される、
    装置。
  18. 請求項１２ないし１７のうちいずれか一項記載の装置であって、前記複素調整器は、M≧2としてM個の複素ベースバンド調整器、M−1個のデジタル・アップサンプラーおよびM−1個の像選択フィルタを有する分散式複素調整器であり、
    前記M個のベースバンド調整器のうちのM−1個、前記M−1個のデジタル・アップサンプラーおよび前記M−1個の像選択フィルタは、ベースバンド調整器、デジタル・アップサンプラーおよび像選択フィルタのグループにおいて配置され、各グループは：
    離散時間信号の複素調整を実行して中間的な調整された離散時間信号を生成する段階と；
    前記中間的な調整された離散時間信号をアップサンプリングしてアップサンプリングされた中間的な調整された離散時間信号を生成する段階と；
    前記アップサンプリングされた中間的な調整された離散時間信号をフィルタリングして像を選択し、フィルタリングされた中間的な調整された離散時間信号を生成する段階とを実行するよう構成され；
    第一のグループは前記離散時間のベースバンド信号に対して実行し、その後の各グループは、それぞれの直前のグループの結果として得られるフィルタリングされた中間的な調整された離散時間信号に対して実行し；
    M番目の複素調整器は：
    M−1番目のフィルタリングされた中間的な調整された離散時間信号を受け取る段階と；
    該M−1番目のフィルタリングされた中間的な調整された離散時間信号の複素調整を実行して、前記複素調整された離散時間信号を生成するよう構成される、
    装置。
  19. 請求項１２ないし１８のうちいずれか一項記載の装置であって、さらに：前記離散時間のベースバンド信号、前記複素調整された離散時間信号、前記アップサンプリングされた離散時間信号または前記フィルタリングされた離散時間信号のうちの少なくとも一つを、前記DACの前記固定された有効サンプリング・レートの整数分の一になるよう再サンプリングするよう適応されたレート変更コンポーネントを有する、装置。
  20. デジタル上方変換器を異なる周波数帯域で動作するよう構成し直す方法であって：
    離散時間のベースバンド信号の複素調整を実行して複素調整された離散時間信号を生成するのに使うための調整周波数を決定する段階と；
    前記複素調整された時間離散信号をアップサンプリングすることから帰結するアップサンプリングされた離散時間信号をフィルタリングして、前記アップサンプリングされた離散時間信号の複数の像の周波数領域における少なくとも一つの像を単離し、フィルタリングされた離散時間信号を生成するのに使うためのフィルタ係数を決定する段階とを含み、
    調整周波数を決定することおよびフィルタ係数を決定することはそれぞれ、前記デジタル上方変換器において使用されるデジタル・アナログ変換器（DAC）の固定された有効サンプリング・レートおよび前記離散時間のベースバンド信号の上方変換の所望される周波数の関数として決定される、
    方法。
  21. 請求項２０記載の方法であって、さらに：
    前記デジタル上方変換器において現在使用されている調整周波数およびフィルタ係数を、それぞれの決定する段階において決定された調整周波数およびフィルタ係数の少なくとも一つで置き換える段階を含む、方法。
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