JPH11112593A

JPH11112593A - デジタル信号処理型デジタル変調装置

Info

Publication number: JPH11112593A
Application number: JP9282897A
Authority: JP
Inventors: Tomoyuki Funada; 知之船田; Katsuhisa Tawa; 克久田和; Shigeharu Toyoda; 重治豊田
Original assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Current assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Priority date: 1997-09-29
Filing date: 1997-09-29
Publication date: 1999-04-23
Also published as: KR19990030210A; CA2248480A1

Abstract

(57)【要約】【課題】振幅位相変調（ＱＡＭ）や位相変調（ＰＳ
Ｋ）、残留側波帯変調（ＶＳＢ）を行うデジタル処理型
変調器において、変調を本来の搬送波周波数に比較して
低速の周波数で行うことにより、デジタル回路の動作速
度を高くすることなく高品質の変調出力を得る事のでき
る全デジタル信号処理型変調器を提供すること。【解決手段】搬送波周波数ｆ_ifから、デジタル信号入
力周波数ｆ_symbの整数倍を差し引いた周波数の複素変調
波によってデジタル信号を変調し、インターポレーショ
ンによって高調波成分を発生させ、複素ＢＰＦによって
搬送周波数の帯域のみを通し、これの実数部を求め、Ｄ
／Ａ変換器によりアナログ信号に変換しローパスフィル
タを通して所定の搬送波の変調信号とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明はデジタル信号変調
装置に関する。信号を伝送するには送信側で変調して搬
送波に乗せ受信側で搬送波から変調信号を取りだし復調
してもとの信号を取り出す必要がある。アナログ信号を
伝送する場合はアナログ変調復調が用いられる。デジタ
ル信号を伝送しようという場合はデジタル変調復調がな
される。デジタル信号の伝送でも搬送波を用いることも
ある。搬送波によってデジタル信号を直交変調して伝送
するという技術が提案されている。つまりＩ信号とＱ信
号を位相が９０度異なる搬送波で変調して送信し受信側
で位相の９０度異なる搬送波を掛けて復調する。９０度
異なる搬送波を用いるので直交変調とよぶ。

【０００２】

【従来の技術】デジタル直交変調について多くの文献が
ある。例えば特開平６−１４０７４号「ディジタル信号処理型変
調装置」は従来の直交変調では変調波が歪むといい、変
調波の歪みを減らす方途を提案している。デジタル入力
信号は二つある。Ｉ信号（Ｉチャンネル）とＱ信号（Ｑ
チャンネル）である。送信側では、搬送波をＩ信号に掛
け、９０度位相のずれた搬送波をＱ信号に掛けて、これ
を足し算する。ひとつの信号としてデジタル／アナログ
変換し適当な媒体を通して伝送する。

【０００３】受信側ではこれに搬送波と９０度ずらせた
搬送波を掛けてＩ信号とＱ信号を取り出す。これが直交
変調の骨子である。搬送波周波数をΩとすると、ｃｏｓ
Ωｔが搬送波であり、ｓｉｎΩｔがこれの位相を９０度
ずらせたものである。Ｉ信号を単にＩで、Ｑ信号をＱで
表現すると、ＩｃｏｓΩｔ＋ＱｓｉｎΩｔが送信信号で
ある。受信側ではこれを受けｃｏｓΩｔを掛けてＩ信号
を抽出し、ｓｉｎΩｔを掛けてＱ信号を抽出するように
なっている。ｓｉｎとｃｏｓの直交性を利用し同一周波
数の搬送波を使って二つの異なる信号を同時に送る事が
できる。

【０００４】搬送波は原理的には幾らでも良いはずであ
るが実際には４４ＭＨｚや５７ＭＨｚが一般的に多く用
いられている。ｓｉｎΩｔとｃｏｓΩｔはその都度計算
する時間がないのでＲＯＭを使って求めている。は搬
送波の高調波によって変調されたベースバンド信号の折
り返し雑音が基本搬送波とほぼ同じ周波数の辺りに出て
くるのでノイズが大きくなると述べている。これを解決
するために、入力信号の周波数の半整数倍に搬送波周波
数を決めている。

【０００５】こうすると高周波変調ベースバンド信号が
基本波に重なり変調波の歪みを除去する事ができると述
べている。つまりｆ_c ＝ｎ／２Ｔである。Ｔは入力信号
の周期である。ｎは整数である。入力信号のサンプリン
グをｘ倍で行う場合は、搬送波はさらにｘ倍しｆ_c ＝ｘ
ｎ／２Ｔとすべきだとしている。この場合、ｆ_c とし
て、Ｔに依存したある特定の周波数しか選ぶ事ができ
ず、任意のキャリヤを取り扱う事ができない。

【０００６】特開平５ー１５３１８２号「デジタル化
直交変調器」は通常のデジタル直交変調（ｓｉｎ、ｃｏ
ｓ変調して相加えてＤ／Ａ変換しローパスフィルタを通
す）に加えて、ローパスフィルタを通ったアナログ信号
に局部発振周波数（ω）をミキサによって混合するとい
うようにしたものに付いて問題を指摘している。つまり
で述べたＩｃｏｓΩｔ＋ＱｓｉｎΩｔという信号にさ
らにｃｏｓωｔを掛ける（ミクシング）する。

【０００７】ｃｏｓωｔ（ＩｃｏｓΩｔ＋ＱｓｉｎΩ
ｔ）＝（Ｉ／２）｛ｃｏｓ（ω−Ω）ｔ＋ｃｏｓ（ω＋
Ω）ｔ｝＋（Ｑ／２）｛−ｓｉｎ（ω−Ω）ｔ＋ｓｉｎ
（ω＋Ω）ｔ｝

【０００８】となる。ω＞Ωであるが、局発を加えたも
のは（ω−Ω）と（ω＋Ω）を中心周波数とし信号帯域
の広さを持つ二つの波が含まれる。これらは２Ωだけ離
れているので入力信号の帯域よりΩを大きくすれば、二
つの波は重ならず、フィルタによって完全に分離できる
はずである。ところが、乗算器の速度、加算器の速度、
ＲＯＭのアクセスタイム、Ｄ／Ａ変換のセットリングタ
イムなどによって搬送周波数ｆ_c が制限される。それで
入力信号の周波数帯域より少し大きい程度の搬送波を使
う事になる。すると局発ωのすぐ下と上に上記の２波の
信号が現れる。二つの波の帯域が近接するのでフィルタ
によって分離するのが難しい。よほど急峻な特性のフィ
ルタでないと分離できない。

【０００９】しかしそのようなフィルタは製造困難であ
り極めて高価なものになる。そこでは二組の変調回路
を作りＩ信号とＱ信号をそれぞれ９０度位相が異なる搬
送波によって変調し、ＩｓｉｎΩｔ＋ＱｃｏｓΩｔと−
ＩｃｏｓΩｔ＋ＱｓｉｎΩｔという二つの信号を得る。
これをＤ／Ａ変換してそれぞれに、異なる位相の局発ｃ
ｏｓωｔ、ｓｉｎωｔを掛けるようにする。つまり、

【００１０】（ＩｓｉｎΩｔ＋ＱｃｏｓΩｔ）ｃｏｓω
ｔ＋（−ＩｃｏｓΩｔ＋ＱｓｉｎΩｔ）ｓｉｎωｔ

【００１１】とするのである。Ｉ信号に関しては、

【００１２】ｓｉｎΩｔｃｏｓωｔ−ｃｏｓΩｔｓｉｎ
ωｔ＝ｓｉｎ（Ω−ω）ｔ

【００１３】となる。つまり（Ω＋ω）を中心周波数と
する波がそっくり消えてしまっている。Ｑ信号について
も、ｃｏｓΩｔｃｏｓωｔ＋ｓｉｎΩｔｓｉｎωｔ＝ｃ
ｏｓ（Ω−ω）ｔとなり、（Ω＋ω）の波が消える。
（ωーΩ）を中心とするひとつの波だけがのこる。ひと
つ波の信号だけを送信するため急峻な特性のフィルタが
なくてもよい。

【００１４】特開平６−９７９６９号「ディジタル信
号処理型直交変調器」は、振幅位相変調（ＱＡＭ）や位
相変調（ＰＳＫ）を行うデジタル信号処理型の直交変調
器においてキャリヤ周波数を高くし伝送容量を増大させ
ることを目的としている。ｓｉｎΩｔを掛けるといって
も相手はデジタル信号であるからｓｉｎΩｔのいくつか
の時刻での値を信号に掛けることになる。ｓｉｎΩｔの
１周期ＴをｎでわけてＴ／ｎごとのｓｉｎの値をＲＯＭ
から読み出し信号に掛ける。

【００１５】１周期でｓｉｎΩｔがｎ回出力され信号と
乗算される。ｎを標本化数という。だから加算器、乗算
器などの動作速度は変調周波数のｎ倍の速度がなければ
ならない。これらのデジタルデバイスの動作速度には限
界があり、その限界速度の１／ｎの速度が、変調周波数
の上限になる。つまり信号量を増やすために変調周波数
は高い方が良い。

【００１６】それで変調周波数は既に述べたように４４
ＭＨｚとするが、これは厳しい要求である。そのような
発振器は簡単に入手できるが加算器や乗算器の動作速
度、ＲＯＭからの読み出し速度はそれよりずっと高速で
ないといけない。標本化数ｎが大きいと、そのような困
難は倍加する。反対にいえば標本化数を余り上げること
ができないということである。

【００１７】標本化数が小さいとｓｉｎ、ｃｏｓの直交
性が損なわれる。それに受信側での再生の忠実さが低下
する。これはアパーチャ効果と呼んでいる。標本化数ｎ
もそれほど下げることはできない。それでは変調周波
数で信号を変調するというような事はやめにして、８つ
のフェーズを取るようにするつまり

【００１８】フェーズ０：Ｉ

【００１９】フェーズ１：２^-1/2Ｉ＋２^-1/2Ｑ

【００２０】フェーズ２：Ｑ

【００２１】フェーズ３：−２^-1/2Ｉ＋２^-1/2Ｑ

【００２２】フェーズ４： −Ｉ

【００２３】フェーズ５：−２^-1/2Ｉ − ２^-1/2Ｑ

【００２４】フェーズ６： −Ｑ

【００２５】フェーズ７：２^-1/2Ｉ − ２^-1/2Ｑ

【００２６】これらの８つのフェーズの信号を送信側か
ら送信するようにする。受信側ではこれを受けてＩ信号
とＱ信号をどのように再生するのか？という点について
は記述がない。こうするとｓｉｎΩｔやｃｏｓΩｔの計
算をしなくてよいので単純なかけ算加算などになり実質
的により大量の信号を伝送できるとしている。

【００２７】しかしこれはｓｉｎΩｔやｃｏｓΩｔの計
算をπ／４ごとに切って行ったに過ぎない。ｎ＝８の場
合に変調周波数を若干高く取れるという程度の事に過ぎ
ないのであり、特開平６−１４０７４号と同じく、ｆ_c
としてＴに依存したある特定の周波数しか選ぶ事ができ
ない。

【００２８】

【発明が解決しようとする課題】これまで直交変換型の
デジタル変調方式の改良をいくつか説明した。一般的に
任意の発振周波数の搬送波をデジタル的に生成できるＮ
ＣＯ（数値制御型発振器）で高Ｃ／Ｎの搬送波を発生さ
せるためには、キャリヤのサンプリング数を１周期あた
りｎ個（５〜８以上）取る必要がある。つまりＮＣＯを
構成する乗算器、加算器、ｓｉｎ・ｃｏｓ関数のＲＯＭ
を発振周波数のｎ倍（５〜８倍以上）の高速で動作させ
なければならない。しかし、搬送波周波数が４４ＭＨｚ
や５７ＭＨｚと高い周波数である場合、これの１周期に
ｎ個（５〜８以上）のサンプリング点で動作するような
高速のデジタル素子がない。そこで、キャリヤ周波数と
して、ｎ／Ｔ（ｎ＝４、６、８）と、比較的簡単に高Ｃ
／Ｎのキャリヤを発生できる周波数を選んでいるが、こ
れでは搬送波周波数をＴに依存しない自由な値に選ぶこ
とができない。所定の変調周波数を選ぶためには、さら
なるアナログ処理の周波数変換回路が必要になる。本発
明は上記の問題点を解決し、任意の搬送周波数に対応で
き、かつ高Ｃ／Ｎの搬送波を得るため高品質の変調出力
を生成できるデジタル信号処理型変調器を提供すること
を目的とする。

【００２９】［従来の直交変調回路の基本構成：方式
１］図６に従来の直交変調の基本構成を示す。図７によ
ってその動作を説明する。図７の横軸は周波数であり、
図７の（ａ）〜（ｆ）はこれらの構成要素で生成される
信号の周波数成分を示す。

【００３０】Ｉチャンネル、Ｑチャンネルに入力される
多値デジタル信号をそれぞれＩ信号、Ｑ信号とここでは
呼ぶ事にする。

【００３１】入力されたＩ信号、Ｑ信号はそれぞれイン
ターポーレーション２１、２５され、ベースバンドフィ
ルタ２２、２６により適当な帯域制限を受ける。その後
更にインターポーレーション２３、２７され、ＬＰＦ２
４、２８により高周波成分が除去され低周波成分が取り
出される。ＬＰＦ２４を出たＩ信号は、乗算器２９によ
り局部発振器の搬送波ｃｏｓωｔと乗算されＩｃｏｓω
ｔとなる。またＬＰＦ２８を出たＱ信号は、乗算器によ
り搬送波ｃｏｓωｔからπ／２移相器３２によって移相
されたｓｉｎωｔと乗算されＱｓｉｎωｔとなる。

【００３２】搬送波はω／２π＝ｆ_ifである。搬送波周
波数ｆ_ifは原理的には自由に選べるが実際には規格によ
り規定され、映像信号の場合アメリカでは４４ＭＨｚ、
日本では５７ＭＨｚというような値が選ばれている。乗
算器２９の出力とＩｃｏｓωｔと、乗算器３０の出力Ｑ
ｓｉｎωｔは加算器３３によってデジタル的に加算され
直交変調波として出力される。そして、Ｄ／Ａ変換器３
４によってアナログ信号御に変換され、ローパスフィル
タ３５を経て伝送媒体へと送り出される。

【００３３】説明のためＩ信号、Ｑ信号の入力信号速度
ｆ_symbは５ＭＨｚとする。Ｉ信号、Ｑ信号はインターポ
ーレーションされ、１０ＭＨｚ（２ｆ_symb）で動作する
ベースバンドフィルタにより０〜２ＭＨｚに帯域制限さ
れることとする。

【００３４】以後、デジタル回路の最高動作周波数が１
２０ＭＨｚである場合、つまりｓｉｎωｔやｃｏｓωｔ
のサンプリング周波数が１２０ＭＨｚである場合を考え
る。ベースバンドフィルタの出力は１０ＭＨｚ（２ｆ
_symb）であるがさらに１２倍のインターポーレーション
により１２０ＭＨｚ（２４ｆ_symb）の信号とされ、１２
０ＭＨｚ（２４ｆ_symb）で動作するＬＰＦにより不要周
波数成分が除去される。

【００３５】局部発振器は、１２０ＭＨｚでサンプリン
グされた４４ＭＨｚの搬送波信号ｃｏｓωｔ、ｓｉｎω
ｔを生成する。４４ＭＨｚの搬送波を１２０ＭＨｚでサ
ンプリングするので標本数ｎは整数ではなく、１２０／
４４＝２．７３となる。搬送波のサンプリング数が２．
７３と少ない場合、デジタル表現された搬送波はフィル
タなどにより分離不可能なスプリアスノイズを、発振周
波数近傍に多く含み、高品質（高Ｃ／Ｎ）の搬送波を生
成することができず、変調信号の品質劣化につながって
いた。一般的に、搬送波のサンプリング数は５〜８倍以
上必要であるといわれている。

【００３６】１２０ＭＨｚのＬＰＦ出力信号は、デジタ
ル局部発振器の４４ＭＨｚ搬送波出力ｃｏｓωｔ、ｓｉ
ｎωｔと乗算される。図７（ｄ）はその結果で、４２〜
４６ＭＨｚに変調信号が生成される。またそのイメージ
成分が７４〜７８ＭＨｚに現れる。

【００３７】搬送波と乗算されたＩ信号、Ｑ信号は、加
算器により加算され、直交変調波Ｉｃｏｓωｔ＋Ｑｓｉ
ｎωｔとなる。Ｄ／Ａ変換器はここまでデジタル信号で
あったものを、アナログ信号に変換し、図７（ｅ）の出
力に示すように、４４ＭＨｚ中心の全波と、そのイメー
ジ成分である７６ＭＨｚ中心の全波が得られる。ＬＰＦ
によりイメージ成分は除去され、所要の中間周波数帯
（ＩＦ）の信号である４４ＭＨｚ中心の帯域（４２〜４
６ＭＨｚ）となる。ここで、上記で用いたｆ_symb・イン
ターポーレーション数、デジタル回路の最高動作周波数
は、一例であり、本来実現可能な任意の値に決めれば良
い。

【００３８】これは基本形といってよいデジタル回路を
使うのでＬＰＦやベースバンドフィルタといってもアナ
ログの場合と異なっている。この直交変調の基本形は、
４４ＭＨｚの変調周波数で駆動しなければならないがそ
れが難しいという欠点がある。発振器自体は４４ＭＨｚ
で発振すればよいが、高品質の発振信号を得るために
は、サンプリングは１周期にいくつもとらなければなら
ず、サンプリング速度が限られるから実際に４４ＭＨｚ
で駆動するのは難しい。

【００３９】［従来の直交変調回路の基本構成：方式
２］図８と図９によってもうひとつの従来の直交変調方
式を説明する。Ｉ信号はＩＰ５２、ロールオフフィルタ
５３を通り、乗算器５４で１、０、−１の何れかの数が
掛けられる。つまりＩ、０、−Ｉのいずれかになるので
ある。Ｑ信号についても同様である。ＩＰ５６、ロール
オフフィルタ５７、乗算器５８などによって、Ｑ、０、
−Ｑの値になる。

【００４０】乗算制御信号によって１、０、−１などの
乗数を切り替える。これらのＩ信号、Ｑ信号を、加算器
６０で加算し、Ｄ／Ａ変換器６１によってアナログ信号
に変える。これからＬＰＦ６２によって高い周波数成分
が除かれる。さらにミキサー６３によって、局部発振器
６４の信号ｓｉｎωｔを掛ける。このあとバンドパスフ
ィルタＢＰＦ６５を経て送信信号が送り出されることに
なる。

【００４１】ロールオフフィルタにより帯域制限された
信号の占める周波数範囲は以前の例と同じく０〜２ＭＨ
ｚである。ｆ_symb＝５ＭＨｚである。フィルタ５３の制
限域は８ｆ_symb＝４０ＭＨｚである。ベースバンドフィ
ルタの出力は０ＭＨｚの付近の半波（０〜２ＭＨｚ）６
７の他に、４０ＭＨｚ付近に６７のイメージ成分である
半波６８が出現する。キャリヤ乗算後の帯域を図９
（ｂ）にしめす。キャリヤといっているが、しかしこれ
は簡易なものである。ｓｉｎωｔをｎ標本点で乗算する
のに代えて４点で１、０、−１、０を掛けているだけだ
からである。５５、５９で１、０、−１を発生させこれ
をかける操作を意味している。これが１０ＭＨｚなので
乗算したあと、６７が１０ＭＨｚ中心の変調波６９にな
る。また変調波６９のイメージ成分７０が発生する。

【００４２】デジタル的に１０ＭＨｚに変調されたＩ信
号とＱ信号は加算器により加算され、直交変調波とされ
る。そしてＤ／Ａ変換器によりアナログ信号御に変換さ
れ、ＬＰＦによりイメージ成分と高調波成分を除去する
事により、１０ＭＨｚ中心の１ｓｔＩＦ（一次中間周波
数）変調信号７５だけに絞る事ができる。

【００４３】最終的な出力は４４ＭＨｚ中心でないとい
けない。それで周波数混合して周波数を持ち上げる。こ
れが局部発振器６４と乗算器６３（ミキサー）の役割で
ある。局部発振周波数は５４ＭＨｚか、３４ＭＨｚであ
る。ここでは５４ＭＨｚを掛けている。その出力は図９
（ｅ）ミキサー出力に示す。一次ＩＦが５４ＭＨｚを掛
けることによって二つの全波７６、７８になる。狭いピ
ーク７７は局発周波数５４ＭＨｚの漏れである。バンド
パスフィルタＢＰＦ６５は４４ＭＨｚ中心の１０ＭＨｚ
の範囲のものだけを通す。これによって、全波７６のみ
が選ばれＩＦ信号７９を得る。図９（ｆ）のようにこれ
は４４ＭＨｚ中心の前後２ＭＨｚの帯域である。

【００４４】これはｓｉｎωｔ、ｃｏｓωｔの値を格納
したｓｉｎＲＯＭやｃｏｓＲＯＭが不要で単純な掛算と
加算だけで済むため、高品質の搬送波を発生させる事が
できるが、搬送波周波数としてｆ_symbに依存するある値
しか選ぶ事ができず、所要の変調出力を得るためには、
前述のようにさらなるアナログ周波数変換回路が必要で
ある。

【００４５】

【課題を解決するための手段】ベースバンド信号の信号
周波数の幅をｆ_symbとして、Ｉ−ｃｈからの信号にｆ_c
＝ｆ_if−ｎ・ｆ_symb（ｎは整数）によって決まる周波数
の複素変調波ｅｘｐ（ｊ２πｆ_c ｔ）を乗算し、Ｑ−ｃ
ｈからの信号には同じ複素変調波の位相をπ／２だけず
らした複素変調波を乗算し、二つの乗算結果を加算し
て、この和信号をインターポーレーション回路によって
信号の周波数を一定周波数ずつ引上げて、ベースバンド
から一定周波数毎に高くなる複数の帯域を発生させ、複
素バンドパスフィルタによって所望の搬送周波数ｆ_ifを
含む帯域のみを透過させ、実数部または虚数部をＤ／Ａ
変換してアナログ信号とし、アナログローパスフィルタ
を通して所望の搬送周波数のアナログ信号を得る。

【００４６】

【発明の実施の形態】図１、２、３、４によって本発明
の骨子を説明する。Ｉ−ｃｈからＩ信号、Ｑ−ｃｈから
Ｑ信号が導入される。いずれもデジタル信号である。Ｉ
信号はインターポーレーションＩＰ１から、ベースバン
ドフィルタ２を通り、乗算器３において、複素振動ｅｘ
ｐ（ｊω_c ｔ）が掛けられる。変調角周波数ω_c は変調
周波数ｆ_c の２π倍である。変調周波数ｆ_c は搬送波周
波数ｆ_ifからＩ信号、Ｑ信号の信号周波数ｆ_symbの整数
倍を差し引いたものである（ｆ_c ＝ｆ_if−ｎｆ_symb）。

【００４７】変調波周波数ｆ_c は搬送波周波数ｆ_ifより
ずっと小さい（ｆ_c ＜ｆ_if）。言い替えれば、変調波角
周波数ω_c は搬送波の角加速度ωよりずっと小さい（ω
_c ＜ω）。発振器７はこれまで（発振器３１）のように
ｃｏｓωｔやｓｉｎωｔを生ずるのではなく複素振動ｅ
ｘｐ（ｊω_c ｔ）を発生するのである。変調周波数ｆ_c
（＝ω_c ／２π）が小さいことと複素振動を掛けるこ
と、これが本発明の一つの重大な特徴である。移相器８
はこの振動の位相を９０度進めるものである。つまりｅ
ｘｐ（ｊω_c ｔ＋ｊπ／２）を作り出す。

【００４８】Ｑ信号はＩＰ４からベースバンドフィルタ
５を通り、乗算器６でｅｘｐ（ｊω_c ｔ＋ｊπ／２）が
乗算されるようになっている。Ｉ信号とＱ信号は従来例
のようにＩｃｏｓωｔ＋Ｑｓｉｎωｔというような実数
形にならない。そうではなくて本発明ではＩｅｘｐ（ｊ
ω_c ｔ）＋Ｑｅｘｐ（ｊωｔ＋ｊπ／２）が加算器９後
での形である。これがインターポーレーションＩＰ１０
を経て、複素係数のバンドパスフィルタＢＰＦ１１を通
り、低い周波数成分と高い周波数成分を落とすようにな
っている。ここまで全部複素計算である。これが本発明
のもっとも特徴有るところである。

【００４９】そしていまここで、Ｒｅａｌ演算回路１２
によって実数部のみをとる。ここにあるのはデジタル信
号である。実数部だけをＤ／Ａ変換器１３によってアナ
ログ信号にする。さらにＬＰＦ１４によって高い周波数
成分を除く。こうしてアナログであって、ｆ_if中心の信
号を得る。信号スペクトルは図１の右下方に示すようで
ある。ｆ_ifは任意に選ぶ事ができるはずであるが、実際
には先述のように４４ＭＨｚに選ぶことが多い。

【００５０】本発明でも４４ＭＨｚにすることは可能で
ある。しかしそうすると端数が出て説明しにくいので、
本発明の実施例ではｆ_if＝４２ＭＨｚとする。これは全
く説明の便宜のためであって、送信周波数は４４ＭＨｚ
でも５４ＭＨｚでも４２ＭＨｚでも本発明は可能であ
る。

【００５１】Ｉ、Ｑ信号を変調する点は図６と似てい
る。しかし変調周波数ωが全く違う。図６のような従来
例は、送信するアナログ信号の周波数が４４ＭＨｚであ
るから、変調周波数も４４ＭＨｚとしていた。しかしア
ナログの４４ＭＨｚとデジタル回路の４４ＭＨｚという
のは全く違う。図６のように４４ＭＨｚで変調しようと
すると、ｓｉｎＲＯＭなどの読み出し、乗算などデジタ
ル素子の速度はその１０倍程度の高速性が要求される。
さらに、高品質（Ｃ／Ｎ）の搬送波を生成するために
も、１０倍程度の高速性が必要である。しかし現在市販
されている通常のＣＭＯＳではこのような高速度で動作
するものはない。

【００５２】本発明でも発振器７でω_c を発振させてい
るが、これが４４ＭＨｚのように高くない。極めて巧妙
な思想に基づき、変調周波数ｆ_c ＝ω_c ／２πは、搬送
波周波数ｆ_if＝ω／２πと異なるようになっている。こ
こで周波数ｆと角周波数ωの関係について注意する。角
周波数というのは周波数に２πを掛けたものでｓｉｎ、
ｃｏｓの中を単純化するために用いる。ωは４４ＭＨｚ
に２πを掛けたもので２７６メガラジアン／ｓｅｃであ
るが、通常そのような言い方はしない。周波数で単に４
４ＭＨｚということにする。

【００５３】図６の従来例では、搬送波４４ＭＨｚと、
変調波４４ＭＨｚを使っている。変調波の周波数を変え
る手段がないので初めから４４ＭＨｚで変調しなければ
ならないため、高品質の変調信号を得る事ができない。
図８の従来例では、まず簡易的に高品質の搬送波を得ら
れる方法で１０ＭＨｚの変調信号を生成している。周波
数が足りないので、５４ＭＨｚの局発を使って周波数変
換しているのである。

【００５４】本発明はこれらのものとは全く違う。変調
波ｆ_c は十分に低い周波数で良い。ｆ_c ＝ｆ_if−ｎｆ
_symbであるからである。送信周波数ｆ_ifよりもｆ_symbの
整数倍低くできる。整数ｎは自由に選んでよい。すると
ｆ_cはかならずｆ_symbより小さくできる。変調周波数ｆ_c
が十分に低い周波数であるから乗算器や移相器などの
演算速度が遅くてもよい。現在入手できるＣＭＯＳＬＳ
Ｉで十分に対応できるのである。

【００５５】さらに本発明の顕著な特徴は、実数ではな
く、信号を複素数として扱っているという事である。こ
のために発振器７は複素振動ｅｘｐ（ｊω_cｔ）を発生
している。さらにＢＰＦ１１が複素数のフィルタになっ
ている。こうすることによって変調周波数は低いながら
最終的な搬送波ｆ_ifは十分に高い周波数にできる（４２
ＭＨｚ）。どうしてこのような不思議なことができるの
か？

【００５６】図３の帯域図によって説明する。説明を簡
単にするため、ｆ_symb＝５ＭＨｚ、ベースバンドフィル
タ入力段のインターポーレーション数は４、ｆ_c ＝２Ｍ
Ｈｚ、ＢＰＦ入力段のインターポーレーション数は６、
ｆ_if＝４２ＭＨｚという仮定をする。入力周波数ｆ_symb
（５ＭＨｚ）のＩ信号、Ｑ信号は、４倍のインターポー
レーションにより２０ＭＨｚの速度にされたのち、２０
ＭＨｚで動作するベースバンドフィルタにより適当な帯
域制限を受け、図３（ａ）のような周波数帯域を持つ信
号となる。デジタル回路で構成されるフィルタの原理特
性上０〜２０ＭＨｚのイメージ成分が２０〜４０ＭＨｚ
に現れる。

【００５７】発振器７でｆ_c ＝２ＭＨｚの変調波ｆ_c ＝
ｅｘｐ（ｊω_c ｔ）を作り、乗算器３でベースバンドフ
ィルタの出力信号に掛ける。変調波周波数はｆ_c ＝２Ｍ
Ｈｚと、従来の変調波周波数ｆ_if＝４２ＭＨｚに比較し
て１／２０程度低速となり、高品質の発振出力が得られ
る。

【００５８】ベースバンドフィルタの出力と変調波を乗
算した後の信号の帯域を図３（ｂ）に示す。図３（ａ）
の信号を２ＭＨｚだけ周波数シフトした形となる。ここ
でデジタル信号処理の特性上、４ｆ_symbを越える２０Ｍ
Ｈｚ以上の周波数域には０〜２０ＭＨｚの周波数成分が
繰り返して表れる。

【００５９】ここで、ｆ_c ＝２ＭＨｚがｃｏｓωｔのよ
うに実数である場合は、乗算出力は上側波帯（＋２ＭＨ
ｚ）と、下側波帯（−２ＭＨｚ）が発生し、互いに干渉
して信号歪みとなる。これはｃｏｓωｔ＝｛ｅｘｐ（ｊ
ωｔ）＋ｅｘｐ（−ｊωｔ）｝／２であって、二つの周
波数成分を持つ事から容易に推察できる。

【００６０】Ｉ信号、Ｑ信号はそれぞれｅｘｐ（ｊω_c
ｔ）とｅｘｐ（ｊω_c ｔ＋ｊπ／２）が乗算された後、
加算され、Ｉｅｘｐ（ｊω_c ｔ）＋Ｑｅｘｐ（ｊω_c ｔ
＋ｊπ／２）という直交変調信号となる。

【００６１】次に、信号速度４ｆ_symb（２０ＭＨｚ）の
直交変調出力を６倍のインターポーレーションによって
信号速度２４ｆ_symb（１２０ＭＨｚ）で動作する複素Ｂ
ＰＦに入力する。インターポーレーションにより、０〜
２０ＭＨｚの繰り返し成分が、２０〜４０ＭＨｚ、４０
〜６０ＭＨｚ、６０〜８０ＭＨｚ、８０〜１００ＭＨ
ｚ、１００〜１２０ＭＨｚに発生する。ＢＰＦでこの繰
り返し成分のうち、所望の搬送波周波数ｆ_ifの帯域のみ
を取り出す。

【００６２】ここで、所望の搬送波周波数ｆ_ifの帯域の
みを取り出すＢＰＦは複素ＢＰＦである。実数型のＢＰ
Ｆは、ＢＰＦの入力信号の周波数をｆ_s （ここでは２４
ｆ_symb＝１２０ＭＨｚ）とするとｆ_s ／２を中心に左右
対称な通過特性のものしか構成できないため、図４
（ｊ）、（ｋ）のように不要な高調波も通過してしまう
ためである。この不要高調波成分の帯域１００と所望の
帯域９３はｆ_s ／２を中心に対称の位置にはない。初め
に変調周波数２ＭＨｚだけ周波数シフトしているからで
ある。これが重大な問題を引き起こす。

【００６３】複素ＢＰＦの場合は、０〜ｆｓの範囲で任
意の通過特性のフィルタを構成できる為、所要の周波数
以外の成分を全て除去でき、このような問題は発生しな
い。このように、本発明では、インターポーレーション
により信号の高調波成分が発生することに着目した。イ
ンターポーレーションで新たに発生する直交変調波の中
心がｆ_ifになるような低速の変調波で、直交変調信号を
生成し、インターポーレーション後にｆ_if帯域の高調波
を取り出すことによって、送信するｆ_ifが中心の変調信
号を実現している。

【００６４】ここまではデジタル信号であるが、アナロ
グ信号に変換するためにここでＲｅａｌ回路１８７によ
り実数部だけをとる。図３（ｆ）に示すように、実数部
だけをとると４２ＭＨｚ中心の帯域９４の他に、これを
６０ＭＨｚ（９５）で折り返した帯域９６が新たに発生
する。複素数のままならそのようなことはないが、実数
をとるので７８ＭＨｚに余分なイメージ成分９６が生ず
る。

【００６５】つぎにこれをＤ／Ａ変換器１３によってア
ナログ信号にする。４２ＭＨｚと７８ＭＨｚの帯域が存
在する。これをアナログのローパスフィルタ１４を通す
と４２ＭＨｚの全波帯域９７（図３（ｇ））のみが残
る。これが送信信号として送り出される。

【００６６】本発明は、搬送波は４４ＭＨｚ（４２ＭＨ
ｚとして説明したのは端数をなくして簡単にするためで
ある。）とすることができる一方変調周波数は２ＭＨｚ
のように極めて低い周波数とすることができる。この点
で図６、図７の典型的な直交変換とはちがう。

【００６７】図６のものは搬送波周波数＝変調周波数で
あるから変調が難しい。図８、図９のものは変調は低い
周波数とするが４４ＭＨｚにするために、余分な局発が
必要である。ところが本発明は変調周波数＜＜搬送周波
数とすることができる。遅い変調であるからデジタル素
子に速度が要求されず市販のＣＭＯＳによって簡単に構
成することができる。

【００６８】図４（ｈ）はＩＰ１０によって２０ＭＨｚ
毎に周波数を上げて、帯域８５〜９１を作った状態であ
る。これは図３の（ｃ）の状態である。３０ＭＨｚ〜５
４ＭＨｚの複素フィルタ９２を通すと、帯域８７だけが
選ばれる。図４（ｉ）の帯域９３となる。これは図３
（ｅ）と同じものである。

【００６９】ところが実数フィルタであると、図４
（ｊ）のように、３０ＭＨｚ〜５４ＭＨｚの透過域９８
の他に、６０ＭＨｚに関して対称な６６ＭＨｚ〜９０Ｍ
Ｈｚに透過域９９をもつようになる。すると図４（ｋ）
のように、４２ＭＨｚの帯域９３だけでなく８２ＭＨｚ
の帯域も選ばれる。透過域９８と９９は対称であるが、
帯域９３と１００は対称でない。初めに変調周波数２Ｍ
Ｈｚだけ周波数シフトしているからである。これの実数
部をＲｅａｌ演算器１２によって求めると図４（ｌ）の
ような、帯域９３、１００を６０ＭＨｚに対して折り返
した対称な位置に帯域が生ずる。Ｄ／Ａ変換してもこれ
は変わらない。

【００７０】４０ＭＨｚの付近では帯域１０２と１０１
が合体したものができる。１０２は４２ＭＨｚに中心周
波数を有する帯域９３がそのまま出てきたものである。
しかし帯域１０１は８２ＭＨｚの帯域１００の鏡影であ
る。これが重大な問題を発生する。８０ＭＨｚの中りの
帯域１０３、１０４も前段階の帯域９３、１００からき
ている。しかしこれは次のアナログＬＰＦ１４で落ちる
のでまあ問題はない。

【００７１】４０ＭＨｚ近傍の合体した帯域１０１、１
０２が信号の歪みをもたらす。どうして信号が歪むのか
？帯域８１に含まれる源信号の周波数をｇとする。これ
は２ＭＨｚより小さい。発振器７、乗算器３による変調
によって（２＋ｇ）の周波数になる。これは帯域９３で
は４２±ｇの周波数をもつ。別の帯域１００では８２±
ｇの周波数に乗っている。帯域１００が６０ＭＨｚで折
り返されると、帯域１０１になるが、ここでは３８±ｇ
の周波数を帯びる。

【００７２】つまり初め周波数ｇに乗っていたものが、
最終的な出力となると、４２±ｇと３８±ｇの４箇所に
出現するのである。このために信号が歪んでしまう。源
信号の帯域が２ＭＨｚ以下であると混信の心配がない
が、２ＭＨｚ以上であると、４２−ｇと、３８＋ｇがオ
ーバラップして混信する。つまり信号歪みが現れる。

【００７３】ところが本発明はそうでなく複素係数バン
ドパスフィルタを使うので、源信号の帯域が広くてもそ
のような混信の惧れがない。

【００７４】結局本発明は２ＭＨｚのような低い変調周
波数を採用できるというところに大きな特徴がある。４
４ＭＨｚの場合はデジタル素子の速度は高Ｃ／Ｎを確保
するためにはその５倍〜１０倍の５００ＭＨｚ以上の速
度が必要で市販のＣＭＯＳでは無理であるが、変調が２
ＭＨｚの低速なら何の問題もない。

【００７５】それではどうしてそのような低速で良いの
か？これが問題である。これはＩＰの繰り返し周波数逓
増作用を利用するからである。ＩＰがｆ_symbの整数倍の
帯域を作るのでＩＰに入る前の信号の周波数をｈとする
ｔ、ｈ＋ｎ・ｆ_symbの信号が簡単に生成できる。搬送波
周波数ｆ_ifは４４ＭＨｚとか５７ＭＨｚとか決まってい
るが、これになるように

【００７６】ｆ_if＝ｈ＋ｎ・ｆ_symb （ｎは整数）（１）

【００７７】とする。Ｉ信号、Ｑ信号の入力信号周波数
ｆ_symbを決めると、ｎを適当に選んで、ｈを必ずｆ_symb
より小さくする事ができる（ｈ＜ｆ_symb）。源信号は０
ＭＨｚから始まるベースバンドである。ベースバンドを
ＩＰ直前の所望の信号にするには、周波数をｈだけ上げ
れば良い。つまり０ＭＨｚをｈまで引上げる変調をすれ
ば良いということになる。変調周波数ｆ_c は、

【００７８】ｆ_c ＝ｈ＝ｆ_if−ｎ・ｆ_symb （ｎは整数）（２）

【００７９】となるのである。ｈはｆ_symbより小さくで
きるから、これと同じものである。変調周波数ｆ_c はｆ
_symbより小さくできる。上の説明では、ｆ_symb＝５ＭＨ
ｚ、ｎ＝８、ｆ_if＝４２ＭＨｚ、ｆ_c ＝２ＭＨｚであ
る。

【００８０】ｆ_if＝４４ＭＨｚとするには、ｆ_symb＝
５．２５ＭＨｚ、ｎ＝８として、ｆ_c＝２ＭＨｚとでき
る。あるいは、ｆ_symb＝５ＭＨｚ、ｎ＝８、ｆ_c ＝４Ｍ
Ｈｚとすることもできる

【００８１】ｆ_if＝５７ＭＨｚの場合は、ｆ_symb＝５Ｍ
Ｈｚ、ｎ＝１２、ｆ_c ＝−３ＭＨｚとできる。あるい
は、ｆ_symb＝６ＭＨｚ、ｎ＝９、ｆ_c ＝３ＭＨｚとする
こともできる。そのほか任意のｆ_ifに対して低いｆ_c を
与えることができる。

【００８２】さらに複素ＢＰＦにアパーチャ効果の補正
機能を与えると便利である。ますアパーチャ効果とはな
にか？ということを説明する。これはＤ／Ａ変換器のの
出力が時間的に連続であるために発生する効果である。
図５（ｂ）にアパーチャ効果１１１をしめす。Ｄ／Ａ変
換のサンプリングが１２０ＭＨｚとする。するとＤ／Ａ
変換された信号は角周波数ωが小さい内は殆ど変わらな
いが、サンプリング周波数に近づくと段々と振幅が減衰
してくる。その振幅の変化はｓｉｎｃ関数のようにな
る。

【００８３】Ｈｐ（ｊω）＝ｓｉｎ（ωＴ／２）／（ωＴ／２）（３）

【００８４】ここでＴはサンプリング周期である。１／
Ｔ＝１２０ＭＨｚである。図５（ｂ）の曲線１１１の低
下がアパーチャ効果である。

【００８５】そうであるから、図５（ａ）に示すように
一様な透過部１１０を持つ複素ＢＰＦを用いると、Ｄ／
Ａ変換器の後では、Ｄ／Ａのアパーチャ効果のために、
３４ＭＨｚ〜４８ＭＨｚの範囲でも出力が周波数依存性
を持つ。そこで、図５（ｃ）に示すように、透過部１１
２がむしろ高い周波数側で高くなるようなアパーチャ効
果の逆特性をもたせたフィルタを用いるようにする。ア
パーチャ効果を補正することができるので、Ｄ／Ａ変換
器後の出力が３４ＭＨｚ〜４８ＭＨｚの範囲で平坦にな
る。

【００８６】

【実施例】本発明の骨子を説明した。つぎに具体的な実
施例を述べよう。

【００８７】［実施例１（図１０）］これは図１のもの
と同じで基本形を示す。Ｉ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈの信号をベ
ースバンドフィルタ１２２、１２５に通して、変調周波
数ｅｘｐ（ｊω_c ｔ）とｅｘｐ（ｊω_c ｔ＋ｊπ／
２）を掛けている。その和を求めてＩＰ１３０で２０Ｍ
Ｈｚ毎に１２０ＭＨｚまで広げている。そしてｆ_ifの近
傍の帯域だけを複素ＢＰＦ１３１によって選び出してい
る。これの実数部をとり、Ｄ／Ａ変換器によってアナロ
グ信号に変化させ、ＬＰＦでイメージ成分をのぞいてｆ
_ifの部分を取り出す。変調周波数ｆ_c は、ｆ_if−ｎ・ｆ
_symbであり、ｆ_symbよりも低い。

【００８８】［実施例１の詳細（図１１）］これは図１
０のものの詳細を描いたものである。複素数の振動を発
生する発振器１２７は、ｃｏｓω_c ｔを生ずるｃｏｓ発
生器１４７とｓｉｎω_c ｔを発生するｓｉｎ発生器１４
８とよりなる。（−１）（１）選択回路１４９がこれら
に＋１又は−１を掛けて乗算器１４３、１５１、１４
６、１５０へと送る。１４３の出力はＩｃｏｓω_c ｔ、
１５１の出力はＩｓｉｎω_c ｔである。１４６の出力は
−Ｑｓｉｎω_c ｔ、１５０の出力はＱｃｏｓω_c ｔであ
る。図１０では加算器１２９とひとつに書かれている
が、図１１では成分毎の加算器１５２、１５３がある。
第１加算器１５３はＩｃｏｓω_c ｔ−Ｑｓｉｎω_c ｔを
計算する。これは実数部である。第２加算器１５２はＩ
ｓｉｎω_c ｔ＋Ｑｃｏｓω_c ｔを計算する。これは虚数
部である。つまり（ω_c のｃを簡単のためはぶく）

【００８９】Ｉｅｘｐ（ｊωｔ）＋Ｑｅｘｐ（ｊωｔ＋ｊπ／２）＝Ｉｃｏｓωｔ＋ｊＩｓｉｎωｔ＋Ｑｊｃｏｓωｔ−Ｑｓｉｎωｔ＝Ｉｃｏｓωｔ−Ｑｓｉｎωｔ＋ｊ｛Ｉｓｉｎωｔ＋Ｑｃｏｓωｔ｝（４）

【００９０】であるからこれの実部と虚部を求めている
のである。ＢＰＦ１５５は実数部のフィルタである。Ｂ
ＰＦ１５７が虚数部のフィルタである。実部搬送のまま
虚部にはｉをかけてたしあわせ実数部、Ｉｃｏｓωｔ−
Ｑｓｉｎωｔ−Ｉｓｉｎωｔ−Ｑｃｏｓωｔが得られ
る。これが１２０ＭＨｚのＤ／Ａ変換器でアナログ信号
になる。

【００９１】［実施例２（簡易型：図１２）］図１２に
は簡易型の直交変調回路を示す。これは初めにｃｏｓω
ｔのようなものを掛けるかわりに０，−１，０，＋１な
どの値を掛けこれらの和を求めこれに変調周波数ｅｘｐ
（ｊω_c ｔ）を掛けている。初めのかけ算たし算では、
Ｉ、−Ｑ、−Ｉ、Ｑ、Ｉ、−Ｑ…等が次々に得られる。
これにｅｘｐ（ｊω_c ｔ）を掛ける。これは十分に遅い
変調である。ＩＰ１７２によって例えば２０ＭＨｚずつ
周波数を増大させる。以下の操作は前例とほぼ同じであ
る。受信側でも乗算制御信号と同じ繰り返しで信号をと
りだすと、ＩとＱが求められる。ここでｆ_symbは５ＭＨ
ｚで２４ｆ_symbというのは１２０ＭＨｚである。

【００９２】［従来のヒルベルト変換（位相シフト）に
よるＶＳＢフィルタ］本発明はＶＳＢ（Vestigial Side
band）変調にも応用する事ができる。本発明のＶＳＢへ
の応用を説明する前に従来例について簡単に説明する。
図１６（ａ）は原理図を表す。ω_inは入力信号の角周波
数である。ω_c は変調周波数である。入力信号は乗算器
２３１によってそのまま変調波を掛ける。入力信号をπ
／２だけ位相シフトさせこれに９０度位相が進んだ変調
波を掛けるこれを加算器２３６で加算する。入力をＶｃ
ｏｓω_inｔとし、変調波がｃｏｓω_c ｔであるから、

【００９３】Ｖｏｕｔ＝Ｖｃｏｓω_inｔｃｏｓω_c ｔ＋Ｖｓｉｎω_inｔｓｉｎω_c ｔ＝Ｖｃｏｓ（ω_in−ω_c ）ｔ（５）

【００９４】を作ったことになる。周波数がω_c だけ低
周波側にシフトしている。変調波も信号波も９０度位相
を進めるからこのようになる。何れかを遅らせると、Ｖ
ｃｏｓ（ω_in＋ω_c ）ｔのように高周波側へのシフトも
可能である。図１６（ｂ）は（ａ）をより具体的に表現
したものである。

【００９５】図１７は従来のＶＳＢ変調の簡易型のもの
を示す。Ｉ−ｃｈの信号をＩＰ２５０によってインター
ポーレーションして、ＶＳＢベースバンドナイキストフ
ィルタを通し、ＶＳＢ特性を持った信号を生成する。こ
れに変調周波数ｆ_c で２-1/2、−２-1…等の係数を信号
に掛ける。これはｃｏｓ変調において、π／４の整数倍
の点だけをとってかけ算したという事に過ぎない。図
８、図１２とおなじである。これをＤ／Ａ変換器し、Ｌ
ＰＦ２５５で低い周波数成分のみを通る。これは中心周
波数がｆ_c であって、４４ＭＨｚという高い周波数にな
っていない。それで局部発振器２５７でｆの周波数を掛
けて、所望のｆ_if（４４ＭＨｚとか５４ＭＨｚとか）に
している。

【００９６】［実施例３（ＶＳＢ変調への応用：図１
３）］図１３において本発明のＶＳＢ変調への応用を示
す。ここで説明のためＩ−ｃｈの信号速度ｆ_symb＝１０
ＭＨｚとする。Ｉ−ｃｈ信号を２倍のＩＰで２ｆ_symbの
信号速度とし、２ｆ_symbで動作するベースバンドフィル
タ（ＶＳＢフィルタ）に入力され、ベースバンドフィル
タによって帯域制限されたＶＳＢ特性を持つ信号が生成
される。ＶＳＢ特性を持つこの信号の帯域中心はｆ_symb
／４あるいは、（２ｆ_symb−ｆ_symb／４）である。この
ベースバンドフィルタは複素数のフィルタである。

【００９７】これにｅｘｐ（ｊ２πｆ_c ｔ）を掛けて変
調する。ｆ_c ＝ｆ_if＋ｆ_symb／４−ｎ・ｆ_symbである。
図１４（ｂ）のように帯域がｆ_c だけ上方にずれて帯域
１９３、１９４となる。ＩＰ１８５で２０ＭＨｚごとに
周波数を増やして行く。図１４（ｃ）の帯域１９５、１
９６、１９７、１９８、１９９、２００などがある。こ
れから複素係数のＢＰＦ１８６によって、４２ＭＨｚの
帯域１９７だけを選びだす。これが図１４の（ｄ）であ
る。４２ＭＨｚ中心の帯域２０２だけが残っている。

【００９８】これの実数部だけをとると、図１４（ｅ）
のように、４２ＭＨｚ中心の帯域２０３とそのイメージ
２０４が現れる。実数部をとるのでやむを得ず７８ＭＨ
ｚの帯域が出現するのである。しかしＤ／Ａ変換し、ア
ナログ信号になるからアナログのローパスフィルタ１８
９によって下側の４２ＭＨｚのみが選ばれる４２ＭＨｚ
のＩＦ信号が出力される。

【００９９】［実施例３（ＶＳＢ変調への応用：図１
５）］図１５によって、ＶＳＢ変調への応用のより具体
的構成を示す。直交変調でなくＩ信号だけしかない。Ｉ
−ｃｈの信号をＩＰ２１０で２ｆ_symbごとの周波数逓増
する。ｆ_symbは１０ＭＨｚである。つまりＩ−ｃｈ信号
を２０ＭＨｚ毎に周波数を増やす。ナイキストフィルタ
は実数部用フィルタ２１１と虚数部用フィルタ２１２が
ある。

【０１００】これにｅｘｐ（ｊ２πｆ_c ｔ）を掛けて変
調するのであるが、実際にはｃｏｓ、ｓｉｎに１又は−
１を乗じて乗算器に与える。複素フィルタも二つのフィ
ルタを組み合わせただけのものである。ｃｏｓ用ｓｉｎ
用の発振器はそれぞれ持ってもよいがいずれかの信号の
位相を９０度ずらして使っても良い。

【０１０１】［変調波発生回路］図１８によって変調波
発生を説明する。変調波は単純な正弦波であるからアナ
ログ信号としては簡単に生成できるがここではデジタル
信号を扱うので、ｓｉｎ、ｃｏｓを発生するＲＯＭを用
いる。鋸波をフェーズアキュムレータ２６１にいれその
出力をフェーズレジスタ２６２に入れる。これが位相ω
ｔを生成するのでｓｉｎＲＯＭルックアップテーブル又
はｃｏｓＲＯＭでこれらの正弦、余弦の値を読み出す。
鋸波２６４は０〜２πまで単調上昇する。変調波の周期
１／ｆ_c まで単調上昇しここでストンと０に落ちる。さ
らに同じ速さで０〜２πまで上昇する。

【０１０２】デジタル回路であるから乗算器では変調波
をサンプリングする必要がある。サンプリング点２７
０、２７１、…が鋸波ひとつにいくつも取られる。サン
プリングの位相間隔Δφが狭いほどｓｉｎ、ｃｏｓの細
かい変動が変調波に反映されるので、高品質の変調がな
される。しかしサンプリング間隔を狭くすると当然デジ
タル素子の高速動作が要求されるようになる。２π／Δ
φがサンプリング数であるがこれが例えば１０とする
と、４４ＭＨｚの変調の場合、４４０ＭＨｚでデジタル
素子が動作しなければならない。

【０１０３】

【発明の効果】従来のデジタル直交変調波は、ｓｉｎω
ｔ、ｃｏｓωｔをＩ−ｃｈとＱ−ｃｈに掛けてから合算
し、Ｄ／Ａ変換して送信していたので、変調周波数が搬
送周波数と同一でなければならなかった。ところが搬送
波の周波数は４４ＭＨｚとか５７ＭＨｚとかかなり高い
ので、その何倍もの高速で動作しなければならない周辺
デジタル回路素子が容易には入手できずコスト高にな
る。本発明は、そうではなくて搬送波周波数よりも遥か
に低い周波数によって変調するので、周辺デジタル素子
の速度は遅くて良い。余裕があるので安価な素子を利用
できコストを削減できる。変調周波数と搬送周波数が著
しく違うがそれは局部発振回路などではなくて単にイン
ターポーレーションによって周波数逓増しているので、
回路構成はごく単純である。変調周波数ｆ_c は、搬送周
波数ｆ_ifから、信号周波数幅ｆ_symbの整数倍を引いたも
のとして決められるから、つねに、ｆ_symbより小さくで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】Ｉ−ｃｈとＱ−ｃｈを有するデジタル直交変調
に適用した本発明のデジタル信号処理型デジタル変調装
置の全体構成図。ｆ_symbはＩ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈの信号入
力速度、ｆ_ifは搬送波周波数、ｆ_c は変調周波数。

【図２】図１の構成のうち半分のＩ−ｃｈの処理系列だ
けを描いた構成図。

【図３】図１、図２の直交変調方式において、ベースバ
ンドのデジタルＩ信号が各回路素子による処理を受けて
どのような信号帯域を持つに至るかを説明する信号帯域
分布図。図３（ａ）はベースバンドフィルタを通過した
信号の帯域分布図。図３（ｂ）は変調波を乗算した後の
帯域分布図。図３（ｃ）はインターポーレーションＩＰ
を通った信号の帯域分布図。図３（ｄ）は複素ＢＰＦの
通過帯域特性図。図３（ｅ）は複素ＢＰＦを通過した後
の信号の帯域分布図。図３（ｆ）はＤ／Ａ変換器の出力
であるアナログ信号の帯域分布図。図３（ｇ）はアナロ
グローパスフィルタを通過した後のＩＦ信号の出力。

【図４】図１、図２の直交変調方式において、実数のＢ
ＰＦを用いずに複素数ＢＰＦを用いることによって信号
歪みが押さえられることを説明するための帯域図。図４
（ａ）はインターポーレーションによって一定周波数ず
つ逓増した信号を複素数ＢＰＦフィルタに通し帯域選択
することを示す帯域分布図。図４（ｈ）は複素ＢＰＦが
ひとつの帯域選択性をもつのでひとつの所望の帯域だけ
と取り出す事ができる事を示す帯域分布図。図４（ｊ）
は実数ＢＰＦを使うと、二つの透過域ができてしまう事
を示す図。図４（ｋ）は実数ＢＰＦを使っているので二
つの帯域が残ることを示す図。図４（ｌ）はその後実数
部を取るので異なる帯域にあった信号が重なって歪みが
生ずる事を説明する為の帯域分布図。

【図５】Ｄ／Ａ変換器が有限のサンプリング周波数（１
／Ｔ）を持つために高い周波数の信号ほど出力が低下し
てくるアパーチャ効果を説明するための図。図５（ａ）
は通常のＢＰＦの周波数透過特性図である。図５（ｂ）
は１２０ＭＨｚのサンプリング周波数を持つＤ／Ａ変換
器によって生ずるアパーチャ効果の図。図５（ｃ）はア
パーチャ効果を補償するためにアパーチャ効果の逆特性
をもつＢＰＦの周波数透過特性図である。

【図６】従来の典型的な全デジタル信号処理型デジタル
変調器の回路構成図。変調周波数ｆ_c と搬送周波数ｆ_if
が等しいので、高速で変調しなければならず、ｓｉｎ、
ｃｏｓの計算、乗算、加算などデジタル素子の速度が追
いつかない。

【図７】図６の構成において各素子の直後での信号帯域
分布の変動を示す図。図７（ａ）はＩ−ｃｈ信号がベー
スバンドフィルタを透過した後の帯域分布図。図７
（ｂ）はインターポーレーションＩＰを経たあとのＩ−
ｃｈ信号の帯域分布図。１０ＭＨｚずつ周波数の異なる
同じ信号成分が幾つも現れる。図７（ｃ）はデジタルＬ
ＰＦを経た後の信号の帯域分布図。図７（ｄ）は変調波
を乗算した後の信号の帯域分布図。図７（ｅ）はＤ／Ａ
変換器の出力を示す帯域分布図。図７（ｆ）はアナログ
ＬＰＦを経たＩＦ出力信号の帯域分布図。

【図８】簡易型のデジタル信号処理型デジタル変調器の
回路構成図。ｓｉｎωｔ、ｃｏｓωｔの代わりに１、
０、−１、０を順番に掛けてゆく。

【図９】図８の回路において各素子の後に於ける信号帯
域分布図。図９（ａ）は図８のベースバンドフィルタの
後での帯域分布図。図９（ｂ）は簡易変調波乗算後の帯
域分布図。図９（ｃ）はＤ／Ａ変換器を経たアナログ信
号の帯域分布図。図９（ｄ）はアナログローパスフィル
タによってイメージ成分を除去したあとの帯域分布図。
図９（ｅ）は所要の周波数帯の変調信号を得るため局部
発振器と乗算器によって周波数変換した後の信号帯域分
布図。図９（ｆ）はバンドパスフィルタＢＰＦを通った
後のアナログ信号の帯域分布図。

【図１０】本発明の第１の実施例の基本構成図。搬送周
波数ｆ_ifよりも遥かに低い周波数によって複素振動によ
って変調しインターポーレーションによって周波数変換
し、複素ＢＰＦフィルタによって帯域選択しＤ／Ａ変換
する。

【図１１】図１０の基本形をさらに具体化した実施例の
全体構成図。複素振動はｃｏｓ振動とｓｉｎ振動の組み
合わせによって合成し、複素フィルタは二つのフィルタ
を並列させて構成する。

【図１２】本発明の第２の実施例に掛かるデジタル直交
変調回路の基本構成図。Ｉ−ｃｈＱ−ｃｈには０、−
１、０、＋１を乗じて相加える簡易型の位相変調をし
て、両方の信号を含むものに搬送周波数ｆ_ifよりも低い
周波数ｆ_c によって変調し、これをインターポーレーシ
ョンして周波数変換し、複素ＢＰＦによって帯域選択し
Ｄ／Ａ変換する。

【図１３】ＶＳＢ変調に本発明を適用した場合の構成を
示す図。ＶＳＢ変調によって周波数シフトし搬送周波数
ｆ_ifより低い周波数ｆ_c で変調し、さらにインターポー
レーションして、複素ＢＰＦによって所望の周波数帯域
だけを選び出すようにしている。

【図１４】図１３のＶＳＢ変調方式への適用において各
素子における信号の帯域分布を示す図。図１４（ａ）は
ＶＳＢナイキストフィルタの出力での帯域図。図１４
（ｂ）は搬送周波数よりも低い変調波を乗算したあとの
信号の帯域分布図。図１４（ｃ）インターポーレーショ
ンによって２０ＭＨｚの整数倍だけ信号周波数を逓増し
た後の帯域分布図。図１４（ｄ）は複素ＢＰＦの後の信
号帯域分布図。図１４（ｅ）は実数部を取ったあとＤ／
Ａ変換した後の帯域分布図。図１４（ｆ）はＬＰＦによ
って低い方の周波数帯域のみを取りだした後の帯域分布
図。

【図１５】図１４のＶＳＢ変調への実施例の具体的な構
成を示す図。複素フィルタは実数フィルタと虚数フィル
タを組み合わせてなり、複素振動はｃｏｓ振動とｓｉｎ
振動を組み合わせてなる。複素フィルタも実数部フィル
タと虚数部フィルタとよりなる。

【図１６】従来例に係るヒルベルト変換によるＶＳＢフ
ィルタの構成図。図１６（ａ）が原理図である。図１６
（ｂ）がより具体的な構成図。

【図１７】従来のデジタルＶＳＢ変調方式の構成図。

【図１８】変調信号発生回路の一例を示す構成図。

【符号の説明】

１インターポーレーション２ベースバンドフィルタ３乗算器４インターポーレーション５ベースバンドフィルタ６乗算器７変調波発振器８９０度移相器９加算器１０インターポーレーション１１複素バンドパスフィルタ１２実数演算器１３Ｄ／Ａ変換器１４ローパスフィルタ１５送信中間周波数帯信号

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】Ｉ−ｃｈとＱ−ｃｈのデジタル信号に位
相の異なる変調周波数を掛けて相加えＤ／Ａ変換して所
定の搬送周波数ｆ_ifのアナログ信号として伝送するデジ
タル変調装置であって、信号速度ｆ_symb（周期１／ｆ
_symb）のＩ−ｃｈ信号にｆ_c ＝ｆ_if−ｎ・ｆ_symb（ｎは
正の整数）によって決まる周波数の複素変調波ｅｘｐ
（ｊ２πｆ_c ｔ）を乗算し、Ｑ−ｃｈからの信号には同
じ複素変調波の位相をπ／２だけずらした複素変調波を
乗算し、二つの乗算結果を加算して、この和信号をイン
ターポーレーション回路によって一定周波数毎に発生す
る複数の高調波成分を生成し、バンドパスフィルタによ
って所望の搬送周波数ｆ_ifを含む帯域のみを透過させ、
実数部または虚数部をＤ／Ａ変換してアナログ信号と
し、アナログローパスフィルタをとおして所望の搬送周
波数のアナログ信号を得ることを特徴とするデジタル信
号処理型デジタル変調装置。
【請求項２】複数の帯域から搬送周波数ｆ_ifを含む帯
域のみを透過させるバンドパスフィルタが複素バンドパ
スフィルタであることを特徴とする請求項１に記載のデ
ジタル信号処理型デジタル変調装置。
【請求項３】Ｉ−ｃｈのデジタル信号と、Ｑ−ｃｈの
デジタル信号をそれぞれ独立にベースバンドフィルタを
通してから複素変調波を乗算することとし請求項１また
は２に記載のデジタル信号処理型デジタル変調装置。
【請求項４】Ｉ−ｃｈとＱ−ｃｈのデジタル信号に位
相の異なる変調周波数を掛けて相加えＤ／Ａ変換して所
定の搬送周波数ｆ_ifのアナログ信号として伝送するデジ
タル変調装置であって、信号速度ｆ_symb（周期１／ｆ
_symb）のＩ−ｃｈ信号に０、１、０、−１の値を順に繰
返し掛算し、Ｑ−ｃｈからの信号に１、０、−１、０の
値を順にＩ−ｃｈへの掛け算と同期して繰返し乗算し、
これらの値を相加え、加算した和信号にｆ_c ＝ｆ_if−ｎ
・ｆ_symb（ｎは正の整数）によって決まる周波数の複素
変調波ｅｘｐ（ｊ２πｆ_c ｔ）を乗算し、この和信号を
変調したものをインターポーレーション回路によって一
定周波数毎に発生する複数の高調波成分を生成し、複素
バンドパスフィルタによって所望の搬送周波数ｆ_ifを含
む帯域のみを透過させ、実数部または虚数部をＤ／Ａ変
換してアナログ信号とし、アナログローパスフィルタを
とおして所望の搬送周波数のアナログ信号を得ることを
特徴とするデジタル信号処理型デジタル変調装置。
【請求項５】Ｉ−ｃｈとＱ−ｃｈのデジタル信号に位
相の異なる変調周波数を掛けて相加えＤ／Ａ変換して所
定の搬送周波数ｆ_ifのアナログ信号として伝送するデジ
タル変調装置であって、信号速度ｆ_symb（周期１／ｆ
_symb）のＩ−ｃｈ信号に０、２^-1/2、１、２^-1/2、０、
−２^-1/2、−１、−２^-1/2の値を順に繰返し掛算し、Ｑ
−ｃｈからの信号に１、２^-1/2、０、−２^-1/2、−１、
−２^-1/2、０の値を順にＩ−ｃｈへの掛け算と同期して
繰返し乗算し、これらの値を相加え、加算した和信号に
ｆ_c ＝ｆ_if−ｎ・ｆ_symb（ｎは正の整数）によって決ま
る周波数の複素変調波ｅｘｐ（ｊ２πｆ_c ｔ）を乗算
し、この和信号を変調したものをインターポーレーショ
ン回路によって一定周波数毎に発生する複数の高調波を
生成し、複素バンドパスフィルタによって所望の搬送周
波数ｆ_ifを含む帯域のみを透過させ、実数部または虚数
部をＤ／Ａ変換してアナログ信号とし、アナログローパ
スフィルタをとおして所望の搬送周波数のアナログ信号
を得ることを特徴とするデジタル信号処理型デジタル変
調装置。
【請求項６】Ｉ−ｃｈのデジタル信号を、ベースバン
ドフィルタ（ナイキストフィルタ）によって帯域制限
し、これに変調周波数を掛けＤ／Ａ変換し、所定の搬送
周波数ｆ_ifのアナログ信号として伝送するデジタルＶＳ
Ｂ変調装置であって、信号速度ｆ_symbのＩ−ｃｈ信号
を、複素バンドパスフィルタに通して実数部と虚数部を
計算し、実数部と虚数部の出力に、ｆ_c ＝ｆ_if＋ｆ_symb
／４−ｎ・ｆ_symbまたはｆ_c ＝ｆ_if−ｆ_symb／４−ｎ・
ｆ_symb（ｎは正の整数）によって決まる周波数の複素変
調波ｅｘｐ（ｊ２πｆ_c ｔ）を乗算し、この和信号をイ
ンターポーレーション回路によって一定周波数毎に発生
する高調波成分を生成し、バンドパスフィルタによって
所望の搬送周波数ｆ_ifを含む帯域のみを通過させ、実数
部または虚数部をＤ／Ａ変換してアナログ信号とし、ア
ナログローパスフィルタを通して所望の搬送周波数のア
ナログ信号を得ることを特徴とするデジタル信号処理型
デジタル変調装置。
【請求項７】Ｄ／Ａ変換器のサンプリング周期をＴと
し信号角周波数をωとしたときにｓｉｎ（ωＴ）／（ω
Ｔ）に比例して信号が減衰するアパーチャ効果を補正す
るために、複素バンドパスフィルタにはこれを補償する
特性を与えることを特徴とする請求項２、３、４、５叉
は６のいずれかに記載のデジタル信号処理型デジタル変
調装置。