JP2007312263A - 無線基地局装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】 専用LSIを使用せず、デジタル直交変調を行う場合、SSB変調における上側波帯、下側波帯両方に適用できるようセレクタ機能を追加して、省スペース・低価格設計を実現できる無線基地局装置を提供する。
【解決手段】 インターポレーション機能、デジタル直交変調機能、シンセサイザ機能、デジタルアナログ変換機能を有し、それら機能一つ以上を書き替え可能なソフトウェアによって実現されるデジタル信号処理部10を備え、デジタル直交変調を行う場合に、I相、Q相のデジタル信号の符号を制御し、SSB変調による上側波帯又は下側波帯のいずれかを選択可能とし、選択された側波帯に基づいて上側ローカル信号又は下側ローカル信号のいずれかが特定され、ミキサ3で混合される無線基地局装置である。
【選択図】 図1
【解決手段】 インターポレーション機能、デジタル直交変調機能、シンセサイザ機能、デジタルアナログ変換機能を有し、それら機能一つ以上を書き替え可能なソフトウェアによって実現されるデジタル信号処理部10を備え、デジタル直交変調を行う場合に、I相、Q相のデジタル信号の符号を制御し、SSB変調による上側波帯又は下側波帯のいずれかを選択可能とし、選択された側波帯に基づいて上側ローカル信号又は下側ローカル信号のいずれかが特定され、ミキサ3で混合される無線基地局装置である。
【選択図】 図1
Description
本発明は、ベースバンド信号からRF(Radio Frequency:無線周波数)帯にアップコンバートする無線基地局装置に係り、特に、デジタル直交変調を行う場合、SSB変調(Single Side Band Amplitude Modulation)における上側波帯、下側波帯両方に適用できるようセレクタ機能を追加した無線基地局装置に関する。
携帯電話に代表されるように、無線を利用したシステムは日常不可欠で、システム(例えば、W−CDMA[Wideband Code Division Multiple Access]、W−LAN[Wide-Local Area Network]のシステム)全体としていかに高速なデータ伝送を効率的に実現するかがポイントになっている。
こうした状況で、伝送速度の増加に伴い、伝送に必要な無線帯域が広がることから使用される搬送波(キャリア周波数)は年々高い周波数へ移行している。
目的のキャリア周波数を得るために、例えば、無線基地局では、伝送するための信号(ベースバンド信号)から数回の周波数変換を繰り返し、目的の周波数までアップコンバートしている。
目的のキャリア周波数を得るために、例えば、無線基地局では、伝送するための信号(ベースバンド信号)から数回の周波数変換を繰り返し、目的の周波数までアップコンバートしている。
ベースバンド信号から目的の周波数を得るまでの無線基地局装置の構成について、図9、図10を参照しながら説明する。図9は、従来の第1の無線基地局装置の構成ブロック図であり、図10は、従来の第2の無線基地局装置の構成ブロック図である。
従来の第1の無線基地局装置は、図9に示すように、デジタル直交変調した場合で、専用LSI1と、1入力DAC2aと、ミキサ3とを備えている。
従来の第1の無線基地局装置は、図9に示すように、デジタル直交変調した場合で、専用LSI1と、1入力DAC2aと、ミキサ3とを備えている。
専用LSI(Large Scale Integrated Circuit)1は、ベースバンド信号のI相とQ相を入力し、インターポレーション(Interpolation)手段1aでアップサンプリングを実現し、デジタル直交変調手段1bでIQ信号を合成する。
インターポレーション手段1aは、CIC(Cascaded Integrator Comb)フィルタ、FIR(Finite Impulse Response)フィルタの組み合わせによるアップサンプリング機能(DUC:Digital Up Converter)を実現するものである。
デジタル直交変調手段1bにおいて、I/Q(In-phase/Quadrature-phase:同相/直交位相)は、正確に90度位相が異なる個別の同相/直交モジュレータの基本積である信号であり、I/Q変調は、2チャンネルの情報を後の段階で分離することができるように組み合わせ一つの信号にする方式である。
1入力DAC(Digital Analog Converter)2aは、DA変換手段により1入力のデジタル信号をアナログ信号に変換してIF(Intermediate Frequency)信号を出力するものである。
ミキサ3は、IF信号とローカル(Lo)信号を混合してRF信号を出力するものである。
ミキサ3は、IF信号とローカル(Lo)信号を混合してRF信号を出力するものである。
次に、従来の第2の無線基地局装置は、図10に示すように、デジタル直交変調した場合で、専用LSI1と、2入力2出力DAC2bと、アナログ直交変調回路4と、ミキサ3とを備えている。
図10の専用LSI1は、インターポレーション手段1aを備えているが、デジタル直交変調手段は備えておらず、その代わり、2入力2出力DAC2bとミキサ3との間にアナログ直交変調回路4が設けられ、アップサンプリングを実現するものである。
2入力2出力DAC2bは、専用LSI1でアップサンプリングしたI相、Q相のベースバンド信号を各々デジタル信号からアナログ信号に変換してアナログ直交変調回路4に出力するものである。
アナログ直交変調回路4は、アナログ信号のI相、Q相をアナログで直交変調するものである。
アナログ直交変調回路4は、アナログ信号のI相、Q相をアナログで直交変調するものである。
尚、デジタル直交変調を行う送信機に関する先行技術として、特開2003−163707「送信機」(出願人:株式会社日立国際電気)がある(特許文献1)。
しかしながら、従来のデジタル直交変調の無線基地局装置では、専用LSIを使用しているので価格が高騰し、更に、使用できる波帯が専用LSIによって上側波帯又は下側波帯のいずれかに限られてしまい、ローカル信号を選択できないという問題点があった。
また、従来のデジタル直交変調の無線基地局装置では、高いIF帯(例えば、200MHz)で特性がとれないどころか、対応するデバイスがなく、デジタルでの実現が難しいものとなっていた。
このため、IF信号を何段もカスケード接続する必要があり、回路規模が増大するという問題点があった。
このため、IF信号を何段もカスケード接続する必要があり、回路規模が増大するという問題点があった。
また、従来のアナログ直交変調の無線基地局装置では、ローカル信号選択の問題はないが、アナログ直交変調を行うIC(Integrated Circuit)回路が必要になるので、価格が高騰するという問題点があった。
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、専用LSIを使用せず、デジタル直交変調を行う場合、SSB変調における上側波帯、下側波帯両方に適用できるようセレクタ機能を追加して、省スペース・低価格設計を実現できる無線基地局装置を提供することを目的とする。
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、無線基地局装置において、インターポレーション機能、デジタル直交変調機能、シンセサイザ機能、デジタルアナログ変換機能を有し、少なくとも前記機能一つ以上を書き替え可能なソフトウェアによって実現されるデジタル信号処理部を備え、デジタル直交変調を行う場合に、同相成分、直交成分のデジタル信号の符号を制御するヒルベルト変換対策手段と、SSB変調による上側波帯又は下側波帯のいずれかの側波帯を選択するセレクタ手段とを設け、アナログ変換された信号に混合するローカル信号が選択された側波帯に基づいて上側ローカル信号又は下側ローカル信号のいずれかが特定されることを特徴とする。
本発明によれば、インターポレーション機能、デジタル直交変調機能、シンセサイザ機能、デジタルアナログ変換機能を有し、少なくとも前記機能一つ以上を書き替え可能なソフトウェアによって実現されるデジタル信号処理部を備え、デジタル直交変調を行う場合に、同相成分、直交成分のデジタル信号の符号を制御するヒルベルト変換対策手段と、SSB変調による上側波帯又は下側波帯のいずれかの側波帯を選択するセレクタ手段とを設け、アナログ変換された信号に混合するローカル信号が選択された側波帯に基づいて上側ローカル信号又は下側ローカル信号のいずれかが特定される無線基地局装置としているので、デジタル直交変調を適正に行い、省スペース設計・低価格設計を行うことができる効果がある。
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
尚、以下で説明する手段は、当該機能を実現できる手段であれば、どのような回路又は装置であっても構わず、また機能の一部又は全部をソフトウェアで実現することも可能である。更に、機能実現手段を複数の回路によって実現してもよく、複数の機能実現手段を単一の回路で実現してもよい。
尚、以下で説明する手段は、当該機能を実現できる手段であれば、どのような回路又は装置であっても構わず、また機能の一部又は全部をソフトウェアで実現することも可能である。更に、機能実現手段を複数の回路によって実現してもよく、複数の機能実現手段を単一の回路で実現してもよい。
本発明の実施の形態に係る無線基地局装置は、インターポレーション機能、デジタル直交変調機能、シンセサイザ機能、デジタルアナログ変換機能を有し、少なくとも前記機能一つ以上を書き替え可能なソフトウェアによって実現されるデジタル信号処理部を備え、デジタル直交変調を行う場合に、I相、Q相のデジタル信号の符号を制御するヒルベルト変換対策機能の手段と、SSB変調による上側波帯又は下側波帯のいずれかを選択するセレクタ機能の手段を設け、アナログ変換されたIF信号に混合するローカル信号が選択された側波帯に基づいて上側ローカル信号又は下側ローカル信号のいずれかが特定されるようにしたものであり、デジタル直交変調を適正に行い、省スペース設計・低価格設計を行うことができる。
また、本発明の実施の形態に係る無線基地局装置は、デジタル信号処理部において、ベースバンド信号に対するリミッタと、オーバーフローを監視するオーバーフロー監視手段とを設け、符号反転によるオーバーフローを防止できるものである。
本発明の第1の実施の形態に係る無線基地局装置(第1の無線基地局装置)について図1を参照しながら説明する。図1は、本発明の第1の実施の形態に係る無線基地局装置の構成ブロック図である。
第1の無線基地局装置は、図1に示すように、デジタル信号処理部10と、デジタル/アナログ変換器(DAC)20と、ミキサ3と、低ジッタ発振器(OSC:Oscillator)30と、低ジッタクロック(CLK)分配器40と、シンセサイザIC50とから構成されている。
第1の無線基地局装置は、図1に示すように、デジタル信号処理部10と、デジタル/アナログ変換器(DAC)20と、ミキサ3と、低ジッタ発振器(OSC:Oscillator)30と、低ジッタクロック(CLK)分配器40と、シンセサイザIC50とから構成されている。
デジタル信号処理部10は、DSP(Digital Signal Processor)又はFPGA(Field Programmable Gate Array)で実現するものであり、ソフトウェアによって書き替え可能な処理部であり、インターポレーション(Interpolation)/シンセサイザ/直交変調/符号変換手段(以下、単純に「符号変換手段」という)11と、出力レベル変換手段12と、デジタルクロックマネージャ(Digital Clock Manager:DCM)13と、出力制御手段14とを備えている。
符号変換手段11は、インターポレーションと符号変換を実現するものであり、加えてシンセサイザ機能を利用してミキシングし、デジタル直交変調を行うようにしてもよい。
インターポレーションは、アップサンプリングを行うもので、符号変換は、SSB変調においてIQ信号をベースバンド周波数で変換した場合に、実数値はQ側符号が逆の関係になるため、意図的に反転させる処理を行うものである。
インターポレーションは、アップサンプリングを行うもので、符号変換は、SSB変調においてIQ信号をベースバンド周波数で変換した場合に、実数値はQ側符号が逆の関係になるため、意図的に反転させる処理を行うものである。
シンセサイザ機能は、IF帯をコントロールするLUT(Look Up-Table)を使用し、RF帯へのシンセサイザは別のICにて実現するようになっている。
デジタル直交変調機能は、正確に90度位相が異なる個別の同相/直交モジュレータの基本積である信号であり、I/Q変調は、2チャンネルの情報を後の段階で分離することができるように組み合わせ一つの信号にする方式である。
デジタル直交変調機能は、符号変換手段11又はDAC20のいずれかで実現するようにしてもよい。
デジタル直交変調機能は、正確に90度位相が異なる個別の同相/直交モジュレータの基本積である信号であり、I/Q変調は、2チャンネルの情報を後の段階で分離することができるように組み合わせ一つの信号にする方式である。
デジタル直交変調機能は、符号変換手段11又はDAC20のいずれかで実現するようにしてもよい。
出力レベル変換手段12は、DAC20に入力される信号のゲインを調整するものであり、DAC20のデバイスの入力レベルを制御するものである。
DCM13は、符号変換手段11の遅延のデータを記憶しており、その遅延のデータに基づいて符号変換手段11に入力されるクロックの立ち上がり又は立ち下がりを調整するものである。
出力制御手段14は、DAC20、ミキサ3、低ジッタCLK分配器40,シンセサイザIC50の各部における調整用の設定データを記憶しており、各部に設定データを供給するものである。
DCM13は、符号変換手段11の遅延のデータを記憶しており、その遅延のデータに基づいて符号変換手段11に入力されるクロックの立ち上がり又は立ち下がりを調整するものである。
出力制御手段14は、DAC20、ミキサ3、低ジッタCLK分配器40,シンセサイザIC50の各部における調整用の設定データを記憶しており、各部に設定データを供給するものである。
デジタル/アナログ変換器(DAC)20は、インターポレーション(Interpolation)/直交変調手段(以下、単純に「直交変調手段」という)21と、シンセサイザ22と、デジタル/アナログ(DA)変換手段23とを備え、出力制御手段14から設定データを入力し、低ジッタCLK分配器40からクロックの供給を受けて動作するものである。
直交変調手段21は、デジタル信号処理部10の符号変換手段11でインターポレーションと直交変調が行われる場合は、DAC20に設ける必要はなく、符号変換手段11でインターポレーションと直交変調が行われない場合に、DAC20に設けられるものである。
シンセサイザ22は、IF帯を制御するLUT(Look Up Table)を有し、周波数合成を行うものである。
クロックの整数倍に乗りやすいリーク信号から離れたところにIF帯を生成可能であり、高サンプリングであるので、折り返し信号までの周波数帯が広がるものとなっている。
DA変換手段23は、シンセサイザ22からのデジタル信号をアナログ信号に変換し、ミキサ3に出力する。
クロックの整数倍に乗りやすいリーク信号から離れたところにIF帯を生成可能であり、高サンプリングであるので、折り返し信号までの周波数帯が広がるものとなっている。
DA変換手段23は、シンセサイザ22からのデジタル信号をアナログ信号に変換し、ミキサ3に出力する。
ミキサ3は、DA変換手段23から入力されたIF信号とシンセサイザIC50から入力されたローカル(Lo)信号とを混合してRF信号を出力するものである。
低ジッタ発振器(OSC)30は、繰り返し信号(発振周波数信号)のタイミングの揺らぎ(ジッタ)が低い発振器である。
低ジッタクロック(CLK)分配器40は、クロック信号のタイミングの揺らぎの低いクロックを生成して各部に供給するものである。
シンセサイザIC50は、低ジッタCLK分配器40からのクロック信号に基づいて周波数合成してローカル(Lo)信号をミキサ3に出力するものである。
低ジッタ発振器(OSC)30は、繰り返し信号(発振周波数信号)のタイミングの揺らぎ(ジッタ)が低い発振器である。
低ジッタクロック(CLK)分配器40は、クロック信号のタイミングの揺らぎの低いクロックを生成して各部に供給するものである。
シンセサイザIC50は、低ジッタCLK分配器40からのクロック信号に基づいて周波数合成してローカル(Lo)信号をミキサ3に出力するものである。
次に、デジタル信号処理部10の符号変換手段11におけるヒルベルト変換対策機能について図2を参照しながら説明する。図2は、ヒルベルト変換対策機能を示すブロック図である。尚、図2では、デジタル信号処理部10のその他の構成を省略している。
デジタル直交変調において、ヒルベルト変換等を行うことになるが、特にQ相の符号「+」「−」を制御しないと、目的のRF信号の周波数を得ることができない。よって、ヒルベルト変換対策(機能)手段を設け、また、SSB変調による上側波帯又は下側波帯のいずれかを選択するセレクタ(機能)手段を設けるようにしている。
デジタル直交変調において、ヒルベルト変換等を行うことになるが、特にQ相の符号「+」「−」を制御しないと、目的のRF信号の周波数を得ることができない。よって、ヒルベルト変換対策(機能)手段を設け、また、SSB変調による上側波帯又は下側波帯のいずれかを選択するセレクタ(機能)手段を設けるようにしている。
符号変換手段11は、ヒルベルト変換対策(機能)手段とセレクタ(機能)手段を有するものであり、図2に示すように、I相、Q相のデジタル信号を入力し、上側(Upper)又は下側(Lower)のいずれかを選択するセレクタ信号を入力し、セレクタ信号に基づいてI相、Q相について符号変換を行う符号変換器11aと、符号変換されたI相、Q相の信号についてアップコンバートを行うインターポレーション(Interpolation)手段11bと、アップコンバートされたI相、Q相の信号をデジタル直交変調するデジタル直交変調手段11cとを備えている。
符号変換器11aは、セレクタ信号により上側又は下側について符号を反転させる機能を有し、I相はQ相の変換に対してタイミングを合わせるものとなっている。
例えば、2140MHzを得るために、IF信号の200MHzにローカル信号(Lo)信号をぶつける場合は、上側ローカル(Upper Local)信号(Lo信号)=2340MHzのとき、「−」(符号反転有り)とし、下側ローカル(Lower Local)信号(Lo信号)=1940MHzのとき、「+」(符号反転無し)とするものである。
例えば、2140MHzを得るために、IF信号の200MHzにローカル信号(Lo)信号をぶつける場合は、上側ローカル(Upper Local)信号(Lo信号)=2340MHzのとき、「−」(符号反転有り)とし、下側ローカル(Lower Local)信号(Lo信号)=1940MHzのとき、「+」(符号反転無し)とするものである。
次に、ヒルベルト変換対策機能をDAC20内で実現する場合について図3を参照しながら説明する。図3は、DACにおけるヒルベルト変換対策機能を示す回路図である。
図3の例では、デジタル直交変調をDAC20内で実現している。
DAC20内において、デジタル信号処理部10から入力されたI相、Q相の信号は、I相に対してはcos信号が乗算器で乗算され、Q相に対してはsin信号が乗算器で乗算され、各乗算された信号が加算器で加算される。
図3の例では、デジタル直交変調をDAC20内で実現している。
DAC20内において、デジタル信号処理部10から入力されたI相、Q相の信号は、I相に対してはcos信号が乗算器で乗算され、Q相に対してはsin信号が乗算器で乗算され、各乗算された信号が加算器で加算される。
加算器において、Q相の信号の符号を「+」又は「−」で変換することで、加算結果として、I+Q(200MHz)とI−Q(−200MHz)の信号は発生する。
加算器から出力された信号について、ミキサ3はローカル(Lo)信号として上側信号(Upper Local:2340MHz)若しくは下側信号(Lower Local:1940MHz)を選択できるが、本実施の形態では上側ローカル信号を選択してミキサ3で混合する。
加算器から出力された信号について、ミキサ3はローカル(Lo)信号として上側信号(Upper Local:2340MHz)若しくは下側信号(Lower Local:1940MHz)を選択できるが、本実施の形態では上側ローカル信号を選択してミキサ3で混合する。
ミキサ3で、上側ローカル信号がぶつけられると、出力されるRF信号として上側(Upper)として2540MHz、下側(Lower)として2140MHzが出力されることになる。
本実施の形態では、RF信号として2140MHzを選択するようにしているので、加算器では「−Q」を選択して、加算器からの出力はI−Qを選択し、ミキサ3では上側ローカル信号を選択すればよいことになる。
つまり、ヒルベルト変換対策として、「−Q」となる符号変換し、上側ローカル信号を選択することになる。
本実施の形態では、RF信号として2140MHzを選択するようにしているので、加算器では「−Q」を選択して、加算器からの出力はI−Qを選択し、ミキサ3では上側ローカル信号を選択すればよいことになる。
つまり、ヒルベルト変換対策として、「−Q」となる符号変換し、上側ローカル信号を選択することになる。
ここで、上側ローカル信号を採用し、下側ローカル信号を採用しないのは、本実施の形態では、受信周波数が1.9GHzにあるため、その近くは避けて、送信信号と受信信号の影響を小さくするためである。
次に、本実施の形態に係るアップサンプリングについて図4〜図6を参照しながら説明する。図4は、サンプリング及びスペクトルを示す図であり、図5は、源信号波形を整数倍成分で変調することを示す図であり、図6は、サンプリング後の波形とスペクトルを示す図である。
図4に示すように、(a)の源信号波形のスペクトルが(b)であり、(c)がサンプリング後の波形を示し、そのサンプリングのスペクトルが(d)となっている。
サンプリングの結果、源信号は、Tso毎の不連続な信号になる。Fs (サンプリング周波数)の両側で(b)のスペクトルが対称に広がり、余計な信号スペクトル(エイリアス)が現れる。
図4に示すように、(a)の源信号波形のスペクトルが(b)であり、(c)がサンプリング後の波形を示し、そのサンプリングのスペクトルが(d)となっている。
サンプリングの結果、源信号は、Tso毎の不連続な信号になる。Fs (サンプリング周波数)の両側で(b)のスペクトルが対称に広がり、余計な信号スペクトル(エイリアス)が現れる。
上記のサンプリングは、図5に示すように、(a)の源信号で(e)Fsoの整数倍成分の被変調波を変調することと同じで、Fs の整数倍成分が多数並ぶスペクトルになる。
アップサンプリングは、図4の(c)について行うが、例えば、2倍のレートでは、新たなサンプル点を全てゼロとすることで、図6の(f)の波形を得ることができる。サンプリング周波数Fs1はFsoの2倍だが、ナイキスト周波数も2倍となるため、余計なスペクトル(エイリアス)が問題となる。
この余計な成分は、ナイキスト周波数より低い領域のため、サンプリング後の信号はデジタルLPF(Low Pass Filter)を施すことで除去できる。
尚、LPFを施すことは、インターポレーションであり、FIR、CICのフィルタで実現可能である。
アップサンプリングは、図4の(c)について行うが、例えば、2倍のレートでは、新たなサンプル点を全てゼロとすることで、図6の(f)の波形を得ることができる。サンプリング周波数Fs1はFsoの2倍だが、ナイキスト周波数も2倍となるため、余計なスペクトル(エイリアス)が問題となる。
この余計な成分は、ナイキスト周波数より低い領域のため、サンプリング後の信号はデジタルLPF(Low Pass Filter)を施すことで除去できる。
尚、LPFを施すことは、インターポレーションであり、FIR、CICのフィルタで実現可能である。
次に、本発明の第2の実施の形態に係る無線基地局装置(第2の無線基地局装置)について図7を参照しながら説明する。図7は、第2の実施の形態に係る無線基地局装置のデジタル信号処理部の構成ブロック図である。
第2の無線基地局装置のデジタル信号処理部10は、図7に示すように、送信監視手段15と、BB(Base Band)リミッタ16と、符号変換手段11と、出力レベル変換手段12と、出力制御手段14と、Airタイミング調整手段17と、オーバーフロー監視手段18とを有している。
第2の無線基地局装置のデジタル信号処理部10は、図7に示すように、送信監視手段15と、BB(Base Band)リミッタ16と、符号変換手段11と、出力レベル変換手段12と、出力制御手段14と、Airタイミング調整手段17と、オーバーフロー監視手段18とを有している。
符号変換手段11、出力レベル変換手段12は、図1で説明した構成及び動作と同様である。
また、出力制御手段14も基本的構成及び動作は図1のものと同様であるが、BBリミッタ16に対してリミッタ閾値を設定したり、瞬間電力を監視したりする制御を行う。
また、出力制御手段14は、出力レベル(ゲイン)を設定し、Airタイミング調整手段17にタイミングオフセットを設定するものである。
また、出力制御手段14も基本的構成及び動作は図1のものと同様であるが、BBリミッタ16に対してリミッタ閾値を設定したり、瞬間電力を監視したりする制御を行う。
また、出力制御手段14は、出力レベル(ゲイン)を設定し、Airタイミング調整手段17にタイミングオフセットを設定するものである。
送信監視手段15は、MPU(図示せず)からI相、Q相の各最大値が設定され、入力されるベースバンド信号を監視し、それら最大値に応じてベースバンド信号のレベル調整を行うものである。
BBリミッタ16は、入力されるI相とQ相のデジタル信号から電力演算を行い、電力閾値との電力比を演算し、信号振幅比に変換し、ゼロと比較して出力を特定し、それを遅延させたI相、Q相のデジタル信号に乗算して電力のクリッピングを行い、設定されたスライス量でスライス処理を行い、スライス前後の符号反転によって出力スライスの再設定要求を出力してオーバーフローを制御するものである。
Airタイミング調整手段17は、入力される信号を決められたタイミングまでホールドして出力するものである。
図7において、ベースバンドのチップレート単位であれば、Airタイミング調整手段17は、BBリミッタ16の前段に設置可能である。
図7において、ベースバンドのチップレート単位であれば、Airタイミング調整手段17は、BBリミッタ16の前段に設置可能である。
オーバーフロー監視手段18は、インターポレーション処理前後、ゲイン処理(出力レベル変換処理)前後で符号が反転していないことを監視し、符号反転によるオーバーフローを検知した場合には、信号を最大値にクリッピングし、入力信号のレベルを送信監視手段15でアダプティブに下げるようMPUに通知する。
オーバーフローは、的確な閾値を設定すれば、BBリミッタ16でリミット制御されてオーバーフローすることはほとんどなく、出力レベル変換処理においても同様なことが言える。
次に、BBリミッタ16の処理概略について図8を参照しながら説明する。図8は、BBリミッタの処理の概略構成図である。
BBリミッタ16は、図8に示すように、I相、Q相のデジタル信号を入力し、各信号の遅延処理を行う一方、両信号から電力演算処理(P=I2 +Q2 )を行い、設定された電力閾値Pthとの電力比を演算する処理(Pcr=Pth/P)を行う。
BBリミッタ16は、図8に示すように、I相、Q相のデジタル信号を入力し、各信号の遅延処理を行う一方、両信号から電力演算処理(P=I2 +Q2 )を行い、設定された電力閾値Pthとの電力比を演算する処理(Pcr=Pth/P)を行う。
更に、その電力比を信号振幅比に変換する処理(Ath=√(Pcr))を行い、Pcr<0であれば、「Ath」を出力し、Pcr≧0であれば、「1」を出力する。
そして、遅延処理したI相、Q相のデジタル信号に出力を乗算し、更に、bit幅を修正するスライス処理を行う。
上記乗算処理は、電力のクリッピングのみで位相差に影響がないものである。
そして、遅延処理したI相、Q相のデジタル信号に出力を乗算し、更に、bit幅を修正するスライス処理を行う。
上記乗算処理は、電力のクリッピングのみで位相差に影響がないものである。
また、スライス処理に当たっては、出力制御手段14から出力スライスが設定される。
スライス処理の前後で符号を監視し、符号反転していれば、出力制御手段14に出力スライス再設定要求が出力され、それに応じて出力スライスが設定される。この結果、オーバーフローしないように制御が為されるものである。
スライス処理の前後で符号を監視し、符号反転していれば、出力制御手段14に出力スライス再設定要求が出力され、それに応じて出力スライスが設定される。この結果、オーバーフローしないように制御が為されるものである。
第1、2の無線基地局装置によれば、使用デバイス数を低減して目的の周波数を得ることができるので、省スペース設計・低価格設計が実現できる効果がある。
また、第1、2の無線基地局装置によれば、ローカル信号の除去を行うために、フィルタデバイスを使用しないことから、無線ブロックの高帯域化を実現することができ、ソフトウェアラジオ化を目的としたアーキテクチャとしても期待できる。
また、第1、2の無線基地局装置によれば、ローカル信号の除去を行うために、フィルタデバイスを使用しないことから、無線ブロックの高帯域化を実現することができ、ソフトウェアラジオ化を目的としたアーキテクチャとしても期待できる。
本発明は、専用LSIを使用せず、デジタル直交変調を行う場合、SSB変調における上側波帯、下側波帯両方に適用できるようセレクタ機能を追加して、省スペース・低価格設計を実現できる無線基地局装置に好適である。
1…専用LSI、 2…DAC、 3…ミキサ、 4…アナログ直交変調回路、 10…デジタル信号処理部、 11…符号変換手段、 12…出力レベル変換手段、 13…DCM、 14…出力制御手段、 15…送信監視手段、 16…BBリミッタ、 17…Airタイミング調整手段、 18…オーバーフロー監視手段、 20…DAC、 21…直交変調手段、 22…シンセサイザ、 23…DA変換手段、 30…低ジッタOSC、 40…低ジッタCLK分配器、 50…シンセサイザIC
Claims (1)
- 無線基地局装置において、
インターポレーション機能、デジタル直交変調機能、シンセサイザ機能、デジタルアナログ変換機能を有し、少なくとも前記機能一つ以上を書き替え可能なソフトウェアによって実現されるデジタル信号処理部を備え、デジタル直交変調を行う場合に、同相成分、直交成分のデジタル信号の符号を制御するヒルベルト変換対策手段と、SSB変調による上側波帯又は下側波帯のいずれかの側波帯を選択するセレクタ手段とを設け、アナログ変換された信号に混合するローカル信号が選択された側波帯に基づいて上側ローカル信号又は下側ローカル信号のいずれかが特定されることを特徴とする無線基地局装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006141108A JP2007312263A (ja) | 2006-05-22 | 2006-05-22 | 無線基地局装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006141108A JP2007312263A (ja) | 2006-05-22 | 2006-05-22 | 無線基地局装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2007312263A true JP2007312263A (ja) | 2007-11-29 |
Family
ID=38844675
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2006141108A Pending JP2007312263A (ja) | 2006-05-22 | 2006-05-22 | 無線基地局装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2007312263A (ja) |
-
2006
- 2006-05-22 JP JP2006141108A patent/JP2007312263A/ja active Pending
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