JP2012199782A - パルス発生回路、集積回路装置、検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 パルス幅を容易かつ正確に調整可能であって、システムクロックとは非同期にパルス信号を生成することが可能なパルス発生回路を提供する。
【解決手段】 所定の電流値の電流を生成する定電流源３２と、前記定電流源３２からの電流によって電荷が充電されるキャパシター３６と、前記キャパシター３６に充電された電荷に基づく電圧１３０と、所定の電圧値Ｖ_Ｒを有するリファレンス電圧４２とを比較した結果に基づいて、パルス信号を出力するコンパレーター４０と、を含むパルス発生回路。前記コンパレーターの出力端子を、高電位側の電源電位にプルアップするプルアップ用トランジスター４４を含む。
【選択図】 図１

Description

本発明は、パルス発生回路、集積回路装置、検出装置等に関する。

センサーを含む検出装置等において、測定時のみにセンサーに電源供給を行い、消費電力を抑えることが行われている。例えば特許文献１は、検出装置の一例である電子式水道メーターにおいて、測定時にのみセンサーに電源供給することで低消費電力動作を実現している。

特開２０００−７４７０９号公報

しかし、特許文献１の発明では、センサーのみが間欠動作しており、他の回路は常時動作している。更に消費電力を抑えるためには、センサー以外の回路も間欠動作させることが好ましい。例えばセンサーだけでなく、その出力信号を受け取り信号の変換を行う回路（以下、変換回路）も間欠動作を行えば、更に消費電力を抑えることが可能である。

このとき、センサーや変換回路を起動させる時間が短いほど消費電力削減の効果が高い。例えば、パルス信号のパルス幅に応じて起動時間を制御できるとする。このとき、パルス幅が短いほど消費電力を削減することができる。

しかし、システムクロックに基づく同期設計でパルス信号を生成すると、システムクロックの周波数でパルス幅が決定されてしまう。また、製造ばらつき等を考慮すると、このパルス幅は例えば出荷時に容易かつ正確に調整可能でなければならない。

本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものである。本発明のいくつかの態様によれば、パルス幅を容易かつ正確に調整可能であって、システムクロックとは非同期にパルス信号を生成することが可能なパルス発生回路を提供する。

（１）本発明は、所定の電流値の電流を生成する定電流源と、前記定電流源からの電流によって電荷が充電されるキャパシターと、前記キャパシターに充電された電荷に基づく電圧と、所定の電圧値を有するリファレンス電圧とを比較した結果に基づいて、パルス信号を出力するコンパレーターと、を含むパルス発生回路である。

本発明のパルス発生回路は、定電流源と、その電流により電荷が充電されるキャパシターと、キャパシターに充電された電荷に基づく電圧をリファレンス電圧と比較するコンパレーターと、を含む。そのため、本発明によれば、定電流源の電流値、キャパシターの容量、およびリファレンス電圧の電圧値の少なくとも１つを変更することで、パルス信号のタイミングを容易かつ正確に調整することができる。

このとき、例えばキャパシターに充電された電荷に基づく電圧とリファレンス電圧とを比較したコンパレーターの出力がパルス信号となる。そのため、システムクロックとは非同期のパルス信号を生成することができる。

なお、キャパシターは一方の端子である第１端子を接地し、他方の端子である第２端子を定電流源と直列に接続してもよい。また、キャパシターに充電された電荷に基づく電圧とは、第２端子の電圧であってもよい。例えば、定電流源の電流値、キャパシターの容量、リファレンス電圧の電圧値は、パルス発生回路の外部から信号に応じて連動して、又は個別に変化してもよい。

（２）このパルス発生回路において、前記コンパレーターの出力端子を、高電位側の電源電位にプルアップするプルアップ用トランジスターを含んでもよい。

（３）このパルス発生回路において、前記定電流源および前記リファレンス電圧をオン状態にする第１のイネーブル信号と、前記第１のイネーブル信号がアクティブ状態になった後に、所与の期間をおいてアクティブ状態となり、前記コンパレーターをオン状態にする第２のイネーブル信号と、を受け取り、前記プルアップ用トランジスターは、前記第２のイネーブル信号が非アクティブ状態の場合にオン状態となってもよい。

（４）このパルス発生回路において、前記第１のイネーブル信号がアクティブ状態であって、かつ前記第２のイネーブル信号が非アクティブ状態の場合に、前記キャパシターの電荷を放電する放電用トランジスターを含んでもよい。

これらの発明によれば、コンパレーターの出力端子をプルアップするプルアップ用トランジスターを備えることにより、不定レベルの信号が伝播しないようにすることができる。そのため、コンパレーターの入力信号を供給する定電流源、リファレンス電圧、そしてコンパレーター自体をオフ状態にすることが可能になり、パルス発生回路での消費電力を抑えることができる。

ここで、通常の信号とは、高電位側のハイレベル（以下、Ｈレベル）または低電位側のローレベル（以下、Ｌレベル）をとる信号をいう。不定レベルの信号とは、これらの中間のレベルの信号をいう。

このとき、たとえば、定電流源およびリファレンス電圧をオン状態にする第１のイネーブル信号と、その後にコンパレーターをオン状態にする第２のイネーブル信号が入力されてもよい。第１のイネーブル信号がアクティブ状態になってから、所与の時間をおいて第２のイネーブル信号がアクティブ状態になってもよい。所与の時間とは、例えばシステムクロックの１〜１０２３サイクルであってもよいし、数ｍｓといった具体的な時間であってもよい。

第１および第２のイネーブル信号が入力される場合、第２のイネーブル信号が非アクティブ状態のときに、プルアップ用トランジスターがオン状態になってもよい。これにより、確実に不定レベルの信号が伝播しないようにすることができる。

本発明のパルス発生回路は、さらにキャパシターの電荷を放電する放電用トランジスターを含んでもよい。そして、第１のイネーブル信号がアクティブ状態であって、かつ第２のイネーブル信号が非アクティブ状態の場合に、放電用トランジスターによってキャパシターの電荷を放電してもよい。このとき、パルス発生回路は定期的にパルス信号を発生することができる。

（５）このパルス発生回路において、前記パルス発生回路は、第１のパルス信号と、第２のパルス信号と、を出力し、前記第１のパルス信号がアクティブ状態になる期間は前記第２のパルス信号がアクティブ状態となる期間よりも短くてもよい。

本発明のパルス発生回路は、異なるタイミングでアクティブ状態となるパルス信号（電源供給制御信号）を生成してもよい。これらのパルス信号は、例えば、パルス発生回路の外部にあるセンサー、およびセンサーからの信号を受け取る変換回路に、それぞれ与えられてもよい。このとき、センサー、変換回路における起動後の出力不安定時間、すなわち通常の信号を出力するまでの時間、を考慮して、さらに消費電力を抑えることができる。

具体的には、変換回路はセンサーに比べて通常の信号を出力するまで時間がかかる。そのため、第１のパルス信号と、前記第１のパルス信号がアクティブ状態になる前に、所与の期間だけ早くアクティブ状態となる第２のパルス信号とを用意する。そして、第１のパルス信号をセンサーに、第２のパルス信号を変換回路に電源供給制御信号として供給する。

このとき、一方のパルス信号がアクティブ状態になる期間は、他方のパルス信号がアクティブ状態になる期間よりも短くなる。

（６）本発明は、前記のいずれかに記載のパルス発生回路と、センサーからの信号を受け取り、デジタル値であるセンサー出力サンプリング信号に変換して出力する変換回路と、前記センサー出力サンプリング信号に基づいて、前記センサーが検出した測定量を計算するロジック回路と、を含み、前記ロジック回路は、前記パルス発生回路からの前記パルス信号に基づいて、前記センサーおよび前記変換回路の電源供給を制御する電源供給制御信号を出力する集積回路装置である。

本発明の集積回路装置は、パルス幅を容易かつ正確に調整可能であって、システムクロックとは非同期に発生するパルス信号をセンサーおよび変換回路の電源供給制御信号とする。そのため、短時間だけセンサーおよび変換回路を動作させることが可能であり、消費電力を抑えることができる。

また、パルス発生回路を１チップ化した集積回路装置とすることで小型化することができ、適用範囲の広めることが可能になる。

（７）本発明は、前記のいずれかに記載の集積回路装置と、前記センサーと、前記集積回路装置を制御するＭＣＵと、を含む検出装置である。

本発明の検出装置は、パルス幅を容易かつ正確に調整可能であって、システムクロックとは非同期に発生するパルス信号をセンサーおよび変換回路の電源供給制御信号とする集積回路装置を含む。そのため、本発明によれば、製造ばらつきや動作環境の変化があっても正確な測定が可能で、消費電力も抑えることが可能である。

なお、ＭＣＵ（Micro Controller Unit）は、例えばプロセッサーであると共にＲＯＭやＲＡＭなどのメモリーやインターフェース関連の周辺機能等を含んでいてもよい。また、ＭＣＵは、集積回路装置を制御するとともに、センサーが検出した測定量を例えば積算して、結果を表示部等に表示させてもよい。

第１実施形態のパルス発生回路の回路図の例。 図２（Ａ）〜図２（Ｂ）は、間欠動作における通常出力開始までのふるまいを示す図。 第１実施形態の出力パルス信号等の波形図。 図４（Ａ）は回転検出装置が設置される流路の上面図。図４（Ｂ）はその部分断面図。 第１実施形態のパルス発生回路を含む集積回路装置と検出装置。 第２実施形態のパルス発生回路の回路図の例。 第２実施形態の出力パルス信号等の波形図。 第２実施形態のパルス発生回路を含む集積回路装置と検出装置。 コンパレーターの構成例を表す図。

１．第１実施形態
本発明の第１実施形態について図１〜図５、図９を参照して説明する。以下では、第１実施形態のパルス発生回路について最初に説明し、その後に第１実施形態のパルス発生回路を適用した集積回路装置と検出装置について説明する。

１．１．本実施形態のパルス発生回路の構成
図１は本実施形態のパルス発生回路２０の回路図である。パルス発生回路２０は、定電流源３２、キャパシター３６、コンパレーター４０を含む。

定電流源３２は、トランスミッションゲート３４がオン状態のときに所定の電流値の電流を流す。

キャパシター３６は、一方の端子（第１端子）が接地され、他方の端子（第２端子）はトランスミッションゲート３４を介して定電流源３２に接続されている。よって、トランスミッションゲート３４がオン状態のときに、キャパシター３６には徐々に電荷が充電されることになる。

キャパシター３６の第２端子は、トランスミッションゲート３８に並列に接続されていてもよい。トランスミッションゲート３８がオン状態のときにキャパシター３６の電荷が放電される。すなわち、トランスミッションゲート３８は放電用トランジスターであるので、以下では放電用トランジスター３８とする。

コンパレーター４０は、キャパシター３６に充電された電荷に基づく電圧であるチャージ電圧１３０と、リファレンス電圧４２とのレベルを比較する。本実施形態では、リファレンス電圧４２は所定の電圧値Ｖ_Ｒをとる。例えば、チャージ電圧１３０が電圧値Ｖ_Ｒ未満の場合には、コンパレーター出力信号１２６はＬレベルとなる。そして、その信号をインバーター４８によって反転して得られる出力パルス信号１２０はＨレベルとなる。

コンパレーター４０の出力端子は、トランスミッションゲート４４に接続されていてもよい。トランスミッションゲート４４がオン状態のときにＨレベルにプルアップされる。すなわち、トランスミッションゲート４４はプルアップ用トランジスターであるので、以下ではプルアップ用トランジスター４４とする。

ここで、消費電力を抑えるために、パルス発生回路２０は使用されないときにオフ状態になっている要素を含んでいてもよい。本実施形態では、定電流源３２とリファレンス電圧４２は、第１のイネーブル信号であるパルス電源イネーブル信号１２４によって、オン状態となってもよい。パルス電源イネーブル信号１２４はパルス発生回路２０を使用するときにアクティブ状態になる信号である。

また、本実施形態では、コンパレーター４０は、第２のイネーブル信号であるパルス発生イネーブル信号１２２によって、オン状態となってもよい。パルス発生イネーブル信号１２２は、パルス電源イネーブル信号１２４がアクティブ状態となった後に、所与の期間（例えば、システムクロックで数サイクル）をおいてアクティブ状態となる。これにより、十分なセットアップ時間の後に、コンパレーター４０からの出力（すなわち出力パルス信号１２０の出力）が開始される。

本実施形態のパルス発生回路２０は、ＮＡＮＤ回路６０、６２、インバーター６４で構成されるフリップフロップを含む。このフリップフロップは、パルス発生イネーブル信号１２２と出力パルス信号１２０との組み合わせに応じた値を保持する。このフリップフロップが保持する値に応じて、キャパシター３６は電荷を充電、又は放電する。

例えば、インバーター６６の出力値がＨレベルのとき、トランスミッションゲート３４がオン状態となり、キャパシター３６は電荷を充電される。逆に、インバーター６６の出力値がＬレベルのとき、放電用トランジスター３８がオン状態となり、キャパシター３６は電荷を放電する。

なお、本実施形態では、プルアップ用トランジスター４４はパルス発生イネーブル信号１２２によって制御される。パルス発生イネーブル信号１２２が非アクティブ状態（ここでは、Ｌレベル）のときには、コンパレーター４０がオフ状態となっているので、その出力端子をプルアップする必要がある。本実施形態のパルス発生回路２０は、パルス発生イネーブル信号１２２をインバーター４６で反転して、プルアップ用トランジスター４４に接続し、この動作を実現している。

１．２．間欠動作におけるコンパレーターの出力について
図２（Ａ）〜図２（Ｂ）は、コンパレーターＣＭＰの間欠動作における動作を説明する図である。コンパレーターを間欠動作させることは、消費電力を抑制することにつながる。図２（Ａ）はコンパレーターＣＭＰの構成を表している。信号Ｖ_ＩＮＮが入力される反転入力端子、信号Ｖ_ＩＮＰが入力される非反転入力端子、出力信号Ｖ_ＯＵＴを出力する出力端子の他に、イネーブル信号ＥＮを受け取るイネーブル端子を備えている。イネーブル信号ＥＮが例えばＬレベルのときには、コンパレーターは動作せず（オフ状態）、電源供給も不要なため電力を消費しない。

しかし、コンパレーターＣＭＰをオフ状態にした場合には、その出力信号Ｖ_ＯＵＴとして不定レベルの信号が伝播するおそれがある。また、コンパレーターＣＭＰを起動させた場合、通常の信号を出力するまでに一定の時間がかかる。つまり、コンパレーターＣＭＰの起動後に出力不安定時間が存在する。

図２（Ｂ）はコンパレーターＣＭＰの出力信号Ｖ_ＯＵＴの例である。イネーブル信号ＥＮがＬレベルからＨレベルに変化することで、コンパレーターＣＭＰは起動する。しかし、起動するまで出力信号Ｖ_ＯＵＴは不定レベルの信号を出力している。そして、起動後も出力信号Ｖ_ＯＵＴが通常の信号であるＨレベルを出力するまでに、出力不安定時間ｔ_ｉｄｌｅが存在する。コンパレーターを含む回路で間欠動作を行うときには、通常の信号が出力されない期間を考慮する必要がある。なお、この例における入力端子の印加電圧は、Ｖ_ＩＮＰ＞Ｖ_ＩＮＮとなっている。

例えば、図１のパルス発生回路２０では、パルス発生イネーブル信号１２２によってコンパレーター４０のオン状態、オフ状態を切り換える。そして、コンパレーター４０がオフ状態のときに、不定レベルの信号が伝播しないように、プルアップ用トランジスター４４を備えている。

また、例えばセンサーを含む検出装置等において、センサーからのアナログ信号を受け取ったコンパレーターの出力をサンプリングすることがある。このとき、前記の出力不安定時間が例えば製造ばらつきによって変動することを考慮する必要がある。そのため、前記の出力不安定時間の変動があっても適切なデータを取得できるように、サンプリングのタイミングを与えるパルス信号は、非常に正確である必要がある。

ここで、システムクロックに同期したパルス信号であれば正確なタイミングを与えるが、システムクロックの周波数が低い場合にはサンプリングに時間がかかる。そのため、検出装置の検出性能が悪くなり、センサー等が起動している時間が長くなるため消費電力を抑制する効果がなくなる。

よって、コンパレーターの出力をサンプリングするタイミングを与えるパルス信号には、システムクロックに非同期であって、かつタイミングが正確であることが求められる。本実施形態のパルス発生回路は、システムクロックとは非同期に、定電流源の電流値、キャパシターの容量、およびリファレンス電圧の電圧値の少なくとも１つを変更することで、パルス信号のタイミングを容易かつ正確に調整することができる。

ここで、本実施形態のコンパレーターは、例えば、図９のような構成であるとする。本実施形態のコンパレーター４０は、非反転入力ＶＩＮＰと反転入力ＶＩＮＮを受け取る２つのＮ型トランジスター、カレントミラー回路を構成する２つのＰ型トランジスター、非反転入力ＶＩＮＰと反転入力ＶＩＮＮとの大小関係に応じてスイッチとして機能するＰ型トランジスター、および定電流源が、図９のように接続されている。

本実施形態のコンパレーター４０は、コンパレーター出力信号１２６はＨレベルからＬレベルに変化するときのスルーレートが小さい。そのため、低消費電力化、回路規模削減の効果が得られる。

ここで、コンパレーター出力信号１２６がＨレベルからＬレベルへとゆるやかに変化する（図３のコンパレーター出力信号１２６の時刻ｔ_１〜ｔ_３における変化を参照）。そのため、後段のインバーター４８（図１参照）で貫通電流が流れる可能性があるが、ゲート長を長く設計することで貫通電流を低減させることが可能である。したがって、図９のコンパレーター４０を用いることは、パルス発生回路２０の低消費電力化、回路規模削減の効果が得られる。

１．３．波形図
図３は本実施形態のパルス発生回路の波形図である。図３を参照して、出力パルス信号１２０のタイミングを容易かつ正確に調整できることを説明する。なお、図１と同じ信号には同じ符号を付しており説明は省略する。

図３のシステムクロックは、ここではパルス発生回路、およびパルス発生回路を含むシステムが使用するクロックである。パルス発生回路は、システムクロックとは非同期の出力パルス信号１２０を生成する。

まず、時刻ｔ_０において、パルス電源イネーブル信号１２４がアクティブ状態になり、図１の定電流源３２とリファレンス電圧４２がオン状態となる。そして、システムクロックの１サイクル分である期間Ｔ_０をセットアップ期間として、その後の時刻ｔ_１において、パルス発生イネーブル信号１２２がアクティブ状態になる。

パルス発生イネーブル信号１２２によって、コンパレーター４０（図１参照）が起動する。時刻ｔ_１では、直前までオン状態であったプルアップ用トランジスター４４（図１参照）の影響により、コンパレーター出力信号１２６はＨレベルである。

しかし、徐々にＬレベルへと変化し、時刻ｔ_２で出力パルス信号１２０をＨレベルに変化させる。そして、チャージ電圧１３０が上昇し始める。

コンパレーター４０（図１参照）は、チャージ電圧１３０とリファレンス電圧（Ｖ_Ｒ）とを比較する。そして、チャージ電圧１３０がリファレンス電圧（Ｖ_Ｒ）を超えた時刻ｔ_３にコンパレーター出力信号１２６がＨレベルに変化する。そして、出力パルス信号１２０はＬレベルに反転する。このタイミングは、例えばシステムクロックの立下りの時刻ｔ_４とは無関係である。よって、パルス発生回路はシステムクロックと非同期の出力パルス信号１２０を出力できる。

このように、本実施形態のパルス発生回路では、出力パルス信号１２０のタイミングをチャージ電圧１３０とリファレンス電圧（Ｖ_Ｒ）との関係で決定する。そのため、チャージ電圧１３０の変化を定める定電流源の電流値、キャパシターの容量の少なくとも１つを例えば出荷時に調整することで、正確なパルス信号を発生することができる。また、リファレンス電圧の電圧値Ｖ_Ｒを調整することによっても、正確なパルス信号を発生することができる。

本実施形態のパルス発生回路は、システムクロックと非同期で容易かつ正確に調整できるパルス信号を発生させることが可能であるため、後述するように検出装置等に適用できる。例えば、センサーを含む検出装置において、センサーおよび変換回路の電源をオン状態にする電源供給制御信号（センサー電源イネーブル信号２２２）が用いられることがある。このとき、センサー電源イネーブル信号２２２を出力パルス信号１２０に基づいて生成することで、必要なときにだけセンサー等をオン状態にすることができ、消費電力を抑えることが可能になる。

このとき、変換回路がコンパレーターであれば、個々の検出装置で異なる出力不安定時間を有することがあり得る。すると、十分なホールド期間Ｔ_２を残しながら、センサー出力サンプリング信号２００が十分安定する期間Ｔ_１のタイミングを与える正確なパルス信号が必要になる。

本実施形態のパルス発生回路では、定電流源の電流値、キャパシターの容量、およびリファレンス電圧の電圧値の少なくとも１つを変更することでパルス信号のタイミングを容易かつ正確に調整することができる。そのため、後述するように検出装置等に好適に適用できる。

なお、センサー電源イネーブル信号２２２とセンサー出力サンプリング信号２００は、図５のブロック図の同じ符号の信号に対応する。

１．４．回転検出装置の動作
ここで、検出装置の１つである回転検出装置について、図４（Ａ）〜図４（Ｂ）を参照して説明する。図４（Ａ）は回転検出装置が設置される流路の上面図であり、図４（Ｂ）はその部分断面図を表す。なお、図４（Ａ）ではセンサーの１つである磁気センサーの図示は省略している。

回転検出装置では、測定したい量（被測定量）を回転数に置き換えて、その回転数を例えば磁気センサーで検出して電気信号を出力する。電気信号は例えばＭＣＵで処理されて被測定量が得られる。被測定量とは、例えば水等の液体の流量であってもよいし、圧力、温度、照度等であってもよい。以下では、液体の流量を測定する回転検出装置について説明する。例えば液体は水であり、このとき水道メーターに適用可能である。

図４（Ａ）では、液体の流路１０４に羽根車１００が設置されている。液体が矢印Ｘ１の方向に流れる場合、羽根車１００は矢印Ｘ２のように時計回りに回転する。回転数を測定することで液体の流量がわかる。ここで、羽根車１００の軸には磁石１０２が取り付けられており、羽根車１００が回転することで磁気が変化する。

図４（Ｂ）は図４（Ａ）の液体の流路１０４の断面図である。羽根車１００の近くに、磁気センサー１０６が基板１０８に取り付けられて設置されている。このとき、磁気センサー１０６は羽根車１００とは非接触である。磁気センサー１０６は、羽根車１００が回転すると磁石１０２によって変化する磁気を検出する。そして、検出結果に基づいて電気信号を出力し、例えば基板１０８に取り付けられたＭＣＵ（図外）がその信号を受け取って回転数を計算する。また、ＭＣＵは回転数に基づいて液体の流量を計算する。

例えば水道メーターのような回転検出装置は、電池によって駆動されることがある。そのため、電池によって長期間動作させるために、消費電力を小さくしたいとの要求が強くある。また、正確な測定のために、センサーの出力は適切なタイミングでサンプリングされる必要がある。そこで、検出装置として、あるいは検出回路が含む集積回路装置として、本実施形態のパルス発生回路を組み込むことで、後述のように低消費電力で正確なサンプリングを行うことが可能になる。

１．５．集積回路装置、検出装置
図５は、本実施形態のパルス発生回路２０を含む集積回路装置２と検出装置１を表す。なお、図１、図３と同じ要素については同じ番号、符号を付しており説明は省略する。本実施形態の検出装置１は、前記の回転検出装置であるとするが、これに限られるものではない。

図５のように、本実施形態のパルス発生回路２０は、検出装置１の一部として使用されてもよい。このとき、パルス発生回路２０はコンパレーター７２、トランスミッションゲート７６、ロジック回路１０とともに集積回路装置２として１チップ化されてもよい。なお、集積回路装置２は、さらに磁気検出回路７０を含んでいてもよい。

磁気検出回路７０は磁気の変化を検出する磁気センサーであり、以下、磁気検出回路７０をセンサーと表現する。また、センサーの出力を受け取りデジタル値であるセンサー出力サンプリング信号２００に変換して出力するコンパレーター７２は、変換回路と表現する。センサーと変換回路は複数あってもよい。

集積回路装置２は、検出装置１の消費電力を抑えるため、センサーのみならず変換回路も間欠動作させる。このとき、センサー電源イネーブル信号２２２によってトランスミッションゲートのオン状態とオフ状態を切り換えることで、ロジック回路１０はセンサーと変換回路への電源供給を制御する。本実施形態では、センサー電源イネーブル信号２２２が１のときだけ、トランスミッションゲート７６がオン状態となり、ロジック回路１０にセンサー出力サンプリング信号２００が入力される。それ以外にはセンサーのみならず変換回路も電力を消費しないので消費電力を小さくできる。

このとき、ロジック回路１０は、パルス発生回路２０からの出力パルス信号１２０に基づいてセンサー電源イネーブル信号２２２を生成し、センサー出力サンプリング信号２００をサンプリングする（図３参照）。

センサーからのデータをサンプリングする必要最小限な時間だけセンサー等をオン状態にすることができるため、消費電力を抑えることが可能になる。また、本実施形態のパルス発生回路２０では、定電流源の電流値、キャパシターの容量、およびリファレンス電圧の電圧値の少なくとも１つを変更することで出力パルス信号１２０のタイミングを容易かつ正確に調整可能である。そのため、センサー出力サンプリング信号２００が十分安定したときにサンプリングすることができる。

ここで、検出装置１は、集積回路装置２、磁気検出回路７０の他にＭＣＵ３を含む。集積回路装置２は、回転、または回転停止に応じて割り込み信号２１１を出力する。ＭＣＵ３は割り込み信号２１１に基づいて、カウンター等を用いて例えば流量の積算値を求めてもよい。割り込み信号２１１は正回転、逆回転、回転停止等に応じて複数用意されていてもよい。

なお、検出装置１では、ロジック回路１０がＭＣＵ３からの制御信号２０１に基づいて、パルス発生回路２０にパルス電源イネーブル信号１２４やパルス発生イネーブル信号１２２を与える。

このように、本実施形態のパルス発生回路は、パルス信号のタイミングを容易かつ正確に調整することができるため、検出装置１やその集積回路装置２に好適に適用できる。

２．第２実施形態
本発明の第２実施形態について図６〜図８を参照して説明する。第２実施形態のパルス発生回路では、出力パルス信号を複数生成して出力することで、検出装置１などに適用した場合に更に消費電力を抑えることが可能である。なお、出力パルス信号は３つ以上であってもよいが、本実施形態では２つであるとする。

２．１．本実施形態のパルス発生回路の構成
本実施形態のパルス発生回路について図６を用いて説明する。図６は本実施形態のパルス発生回路２０Ａの回路図である。図１〜図５と同じ要素については同じ番号、符号を付しており説明を省略する。

パルス発生回路２０Ａは、２つのコンパレーター４０Ａ、４０Ｂを含む。それぞれの出力である第１コンパレーター出力信号１２６Ａ、第２コンパレーター出力信号１２６Ｂは、論理回路を経由して、それぞれ第１のパルス信号である第１出力パルス信号１２０Ａ、第２のパルス信号である第２出力パルス信号１２０Ｂとして出力される。

ここで、２つのコンパレーター４０Ａ、４０Ｂはチャージ電圧１３０と、リファレンス電圧とのレベルを比較する。ここで、２つのコンパレーター４０Ａ、４０Ｂは、それぞれ異なるリファレンス電圧（第１のリファレンス電圧４２Ａ、第２のリファレンス電圧４２Ｂ）を用いる。例えば、コンパレーター４０Ａの第１のリファレンス電圧４２Ａは電圧値をＶ_Ｒ０とし、コンパレーター４０Ｂの第２のリファレンス電圧４２Ｂは電圧値をＶ_Ｒ１（＞Ｖ_Ｒ０）としてもよい。

本実施形態では、第２出力パルス信号１２０Ｂは第２コンパレーター出力信号１２６Ｂをインバーター４８で反転して得られる。そして、第１出力パルス信号１２０Ａは、第２出力パルス信号１２０Ｂと第１コンパレーター出力信号１２６Ａとを入力したＡＮＤ回路４９の出力信号である。このように、複数の信号の組み合わせにより出力パルス信号を生成することも可能である。

ここで、コンパレーター４０Ａ、４０Ｂも、例えば、図９のような構成であってもよい。本実施形態では２つのコンパレーター４０Ａ、４０Ｂを用いるので、図９のような構成のコンパレーターを用いることは、第１実施形態に比べても、低消費電力化、回路規模削減の効果が大きい。

本実施形態のパルス発生回路２０Ａは、タイミングの異なる２つのパルス信号を出力できる。例えば、これらに基づいて電源供給制御信号を生成すれば、同信号を供給される回路ごとに無駄なく間欠動作させることができ、更なる消費電力の抑制が可能になる。

なお、２つのコンパレーター４０Ａ、４０Ｂのそれぞれの出力端子にも、トランスミッションゲートであるプルアップ用トランジスター４４Ａ、４４Ｂが接続されている。これにより、不定レベルの信号が伝播しないようにする。なお、プルアップ用トランジスター４４Ａ、４４Ｂは、それぞれパルス発生イネーブル信号１２２をインバーター４６Ａ、４６Ｂで反転した信号がＨレベルのときにオン状態になる。

２．２．波形図
図７は本実施形態のパルス発生回路の波形図である。なお、図１、図３、図６と同じ信号には同じ符号を付しており説明は省略する。

パルス発生回路は、システムクロックとは非同期の出力パルス信号１２０Ａ、１２０Ｂを生成する。

第１実施形態（図３）と同じく、時刻ｔ_１では、直前までオン状態であったプルアップ用トランジスター４４Ａ、４４Ｂ（図６参照）の影響により、第１コンパレーター出力信号１２６Ａ、第２コンパレーター出力信号１２６ＢはＨレベルである。

しかし、徐々にＬレベルへと変化し、時刻ｔ_２で第２出力パルス信号１２０ＢをＨレベルに変化させる。そして、チャージ電圧１３０が上昇し始める。

そして、チャージ電圧１３０が第１のリファレンス電圧（Ｖ_Ｒ０）を超えた時刻ｔ_２Ａに第１コンパレーター出力信号１２６ＡがＨレベルに変化する。そして、第１出力パルス信号１２０ＡはＨレベルに変化する。

チャージ電圧１３０が第２のリファレンス電圧（Ｖ_Ｒ１）を超えた時刻ｔ_３には、第２コンパレーター出力信号１２６ＢもＨレベルに変化する。このとき、第１出力パルス信号１２０Ａ、第２出力パルス信号１２０Ｂは、共にＬレベルに変化する。

このように、リファレンス電圧の差によるコンパレーター出力信号が反転するタイミングの違いと、例えば図６のＡＮＤ回路４９を経由することによって、異なる２つの出力パルス信号（第１出力パルス信号１２０Ａ、第２出力パルス信号１２０Ｂ）が生成される。

これらの出力パルス信号１２０Ａ、１２０Ｂのそれぞれに基づいて電源供給制御信号を生成すれば、回路ごとに無駄なく間欠動作させることができ、更なる消費電力の抑制が可能になる。

具体的には、通常の信号が出力されるまでに時間がかかる回路（例えば、変換回路）については、早くにアクティブ状態となる変換回路電源イネーブル信号２２２Ａを供給する。そして、すぐに通常の信号が出力される回路（例えば、センサー）については、期間Ｔ_４の後にアクティブ状態となるセンサー電源イネーブル信号２２２Ｂを供給する。

なお、本実施形態では、変換回路電源イネーブル信号２２２Ａは第２出力パルス信号１２０Ｂに基づいて生成される第２の電源供給制御信号であり、センサー電源イネーブル信号２２２Ｂは第１出力パルス信号１２０Ａに基づいて生成される第１の電源供給制御信号である。

２．３．集積回路装置、検出装置
図８は、本実施形態のパルス発生回路２０Ａを含む集積回路装置２Ａと検出装置１Ａを表す。なお、図１、図３、図５〜図７と同じ要素については同じ番号、符号を付しており説明は省略する。本実施形態の検出装置１Ａは、第１実施形態と同じく回転検出装置であるとするが、これに限られるものではない。

図８のように、本実施形態のパルス発生回路２０Ａは、検出装置１Ａの一部として使用されてもよい。このとき、パルス発生回路２０Ａはコンパレーター７２（変換回路）、トランスミッションゲート７６Ａ、７６Ｂ、ロジック回路１０Ａとともに集積回路装置２Ａとして１チップ化されてもよい。なお、集積回路装置２Ａは、さらに磁気検出回路７０（センサー）を含んでいてもよい。また、トランスミッションゲート７６Ｂは、集積回路装置２Ａに含まれていなくてもよい。このとき、集積回路装置２Ａは、センサー電源イネーブル信号２２２Ｂをトランスミッションゲート７６Ｂに出力する。

パルス発生回路２０Ａは、タイミングの異なる２つのパルス信号（第１出力パルス信号１２０Ａ、第２出力パルス信号１２０Ｂ）をロジック回路１０Ａに出力する。そして、ロジック回路１０Ａは、前記のように変換回路電源イネーブル信号２２２Ａを第２出力パルス信号１２０Ｂに基づいて生成し、センサー電源イネーブル信号２２２Ｂを第１出力パルス信号１２０Ａに基づいて生成する。

変換回路（コンパレーター７２）には、図２（Ｂ）のように起動時に出力不安定時間ｔ_ｉｄｌｅが存在し、この間にセンサーが動作しているとしても、正しいデータがロジック回路１０Ａに伝えられることがない。よって、出力不安定時間ｔ_ｉｄｌｅには、センサーをオフ状態としているほうが消費電力を抑えることができる。

そこで、変換回路電源イネーブル信号２２２Ａとセンサー電源イネーブル信号２２２Ｂとを用意することで、変換回路とセンサーがオン状態となるタイミングを変えて、検出装置１Ａの消費電力を抑える。

具体的には、変換回路電源イネーブル信号２２２Ａはトランスミッションゲート７６Ａに入力されて、図７の時刻ｔ_２のタイミングで変換回路を起動させる。一方、センサー電源イネーブル信号２２２Ｂはトランスミッションゲート７６Ｂに入力されて、図７の時刻ｔ_２Ａのタイミングでセンサーを起動させる。このとき、変換回路の出力不安定時間にはセンサーは起動しないので、検出装置１Ａの動作として無駄がなく、消費電力を抑えることができる。

これらの例示に限らず、本発明は、実施の形態で説明した構成と実質的に同一の構成（例えば、機能、方法および結果が同一の構成、あるいは目的および効果が同一の構成）を含む。

例えば、本実施形態や変形例では磁気センサーを用いて説明したが、磁気センサーに限らず、圧力センサー、照度センサー、温度センサーを用いてもよい。

また、本発明は、実施の形態で説明した構成の本質的でない部分を置き換えた構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成と同一の作用効果を奏する構成又は同一の目的を達成することができる構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成に公知技術を付加した構成を含む。

１…検出装置、１Ａ…検出装置、２…集積回路装置、２Ａ…集積回路装置、３…ＭＣＵ、１０…ロジック回路、１０Ａ…ロジック回路、２０…パルス発生回路、２０Ａ…パルス発生回路、３２…定電流源、３４…トランスミッションゲート、３６…キャパシター、３８…トランスミッションゲート（放電用トランジスター）、４０…コンパレーター、４０Ａ…コンパレーター、４０Ｂ…コンパレーター、４２…リファレンス電圧、４２Ａ…第１のリファレンス電圧、４２Ｂ…第２のリファレンス電圧、４４…トランスミッションゲート（プルアップ用トランジスター）、４４Ａ…トランスミッションゲート（プルアップ用トランジスター）、４４Ｂ…トランスミッションゲート（プルアップ用トランジスター）、４６…インバーター、４６Ａ…インバーター、４６Ｂ…インバーター、４８…インバーター、４９…ＡＮＤ回路、６０…ＮＡＮＤ回路、６２…ＮＡＮＤ回路、６４…インバーター、６６…インバーター、７０…磁気検出回路（センサー）、７２…コンパレーター、７６…トランスミッションゲート、７６Ａ…トランスミッションゲート、７６Ｂ…トランスミッションゲート、１００…羽根車、１０２…磁石、１０４…流路、１０６…磁気センサー、１０８…基板、１２０…出力パルス信号、１２０Ａ…第１出力パルス信号、１２０Ｂ…第２出力パルス信号、１２２…パルス発生イネーブル信号、１２４…パルス電源イネーブル信号、１２６…コンパレーター出力信号、１２６Ａ…第１コンパレーター出力信号、１２６Ｂ…第２コンパレーター出力信号、１３０…チャージ電圧、２００…センサー出力サンプリング信号、２０１…制御信号、２１１…割り込み信号、２２２…センサー電源イネーブル信号、２２２Ａ…変換回路電源イネーブル信号、２２２Ｂ…センサー電源イネーブル信号

Claims (7)

1. 所定の電流値の電流を生成する定電流源と、
   前記定電流源からの電流によって電荷が充電されるキャパシターと、
   前記キャパシターに充電された電荷に基づく電圧と、所定の電圧値を有するリファレンス電圧とを比較した結果に基づいて、パルス信号を出力するコンパレーターと、を含むパルス発生回路。
2. 請求項１に記載のパルス発生回路において、
   前記コンパレーターの出力端子を、高電位側の電源電位にプルアップするプルアップ用トランジスターを含むパルス発生回路。
3. 請求項１乃至２のいずれかに記載のパルス発生回路において、
   前記パルス発生回路は、
   第１のパルス信号と、第２のパルス信号と、を出力し、
   前記第１のパルス信号がアクティブ状態になる期間は前記第２のパルス信号がアクティブ状態となる期間よりも短いパルス発生回路。
4. 請求項１乃至３のいずれかに記載のパルス発生回路と、
   センサーからの信号を受け取り、デジタル値であるセンサー出力サンプリング信号に変換して出力する変換回路と、
   前記センサー出力サンプリング信号に基づいて、前記センサーが検出した測定量を計算するロジック回路と、を含み、
   前記ロジック回路は、
   前記パルス発生回路からの前記パルス信号に基づいて、前記センサーおよび前記変換回路の電源供給を制御する電源供給制御信号を出力する集積回路装置。
5. 請求項２に記載のパルス発生回路において、
   前記定電流源および前記リファレンス電圧をオン状態にする第１のイネーブル信号と、
   前記第１のイネーブル信号がアクティブ状態になった後に、所与の期間をおいてアクティブ状態となり、前記コンパレーターをオン状態にする第２のイネーブル信号と、を受け取り、
   前記プルアップ用トランジスターは、
   前記第２のイネーブル信号が非アクティブ状態の場合にオン状態となるパルス発生回路。
6. 請求項５に記載のパルス発生回路において、
   前記第１のイネーブル信号がアクティブ状態であって、かつ前記第２のイネーブル信号が非アクティブ状態の場合に、前記キャパシターに充電された電荷を放電する放電用トランジスターを含むパルス発生回路。
7. 請求項４に記載の集積回路装置と、
   前記センサーと、
   前記集積回路装置を制御するＭＣＵと、を含む検出装置。

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