JP2012199157A - 誘導加熱装置、誘導加熱装置の制御方法、及び制御プログラム - Google Patents
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Abstract
【解決手段】近接して配置された複数の誘導加熱コイル11,12,13と、この誘導加熱コイルの各々に直列接続されたコンデンサ21,22,23と、直流電圧から変換させられた高周波電圧を各々の前記誘導加熱コイル及びコンデンサの直列共振回路に印加する複数の逆変換装置30,35,31と、高周波電圧を電圧幅制御するとともに複数の誘導加熱コイルに流れるコイル電流の位相を揃えるように複数の逆変換装置を制御する制御回路50とを備える誘導加熱装置100であって、制御回路は、複数の逆変換装置を周波数同一かつ、電流同期させるとともに、複数の誘導加熱コイルに最大電力を供給する特定の逆変換装置が発生する高周波電圧と直列共振回路に流れるコイル電流との位相差が最小になるように制御する。
【選択図】図3
Description
ところが、分割された各々の誘導加熱コイルは、誘導加熱コイル間の温度低下を防止するために、互いに近接させているので、相互インダクタンスMが存在し、相互誘導電圧が発生する状態となる。そのため、各インバータは、相互インダクタンスMを介して並列運転される状態となり、インバータ相互間で電流位相にズレがある場合はインバータ相互間で電力の授受が生じることがある。すなわち、各インバータの電流位相のズレによって、分割された誘導加熱コイル間で磁界に位相差が生じるため、隣接する誘導加熱コイルの境界付近で磁界が弱まり、誘導加熱電力による発熱密度が低下する。その結果、被加熱物(ビレットやウェハ)の表面に温度ムラが生じるおそれがある。
また、従来のZCIHは、半導体用途であり、小型であるので、誘導加熱コイルのインダクタンスが小さく、高周波向きである。このため、運転周波数が比較的低周波で、きわめて大容量の金属分野ZCIHには適用困難である。
冷材 HOT材 空芯コイル
等価抵抗 R(比率) 1 0.3 0.15 (約7倍)
インダクタンス L(μH) 118 84 110
固有共振周波数が変化するため、位相が変化し、常に位相遅れモードになる最小位相角にすることができないという問題があった。
この最小位相角は、隣接ゾーン(例えば、1,3ゾーン)から相互誘導電圧(Vm12、Vm32)を受けたとき、最大出力ゾーンである中央ゾーン(2ゾーン)の逆変換装置の出力電圧が隣接ゾーンから到来する相互誘導電圧の和よりも大きな値(Vinv>(Vm12+Vm32))になるように設定する。
また、隣接ゾーン(1,3ゾーン)は、キュリー点以上での固有共振周波数が、(最大電力ゾーン(2ゾーン)の)冷材時の固有共振周波数以下になるようにコンデンサのキャパシタンスを設定する。すなわち、中央ゾーンから相互誘導電圧(それぞれ、Vm21,Vm31)を受けたとき、隣接ゾーンの逆変換装置の出力電圧(Vinv)が、最大出力ゾーンから到来する相互誘導電圧よりも高い値(Vinv>Vm21またはVinv>Vm31)になるように、コンデンサのキャパシタンスを設定する。このようにすることで、周波数同一かつ電流同期させつつ、共振電流位相遅れモードにすることができる。
(全体構成)
図1(a)(b)は、本発明の一実施形態である誘導加熱装置に使用されるビレットヒータの構造図であり、図2は、ビレットヒータの等価回路図、及び動作を説明するためのベクトル図であり、図3は、誘導加熱装置の回路構成図である。
図1(a)(b)に示すように、ビレットヒータ10は、加熱対象の円柱状のビレット(鋳塊)1を中心として、同心円状の耐火材、及び断熱材を備え、断熱材の外周表面に誘導加熱コイルが巻回されて構成されている。この耐火材、及び断熱材は、高温に熱せられたビレットの放熱を回避すると共に、コイル素線を溶断させないようにしている。なお、ビレット1の径は直径55mmである。
図1(a)の軸方向断面図において、誘導加熱コイルは、1ゾーンから3ゾーンまで、空隙を介して3分割されており、分割された誘導加熱コイル11,12,13から構成されている。なお、誘導加熱コイル12を誘導加熱中央コイルとい、誘導加熱コイル11,13を誘導加熱隣接コイルということがある。
言い換えれば、1ゾーンに2,3ゾーンから相互誘導電圧(それぞれ、Vm21、Vm31)を受けたとき、1ゾーンの逆変換装置30の出力電圧(インバータ電圧Vinv)が、2,3ゾーンから到来する相互誘導電圧よりも高い値(Vinv>Vm21またはVinv>Vm31)になるように、コンデンサ21,22のキャパシタンスを設定する。同様に、3ゾーンの逆変換装置31の出力電圧(インバータ電圧Vinv)が、2,1ゾーンから到来する相互誘導電圧よりも高い値(Vinv>Vm23またはVinv>Vm13)になるように、コンデンサ22,23のキャパシタンスを設定する。
すなわち、2ゾーンにおいて、固有共振点400Hzの冷材が、加熱され、HOT材になると、共振電流が3倍に増加すると共に、固有共振点が550Hzまで上昇する。550Hzの固有共振点に追随させることにより、共振電流が減少して、冷材の共振電流と同等に制御できる。このとき、1,3ゾーンは、固有共振周波数が350Hzに低く設定されているが、2ゾーンと同一周波数の550Hzで駆動することになるので、共振電流がさらに低減する。すなわち、2ゾーンから1,3ゾーンが受ける相互誘導電圧は変化しないので、逆変換装置30,31の出力電圧(インバータ電圧Vinv)は、低減する。
誘導加熱装置100は、トランジスタQ11のエミッタ端、及びトランジスタQ12のコレクタ端の接続点と、コンデンサ21の一端とが接続され、コンデンサ21の他端と誘導加熱コイル11の一端とが接続され、誘導加熱コイル11の他端と電解コンデンサCF1,CF2の接続点Pとが接続されている。
逆変換装置35は、トランジスタQ21のエミッタ端とトランジスタQ22のコレクタ端とが接続され、トランジスタQ23のエミッタ端とトランジスタQ24のコレクタ端とが接続され、トランジスタQ21,Q23のコレクタ端とトランジスタQ22,Q24のエミッタ端とに直流電圧Vdcが印加され、電解コンデンサCF3に直流電圧Vdcが印加される。トランジスタQ23のエミッタ端とトランジスタQ24のコレクタ端との接続点とコンデンサ22の一端とが接続され、コンデンサ22の他端と誘導加熱コイル12の一端とが接続されている。
また、トランジスタQ21のエミッタ端とトランジスタQ22のコレクタ端との接続点と、誘導加熱コイル12の他端とが接続されている。
順変換装置40は、ダイオードブリッジにより構成され、商用電源ACを用いて直流電圧Vdcを発生させて、第1の逆変換装置集合体(逆変換装置30a,35a,31a)及び第2の逆変換装置集合体(逆変換装置30b,35b,31b)に電力供給を行っている。なお、順変換装置40は、チョッパを用いておらず、逆変換装置30a,35a,31aには、同一の固定直流電圧Vdcが印加される。
制御ユニット50は、逆変換装置30,31,35内部のトランジスタ(IGBT)のゲートを制御するゲート信号を生成するものであり、ROM(Read Only Memory)、RAM(Random Access Memory)、CPU(Central Processing Unit)により構成され、CPUが所定のプログラムを実行することにより、下記の機能を実現する。
分割された誘導加熱コイル11,12,13は互いに近接しているので、相互誘導インダクタンスM12,M23が存在し、相互誘導電圧Vmが発生する状態となる。逆変換装置相互間で生じる電力の授受に伴って発生する誘導加熱コイル間での磁界の位相差を回避するために、1,2,3ゾーンを同一周波数で、かつ同期された正弦波電流で運転する。これにより、局所的に発熱量が低下して発熱ムラが発生する現象が回避される。
最大電力を出力する2ゾーンの逆変換装置35は、固有共振周波数に追随させつつ最小位相角制御を行っている。以下、最小位相角制御について説明する。
最大出力ゾーン(2ゾーン)の最小位相角(例えば、30°)となるように制御する。
具体的には、前記したように、最小位相角は、出力電圧(インバータ電圧Vinv)が隣接ゾーン(1,3ゾーン)から到来する相互誘導電圧Vm12,Vm32の和よりも大きな値(Vinv>(Vm12+Vm32))になるように設定する。1,3ゾーンから到来する相互誘導電圧Vm12,Vm32が等しいとき、Vinv>2|Vm|となり(図2(c))、このときの最小位相角は、30°である。
a)十分に大きな位相角を付けていたので、高力率運転することができない。
b)相互誘導電圧Vmを超えるインバータ電圧Vinvを発生していたので、電圧電流定格(実効電力Vdc×Idc)に余裕が必要である。
次に、逆変換装置30,31,35の制御を行うための制御ユニット50の構成を具体的に説明する。
図6は、逆変換装置30,31,35を制御する制御ユニット50aのブロック構成図であり、1,3ゾーンを制御する制御ユニットの構成図を示すが、2ゾーンの制御ユニットの構成図も同様である。制御ユニット50aは、外部にA/D変換器を備え、コイル電流iLを検出する。
同期ズレ検出器207は、電流同期用基準位相信号生成器206の出力値と、ゼロクロス検出器205の出力値との間の差分(同期ズレ)を検出する。PI制御器208は、同期ズレ検出器206の出力偏差を比例積分演算する。
本実施形態によれば、最大出力ゾーン(2ゾーン)を対象とする逆変換装置35は、逆変換装置出力の矩形波電圧の立ち上がりタイミングとコイル電流が負から正に遷移するときのゼロクロスタイミングとの間の位相角が最小値になるよう制御される。
この最小位相角は、隣接ゾーン(1,3ゾーン)から相互誘導電圧(Vm12,Vm32)を受けたとき、最大出力ゾーンである中央ゾーン(2ゾーン)の逆変換装置35の出力電圧(インバータ電圧Vinv)が1,3ゾーンから到来する相互誘導電圧(Vm12、Vm32)の和よりも大きな値(Vinv>(Vm12+Vm32))になるように設定する。
また、隣接ゾーン(1,3ゾーン)は、キュリー点以上でのHOT時固有共振周波数が、(最大電力ゾーン(2ゾーン)の)冷材時固有共振周波数以下になるようにコンデンサ21,22,23のキャパシタンスを設定する。
すなわち、2ゾーンや3ゾーンから相互誘導電圧(Vm21,Vm31)を受けたとき、1ゾーンの逆変換装置30の出力電圧Vinvが相互誘導電圧Vm21,Vm31よりも高い値(Vinv>Vm21またはVinv>Vm31)になるように、コンデンサ21,22,23のキャパシタンスC01、C02,C03を設定する。
前記第1実施形態は、逆変換装置30,31にハーフブリッジ回路を用い、逆変換装置35にフルブリッジ回路を用いて、独立した回路を構成していたが、3ゾーン構成では、3相IPM(Intelligent Power Module)モジュールを使用して並列接続することができる。
図7は、IPMモジュールを用いた逆変換装置、及びビレットヒータの回路図である。
IPMモジュールは、3相モータを駆動することを目的として、6個のIGBTと、6個の転流ダイオードとをモジュール化して、汎用化したものである。IPMモジュール60は、電源端子V+,V−と、出力端子U,V,Wと、ゲート端子とを備えている。
第2実施形態は、IPMモジュールを1個用いたが、2個以上のIPMモジュールを並列接続して、大容量化を図ることができる。
図8は、第3実施形態のIPMモジュールを用いた逆変換装置、及びビレットヒータ周辺の回路図である。
誘導加熱装置102は、2個のIPMモジュール60a、60bと、電解コンデンサCF1,CF2と、コンデンサ24a,25a,26aと、コンデンサ27,28,29と、コンデンサ24b,25b,26bと誘導加熱コイル11,12,13とを備える。
前記第1実施形態は逆変換装置の電源側に電解コンデンサCF1のみを接続していたが、高次の電流成分が電源側に環流することを防止するために、逆変換装置毎に低域通過フィルタを設けることができる。
図9は、高次共振防止リアクトルを用いた第4実施形態の回路図である。
誘導加熱装置103は、第1実施形態と同様に、逆変換装置30,35,31とコンデンサ21,22,23と、誘導加熱コイル11,12,13とを備え、さらに、逆変換装置30,35,31の各々の電源側にLCローパスフィルタを構成する高次共振リアクトル73、及びコンデンサ74を備え、3個の高次共振リアクトル73の一端が接続されて、電解コンデンサ72の一端、及びチョークコイル71の一端に接続される。チョークコイル71の他端は、直流電圧Vdcが印加され、電解コンデンサ72の他端、及びコンデンサ74の他端は接地される。
これにより、相互誘導起電力Vmの高次共振周波数2f0の成分が、逆変換装置30,35,31の電源側に環流することを防止することができる。
前記各実施形態は、すべてのゾーン(1,2,3ゾーン)で、制御ユニット50は、逆変換装置30,35,31をPWM共振インバータとして機能させ、キャリア周波数の矩形波電圧(高周波電圧)を運転周波数の正弦波でPWM変調させ、等価正弦波を出力していた。加熱中心の2ゾーンは供給電力が多くなるので、制御ユニット50は、逆変換装置35を運転周波数の矩形波電圧を出力する電流共振型インバータとして機能させて、損失低減させることができる(特開2010−287447号公報参照)。
すなわち、制御ユニット50は、逆変換装置35に対して、正弦波電流が負から正にゼロクロスするゼロクロスタイミングが矩形波駆動電圧の立ち上がりタイミングよりも遅れる共振電流位相遅れモードになるようにパルス幅を制御している。これにより、逆変換装置35内部の転流ダイオードの逆回復損失が発生しないようにしている。なお、この場合も、制御ユニット50は、逆変換装置30,31に対してはPWM共振インバータとして機能させている。
また、破線で示されるコイル電流波形iLは、基本波電圧波形のゼロクロスタイミングよりも位相差θだけ遅れているいる正弦波である。
本発明は前記した実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のような種々の変形が可能である。
(1)前記第1実施形態は、誘導加熱コイル11,12,13に直列にコンデンサ24,25,26を接続していたが、1,3ゾーンの誘導加熱コイル11,13にはコンデンサ24,26を接続せずに直結することができる。
すなわち、1,3ゾーンは、供給電力が少ないので、コンデンサを追加することによりPWM非共振インバータとして機能させることができる。1,3ゾーンは、出力電圧Vinvを下げて、力率を下げたり、逆変換装置の容量を下げたりする必要が無いからである。
(2)前記第1実施形態は、逆変換装置30,35,31と、コンデンサ24,25,26、及び誘導加熱コイル11,12,13の直列回路とを直接接続していたが、整合変圧器を介して接続することができる。
例えば、電源電圧400Vdcのときに出力電圧Vinv=200Vacで足りる場合は、整合変圧器によりインバータの出力電流を小さくすることができるという点で有効である。
縦型炉では、温度低下しやすい最下段ゾーンが最大出力に設定されるので、最小位相角制御の対象は、最下段ゾーンである。上のゾーンは、固有共振点が最下段ゾーンの固有共振点よりも低くなるようにコンデンサのキャパシタンスを設定する。
パンケーキ型の渦巻きコイルでは、最外周ゾーンが最大出力となるので、最外周ゾーンを位相角一定制御の対象にする。他のゾーンは、固有共振点が最外周ゾーンの固有共振点よりも下になるようにキャパシタンスを設定する。なお、中心コイル(特異点)の運転周波数は200kHz、その他は40kHzとする。
最大出力を出すゾーンを最小位相角制御を行い、他ゾーンのコンデンサも固有共振点が最下段ゾーンの固有共振点よりも下になるようにキャパシタンスを設定する。
ソレノイドコイルによる縦形グラファイトチューブ加熱や、パンケーキコイルによる円板状グラファイト加熱に使用される。
なお、この場合は、加熱周波数=約20kHz〜50kHzでチョッパ+共振型インバータを用いる、ことが好ましい。
11,12,13 誘導加熱コイル
20 コンデンサユニット
21,22,23,24a,24b,25a,25b,26a,26b コンデンサ
30,30a,30b,31,31a,31b,35,35a,35b, 逆変換装置
40 順変換装置
41 ダイオードブリッジ
42 電解コンデンサ
45 チョッパ
50,50a,50b 制御ユニット
55,56,57 A/D変換器
60,60a,60b IPMモジュール
71,73 リアクトル
72,74 コンデンサ
100,101,102,103 誘導加熱装置
201 振幅演算ユニット
202 目標電流生成器
203 加算器
204,208,218 PI制御器
205 ゼロクロス検出ユニット
206 電流同期用基準位相信号生成器
207 同期ズレ検出ユニット
209 電圧指令値演算器
210 三角波比較器
211 周波数設定器
215 位相角比較器
216 30°設定器
217、219 比較器
Claims (11)
- 近接して配置された複数の誘導加熱コイルと、この誘導加熱コイルの各々に直列接続されたコンデンサと、直流電圧から変換させられた高周波電圧を各々の前記誘導加熱コイル及び前記コンデンサの直列共振回路に印加する複数の逆変換装置と、前記高周波電圧を電圧幅制御するとともに前記複数の誘導加熱コイルに流れるコイル電流の位相を揃えるように前記複数の逆変換装置を制御する制御回路とを備える誘導加熱装置であって、
前記制御回路は、前記複数の逆変換装置を周波数同一かつ、電流同期させるとともに、前記複数の誘導加熱コイルに最大電力を供給する特定の逆変換装置が発生する前記高周波電圧と前記直列共振回路に流れるコイル電流との位相差が最小になるように制御することを特徴とする誘導加熱装置。 - 前記高周波電圧は、正弦波信号と三角波信号とを比較して得られる矩形波状電圧を呈し、
前記位相差は、前記正弦波信号のゼロクロスタイミングと前記コイル電流のゼロクロスタイミングとの間の位相差であることを特徴とする請求項1に記載の誘導加熱装置。 - 前記コイル電流のゼロクロスタイミングは、前記正弦波信号のゼロクロスタイミングよりも遅れることを特徴とする請求項2に記載の誘導加熱装置。
- 前記高周波電圧は、時間積分値が正弦波の形状に変化する矩形波状電圧を呈し、
前記位相差は、前記正弦波のゼロクロスタイミングと前記コイル電流のゼロクロスタイミングとの間の位相差であることを特徴とする請求項1に記載の誘導加熱装置。 - 前記高周波電圧は、前記近接配置された複数の誘導加熱コイルに流れる隣接コイル電流に起因する相互誘導電圧の和よりも大きな値であることを特徴とする請求項1乃至請求項4の何れか一項に記載の誘導加熱装置。
- 前記コンデンサは、被加熱材のキュリー点以上での固有共振周波数が、最大電力ゾーンの冷材時の固有共振周波数以下になるように、隣接ゾーンのキャパシタンスを設定することを特徴とする請求項1乃至請求項5の何れか一項に記載の誘導加熱装置。
- 前記誘導加熱コイル、前記コンデンサ、及び前記逆変換装置は、3組備えられ、
前記特定の逆変換装置は、中央に配置される誘導加熱中央コイルに高周波電力を供給する逆変換装置であり、
前記特定の逆変換装置が発生する高周波電圧は、前記誘導加熱中央コイルに隣接して配置される2つの誘導加熱隣接コイルが発生する相互誘導電圧の和よりも大きな値であることを特徴とする請求項1乃至請求項6の何れか一項に記載の誘導加熱装置。 - 前記位相差は、略30度であることを特徴とする請求項2乃至請求項4の何れか一項に記載の誘導加熱装置。
- 前記逆変換装置は、フルブリッジ回路、及びハーフブリッジ回路の何れか一方により構成されていることを特徴とする請求項1乃至請求項9の何れか一項に記載の誘導加熱装置。
- 近接して配置された複数の誘導加熱コイルと、この誘導加熱コイルの各々に直列接続されたコンデンサと、直流電圧から変換させられた高周波電圧を各々の前記誘導加熱コイル及び前記コンデンサの直列共振回路に印加する複数の逆変換装置と、前記高周波電圧を電圧幅制御するとともに前記複数の誘導加熱コイルに流れるコイル電流の位相を揃えるように前記複数の逆変換装置を制御する誘導加熱装置の制御方法であって、
前記複数の逆変換装置を周波数同一かつ、電流同期させるとともに、前記複数の誘導加熱コイルに最大電力を供給する特定の逆変換装置が発生する前記高周波電圧と前記直列共振回路に流れるコイル電流との位相差が最小になるように制御する
ことを特徴とする誘導加熱装置の制御方法。 - 近接して配置された複数の誘導加熱コイルと、この誘導加熱コイルの各々に直列接続されたコンデンサと、直流電圧から変換させられた高周波電圧を各々の前記誘導加熱コイル及び前記コンデンサの直列共振回路に印加する複数の逆変換装置と、前記高周波電圧を電圧幅制御するとともに前記複数の誘導加熱コイルに流れるコイル電流の位相を揃えるように前記複数の逆変換装置を制御する制御回路の制御プログラムであって、
前記複数の逆変換装置を周波数同一かつ、電流同期させるとともに、前記複数の誘導加熱コイルに最大電力を供給する特定の逆変換装置が発生する前記高周波電圧と前記直列共振回路に流れるコイル電流との位相差が最小になるように、コンピュータに実行させる制御回路の制御プログラム。
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