JP2015012765A - インバータ回路の制御回路、この制御回路を備えたインバータ装置、このインバータ装置を備えた誘導加熱装置、および、制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ドライバに入力するパルス信号のデューティ比が所定値を超えない、インバータ回路の制御回路を提供する。
【解決手段】インバータ回路に駆動信号を入力して、インバータ回路を制御する制御回路において、インバータ回路の一方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する先行駆動信号の元になるパルス信号Ｐａの位相と、他方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する追従駆動信号の元になるパルス信号Ｐｃの位相との差である位相差θを変化させることで、インバータ回路の出力を制御する。パルス信号Ｐａのローレベル期間を長くすることで位相を遅らせて位相差θを小さくし、パルス信号Ｐｃのローレベル期間を長くすることで位相を遅らせて位相差θを大きくする。パルス信号のローレベル期間を長くすることで位相差θを変化させるので、パルス信号のデューティ比が大きくなることはない。
【選択図】図１

Description

本発明は、インバータ回路の制御回路、この制御回路を備えたインバータ装置、このインバータ装置を備えた誘導加熱装置、および、制御方法に関し、特に、フェーズシフト制御を利用するものである。

コイルに高周波電流を流すことで磁界を変化させ、磁界に配置された加熱対象物に渦電流を発生させることで加熱対象物を加熱する誘導加熱装置が開発されている。例えば、特許文献１に、フェーズシフト制御を行うインバータ装置を備えた誘導加熱装置が記載されている。当該誘導加熱装置は、インバータ装置の各スイッチング素子に入力する駆動信号の位相差を変化させることで、出力の制御を行う。

図８は、従来の誘導加熱装置Ａ’の全体構成を説明するための図である。

誘導加熱装置Ａ’は、直流電源１、インバータ装置、コイル５、および、共振コンデンサ６を備えている。インバータ装置は、直流電源１が出力する直流電流を高周波電流に変換して、コイル５に出力する。コイル５は、高周波電流が流れることにより磁界を変化させ、この磁界に配置された加熱対象物Ｂに渦電流を発生させる。加熱対象物Ｂは、渦電流が流れることで電気抵抗によってジュール熱を発生し、自己発熱により加熱される。インバータ装置は、４つのスイッチング素子２ａ〜２ｄを備えるインバータ回路２００と、制御回路７００とを備えている。制御回路７００は、インバータ回路２００の制御を行うものであり、パルス信号生成部７３０がパルス信号を生成し、ドライバ７４０がパルス信号を増幅した駆動信号を各スイッチング素子２ａ〜２ｄに出力する。各スイッチング素子２ａ〜２ｄが、入力される駆動信号に応じてオンとオフとを切り替えることで、直流電源１から入力される直流電流が交流電流に変換されて、コイル５に出力される。

インバータ装置は、フェーズシフト制御によりインバータ回路２００の出力電力を変化させる。すなわち、制御回路７００は、スイッチング素子２ｃに出力する駆動信号の位相をスイッチング素子２ａに出力する駆動信号の位相より遅らせるが、この位相差を変化させることで、出力の制御を行う。

図９は、従来のフェーズシフト制御により出力電力を変化させるときの過渡状態を説明するための波形図である。同図（ａ）は出力電力を減少させている状態を示しており、同図（ｂ）は出力電力を増加させている状態を示している。同図において、ＰａおよびＰｃは、パルス信号生成部７３０が生成したパルス信号を示している。パルス信号Ｐａはドライバ７４０で増幅されてスイッチング素子２ａに入力され、パルス信号Ｐｃはドライバ７４０で増幅されてスイッチング素子２ｃに入力される。パルス信号Ｐｃの位相はパルス信号Ｐaの位相より位相差θだけ遅れている。

同図（ａ）においては、パルス信号Ｐｃのローレベルからハイレベルへの切り替えのタイミングをΔＴだけ早めて、すなわち、ハイレベル期間を変更せずにローレベル期間をΔＴだけ短縮することで、パルス信号Ｐｃの位相を進めている。これにより、位相差θは小さくなって、出力電力が減少する。

同図（ｂ）においては、パルス信号Ｐｃのローレベルからハイレベルへの切り替えのタイミングをΔＴだけ遅らせて、すなわち、ハイレベル期間を変更せずにローレベル期間をΔＴだけ延長することで、パルス信号Ｐｃの位相を遅らせている。これにより、位相差θは大きくなって、出力電力が増加する。

特開２００９‐２５９８５１号公報

パルス信号Ｐａ，Ｐｃは、定常状態においては、デューティ比（パルス信号におけるハイレベル期間をパルス周期で割ったもの）を５０％として生成されるので、ドライバ７４０もデューティ比が５０％であることを想定して設計される。すなわち、デューティ比が５０％の場合に問題なく動作し得る最も経済的な設計がなされる。

しかしながら、図９（ａ）に示すように、出力電力を減少させる過渡状態において、パルス信号Ｐｃのローレベル期間を短縮しているので、定常状態よりもデューティ比が大きくなっている。したがって、インバータ回路２００の出力電力を変化させる過渡状態において、デューティ比が５０％を超えてしまう場合がある。

ドライバ７４０に入力されるパルス信号Ｐｃのデューティ比が５０％を超えた場合、ドライバ７４０を構成する回路が故障したり、インバータ回路２００の動作が不安定になる可能性がある。例えば、ドライバ７４０がパルストランス方式のゲートドライブ回路（図２（ａ）参照）の場合、パルストランスが飽和して過電流が流れ、パルストランスの一次巻線が焼損したり、一次巻線に直列接続されたトランジスタが故障してしまう可能性がある。故障に至らない場合でも、パルストランスの二次巻線に正常な駆動パルスが生成されないため、インバータ回路２００の動作が不安定になったり、故障したりする可能性がある。また、ドライバ７４０がフォトカプラ方式のゲートドライブ回路（図２（ｂ）参照）の場合、フォトカプラや一部の抵抗、トランジスタの使用率が上昇して、温度過昇により故障する可能性がある。故障に至らない場合でも、フォトカプラの寿命が設計値より短くなり、機器に必要な寿命を満足できない可能性がある。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、ドライバに入力するパルス信号のデューティ比が所定値（例えば、５０％）を超えない、インバータ回路の制御回路を提供することをその目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供される制御回路は、インバータ回路に駆動信号を入力して、前記インバータ回路を制御する制御回路であって、前記インバータ回路の一方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する先行駆動信号の位相と、他方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する追従駆動信号の位相との差である位相差を変化させることで、前記インバータ回路の出力を制御し、前記先行駆動信号のローレベル期間を長くすることで位相を遅らせて前記位相差を小さくし、前記追従駆動信号のローレベル期間を長くすることで位相を遅らせて前記位相差を大きくすることを特徴とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記インバータ回路の出力電力に連動する電気的信号の測定値を目標値から減算した偏差に基づく補償値を出力する制御手段と、前記補償値がゼロ以上であるか否かを判別する判別手段と、前記先行駆動信号を生成する先行駆動信号生成手段と、前記追従駆動信号を生成する追従駆動信号生成手段とを備え、前記先行駆動信号生成手段は、前記判別手段によってゼロ未満であると判別された場合に、生成する先行駆動信号のローレベル期間を長くし、前記追従駆動信号生成手段は、前記判別手段によってゼロ以上であると判別された場合に、生成する追従駆動信号のローレベル期間を長くする。

本発明の第２の側面によって提供される制御回路は、インバータ回路に駆動信号を入力して、前記インバータ回路を制御する制御回路であって、前記インバータ回路の一方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する先行駆動信号の位相と、他方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する追従駆動信号の位相との差である位相差を変化させることで、前記インバータ回路の出力を制御し、前記先行駆動信号のハイレベル期間を短くすることで位相を進めて前記位相差を大きくし、前記追従駆動信号のハイレベル期間を短くすることで位相を進めて前記位相差を小さくすることを特徴とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記インバータ回路の出力電力に連動する電気的信号の測定値を目標値から減算した偏差に基づく補償値を出力する制御手段と、前記補償値がゼロ以上であるか否かを判別する判別手段と、前記先行駆動信号を生成する先行駆動信号生成手段と、前記追従駆動信号を生成する追従駆動信号生成手段とを備え、前記先行駆動信号生成手段は、前記判別手段によってゼロ以上であると判別された場合に、生成する先行駆動信号のハイレベル期間を短くし、前記追従駆動信号生成手段は、前記判別手段によってゼロ未満であると判別された場合に、生成する追従駆動信号のハイレベル期間を短くする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記電気的信号は、前記インバータ回路の入力電力である。

本発明の第３の側面によって提供される制御回路は、インバータ回路に駆動信号を入力して、前記インバータ回路を制御する制御回路であって、前記インバータ回路の一方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する先行駆動信号の位相と、他方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する追従駆動信号の位相との差である位相差を変化させることで、前記インバータ回路の出力を制御し、前記追従駆動信号のハイレベル期間を短くすることで位相を進めて前記位相差を小さくし、前記追従駆動信号のローレベル期間を長くすることで位相を遅らせて前記位相差を大きくすることを特徴とする。

本発明の第４の側面によって提供される制御回路は、インバータ回路に駆動信号を入力して、前記インバータ回路を制御する制御回路であって、前記インバータ回路の一方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する先行駆動信号の位相と、他方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する追従駆動信号の位相との差である位相差を変化させることで、前記インバータ回路の出力を制御し、前記先行駆動信号のローレベル期間を長くすることで位相を遅らせて前記位相差を小さくし、前記先行駆動信号のハイレベル期間を短くすることで位相を進めて前記位相差を大きくすることを特徴とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記位相差を変化させるときの速さは、０．５π［rad/s］以上、２π［rad/s］以下である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記位相差を小さくするときの速さは、前記位相差を大きくするときの速さより速い。

本発明の第５の側面によって提供されるインバータ装置は、インバータ回路と、本発明の第１ないし第４の側面によって提供される制御回路とを備えていることを特徴とする。

本発明の第６の側面によって提供される誘導加熱装置は、直流電源と、本発明の第５の側面によって提供されるインバータ装置と、前記インバータ装置から入力される交流電流によって磁界を発生させるコイルとを備えていることを特徴とする。

本発明の第７の側面によって提供される制御方法は、インバータ回路を制御する制御方法であって、前記インバータ回路の一方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する先行駆動信号を生成する第１の工程と、他方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する追従駆動信号を、前記先行駆動信号より位相を遅らせた信号として生成する第２の工程と、生成された先行駆動信号および追従駆動信号をそれぞれ対応するスイッチング素子に入力する第３の工程とを備え、前記先行駆動信号のローレベル期間を長くすることで位相を遅らせて、前記追従駆動信号の位相との位相差を小さくし、前記追従駆動信号のローレベル期間を長くすることで位相を遅らせて、前記位相差を大きくすることを特徴とする。

本発明の第８の側面によって提供される制御方法は、インバータ回路を制御する制御方法であって、前記インバータ回路の一方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する先行駆動信号を生成する第１の工程と、他方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する追従駆動信号を、前記先行駆動信号より位相を遅らせた信号として生成する第２の工程と、生成された先行駆動信号および追従駆動信号をそれぞれ対応するスイッチング素子に入力する第３の工程とを備え、前記先行駆動信号のハイレベル期間を短くすることで位相を進めて、前記追従駆動信号の位相との位相差を大きくし、前記追従駆動信号のハイレベル期間を短くすることで位相を進めて、前記位相差を小さくすることを特徴とする。

本発明の第１の側面によると、位相差を小さくする場合には先行駆動信号のローレベル期間を長くすることで位相を遅らせ、位相差を大きくする場合には追従駆動信号のローレベル期間を長くすることで位相を遅らせる。また、本発明の第２の側面によると、位相差を小さくする場合には追従駆動信号のハイレベル期間を短くすることで位相を進めて、位相差を大きくする場合には先行駆動信号のハイレベル期間を短くすることで位相を進める。したがって、デューティ比が所定値より小さくなる場合はあるが、所定値より大きくなることはない。これにより、デューティ比が所定値を超えることに起因するドライブ回路の故障やインバータ装置の不安定動作を防止することができる。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

第１実施形態に係る誘導加熱装置の全体構成を説明するための図である。 第１実施形態に係るドライバを構成するドライブ回路の一例である。 第１実施形態に係るフェーズシフト制御により出力電力を変化させるときの過渡状態を説明するための波形図である。 第１実施形態に係るフェーズシフト制御により出力電力を変化させるときの過渡状態を説明するための波形図である。 第２実施形態に係るフェーズシフト制御により出力電力を変化させるときの過渡状態を説明するための波形図である。 第３実施形態に係るフェーズシフト制御により出力電力を変化させるときの過渡状態を説明するための波形図である。 第４実施形態に係るフェーズシフト制御により出力電力を変化させるときの過渡状態を説明するための波形図である。 従来の誘導加熱装置の全体構成を説明するための図である。 従来のフェーズシフト制御により出力電力を変化させるときの過渡状態を説明するための波形図である。

以下、本発明の実施の形態を、本発明に係る制御回路を誘導加熱装置のインバータ装置に用いた場合を例として、図面を参照して具体的に説明する。

図１は、第１実施形態に係る誘導加熱装置の全体構成を説明するための図である。

誘導加熱装置Ａは、直流電源１、インバータ装置、コイル５、および、共振コンデンサ６を備えている。誘導加熱装置Ａは、電磁誘導を利用して加熱対象物Ｂを加熱するものである。

直流電源１は、直流電流を出力するものであり、例えば、電力系統から入力される交流電流を整流する整流回路と、平滑する平滑コンデンサとを備えている。なお、直流電源１は、交流電流を直流電流に変換して出力するものに限られず、例えば、燃料電池、蓄電池、太陽電池などの直流電流を出力するものであってもよい。

インバータ装置は、直流電源１から入力される直流電流を高周波電流に変換して、コイル５に出力するものである。インバータ装置は、インバータ回路２と制御回路７とを備えており、以下では「インバータ装置８」と記載する。インバータ装置８の詳細については、後述する。

コイル５は、磁界を発生させるためのものであり、導体線を螺線状に巻いたものである。本実施形態では、誘導加熱装置Ａを加熱調理用のものとして、コイル５の上部に鍋などを配置するので、コイル５を平面的に螺線状に巻いた渦巻形状としているが、これに限られない。コイル５の形状は、加熱対象物Ｂの形状や配置の状態に応じたものとすればよい。例えば、コイル５を円筒形状に巻いたいわゆるコイル形状として、その中央に加熱対象物Ｂを配置するようにしてもよい。コイル５は、インバータ装置８から入力される高周波電流が流れることで磁界を変化させる。そして、この磁界に配置された例えば鍋などの加熱対象物Ｂに、渦電流が発生する。加熱対象物Ｂには、渦電流が流れることで電気抵抗によるジュール熱が発生し、自己発熱によって加熱対象物Ｂは加熱される。

共振コンデンサ６は、コイル５によるインピーダンスを打ち消すためのものであり、コイル５に直列接続されることで直列共振回路を構成している。

コイル５と加熱対象物Ｂとは磁気結合しているので、コイル５、共振コンデンサ６および加熱対象物Ｂをまとめて、インバータ装置８に接続された負荷と考えることができる。つまり、誘導加熱装置Ａは、直流電源１が出力する直流電流をインバータ装置８が交流電流に変換して、負荷に供給するものである。インバータ装置８は、負荷に供給する電力を制御することができる。本実施形態では、インバータ装置８は、フェーズシフト制御により出力電力を制御する。

インバータ装置８は、単相フルブリッジ型のインバータ回路２と制御回路７とを備えている。インバータ回路２は、４個のスイッチング素子２ａ〜２ｄ、フライホイールダイオード３ａ〜３ｄ、および、スナバコンデンサ４ａ〜４ｄを備えている。本実施形態では、スイッチング素子２ａ〜２ｄとしてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor : 絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）を使用している。なお、スイッチング素子２ａ〜２ｄはＩＧＢＴに限定されず、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴなどであってもよい。また、フライホイールダイオード３ａ〜３ｄおよびスナバコンデンサ４ａ〜４ｄの種類も限定されない。

スイッチング素子２ａと２ｂとは、スイッチング素子２ａのエミッタ端子とスイッチング素子２ｂのコレクタ端子とが接続されて、直列接続されている。スイッチング素子２ａのコレクタ端子は直流電源１の正極側に接続され、スイッチング素子２ｂのエミッタ端子は直流電源１の負極側に接続されて、ブリッジ構造を形成している。同様に、スイッチング素子２ｃと２ｄとが直列接続されてブリッジ構造を形成している。スイッチング素子２ａと２ｂで形成されているブリッジ構造を先行アームとし、スイッチング素子２ｃと２ｄで形成されているブリッジ構造を追従アームとする。先行アームのスイッチング素子２ａと２ｂとの接続点には出力ラインが接続され、追従アームのスイッチング素子２ｃと２ｄとの接続点にも出力ラインが接続されている。これら２つの出力ラインの間に、コイル５と共振コンデンサ６とが直列接続されている。各スイッチング素子２ａ〜２ｄのゲート端子には、制御回路７から出力される駆動信号Ｐａ’〜Ｐｄ’（後述）が入力される。

各スイッチング素子２ａ〜２ｄは、それぞれ駆動信号Ｐａ’〜Ｐｄ’に基づいて、オン状態とオフ状態とを切り替えられる。各アームの両端はそれぞれ直流電源１の正極と負極とに接続されているので、正極側のスイッチング素子がオン状態で負極側のスイッチング素子がオフ状態の場合、当該アームの出力ラインの電位は直流電源１の正極側の電位となる。一方、正極側のスイッチング素子がオフ状態で負極側のスイッチング素子がオン状態の場合、当該アームの出力ラインの電位は直流電源１の負極側の電位となる。これにより、直流電源１の正極側の電位と負極側の電位とが切り替えられたパルス状の電圧信号が各出力ラインから出力され、出力ライン間の電圧である線間電圧が交流電圧となる。

フライホイールダイオード３ａ〜３ｄは、スイッチング素子２ａ〜２ｄのコレクタ端子とエミッタ端子との間に、それぞれ逆並列に接続されている。すなわち、フライホイールダイオード３ａ〜３ｄのアノード端子はそれぞれスイッチング素子２ａ〜２ｄのエミッタ端子に接続され、フライホイールダイオード３ａ〜３ｄのカソード端子はそれぞれスイッチング素子２ａ〜２ｄのコレクタ端子に接続されている。フライホイールダイオード３ａ〜３ｄは、それぞれスイッチング素子２ａ〜２ｄの切り替えによって発生する逆起電力による逆方向の高い電圧がスイッチング素子２ａ〜２ｄに印加されないようにするためのものである。

スナバコンデンサ４ａ〜４ｄは、スイッチング素子２ａ〜２ｄのコレクタ端子とエミッタ端子との間に、それぞれ接続されている。スナバコンデンサ４ａ〜４ｄは、スイッチング素子２ａ〜２ｄの切り替えによってコレクタ端子とエミッタ端子との間に印加されるサージ電圧を吸収するものである。なお、スナバコンデンサ４ａ〜４ｄにそれぞれ抵抗を直列接続してスナバ回路としてもよい。

なお、フライホイールダイオード３ａ〜３ｄおよびスナバコンデンサ４ａ〜４ｄは、いずれか一方のみを備えるようにしてもよいし、いずれも備えないようにしてもよい。

制御回路７は、インバータ回路２の制御を行うものであり、直流電源１に入力される交流電力が目標電力になるように制御することで、インバータ回路２の出力電力を制御する。制御回路７は、フェーズシフト制御によってインバータ回路２の制御を行う。すなわち、追従アームのスイッチング素子２ｃ（２ｄ）に出力する駆動信号の位相を先行アームのスイッチング素子２ａ（２ｂ）に出力する駆動信号の位相より遅らせるが、この位相差を変化させることで、出力電力の制御を行う。制御回路７は、電力算出部７１、電力設定部７２、パルス信号生成部７３、および、ドライバ７４を備えている。

電力算出部７１は、電力系統から直流電源１に入力される交流電力を算出するものである。図１においては図示されていないが、直流電源１には電力系統と整流回路との間に電流センサおよび電圧センサが設けられている。当該電流センサは、電力系統から直流電源１に入力される交流電流を検出して、電流信号Ｉを電力算出部７１に出力している。また、当該電圧センサは、電力系統から直流電源１に入力される交流電圧を検出して、電圧信号Ｖを電力算出部７１に出力している。電力算出部７１は、入力される電流信号Ｉおよび電圧信号Ｖから電力値Ｐを算出して、パルス信号生成部７３に出力する。なお、電力算出部７１を直流電源１に設けて、電力値Ｐを直流電源１から制御回路７に入力するようにしてもよい。

電力設定部７２は、電力値Ｐの目標値Ｐ^*を設定するものであり、設定された目標値Ｐ^*をパルス信号生成部７３に出力する。電力設定部７２は、図示しない操作手段の操作に応じて、目標値Ｐ^*を設定する。操作手段は、例えば、つまみの回転により火力を変化させるものであり、一方方向（例えば時計回り）につまみを回転させると目標値Ｐ^*が大きい値に設定され、他方方向（例えば反時計回り）につまみを回転させると目標値Ｐ^*が小さい値に設定される。

パルス信号生成部７３は、パルス信号Ｐａ〜Ｐｄを生成するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。パルス信号生成部７３は、電力算出部７１から入力される電力値Ｐと、電力設定部７２から入力される目標値Ｐ^*とに基づいてパルス信号Ｐａ〜Ｐｄを生成し、ドライバ７４に出力する。パルス信号生成部７３は、電力制御部７３１、判別部７３２、先行パルス信号生成部７３３、および、追従パルス信号生成部７３４を備えている。

電力制御部７３１は、インバータ回路２に入力される電力の制御を行うためのものである。電力制御部７３１は、電力算出部７１より出力される電力値Ｐと、電力設定部７２より出力される目標値Ｐ^*との電力偏差ΔＰ（＝Ｐ^*−Ｐ）を入力されて、当該電力偏差ΔＰをゼロにするための電力補償値Ｘを判定部７３２に出力する。電力制御部７３１は、例えば、ＰＩ制御を行っている。

判別部７３２は、電力制御部７３１より入力される電力補償値Ｘがゼロ以上であるか否かを判別するものである。判別部７３２は、電力補償値Ｘがゼロ以上である場合、電力補償値Ｘを追従パルス信号生成部７３４に出力する。一方、判別部７３２は、電力補償値Ｘがゼロ未満である場合、電力補償値Ｘを先行パルス信号生成部７３３に出力する。

先行パルス信号生成部７３３は、先行アームのスイッチング素子２ａおよび２ｂに入力される駆動信号Ｐａ’およびＰｂ’の元になるパルス信号ＰａおよびＰｂを生成するものである。先行パルス信号生成部７３３は、所定の周期Ｔでデューティ比が５０％であるパルス信号を生成し、判別部７３２から電力補償値Ｘが入力されている間だけ、電力補償値Ｘの絶対値に応じて大きくなるΔＴだけローレベル期間を長くする。具体的には、ローレベルからハイレベルへの切り替えのタイミングを通常よりΔＴだけ遅らせる。先行パルス信号生成部７３３は、このようにして生成したパルス信号をパルス信号Ｐａとして、ドライバ７４に出力する。また、先行パルス信号生成部７３３は、パルス信号Ｐａを反転させた信号を生成し、判別部７３２から電力補償値Ｘが入力されている間だけ、電力補償値Ｘに応じたΔＴだけローレベル期間を長くする。具体的には、ローレベルからハイレベルへの切り替えのタイミングを通常よりΔＴだけ遅らせる。先行パルス信号生成部７３３は、このようにして生成したパルス信号をパルス信号Ｐｂとして、ドライバ７４に出力する。

追従パルス信号生成部７３４は、追従アームのスイッチング素子２ｃおよび２ｄに入力される駆動信号Ｐｃ’およびＰｄ’の元になるパルス信号ＰｃおよびＰｄを生成するものである。追従パルス信号生成部７３４は、所定の周期Ｔでデューティ比が５０％であるパルス信号を生成し、判別部７３２から電力補償値Ｘが入力されている間だけ、電力補償値Ｘに応じて大きくなるΔＴだけローレベル期間を長くする。具体的には、ローレベルからハイレベルへの切り替えのタイミングを通常よりΔＴだけ遅らせる。追従パルス信号生成部７３４は、このようにして生成したパルス信号をパルス信号Ｐｃとして、ドライバ７４に出力する。また、追従パルス信号生成部７３４は、パルス信号Ｐｃを反転させた信号を生成し、判別部７３２から電力補償値Ｘが入力されている間だけ、電力補償値Ｘの絶対値に応じたΔＴだけローレベル期間を長くする。具体的には、ローレベルからハイレベルへの切り替えのタイミングを通常よりΔＴだけ遅らせる。追従パルス信号生成部７３４は、このようにして生成したパルス信号をパルス信号Ｐｄとして、ドライバ７４に出力する。パルス信号Ｐｃ（Ｐｄ）の位相は、インバータ装置８の起動時には、パルス信号Ｐａ（Ｐｂ）の位相に一致している。操作部の操作により、電力設定部７２が目標値Ｐ^*をゼロから大きくすることにより、追従パルス信号生成部７３４がパルス信号Ｐｃ（Ｐｄ）の位相を遅らせることで、インバータ回路２から電力が出力される。

なお、パルス信号生成部７３によるパルス信号の生成方法は、上述したものに限られない。電力制御部７３１より出力される電力補償値Ｘに応じて、パルス信号Ｐａ，Ｐｂまたはパルス信号Ｐｃ，Ｐｄの位相を遅らせることができればよい。

本実施形態では、パルス信号生成部７３をディジタル回路として実現した場合について説明したが、アナログ回路として実現してもよい。また、各部が行う処理をプログラムで設計し、当該プログラムを実行させることでコンピュータをパルス信号生成部７３として機能させてもよい。また、当該プログラムを記録媒体に記録しておき、コンピュータに読み取らせるようにしてもよい。

ドライバ７４は、パルス信号生成部７３から入力されるパルス信号Ｐａ〜Ｐｄを増幅して、各スイッチング素子２ａ〜２ｄを駆動できるレベルの駆動信号Ｐａ’〜Ｐｄ’として出力する。本実施形態では、ドライバ７４を、パルストランス方式（図２（ａ）参照）のゲートドライブ回路としている。なお、ドライバ７４は、パルストランス方式のゲートドライブ回路に限定されず、フォトカプラ方式（図２（ｂ）参照）などの他の方式のゲートドライブ回路としてもよい。ドライバ７４は、入力されるパルス信号Ｐａ〜Ｐｄのデューティ比が５０％であることを想定して設計される。すなわち、デューティ比が５０％の場合に問題なく動作し得る最も経済的な設計がなされる。なお、スイッチング素子２ａおよび２ｂ（２ｃおよび２ｄ）が瞬間的にオン状態になってしまうことを防ぐために、駆動信号Ｐａ’〜Ｐｄ’にデッドタイムを設けるようにしてもよい。

次に、誘導加熱装置Ａの作用と効果について説明する。

誘導加熱装置Ａは、電力算出部７１が算出する電力値Ｐが、電力設定部７２によって設定される目標値Ｐ^*になるようにフィードバック制御される。直流電源１に入力される交流電力が変動して電力値Ｐが目標値Ｐ^*より大きくなった場合や、操作部の操作により目標値Ｐ^*が小さい値に変更された場合、電力偏差ΔＰが負の値になる。この場合、電力制御部７３１から出力される電力補償値Ｘが負の値になり、判別部７３２が電力補償値Ｘを先行パルス信号生成部７３３に出力する。これにより、先行パルス信号生成部７３３が出力するパルス信号Ｐａ（Ｐｂ）の位相が遅れ、パルス信号Ｐｃ（Ｐｄ）の位相との位相差θが小さくなる。

先行パルス信号生成部７３３のΔＴが大きいほど、パルス信号Ｐａ（Ｐｂ）の位相の遅れが大きくなるので、位相差θの変化が速く進み、ΔＴが小さいほど、パルス信号Ｐａ（Ｐｂ）の位相の遅れが小さくなるので、位相差θの変化が遅く進む。位相差θの変化が速すぎると、インバータ回路２の出力電力にオーバーシュートやアンダーシュートが発生し、位相差θの変化が遅すぎると、インバータ回路２の出力電力の変化が遅くなる。本実施形態では、位相差θの変化が、約π［rad/s］、すなわち、インバータ回路２の出力電力が最大から最小まで変化するのに約１秒かかるように、電力制御部７３１の各制御ゲイン、および、電力補償値ＸからΔＴを算出する定数を設計している。オーバーシュートやアンダーシュートを防ぎ、出力電力の変化が遅く感じないようにするためには、位相差θの変化の速さを、０．５π［rad/s］以上、２π［rad/s］以下とするのがよい。

また、誘導加熱装置Ａを加熱調理用のものとして用いる場合、例えば鍋が沸騰しているのを見て火力を小さくするなど、火力を低減する場合の方が火力を増大させる場合より急を要する。したがって、本実施形態では、位相差θを小さくするときの速さを、位相差θを大きくするときの速さより速くなるように設計している。すなわち、電力補償値Ｘの絶対値が同じでも、先行パルス信号生成部７３３のΔＴが、追従パルス信号生成部７３４のΔＴより大きくなるようにしている。

図３および図４は、第１実施形態に係るフェーズシフト制御により出力電力を変化させるときの過渡状態を説明するための波形図である。これらの図において、ＰａおよびＰｂは先行パルス信号生成部７３３が出力するパルス信号ＰａおよびＰｂを示しており、ＰｃおよびＰｄは追従パルス信号生成部７３４が出力するパルス信号ＰｃおよびＰｄを示している。パルス信号Ｐｃ（Ｐｄ）の位相はパルス信号Ｐa（Ｐｂ）の位相より位相差θだけ遅れている。

図３は、位相差θを小さくしている状態を示している。パルス信号ＰｃおよびＰｄの位相は変更されず、周期Ｔのままでパルスが生成されている。一方、パルス信号ＰａおよびＰｂは、電力補償値Ｘの絶対値に対応するΔＴだけローレベル期間が長くなり、位相が遅れている。これにより、位相差θは徐々に小さくなっている。なお、図３および図４は、過渡状態を解りやすくするために、ΔＴを極端に大きくして位相差θが急激に小さくなるように記載している。実際は、ΔＴはもっと小さく、位相差θの変化も小さい。

パルス信号Ｐａはドライバ７４で増幅されて、駆動信号Ｐａ’としてスイッチング素子２ａに入力される。スイッチング素子２ａは、駆動信号Ｐａ’がハイレベルのときにオン状態になり、駆動信号Ｐａ’がローレベルのときにオフ状態になる。つまり、スイッチング素子２ａは、パルス信号Ｐａがハイレベルのときにオン状態になり、パルス信号Ｐａがローレベルのときにオフ状態になる。同様に、スイッチング素子２ｂ（２ｃ，２ｄ）は、パルス信号Ｐｂ（Ｐｃ，Ｐｄ）がハイレベルのときにオン状態になり、パルス信号Ｐｂ（Ｐｃ，Ｐｄ）がローレベルのときにオフ状態になる。スイッチング素子２ａとスイッチング素子２ｄとがオン状態の場合、先行アームの出力ラインと追従アームの出力ラインとの電位差は、直流電源１の正極側と負極側との電位差「Ｅ」になる。また、スイッチング素子２ｂとスイッチング素子２ｃとがオン状態の場合、先行アームの出力ラインと追従アームの出力ラインとの電位差は、「−Ｅ」になる。図３の最下段に示す波形は、先行アームの出力ラインと追従アームの出力ラインとの電位差、すなわち、負荷（コイル５、共振コンデンサ６および加熱対象物Ｂ）に印加される電圧の波形である。パルス信号ＰａおよびＰｄがハイレベルのときに「Ｅ」になり、パルス信号ＰｂおよびＰｃがハイレベルのときに「−Ｅ」になっている。位相差θが小さくなることで、負荷に電圧が印加される時間が短くなり電流が流れる時間が短くなって、インバータ回路２の出力電力が小さくなっている。

インバータ回路２の出力電力が小さくなって、直流電源１に入力される電力が小さくなり、電力値Ｐが目標値Ｐ^*に一致するようになる。

一方、直流電源１に入力される交流電力が変動して電力値Ｐが目標値Ｐ^*より小さくなった場合や、操作部の操作により目標値Ｐ^*が大きい値に変更された場合、電力偏差ΔＰが正の値になる。この場合、電力制御部７３１から出力される電力補償値Ｘが正の値になり、判別部７３２が電力補償値Ｘを追従パルス信号生成部７３４に出力する。これにより、追従パルス信号生成部７３４が出力するパルス信号Ｐｃ（Ｐｄ）の位相が遅れ、パルス信号Ｐａ（Ｐｂ）の位相との位相差θが大きくなる。

図４は、位相差θを大きくしている状態を示している。パルス信号ＰａおよびＰｂの位相は変更されず、周期Ｔのままでパルスが生成されている。一方、パルス信号ＰｃおよびＰｄは、電力補償値Ｘに対応するΔＴだけローレベル期間が長くなり、位相が遅れている。これにより、位相差θは徐々に大きくなっている。図４の最下段に示す波形は、先行アームの出力ラインと追従アームの出力ラインとの電位差、すなわち、負荷に印加される電圧の波形である。位相差θが大きくなることで、負荷に電圧が印加される時間が長くなり電流が流れる時間が長くなって、インバータ回路２の出力電力が大きくなっている。

インバータ回路２の出力電力が大きくなって、直流電源１に入力される電力が大きくなり、電力値Ｐが目標値Ｐ^*に一致するようになる。

図３に示すように、位相差θを小さくする場合、パルス信号ＰｃおよびＰｄの位相を変更せずに、パルス信号ＰａおよびＰｂのローレベル期間を長くすることで位相を遅らせている。したがって、パルス信号ＰａおよびＰｂのデューティ比が５０％より小さくなる場合はあるが、５０％より大きくなることはない。また、図４に示すように、位相差θを大きくする場合、パルス信号ＰａおよびＰｂの位相を変更せずに、パルス信号ＰｃおよびＰｄのローレベル期間を長くすることで位相を遅らせている。したがって、パルス信号ＰｃおよびＰｄのデューティ比が５０％より小さくなる場合はあるが、５０％より大きくなることはない。これにより、デューティ比が５０％を超えることに起因するドライブ回路の故障やインバータ装置８の不安定動作を防止することができる。

なお、本実施形態においては、デューティ比を５０％にした場合について説明しているが、これに限られない。５０％はあくまで例示であって、５０％以外の所定値としてもよい。先行パルス信号生成部７３３および追従パルス信号生成部７３４は、ローレベル期間を長くすることでパルス信号の位相を遅らせて位相差θを変化させるので、デューティ比を設定されている所定値より大きくすることがない。

本実施形態においては、直流電源１に入力される交流電力がインバータ回路２の出力電力とほぼ同じであることを利用して、直流電源１に入力される交流電力を制御することで、インバータ回路２の出力電力を制御しているが、これに限られない。例えば、インバータ回路２の出力電力を直接制御するようにしてもよい。すなわち、電力算出部７１がインバータ回路２の出力電流および出力電圧から出力電力を算出し、電力設定部７２が出力電力の目標値を設定するようにしてもよい。また、直流電源１からインバータ回路２に入力される直流電力を制御するようにしてもよい。また、直流電源１に入力される交流電流を制御するようにしてもよいし、当該交流電流から推定される交流電力を制御するようにしてもよい。

上記第１実施形態においては、パルス信号Ｐａ〜Ｐｄのローレベル期間を長くすることで位相を遅らせて、位相差を変化させる場合について説明したが、これに限られない。例えば、パルス信号Ｐａ〜Ｐｄのハイレベル期間を短くすることで位相を進めて、位相差を変化させるようにしてもよい。この場合を、第２実施形態として、以下に説明する。

第２実施形態に係る誘導加熱装置Ａ２は、判別部７３２、先行パルス信号生成部７３３および追従パルス信号生成部７３４の機能が異なるだけで、全体構成は図１と同様である。第１実施形態に係る誘導加熱装置Ａのものと区別するために、以下では、判別部７３２’、先行パルス信号生成部７３３’および追従パルス信号生成部７３４’として、判別部７３２、先行パルス信号生成部７３３および追従パルス信号生成部７３４との相違点について説明する。

判別部７３２’は、電力補償値Ｘがゼロ以上である場合、電力補償値Ｘを先行パルス信号生成部７３３’に出力する。一方、判別部７３２’は、電力補償値Ｘがゼロ未満である場合、電力補償値Ｘを追従パルス信号生成部７３４’に出力する。

先行パルス信号生成部７３３’は、判別部７３２’から電力補償値Ｘが入力されている間、電力補償値Ｘに応じて大きくなるΔＴだけ、パルス信号ＰａおよびＰｂのハイレベル期間を短くする。具体的には、ハイレベルからローレベルへの切り替えのタイミングを通常よりΔＴだけ早くする。

追従パルス信号生成部７３４’は、判別部７３２’から電力補償値Ｘが入力されている間、電力補償値Ｘの絶対値に応じて大きくなるΔＴだけ、パルス信号ＰｃおよびＰｄのハイレベル期間を短くする。具体的には、ハイレベルからローレベルへの切り替えのタイミングを通常よりΔＴだけ早くする。

図５は、第２実施形態に係るフェーズシフト制御により出力電力を変化させるときの過渡状態を説明するための波形図である。同図において、Ｐａは先行パルス信号生成部７３３’が出力するパルス信号Ｐａを示しており、Ｐｃは追従パルス信号生成部７３４’が出力するパルス信号Ｐｃを示している。パルス信号Ｐｃの位相はパルス信号Ｐａの位相より位相差θだけ遅れている。なお、パルス信号ＰｂおよびＰｄの波形の記載は省略している。

同図（ａ）は、位相差θを小さくしている状態を示している。パルス信号Ｐａの位相は変更されず、周期Ｔのままでパルスが生成されている。一方、パルス信号Ｐｃは、電力補償値Ｘに対応するΔＴだけハイレベル期間が短くなり、位相が進んでいる。これにより、位相差θは徐々に小さくなっている。同図（ｂ）は、位相差θを大きくしている状態を示している。パルス信号Ｐｃの位相は変更されず、周期Ｔのままでパルスが生成されている。一方、パルス信号Ｐａは、電力補償値Ｘの絶対値に対応するΔＴだけハイレベル期間が短くなり、位相が進んでいる。これにより、位相差θは徐々に大きくなっている。

図５に示すように、パルス信号ＰａまたはＰｃのハイレベル期間を短くすることで位相を進めて位相差θを変化させているので、パルス信号ＰａおよびＰｃのデューティ比が５０％より小さくなる場合はあるが、５０％より大きくなることはない。したがって、第２実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

また、パルス信号ＰａおよびＰｂの位相を固定して、パルス信号ＰｃおよびＰｄのハイレベル期間を短くすることで位相を進めて、位相差を小さくし、パルス信号ＰｃおよびＰｄのローレベル期間を長くすることで位相を遅らせて、位相差θを大きくするようにしてもよい。この場合を、第３実施形態として、以下に説明する。

第３実施形態に係る誘導加熱装置Ａ３は、判別部７３２が設けられておらず、電力制御部７３１が出力する電力補償値Ｘを追従パルス信号生成部７３４に入力する点、および、先行パルス信号生成部７３３および追従パルス信号生成部７３４の機能が異なる点が、第１実施形態に係る誘導加熱装置Ａと異なっている。その他の点については、第１実施形態に係る誘導加熱装置Ａと共通するので、図示および説明を省略している。

第３実施形態に係る先行パルス信号生成部７３３は、パルス信号Ｐａとパルス信号Ｐｂの位相を変更させずに、ドライバ７４に出力する。

第３実施形態に係る追従パルス信号生成部７３４は、電力制御部７３１から入力される電力補償値Ｘがゼロ未満である場合、電力補償値Ｘの絶対値に応じて大きくなるΔＴだけ、パルス信号ＰｃおよびＰｄのハイレベル期間を短くする。具体的には、ハイレベルからローレベルへの切り替えのタイミングを通常よりΔＴだけ早くする。また、電力制御部７３１から入力される電力補償値Ｘがゼロ以上である場合、電力補償値Ｘに応じて大きくなるΔＴだけ、パルス信号ＰｃおよびＰｄのローレベル期間を長くする。具体的には、ローレベルからハイレベルへの切り替えのタイミングを通常よりΔＴだけ遅くする。

図６は、第３実施形態に係るフェーズシフト制御により出力電力を変化させるときの過渡状態を説明するための波形図である。同図において、Ｐａは先行パルス信号生成部７３３が出力するパルス信号Ｐａを示しており、Ｐｃは追従パルス信号生成部７３４が出力するパルス信号Ｐｃを示している。パルス信号Ｐｃの位相はパルス信号Ｐａの位相より位相差θだけ遅れている。なお、パルス信号ＰｂおよびＰｄの波形の記載は省略している。

同図（ａ）は、位相差θを小さくしている状態を示している。パルス信号Ｐａの位相は変更されず、周期Ｔのままでパルスが生成されている。一方、パルス信号Ｐｃは、電力補償値Ｘの絶対値に対応するΔＴだけハイレベル期間が短くなり、位相が進んでいる。これにより、位相差θは徐々に小さくなっている。同図（ｂ）は、位相差θを大きくしている状態を示している。パルス信号Ｐａの位相は変更されず、周期Ｔのままでパルスが生成されている。一方、パルス信号Ｐｃは、電力補償値Ｘに対応するΔＴだけローレベル期間が長くなり、位相が遅れている。これにより、位相差θは徐々に大きくなっている。

図６に示すように、パルス信号Ｐｃのハイレベル期間を短くすることで位相を進め、ローレベル期間を長くすることで位相を遅らせて、位相差θを変化させているので、パルス信号Ｐｃのデューティ比が５０％より小さくなる場合はあるが、５０％より大きくなることはない。したがって、第３実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

逆に、パルス信号ＰｃおよびＰｄの位相を固定して、パルス信号ＰａおよびＰｂのローレベル期間を長くすることで位相を遅らせて、位相差θを小さくし、パルス信号ＰａおよびＰｂのハイレベル期間を短くすることで位相を進めて、位相差を大きくするようにしてもよい。この場合を、第４実施形態として、以下に説明する。

第４実施形態に係る誘導加熱装置Ａ４は、判別部７３２が設けられておらず、電力制御部７３１が出力する電力補償値Ｘを先行パルス信号生成部７３３に入力する点、および、先行パルス信号生成部７３３および追従パルス信号生成部７３４の機能が異なる点が、第１実施形態に係る誘導加熱装置Ａと異なっている。その他の点については、第１実施形態に係る誘導加熱装置Ａと共通するので、図示および説明を省略している。

第４実施形態に係る追従パルス信号生成部７３４は、パルス信号Ｐｃとパルス信号Ｐｄの位相を変更させずに、ドライバ７４に出力する。

第４実施形態に係る先行パルス信号生成部７３３は、電力制御部７３１から入力される電力補償値Ｘがゼロ未満である場合、電力補償値Ｘの絶対値に応じて大きくなるΔＴだけ、パルス信号ＰａおよびＰｂのローレベル期間を長くする。具体的には、ローレベルからハイレベルへの切り替えのタイミングを通常よりΔＴだけ遅くする。また、電力制御部７３１から入力される電力補償値Ｘがゼロ以上である場合、電力補償値Ｘに応じて大きくなるΔＴだけ、パルス信号ＰａおよびＰｂのハイレベル期間を短くする。具体的には、ハイレベルからローレベルへの切り替えのタイミングを通常よりΔＴだけ早くする。

図７は、第４実施形態に係るフェーズシフト制御により出力電力を変化させるときの過渡状態を説明するための波形図である。同図において、Ｐａは先行パルス信号生成部７３３が出力するパルス信号Ｐａを示しており、Ｐｃは追従パルス信号生成部７３４が出力するパルス信号Ｐｃを示している。パルス信号Ｐｃの位相はパルス信号Ｐａの位相より位相差θだけ遅れている。なお、パルス信号ＰｂおよびＰｄの波形の記載は省略している。

同図（ａ）は、位相差θを小さくしている状態を示している。パルス信号Ｐｃの位相は変更されず、周期Ｔのままでパルスが生成されている。一方、パルス信号Ｐａは、電力補償値Ｘの絶対値に対応するΔＴだけローレベル期間が長くなり、位相が遅れている。これにより、位相差θは徐々に小さくなっている。同図（ｂ）は、位相差θを大きくしている状態を示している。パルス信号Ｐｃの位相は変更されず、周期Ｔのままでパルスが生成されている。一方、パルス信号Ｐａは、電力補償値Ｘに対応するΔＴだけハイレベル期間が短くなり、位相が進んでいる。これにより、位相差θは徐々に大きくなっている。

図７に示すように、パルス信号Ｐａのハイレベル期間を短くすることで位相を進め、ローレベル期間を長くすることで位相を遅らせて、位相差θを変化させているので、パルス信号Ｐａのデューティ比が５０％より小さくなる場合はあるが、５０％より大きくなることはない。したがって、第４実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

第１ないし第４実施形態においては、誘導加熱装置のインバータ装置８に、本発明を用いた場合について説明したが、これに限られない。本発明は、フェーズシフト制御を行うすべてのインバータ装置に用いることができる。例えば、電源装置（高周波電源装置や溶接電源装置など）や駆動装置のインバータ装置に本発明を用いるようにしてもよい。つまり、図１における負荷（コイル５、共振コンデンサ６および加熱対象物Ｂ）に代えて、別の負荷にインバータ装置８が電力を供給する場合にも、本発明を用いることができる。

本発明に係るインバータ回路の制御回路、この制御回路を備えたインバータ装置、このインバータ装置を備えた誘導加熱装置、および、制御方法は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係るインバータ回路の制御回路、この制御回路を備えたインバータ装置、このインバータ装置を備えた誘導加熱装置、および、制御方法の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ，Ａ２，Ａ３，Ａ４ 誘導加熱装置
１ 直流電源
２ インバータ回路
２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ スイッチング素子
３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ フライホイールダイオード
４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ スナバコンデンサ
５ コイル
６ 共振コンデンサ
７ 制御回路
７１ 電力算出部
７２ 電力設定部
７３ パルス信号生成部
７３１ 電力制御部（制御手段）
７３２，７３２’ 判別部
７３３，７３３’ 先行パルス信号生成部（先行駆動信号生成手段）
７３４，７３４’ 追従パルス信号生成部（追従駆動信号生成手段）
７４ ドライバ（先行駆動信号生成手段、追従駆動信号生成手段）
８ インバータ装置
Ｂ 加熱対象物

Claims (13)

1. インバータ回路に駆動信号を入力して、前記インバータ回路を制御する制御回路であって、
   前記インバータ回路の一方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する先行駆動信号の位相と、他方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する追従駆動信号の位相との差である位相差を変化させることで、前記インバータ回路の出力を制御し、
   前記先行駆動信号のローレベル期間を長くすることで位相を遅らせて前記位相差を小さくし、
   前記追従駆動信号のローレベル期間を長くすることで位相を遅らせて前記位相差を大きくする、
   ことを特徴とする制御回路。
2. 前記インバータ回路の出力電力に連動する電気的信号の測定値を目標値から減算した偏差に基づく補償値を出力する制御手段と、
   前記補償値がゼロ以上であるか否かを判別する判別手段と、
   前記先行駆動信号を生成する先行駆動信号生成手段と、
   前記追従駆動信号を生成する追従駆動信号生成手段と、
   を備え、
   前記先行駆動信号生成手段は、前記判別手段によってゼロ未満であると判別された場合に、生成する先行駆動信号のローレベル期間を長くし、
   前記追従駆動信号生成手段は、前記判別手段によってゼロ以上であると判別された場合に、生成する追従駆動信号のローレベル期間を長くする、
   請求項１に記載の制御回路。
3. インバータ回路に駆動信号を入力して、前記インバータ回路を制御する制御回路であって、
   前記インバータ回路の一方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する先行駆動信号の位相と、他方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する追従駆動信号の位相との差である位相差を変化させることで、前記インバータ回路の出力を制御し、
   前記先行駆動信号のハイレベル期間を短くすることで位相を進めて前記位相差を大きくし、
   前記追従駆動信号のハイレベル期間を短くすることで位相を進めて前記位相差を小さくする、
   ことを特徴とする制御回路。
4. 前記インバータ回路の出力電力に連動する電気的信号の測定値を目標値から減算した偏差に基づく補償値を出力する制御手段と、
   前記補償値がゼロ以上であるか否かを判別する判別手段と、
   前記先行駆動信号を生成する先行駆動信号生成手段と、
   前記追従駆動信号を生成する追従駆動信号生成手段と、
   を備え、
   前記先行駆動信号生成手段は、前記判別手段によってゼロ以上であると判別された場合に、生成する先行駆動信号のハイレベル期間を短くし、
   前記追従駆動信号生成手段は、前記判別手段によってゼロ未満であると判別された場合に、生成する追従駆動信号のハイレベル期間を短くする、
   請求項１に記載の制御回路。
5. 前記電気的信号は、前記インバータ回路の入力電力である、
   請求項２または４に記載の制御回路。
6. インバータ回路に駆動信号を入力して、前記インバータ回路を制御する制御回路であって、
   前記インバータ回路の一方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する先行駆動信号の位相と、他方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する追従駆動信号の位相との差である位相差を変化させることで、前記インバータ回路の出力を制御し、
   前記追従駆動信号のハイレベル期間を短くすることで位相を進めて前記位相差を小さくし、
   前記追従駆動信号のローレベル期間を長くすることで位相を遅らせて前記位相差を大きくする、
   ことを特徴とする制御回路。
7. インバータ回路に駆動信号を入力して、前記インバータ回路を制御する制御回路であって、
   前記インバータ回路の一方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する先行駆動信号の位相と、他方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する追従駆動信号の位相との差である位相差を変化させることで、前記インバータ回路の出力を制御し、
   前記先行駆動信号のローレベル期間を長くすることで位相を遅らせて前記位相差を小さくし、
   前記先行駆動信号のハイレベル期間を短くすることで位相を進めて前記位相差を大きくする、
   ことを特徴とする制御回路。
8. 前記位相差を変化させるときの速さは、０．５π［rad/s］以上、２π［rad/s］以下である、
   請求項１ないし７のいずれかに記載の制御回路。
9. 前記位相差を小さくするときの速さは、前記位相差を大きくするときの速さより速い、
   請求項１ないし８のいずれかに記載の制御回路。
10. インバータ回路と、請求項１ないし９のいずれかに記載の制御回路と、
    を備えていることを特徴とするインバータ装置。
11. 直流電源と、請求項１０に記載のインバータ装置と、前記インバータ装置から入力される交流電流によって磁界を発生させるコイルと、
    を備えていることを特徴とする誘導加熱装置。
12. インバータ回路を制御する制御方法であって、
    前記インバータ回路の一方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する先行駆動信号を生成する第１の工程と、
    他方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する追従駆動信号を、前記先行駆動信号より位相を遅らせた信号として生成する第２の工程と、
    生成された先行駆動信号および追従駆動信号をそれぞれ対応するスイッチング素子に入力する第３の工程と、
    を備え、
    前記先行駆動信号のローレベル期間を長くすることで位相を遅らせて、前記追従駆動信号の位相との位相差を小さくし、
    前記追従駆動信号のローレベル期間を長くすることで位相を遅らせて、前記位相差を大きくする、
    ことを特徴とする制御方法。
13. インバータ回路を制御する制御方法であって、
    前記インバータ回路の一方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する先行駆動信号を生成する第１の工程と、
    他方のアームに配置されているスイッチング素子に入力する追従駆動信号を、前記先行駆動信号より位相を遅らせた信号として生成する第２の工程と、
    生成された先行駆動信号および追従駆動信号をそれぞれ対応するスイッチング素子に入力する第３の工程と、
    を備え、
    前記先行駆動信号のハイレベル期間を短くすることで位相を進めて、前記追従駆動信号の位相との位相差を大きくし、
    前記追従駆動信号のハイレベル期間を短くすることで位相を進めて、前記位相差を小さくする、
    ことを特徴とする制御方法。