JP2010287447A - 誘導加熱装置、誘導加熱方法、及びプログラム - Google Patents

Abstract

【課題】逆変換装置のスイッチングロスを低減する。
【解決手段】近接して配置された複数の誘導加熱コイル２０と、この誘導加熱コイルの各々に直列接続されたコンデンサ４０を有し、直流電圧を矩形波電圧に変換する複数の逆変換装置３０と、複数の誘導加熱コイルに流れるコイル電流の位相を揃えるように制御する制御回路１５とを備え、この制御回路１５は、コイル電流がゼロクロスする時に矩形波電圧の瞬時値が直流電圧又はこの反転電圧に維持するように矩形波電圧が遷移するタイミングを制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、複数の誘導加熱コイルを用いた誘導加熱装置、誘導加熱方法、及びプログラムに関する。

ウェハを熱処理する半導体製造装置は、熱ひずみ等の問題からウェハの表面温度差をできるだけ小さく（例えば、±１℃以内に）制御する必要がある。また、所望の高温（例えば、１３５０℃）まで高速で温度上昇（例えば、１００℃／秒）させる必要がある。そこで、誘導加熱コイルを複数に分割して、分割された誘導加熱コイルごとに個別に高周波電源（例えば、インバータ）を接続して電力制御を行う誘導加熱装置が広く知られている。ところが、分割された誘導加熱コイルは互いに近接しているので、相互誘導インダクタンスＭが存在し、相互誘導電圧が発生する状態となる。そのため、各インバータが相互インダクタンスを介して並列運転される状態となり、各インバータで電流位相にズレがある場合はインバータ相互間で電力の授受が生じることがある。すなわち、各インバータの電流位相のズレによって、分割された誘導加熱コイル間で磁界に位相差が生じるため、隣接する誘導加熱コイルの境界付近で磁界が弱まり、誘導加熱電力による発熱密度が低下する。その結果、被加熱物（ウェハなど）の表面に温度ムラが生じるおそれがある。

そこで、隣接する誘導加熱コイル間に相互誘導電圧が生じて相互インダクタンスが存在する状況下でも、インバータ相互間に循環電流が流れないようにすると共に、分割された誘導加熱コイルの境界付近で発熱密度が低下しないようにして、誘導加熱電力の適正な制御を行うことが可能な「ゾーンコントロール誘導加熱（Zone Controlled Induction Heating：ＺＣＩＨ）」の技術が発明者等によって提案された（例えば、特許文献１参照）。このＺＣＩＨの技術によれば、各電源ユニットは、それぞれ、降圧チョッパと電圧形インバータ（以下、単にインバータという）とを備えて構成されている。そして、複数の電力供給ゾーンに分割された各電源ユニットは、分割されたそれぞれの誘導加熱コイルに個別に接続されて電力供給を行っている。

このとき、各電源ユニットにおけるそれぞれのインバータの電流同期制御（つまり、電流位相の同期制御）によって、各インバータに流れる電流位相を同期させることにより、複数のインバータ間に循環電流が流れないようにしている。言い換えると、複数のインバータ間で電流の授受がないようにして、インバータへ流れ込む回生電力によって過電圧が発生することのないようにしている。また、インバータの電流同期制御によって、分割されたそれぞれの誘導加熱コイルに流れる電流位相を同期させることにより、各誘導加熱コイルの境界付近で誘導加熱電力による発熱密度が急激に低下しないようにしている。さらに、各降圧チョッパによってそれぞれのインバータの入力電圧を制御することにより、各インバータの電流振幅制御を行い、各誘導加熱コイルへ供給する誘導加熱電力の制御を行っている。すなわち、特許文献１に開示されたＺＣＩＨの技術は、各降圧チョッパごとに電流振幅制御を行うことにより、各ゾーンごとに誘導加熱コイルの電力制御を行い、各インバータの電流同期制御によって、複数のインバータ間の循環電流の抑制と、各誘導加熱コイルの境界付近での誘導加熱電力による発熱密度の均一化とを図っている。このようなＺＣＩＨの技術を用いて、降圧チョッパの制御系とインバータの制御系とが個別の制御を行うことで、被加熱物上の発熱分布を任意に制御することが可能となる。すなわち、特許文献１に開示されたＺＣＩＨの技術によって、急速かつ精密な温度制御、及び温度分布制御を行うことが可能となる。

また、特許文献２には、複数の誘導加熱コイルに個別に接続したインバータに同時に直流電力を供給し、複数の誘導加熱コイルを同時に稼働させる技術が開示されている。具体的にこの技術は、直列共振回路に接続された各インバータからの出力電流のゼロクロスを検出し、各インバータの出力電流のゼロクロスタイミングと、基準パルスの立ち上がりタイミングとを比較するようになっている。この技術は、比較により個別に算出される基準パルスからの位相差が０となるように、あるいは０に近づくように出力電流の周波数を調整することで各インバータの出力電流を同期させるものである。また、各インバータの出力電流が同期した後には、インバータの出力電圧を増減させることで各誘導加熱コイルに供給する電流の制御を行い、加熱対象物の温度分布の均一化を図るというものである。

非特許文献１には、インバータの出力電流の位相がインバータの出力電圧に対して遅れている共振電流位相遅れモードと、インバータの出力電流の位相がインバータの出力電圧に対して進んでいる共振電流位相進みモードとを有する共振型変換回路について記載されている。共振電流位相進みモードの共振型変換回路は、零電流スイッチングでターンオンするが、スイッチング素子のターンオン時に転流ダイオードの逆回復動作を伴うので、スイッチング素子に流れる電流は共振電流の他に、転流ダイオードの逆回復電流が加算され、その結果スイッチング素子のターンオン損失が増加する旨が記載されている。これに対して、共振電流位相遅れモードの共振型変換回路は、オン動作は零電流スイッチング、オフ動作はハードスイッチングになり、スイッチング素子と並列に無損失キャパシタスナバを接続することにより、ハードスイッチングによるオフ動作を零電圧スイッチング（ＺＶＳ：Zero Voltage Switching)に改善することができる旨が記載されている。
また、非特許文献２には、電流がゼロクロスした時に出力を短絡することにより、スイッチング素子がオープン状態になることを回避して、インダクタンス負荷を安定に駆動させるＺＶＳ動作を実現したフルブリッジ回路が開示されている。

特開２００７−２６７５０号公報 特開２００４−１４６２８３号公報

パワーエレクトロニクス回路、オーム社、電気学会半導体電力変換システム調査専門委員会編、第８章 共振型変換回路 トランジスタ技術、ＣＱ出版社、２００４年６月号、ｐ．２２８

特許文献１の技術で使用されるインバータは、スイッチングロスを低減するために、通常、誘導加熱コイルに流れる正弦波電流の方向が反転するゼロクロスタイミングが駆動電圧の立ち上がりタイミングよりも遅れる共振電流遅れ位相モードで使用される。しかしながら、誘導加熱コイルに印加する供給電力（有効電力）を調整するために、矩形波電圧のパルス幅を短くすると、正弦波電流が負から正にゼロクロスするゼロクロスタイミングが駆動電圧の立ち上がりタイミングよりも進む、共振電流位相進みモードでスイッチングすることがある。このため、インバータ（逆変換装置）は、スイッチング素子のターンオン時に、スイッチング素子に流れる電流に転流ダイオードの逆回復電流が加算され、スイッチング損失が増加するという問題があった。

そこで、本発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、パルス幅にかかわらず逆変換装置のスイッチング損失を低減することができる誘導加熱装置、誘導加熱方法、及びプログラムを提供することを目的とする。

前記目的を達成するため、本発明は、近接して配置された複数の誘導加熱コイル（２０）と、この誘導加熱コイルの各々に直列接続されたコンデンサ（４０）と、直流電圧から変換させられた高周波電圧を各々の前記誘導加熱コイル及び前記コンデンサの直列回路に印加する複数の逆変換装置（３０）と、前記高周波電圧を電圧幅制御するとともに前記複数の誘導加熱コイルに流れるコイル電流の位相を揃えるように前記複数の逆変換装置を制御する制御回路とを備える誘導加熱装置（１００）であって、前記複数の逆変換装置は、各々の前記直流電圧が共通することを特徴とする。なお、括弧内の数字は例示である。

各々の誘導加熱コイルに供給する有効電力を調整するために、直流電圧を変えないで、出力電力が少ない逆変換装置の矩形波電圧のパルス幅を短くする代わりに、各逆変換装置に共通に印加される直流電圧を低下させて、出力電力が大きい逆変換装置の高周波電圧（矩形波電圧）のパルス幅を長くする。これにより、各逆変換装置は、共振電流進み位相モードが回避され、共振電流遅れ位相モードで駆動するので、高周波電圧のパルス幅にかかわらずスイッチングロスが低減する。また、コイル電流のゼロクロス時に逆変換装置の出力電圧が安定しているので、インダクタンス負荷によるサージ電圧が低減する。また、パルス幅を長くする代わりに、駆動周波数を高くして、位相遅れを増加させてもよい。

また、前記直流電圧は、前記複数の逆変換装置が変換した高周波電圧の電圧幅最大値が所定値以上になるように低下させられることが好ましい。これによれば、所定値以上の電圧幅であるような大出力の逆変換装置は、前記直列回路に印加される印加電圧の立ち上がりタイミングよりも、前記直列回路に流れる電流が負から正にゼロクロスするゼロクロスタイミングの方が遅れるように直流電圧が制御され、共振電流遅れ位相モードで動作する。一方、電圧幅が所定値未満の小出力の逆変換装置は、共振電流進み位相モードで動作するが小出力であるので、蓄積損失やサージ電圧も小さくなり、トランジスタの破壊は免れる。

前記逆変換装置は、各アームがトランジスタ（例えば、ＦＥＴ，ＩＧＢＴ）と逆並列接続されたダイオードとを備え、前記直流電圧は、チョッパ回路、又は順変換装置により発生させられる。

また、前記コイル電流が負から正にゼロクロスした後に前記高周波電圧が立ち上がった時に前記逆変換装置を停止させる異常停止部をさらに備えることが好ましい。これによれば、スイッチングロスによる発熱、或いは過電流による破壊が回避される。

また、前記複数の誘導加熱コイルは、共通の発熱体に近接させられ、前記制御回路は、各々の前記誘導加熱コイルが前記発熱体に供給する電磁エネルギーが均一になるように前記矩形波電圧のパルス幅を各々可変制御することが好ましい。

本発明によれば、パルス幅にかかわらず逆変換装置のスイッチングロスが低減する。また、スイッチング時のサージ電圧も低減する。

本発明の第１実施形態に係る誘導加熱装置の回路構成図である。 本発明の第１実施形態に係る誘導加熱装置の加熱部の断面図である。 誘導加熱コイルとコンデンサとからなる共振回路とその等価回路を示す図であり、(ａ)は誘導加熱コイルとコンデンサとからなる共振回路の２ゾーンＺＣＩＨ、(ｂ)は１ゾーンの等価回路であり、（ｃ）はベクトル図である。 本発明の第１実施形態に係る誘導加熱装置に用いられる制御回路の構成図である。 Phase Shift制御を用いたときの制御法を説明するための波形図である。 共振電流位相遅れモードであって、１００％ＤＵＴＹのときの波形図、及び電流の流れを示す逆変換装置の回路図である。 共振電流位相進みモードであって、ＤＵＴＹ１００％未満のときの波形図である。 共振電流位相進みモードであって、ＤＵＴＹ１００％未満のときの電流の流れを示す逆変換装置の回路図である。 共振電流位相遅れモードであって、ＤＵＴＹ１００％未満のときの波形図である。 共振電流位相遅れモードであって、ＤＵＴＹ１００％未満のときの電流の流れを示す逆変換装置の回路図である。

（第１実施形態）
本発明の誘導加熱装置の構成を図１及び図２を用いて説明する。
図１において、誘導加熱装置１００は、降圧チョッパ１０と、複数の逆変換装置３０，３１，…，３５と、複数の誘導加熱コイル２０，２１，…，２５と、制御回路１５とを備えて構成され、各々の誘導加熱コイル２０，２１，…，２５が、高周波磁束を発生することにより、共通の発熱体（例えば、カーボングラファイト）（図２）に渦電流を流し、この発熱体を発熱させるものである。

また、誘導加熱装置１００は、隣接する誘導加熱コイルによる相互誘導電圧の影響を低減するように、すべての誘導加熱コイル２０，２１，…，２５の電流位相、及び周波数を揃えるように制御されている。誘導加熱コイル２０，２１，…，２５の電流位相が揃うように制御され、発生磁界に位相差が生じないので、隣接する誘導加熱コイルの境界付近で磁界が弱まることがなく、誘導加熱電力による発熱密度が低下しない。その結果、被加熱物の表面に温度ムラが生じることがなくなる。
さらに、逆変換装置３０，３１，…，３５は、スイッチングロスを低減するために、誘導加熱コイル２０，２１，…，２５の等価インダクタンスと、直列接続されたコンデンサＣのキャパシタンスとの共振周波数よりも、駆動周波数を高くして共振電流位相遅れモードで駆動するようになっている。

次に、図２を用いて加熱対象物について説明する。
図２は、ウェハの熱処理に用いるＲＴＡ（Rapid Thermal Annealing）装置の構成図である。ＲＴＡ装置は、複数の誘導加熱コイル２０，２１，…，２５が凹部に埋設された耐熱板と、この耐熱板の表面に設けられた共通の発熱体と、逆変換装置（図１）、及び降圧チョッパ１０からなるＺＣＩＨインバータとを備え、複数の誘導加熱コイル２０，２１，…，２５により、発熱体を複数ゾーン（例えば、６ゾーン）に分割加熱するように構成されている。このＲＴＡ装置は、誘導加熱コイル２０，２１，…，２５の各々が高周波磁束を発生し、この高周波磁束が、例えばカーボングラファイトで形成された発熱体に渦電流を流し、この渦電流がカーボングラファイトの抵抗成分に流れることによって、発熱体が発熱するように構成されている。言い換えれば、誘導加熱コイル２０，２１，…，２５の各々が高周波の電磁エネルギーを発生し、この電磁エネルギーにより発熱体が発熱し、この発熱体の輻射熱により被加熱物であるガラス基板やウェハが加熱する。なお、半導体の熱処理においては、この加熱は減圧雰囲気中で行われる。

また、隣接する加熱誘導コイル２０，２１のみを考え、図３（ａ）に示すような共振回路を考える。すなわち、誘導加熱コイル２０，２１は、等価インダクタンスＬａ，Ｌｂの誘導成分と、等価抵抗値Ｒａ，Ｒｂの抵抗成分とが存在し、コンデンサＣ_１，Ｃ_２を介して、電圧Ｖ_１，Ｖ_２が印加されている。また、誘導加熱コイル２０，２１は、互いに隣接しているので、相互誘導インダクタンスＭ（Ｍ１）により結合されている。ここで、等価抵抗値Ｒａ，Ｒｂは、誘導加熱コイル２０の高周波磁束によって流れる渦電流のカーボングラファイトの等価抵抗の値である。
なお、ゾーン１の誘導加熱コイル２０に流れる電流をＩ_１とし、絶縁トランスＴｒ_０の出力電圧をＶ_１とし、ゾーン２の誘導加熱コイル２１に流れる電流をＩ_２とし、絶縁トランスＴｒ_１の出力電圧をＶ_２としている。

次に、図３（ｂ）は、図３（ａ）に示す共振回路を１ゾーンの等価回路で表現したものである。この等価回路は、キャパシタンスＣ１と、等価インダクタンスＬａ１，Ｌａ２と、等価抵抗値Ｒａの直列回路を、電圧Ｖ_１と相互誘導電圧Ｖ_１２＝ｊωＭＩ_２とのベクトル和で駆動する回路で表現される。ここで、等価インダクタンスＬａ＝Ｌａ１＋Ｌａ２の関係を有している。逆変換装置の駆動周波数ｆが共振周波数１／（２π√（Ｌａ１・Ｃ_１））と一致する共振状態においては、等価インダクタンスＬａ２と等価抵抗値Ｒａの直列回路電圧Ｖ_１と、相互誘導電圧Ｖ_１２＝ｊωＭＩ_２とのベクトル和で駆動する回路で表現される。すなわち、図３（ｃ）のベクトル図で表現すると、トランスＴｒ_０の出力電圧Ｖ_１は、等価インダクタンスＬａ２及び等価抵抗Ｒａによるベクトル電圧Ｖ_１１と、相互誘導電圧Ｖ_１２とのベクトル和となり、電圧Ｒａ・Ｉ１と電圧（Ｖ１２＋ｊωＬａ２・Ｉ１）とのベクトル和ともなる。

なお、図１において、隣接する誘導加熱コイル２０，２１，…，２５の間は、相互誘導インダクタンスＭ１，Ｍ２，…，Ｍ５で結合されているが、この結合の影響を低減するために、逆結合インダクタ（−Ｍｃ）を接続することもある。この逆結合インダクタ（−Ｍｃ）は、例えば、インダクタンスが０．５μＨ以下であり、１ターン、又は鉄心貫通によりこのインダクタンスを得ることができる。

降圧チョッパ１０は、電解コンデンサ４６と、コンデンサ４７と、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）Ｑ１，Ｑ２と、転流ダイオードＤ１，Ｄ２と、チョークコイルＣＨとを備えたＤＣ／ＤＣ変換器であり、図示しない商用電源から整流・平滑された直流高電圧Ｖｍａｘを所定の低圧直流電圧Ｖｄｃにデューティ制御して変換する。このとき、降圧チョッパ１０は、逆変換装置３０，３１，…，３５が変換した矩形波電圧（高周波電圧）の電圧幅最大値が所定値以上になるような低圧直流電圧Ｖｄｃを出力する。この所定値は、電圧幅が所定値以上の大出力の逆変換装置では誘導加熱コイル２０，２１，…，２５に流れるコイル電流のゼロクロスタイミングが駆動電圧の立ち上がりタイミングよりも遅れるように設定され、電圧幅が所定値未満の小出力の逆変換装置ではコイル電流のゼロクロスタイミングが駆動電圧の立ち上がりタイミングよりも進むように設定される。このとき小出力の逆変換装置では蓄積損失が発生するが、小出力なのでスイッチング損失が少なくサージ電圧も小さい。
ここで、電圧幅の所定値は、例えば、低圧直流電圧Ｖｄｃが直流高電圧Ｖｍａｘの１／２となるパルス幅に設定される。なお、降圧チョッパ１０の最大出力電圧では、９５％ＤＵＴＹになるように制御し、瞬間的な短絡状態を回避している。

降圧チョッパ１０は、電解コンデンサ４６の正極と負極との間には整流・平滑された直流高電圧Ｖｍａｘが充電され、ＩＧＢＴＱ１のコレクタとＩＧＢＴＱ２のエミッタとが接続され、この接続点ＰにはチョークコイルＣＨの一端が接続され、他の一端がコンデンサ４７の一端に接続されている。また、コンデンサ４７の他端は、ＩＧＢＴＱ１のコレクタ、及び電解コンデンサ４６の正極に接続されている。また、電解コンデンサ４６の負極は、ＩＧＢＴＱ２のエミッタが接続されている。

次に、降圧チョッパ１０の動作を説明する。
制御回路１５がゲートに矩形波電圧を印加することにより、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２が交互にオン・オフ制御される。まず、ＩＧＢＴＱ１がオフし、ＩＧＢＴＱ２がオンすると、チョークコイルＣＨを介してコンデンサ４７の充電が開始される。そして、次に、ＩＧＢＴＱ１がオンし、ＩＧＢＴＱ２がオフすると、チョークコイルＣＨに流れている電流が転流ダイオードＤ１を介して放電する。この充放電が所定のＤＵＴＹ比で繰り返されることにより、コンデンサ４７の両端の電圧が、直流高電圧ＶｍａｘとＤＵＴＹ比とで決められる低圧直流電圧Ｖｄｃに収束する。

逆変換装置３０，３１，…，３５は、それぞれ、コンデンサ４７の両端の低圧直流電圧Ｖｄｃをスイッチングする複数のインバータ回路と、絶縁トランスＴｒ_０，Ｔｒ_１，…，Ｔｒ_５と、コンデンサ４０，４１，…，４５とを備え、共通の低圧直流電圧Ｖｄｃから矩形波電圧（高周波電圧）を生成し、高周波電流を流す駆動回路である。ここで、絶縁トランスＴｒ_０，Ｔｒ_１，…，Ｔｒ_５の二次側は、誘導加熱コイル２０，２１，…，２５と、コンデンサ４０，４１，…，４５との各直列回路に接続されている。インバータ回路は、ＩＧＢＴＱ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６と、ＩＧＢＴＱ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６の各アームに逆並列接続された転流ダイオードとを備え、ゲートに矩形波電圧を印加することにより、周波数同一で、コイル電流が同位相になるように制御された矩形波電圧を生成し、絶縁トランスＴｒ_０，Ｔｒ_１，…，Ｔｒ_５の一次側を駆動する。

絶縁トランスＴｒ_０，Ｔｒ_１，…，Ｔｒ_５は、誘導加熱コイル２０，２１，…，２５と、インバータ回路とを互いに絶縁するために設けられるものであり、誘導加熱コイル２０，２１，…，２５同士が互いに絶縁される。また、絶縁トランスＴｒ_０，Ｔｒ_１，…，Ｔｒ_５は、一次側電圧と二次側電圧とが同一波形であり、矩形波電圧が出力される。また、一次側電流と二次側電流とは、同一波形となる。

コンデンサ４０，４１，…，４５は、誘導加熱コイル２０，２１，…，２５と共振し、キャパシタンスＣ、等価インダクタンスＬａ１，Ｌｂ１，…，Ｌｅ１としたとき、インバータの駆動周波数ｆが共振周波数１／（２π√（Ｌａ１・Ｃ）），１／（２π√（Ｌｂ１・Ｃ）），…，１／（２π√（Ｌｅ１・Ｃ））と略一致したとき、絶縁トランスＴｒ_０，Ｔｒ_１，…，Ｔｒ_５の出力には、その基本波電圧Ｖ_１，Ｖ_２，Ｖ_３，Ｖ_４，Ｖ_５を、等価インダクタンスＬａ２，Ｌｂ２，…，Ｌｅ２、及び等価抵抗値Ｒ０，Ｒ１，…，Ｒ５の直列インピーダンスで除した値の正弦波電流が流れる。等価インダクタンスＬａ２，Ｌｂ２，…，Ｌｅ２、及び等価抵抗値Ｒ０，Ｒ１，…，Ｒ５は、誘導負荷であるため、正弦波電流は、基本波電圧よりも位相が遅れ、基本波電圧の周波数が高くなるほど位相遅れが増加する。なお、高調波電流は、共振状態とならないため、ほとんど流れない。

なお、歪波電圧電流の有効電力Ｐeffは、高調波電流が流れないので、基本波電圧Ｖ１、基本波電流Ｉ１、基本波電圧Ｖ１と基本波電流Ｉ１との位相差θ１として、
Ｐeff＝Ｖ１・Ｉ１・ｃｏｓθ１
で表現される。したがって、歪波電圧である矩形波電圧でＬＣＲの直列共振回路を駆動したときの有効電力Ｐeffは、基本波の有効電力で表される。

図４に示すように、制御回路１５は、パルス幅制御部９１と、異常停止部９２と、位相判定部９３と、直流電圧制御部９４とを備え、パルス幅制御部９１が逆変換装置３０のＩＧＢＴＱ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のゲートに印加する矩形波電圧を生成し、直流電圧制御部９４が降圧チョッパ１０のＩＧＢＴＱ１，Ｑ２のゲートに入力される矩形波電圧を生成する。

位相判定部９３は、ＶＴ（Voltage Transformer）を用いて、逆変換装置３０が生成する矩形波電圧の波形を観測すると共に、ＣＴ（Current Transformer）を用いて、コイル電流の波形を観測し、これらの波形から位相遅れモードか否かを判定する。すなわち、位相差判定部９３は、コイル電流が負から正にゼロクロスするゼロクロスタイミングが矩形波電圧の立ち上がりタイミングがよりも遅れていたら位相遅れモードと判定し、ゼロクロスタイミングが立ち上がりタイミングよりも進んでいたら位相進みモードであると判定する。そして、位相判定部９３は、パルス幅制御部９１と直流電圧制御部９４と後記する異常停止部９２とに判定結果を出力する。

パルス幅制御部９１は、誘導加熱コイル２０，２１，…，２５の各々に流れるコイル電流の位相（ゼロクロスタイミング）が揃うように、矩形波電圧の基本波のゼロクロスタイミングとの位相差θ（図５）を制御すると共に、矩形波電圧の立ち上がりタイミングよりも、前記直列回路に流れるコイル電流のゼロクロスタイミングの方が遅れるようにパルス幅、及び周波数を制御する。ここで、このパルス幅は、矩形波電圧の基本波のゼロクロスタイミングと、矩形波電圧の立ち上がりタイミングとの差分である制御角δ（図５）を制御して可変される。

図５の電圧電流波形図を用いて、パルス幅制御部９１の動作を説明する。
図５は、矩形波電圧波形とその基本波電圧波形とコイル電流波形を示しており、縦軸は電圧・電流であり、横軸は位相（ωｔ）である。トランスＴｒ二次側の矩形波電圧波形５０は、実線で示される正負対称の奇関数波形であり、その基本波が、破線の基本波電圧波形５１として示されている。矩形波電圧波形５０は、最大振幅が±Ｖｄｃであり、基本波電圧波形５１のゼロクロス点に対して制御角δの位相角が設定されている。すなわち、矩形波電圧波形５０の立ち上がりタイミング及び立ち下がりタイミングの双方と、基本波電圧波形５１のゼロクロスタイミングとが制御角δの位相差を有している。このとき、基本波電圧波形５１の振幅は、４Ｖｄｃ／π・cosδである。

また、破線で示されるコイル電流波形５２は、基本波電圧波形５１のゼロクロスタイミングよりも位相差θだけ遅れているいる正弦波である。しかしながら、コイル電流波形５２は、矩形波電圧波形５０の制御角δが大きく制御され、誘導加熱コイル２０，２１，…，２５に供給する有効電力が小さいときには、ゼロクロスタイミングが矩形波電圧波形５０の立ち上がりタイミングよりも進むこともある。

また、パルス幅制御部９１は、すべての誘導加熱コイル２０，２１，…，２５に流れるコイル電流の位相差θを揃えつつ、コイル電流の振幅を誘導加熱コイル毎に変えている。このために、パルス幅制御部９１は、基本波電圧波形５１のゼロクロスタイミングを基準にして制御角δを変えて、基本波電圧を振幅制御している。このため、パルス幅制御部９１は、ＡＣＲ（Automatic Current Regulator）を用いて、コイル電流が所定値になるように制御角δを変えている。この制御により、誘導加熱コイルに投入される有効電力を変えつつ、隣接するコイル電流による相互誘導電圧の影響が低減される。

例えば、誘導加熱コイル２０には、最長のパルス幅の矩形波電圧が印加され、他の誘導加熱コイル２１，２２，…，２５には、加熱量に応じて、より短いパルス幅の矩形波電圧が印加される。すなわち、誘導加熱コイル２０には、最大有効電力が入力され、他の誘導加熱コイル２１，２２，…，２５には、加熱量に応じて、より少ない有効電力が入力される。
このとき、矩形波電圧のパルス幅を短くすると、コイル電流のゼロクロスタイミングが矩形波電圧の立ち上がりタイミングよりも進む共振電流位相進みモードになることがある。このようなときは、駆動周波数を増加させてコイル電流をさらに遅らせたり、直流電圧Ｖｄｃを低下させて制御角δを減少させたりすることができる。

また、この矩形波電圧は、正負対称の同一パルス幅であり、矩形波周波数を同一とするために、絶縁トランスＴｒの一次側への印加電圧瞬時値がゼロのローレベル区間が前後に設定される。また、絶縁トランスＴｒの一次側への印加電圧が正負対称の同一パルス幅に設定されるので、絶縁トランスＴｒの直流偏磁が防止される。

図６は、共振電流位相遅れモードであって、１００％ＤＵＴＹのときの波形図、及び電流の流れを示すための逆変換装置３０の回路図である。図６（ａ）は、制御角δ＝０、すなわち、ＤＵＴＹ１００％のときの電圧電流の波形図であり、図６（ｂ）は、電流の流れを示すための逆変換装置３０の回路図である。
図６（ａ）において、符号ｖは、ＤＵＴＹ１００％の矩形波電圧波形を示し、符号ｉは、誘導加熱コイルに流れる正弦波電流を示す。矩形波電圧波形ｖの立ち上がりタイミングに対して、電流波形ｉのゼロクロスタイミングは遅れている。図６（ｂ）において、逆変換装置３０は、ＩＧＢＴＱ３（ＴＲａｐ），Ｑ４（ＴＲａｎ），Ｑ５（ＴＲｂｐ），Ｑ６（ＴＲｂｎ）と、転流ダイオードＤ３（ＤＩａｐ），Ｄ４（ＤＩａｎ），Ｄ５（ＤＩｂｐ），Ｄ６（ＤＩｂｎ）とを備えている。

トランジスタＴＲａｐ，ＴＲｂｐのコレクタと、トランジスタＴＲａｎ，ＴＲｂｎのエミッタとの間に、低圧直流電圧Ｖｄｃが印加されている。トランジスタＴＲａｐのエミッタとトランジスタＴＲａｎのコレクタとが接続されており、トランジスタＴＲｂｐのエミッタとトランジスタＴＲｂｎのコレクタとが接続されている。また、トランジスタＴＲａｐのエミッタとトランジスタＴＲａｎのコレクタとの接続点と、トランジスタＴＲｂｐのエミッタとトランジスタＴＲｂｎのコレクタとの接続点との間に等価インダクタンスＬａ２のコイルとコンデンサＣと等価抵抗Ｒａとの直列回路が接続されている。この等価インダクタンスＬａ２のコイルと等価抵抗ＲａとコンデンサＣとの直列回路は、トランスＴｒ０，Ｔｒ１，…を入力側から見た等価回路である。
また、トランジスタＴＲａｐ，ＴＲａｎ，ＴＲｂｐ，ＴＲｂｎのアームであるコレクタとエミッタとの間に転流ダイオードＤＩａｐ，ＤＩａｎ，ＤＩｂｐ，ＤＩｂｎがそれぞれ接続されている。

図６（ａ）において、時刻ｔａ１では、トランジスタＴＲａｐ，ＴＲｂｎがＯＮ状態になっており、コイル電流ｉ（ｉａ１）が流れる。このとき、等価インダクタンスＬａのコイルと等価抵抗ＲａとコンデンサＣとの直列回路は、誘導負荷となっており、正弦波電流のゼロクロスタイミングが矩形波電圧ｖの立ち上がりタイミングよりも遅れている。
時刻ｔａ２で、トランジスタＴＲａｐ，ＴＲｂｎがＯＦＦ状態に遷移し、トランジスタＴＲａｎ，ＴＲｂｐがＯＮ状態に遷移する。これにより、コイル電流ｉａ１と同一方向のコイル電流ｉ（ｉａ２）がダイオードＤＩａｎ，ＤＩｂｐを介して流れる。このとき、トランジスタＴＲａｐ，ＴＲｂｎの両端の電圧は変化しないので、零ボルトスイッチングとなる。

時刻ｔａ３で、コイル電流ｉａ２がゼロクロスし、コイル電流ｉの方向が反転する。反転したコイル電流ｉ（ｉａ３）は、トランジスタＴＲａｎ，ＴＲｂｐを介して流れ、時刻ｔａ４＝ｔａ０で、トランジスタＴＲａｐ，ＴＲｂｎがＯＮ状態に遷移し、トランジスタＴＲａｎ，ＴＲｂｐがＯＦＦ状態に遷移する。これにより、コイル電流ｉａ３と同一方向のコイル電流ｉａ４がダイオードＤＩｂｎ，ＤＩａｐを介して流れる。時刻ｔａ１で、コイル電流ｉａ４がゼロクロスして、反転電流ｉａ１がトランジスタＴＲａｐ，ＴＲｂｎを介して流れる。コイル電流ｉａ４がゼロクロスする零電流スイッチングであるので、スイッチング損失は少ない。

すなわち、このとき時刻ｔａ２の遷移では、トランジスタＴＲｂｎのＯＮ状態からＯＦＦ状態に遷移するが、ダイオードＤＩｂｎの印加電圧はゼロから逆バイアス電圧に変化するのみで、順バイアス状態から逆バイアス状態に遷移するわけではないので、キャリアの蓄積ロスは発生しない。また、時刻ｔａ３の遷移でも、ダイオードＤＩｂｐの順バイアス状態から、トランジスタＴＲｂｐのＯＮ状態への遷移による蓄積電荷の放電が生じるが、順バイアス電流がゼロの零電流スイッチングとなり、キャリアの蓄積ロスは発生しない。

図７は、共振電流位相進みモードであって、ＤＵＴＹ１００％未満のときの波形図である。図７（ａ）は、電圧幅を短縮してＤＵＴＹ１００％未満にしたときの電圧電流の波形図であり、図７（ｂ）は、ゲート電圧のタイミングチャートを示した図である。図８（ａ），（ｂ）は、電流の流れを示すための逆変換装置３０の回路図である。図８（ａ）（ｂ）の回路図は、図６（ｂ）と電流の流れが異なるのみなので、構成の説明は省略する。
図７（ａ）において、コイル電流ｉのゼロクロスタイミングが矩形波電圧の立ち上がりタイミングよりも進んでいる共振電流位相進みモードになっている。矩形波電圧ｖは、時刻ｔｂ１と時刻ｔｂ２との間が正の値であり、時刻ｔｂ４と時刻ｔｂ５との間が負の値である。

すなわち、図７（ｂ）のタイミングチャートを参照しつつ、時刻ｔｂ０から時刻ｔｂ１までは、トランジスタＴＲｂｎのみがＯＮ状態になり、時刻ｔｂ１から時刻ｔｂ２までは、トランジスタＴＲａｐ，ＴＲｂｎがＯＮ状態になり、時刻ｔｂ２から時刻ｔｂ４までは、ＴＲａｎ，ＴＲｂｎがＯＮ状態になり、時刻ｔｂ４から時刻ｔｂ５までは、トランジスタＴＲａｎ，ＴＲｂｐがＯＮ状態になり、時刻ｔｂ５から時刻ｔｂ６までは、トランジスタＴＲａｎ，ＴＲｂｎがＯＮ状態になる。
すなわち、対角方向のトランジスタＴＲａｐ，ＴＲｂｎ、又は他の対角方向のトランジスタＴＲｂｐ，ＴＲａｎを導通させることにより、コイル電流ｉを流し、他の期間は、下アームのトランジスタＴＲａｎ，ＴＲｂｎの何れかをＯＮ状態にし、他のトランジスタをＯＦＦ状態にすることにより、誘導加熱コイル２０，２１，…，２５をフローティング状態にすることなく、非通電状態にしている。

より具体的に、時刻ｔｂ１から時刻ｔｂ２までは、トランジスタＴＲａｐ，ＴＲｂｎを介してコイル電流ｉｂ１が流れ、時刻ｔｂ２から時刻ｔｂ３までは、ダイオードＤＩａｎ及びトランジスタＴＲｂｎを介してコイル電流ｉｂ１と同一方向のコイル電流ｉｂ２が流れ、コイル電流がゼロクロスする。時刻ｔｂ３から時刻ｔｂ４までは、ダイオードＤＩｂｎ、及びトランジスタＴＲａｎを介して、逆方向のコイル電流ｉｂ３が流れる。時刻ｔｂ４から時刻ｔｂ５までは、トランジスタＴＲａｎ，ＴＲｂｐを介してコイル電流ｉｂ４が流れる。時刻ｔｂ５から時刻ｔｂ６＝ｔｂ０までは、ダイオードＤＩａｎ、及びトランジスタ ＴＲｂｎを介してコイル電流ｉｂ６が流れ、コイル電流ｉがゼロクロスする。

コイル電流ｉがゼロクロスする時刻ｔｂ３、及び時刻ｔｂ０＝ｔｂ６では、誘導加熱コイル２０，２１，…，２５の両端の電位変化が無く、電力損失は発生しない。一方、時刻ｔｂ４においては、ダイオードＤＩｂｎに順方向電流が流れてから、トランジスタＴＲｂｐがＯＮ状態に遷移するので、ダイオードＤＩｂｎが逆バイアス状態に遷移する。したがって、ダイオードＤＩｂｎの蓄積時間の間、逆バイアス電流が流れ、トランジスタＴＲｂｐにリカバリ損失（蓄積損失）が発生する。同様に、時刻ｔｂ１では、ダイオードＤＩａｎが順方向バイアスから逆方向バイアスに遷移するので、トランジスタＴＲａｐに蓄積損失が発生する。しかしながら、低圧直流電圧Ｖｄｃが低ければ、リカバリ損失の影響は少ない。

図９は、共振電流位相遅れモードであって、ＤＵＴＹ１００％未満のときの波形図である。図９（ａ）は、電圧幅を短縮させた場合の電圧電流の波形図であり、破線は矩形波電圧の基本波を示す。このときも電流波形ｉのゼロクロスタイミングは、印加電圧ｖの立ち上がりタイミングよりも遅れている。すなわち、ＤＵＴＹ＝１００％ではないが、矩形波電圧のパルス幅が広い場合である。図９（ｂ）は、そのときのゲート電圧のタイミングチャートを示した図である。図１０（ａ），（ｂ）は、電流の流れを示すための逆変換装置３０の回路図である。図１０（ａ）（ｂ）の回路図は、図６（ｂ）と電流の流れが異なるのみなので、構成の説明は省略する。

図９（ａ）において、時刻ｔｃ１から時刻ｔｃ３まではトランジスタＴＲａｐ、ＴＲｂｎが導通状態になり、時刻ｔｃ３から時刻ｔｃ５まではトランジスタＴＲａｎ、ＴＲｂｎが導通状態になり、時刻ｔｃ５から時刻ｔｃ７までは、トランジスタＴＲｂｐ、ＴＲａｎが導通状態になり、時刻ｔｃ７から時刻ｔｃ９までの間は、トランジスタＴＲａｎ、ＴＲｂｎが導通状態になる。ここで、時刻ｔｃ３から時刻ｔｃ５までと時刻ｔｃ７から時刻ｔｃ９までの間は、下アームのトランジスタＴＲａｎ、ＴＲｂｎが導通しているので、誘導加熱コイル両端の電圧がゼロとなっており、スパイク電圧が発生しない。

図９及び図１０（ａ）（ｂ）を用いて動作を説明する。
時刻ｔｃ１から時刻ｔｃ２までは、ダイオードＤＩｂｎ，ＤＩａｐを介して、負の正弦波状のコイル電流ｉｃ１が流れ、時刻ｔｃ２で電流がゼロクロスする。時刻ｔｃ２から時刻ｔｃ３までの間は、トランジスタＴＲａｐ，ＴＲｂｎを介して、正の正弦波状のコイル電流ｉｃ２が流れる。時刻ｔｃ３から時刻ｔｃ５までは、ダイオードＤＩａｎ、及びトランジスタＴＲｂｎを介して正のコイル電流ｉｃ３が流れる。時刻ｔｃ５から時刻ｔｃ６までは、図１０（ｂ）において、ダイオードＤＩａｎ，ＤＩｂｐを介して正のコイル電流ｉｃ４が流れる。そして、コイル電流が時刻ｔｃ６でゼロクロスする。時刻ｔｃ６から時刻ｔｃ７までは、トランジスタＴＲｂｐ，ＴＲａｎを介して、負のコイル電流ｉｃ５が流れる。時刻ｔｃ７から時刻ｔｃ１までは、ダイオードＤＩｂｎ、及びトランジスタＴＲａｎを介してコイル電流ｉｃ６が流れる。

ここで、時刻ｔｃ１においては、ダイオードＤＩｂｎに電流が流れ続けるのみであるので、リカバリ損失が発生しない零電圧スイッチングになっている。時刻ｔｃ３のスイッチングにおいては、トランジスタＴＲａｐに流れている電流がダイオードＤＩａｎに流れ、ダイオードＤＩａｎがオフ状態からオン状態に変化するのみであるので、リカバリ電流は発生しない。時刻ｔｃ５のスイッチングにおいては、ダイオードＤＩａｎに流れる電流は変化しない。時刻ｔｃ７のスイッチングにおいては、ダイオードＤＩｂｎがオフ状態からオン状態に変化するのみであり、リカバリ電流は発生しない。また、時刻ｔｃ２，ｔｃ６では零電流スイッチングになっており、リカバリ損失は発生しない。
したがって、何れのスイッチングにおいても、ダイオードがオン状態からオフ状態になることはなくリカバリ電流は発生しない。

異常停止部９２（図４）は、位相差判定部９３の判定結果を用いて、各逆変換装置３０，３１，３２，３３，３４，３５の駆動を停止させる。具体的には、異常停止部９２は、入力電圧である低圧直流電圧Ｖｄｃが所定値以上（例えば、直流高電圧Ｖｍａｘの５０％以上）であって、駆動電圧波形の立ち上がりタイミングがコイル電流のゼロクロスタイミングよりも進んでいるときに異常停止させる。降圧チョッパ１０の出力電圧（低圧直流電圧Ｖｄｃ）を下げることにより、過渡電圧が低下し、ＩＧＢＴの破壊が免れる。また、矩形波電圧の周波数を高くすることにより、よりインダクティブな運転となり、コイル電流のゼロクロスタイミングが遅れ、位相遅れ状態が確保される。

また、異常停止部９２は、コイル電流が所定値以上（例えば、最大電流値の２０％以上）であって、位相進みモードのときも異常停止させる。言い換えれば、異常停止部９２は、コイル電流が所定値未満のときは、スイッチングロスが小さいので、位相進みモードであっても異常停止させない。

（変形例）
本発明は前記した実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のような種々の変形が可能である。
（１）前記実施形態は、逆変換装置のスイッチング素子としてＩＧＢＴを使用したが、ＦＥＴやバイポーラトランジスタ等のトランジスタを使用することもできる。
（２）前記実施形態は、逆変換装置に直流電力を供給するために、直流電圧から電圧を降下させる降圧チョッパ１０を使用したが、商用電源から順変換装置を用いて直流電圧を発生させることもできる。また、商用電源には単相電源のみならず三相電源も使用することができる。
（３）前記実施形態は、すべての誘導加熱コイル２０，２１，…，２５に対応する逆変換装置３０，３１，…，３５には、共通の低圧直流電圧Ｖｄｃの電力を供給したが、最大加熱量が必要な誘導加熱コイルと、この誘導加熱コイルに対応する逆変換装置を追加して、追加した逆変換装置に直流電圧Ｖｍａｘの電力を供給し、逆変換装置３０，３１，３２，…，３５に低圧直流電圧Ｖｄｃの電力を供給することもできる。

１０ 降圧チョッパ（ＤＣ／ＤＣ変換器、チョッパ）
１５ 制御回路
２０，２１，２２，２３，２４，２５ 誘導加熱コイル
３０，３１，３２，３３，３４，３５ 逆変換装置
４０，４１，４２，４３，４４，４５ コンデンサ
４６ 電解コンデンサ
４７ コンデンサ
５０，６０，７０，８０ 矩形波電圧波形
５１，６１，７１，８１ 基本波電圧波形
５２，６２，７２，８２ 相互誘導電圧波形
５３，６３，７３，８３ コイル電流波形
９１ パルス幅制御部
９２ 異常停止部
９３ 位相差判定部
９４ 直流電圧制御部
１００ 誘導加熱装置
Ｍ，Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４，Ｍ５ 相互誘導インダクタンス
Ｔｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３、Ｔｒ４，Ｔｒ５ 絶縁トランス
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６ ＩＧＢＴ（スイッチング素子）
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６ 転流ダイオード
ＣＨ チョークコイル

Ｖｍａｘ 直流高電圧
Ｖｄｃ 低圧直流電圧

Claims (10)

1. 近接して配置された複数の誘導加熱コイルと、この誘導加熱コイルの各々に直列接続されたコンデンサと、直流電圧から変換させられた高周波電圧を各々の前記誘導加熱コイル及び前記コンデンサの直列回路に印加する複数の逆変換装置と、前記高周波電圧を電圧幅制御するとともに前記複数の誘導加熱コイルに流れるコイル電流の位相を揃えるように前記複数の逆変換装置を制御する制御回路とを備える誘導加熱装置であって、
   前記複数の逆変換装置は、各々の前記直流電圧が共通することを特徴とする誘導加熱装置。
2. 前記直流電圧は、前記複数の逆変換装置が変換したすべての高周波電圧の電圧幅最大値が所定値以上になるように低下させられることを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱装置。
3. 前記直流電圧は、前記直列回路に印加される印加電圧の立ち上がりタイミングよりも、前記直列回路に流れるコイル電流が負から正にゼロクロスするゼロクロスタイミングの方が遅れるように制御されることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の誘導加熱装置。
4. 前記逆変換装置は、各アームがトランジスタと逆並列接続されたダイオードとを備え、
   前記直流電圧は、チョッパ回路、又は順変換装置により発生させられることを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載の誘導加熱装置。
5. 前記コイル電流が負から正にゼロクロスした後に前記高周波電圧が立ち上がった時に前記逆変換装置を停止させる異常停止部をさらに備えることを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れか１項に記載の誘導加熱装置。
6. 前記複数の誘導加熱コイルは、共通の発熱体に近接させられ、
   前記制御回路は、各々の前記誘導加熱コイルが前記発熱体に供給する電磁エネルギーが均一になるように前記矩形波電圧のパルス幅を各々可変制御することを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れか１項に記載の誘導加熱装置。
7. 近接して配置された複数の誘導加熱コイルと、この誘導加熱コイルの各々に直列接続されたコンデンサと、直流電圧から変換させられた高周波電圧を各々の前記誘導加熱コイル及び前記コンデンサとの直列回路に印加する複数の逆変換装置と、前記高周波電圧を電圧幅制御する制御回路とを備える誘導加熱装置で実行される誘導加熱方法であって、
   前記制御回路は、前記複数の誘導加熱コイルに流れるコイル電流の位相を揃えるように、各々の前記直流電圧が共通する前記複数の逆変換装置を制御することを特徴とする誘導加熱方法。
8. 前記直流電圧は、前記複数の逆変換装置が変換した高周波電圧の電圧幅最大値が所定値以上になるように低下させられることを特徴とする請求項７に記載の誘導加熱方法。
9. 前記直流電圧は、前記直列回路に印加される印加電圧の立ち上がりタイミングよりも、前記直列回路に流れる電流のゼロクロスタイミングの方が遅れるように制御されることを特徴とする請求項７に記載の誘導加熱方法。
10. 請求項７乃至請求項９の何れか１項に記載の誘導加熱方法を前記制御回路のコンピュータに実行させることを特徴とするプログラム。

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