DE112011105068T5

DE112011105068T5 - Induktionsheizvorrichtung, Steuerverfahren davon, Steuerprogramm davon

Info

Publication number: DE112011105068T5
Application number: DE112011105068T
Authority: DE
Inventors: Naoki Uchida; Keiji Kawanaka; Takahiro Ao
Original assignee: Mitsui Engineering and Shipbuilding Co Ltd
Current assignee: Mitsui E&s Co Ltd Jp
Priority date: 2011-03-23
Filing date: 2011-11-02
Publication date: 2013-12-24
Anticipated expiration: 2031-11-03
Also published as: JP4886080B1; CN103444260B; KR20130122022A; US8890042B2; WO2012127730A1; KR101422138B1; DE112011105068B4; US20140008356A1; JP2012199158A; CN103444260A

Abstract

Die vorliegende Erfindung enthält: eine Mehrzahl von Induktionsheizwicklungen (11, 12, 13), die benachbart angeordnet sind; Kondensatoren (21, 22, 23), von denen jeder damit in Serie verbunden ist; eine Mehrzahl von Invertern (30, 35, 31), von denen jeder eine aus einer Gleichspannung umgewandelte Hochfrequenzspannung an jede Serienresonanzschaltung der Induktionsheizwicklung und des Kondensators anlegt; und eine Steuerschaltung (50), die die Mehrzahl von Invertern mit gleicher Frequenz und Stromsynchronisierung betreibt, so steuert, dass eine Phasendifferenz an einem bestimmten Inverter, der der Mehrzahl von Induktionsheizwicklungen die maximale Leistung zuführt, zwischen der davon erzeugten Hochfrequenzspannung und einem Resonanzstrom, der in der Serienresonanzschaltung fließt, minimal wird, und eine an die Mehrzahl von Invertern angelegten Gleichstromversorgungsspannung Vdc so setzt, dass die Ausgangsspannungen (Vinv) größer werden als die gegenseitigen Induktionsspannungen (Vm).

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Induktionsheizvorrichtung, die mit Invertern versehen ist, um Induktionsheizwicklungen Hochfrequenzleistung zuzuführen, ein Steuerverfahren davon und ein Steuerprogramm davon.
Hintergrund der Erfindung
Bevor verschiedene Produkte durch Ausführung von Schmieden, Walzen oder Extrusion gegen einen Barren (Block) fertiggestellt werden, ist es erforderlich, den Barren weich zu machen, indem dieser zum Beispiel auf eine Einstelltemperatur von 1250°C erhitzt wird. Wenn man versucht, einen stangenförmigen Barren durch Heizen einer einzigen Wicklung auf einer Einstelltemperatur zu halten, führt dies, da die Temperaturverteilung ungleichmäßig wird, häufig zu Abfall, der durch einen Fehler verursacht wird, dass er in einer Übergangszeit, wie etwa während eines Standbymodus und beim Übergang zum Standbymodus zum normalen Heizmodus, nicht auf eine vorbestimmte Temperatur gelangt ist. Wenn man ferner versucht, beide Endabschnitte auf einer Einstelltemperatur zu halten, bekommt der Mittelabschnitt eine hohe Temperatur, und der Ofen selbst löst sich manchmal auf. Daher wird eine Induktionsheizvorrichtung für das Heizen verwendet, worin eine Induktionsheizwicklung in mehrere Wicklungen unterteilt ist, und eine Leistungssteuerung geführt wird, indem eine Hochfrequenzstromquelle (zum Beispiel ein Inverter) mit jeder der unterteilten Induktionsheizwicklungen einzeln verbunden wird.
Da jedoch die unterteilten Induktionsheizwicklungen jeweils einander benachbart sind, um zu verhindern, dass eine Temperatur zwischen den Induktionsheizwicklungen abfällt, sind gegenseitige Induktionsinduktanzen M vorhanden, wodurch gegenseitige Induktionsspannungen erzeugt werden. Daher wird jeder der Inverter parallel über gegenseitige Induktanz betrieben, und dies könnte eine gegenseitige Leistungsübertragung zwischen den Invertern verursachen, wenn man eine gegenseitige Phasenverschiebung des elektrischen Stroms zwischen den Invertern hat. In anderen Worten, wenn Phasenverschiebungen in Magnetfeldern zwischen den unterteilten Induktionsheizwicklungen aufgrund einer Phasenverschiebung eines elektrischen Stroms in jedem der Inverter auftritt, werden Magnetfelder in der Nähe der Grenze der benachbarten Induktionsheizwicklungen geschwächt, wodurch die Wärmedichte reduziert wird, die durch Induktionsheizleistung erzeugt wird. Infolgedessen könnten Temperaturschwankungen an der Oberfläche des erhitzten Objekts (wie etwa eines Barrens und eines Wafers) auftreten.
Daher wurde von den Erfindern und anderen eine Technik der zonengesteuerten Induktionsheizung (ZCIH) vorgeschlagen, wobei bei dieser Technik, auch unter einer Situation, wo eine gegenseitige Induktanz M zwischen den benachbarten Induktionsheizwicklungen vorhanden ist und eine gegenseitige Induktionsspannung hervorruft, in der Lage ist, die Induktionsheizleistung geeignet zu steuern, indem verhindert wird, dass ein Zirkulationsstrom zwischen den gegenseitigen Invertern fließt, und auch verhindert wird, dass die Wärmedichte in der Nähe der Grenze der unterteilten Induktionsheizwicklungen absinkt. Gemäß der ZCIH Technik ist jede Stromversorgungseinheit mit einem Herunterstufzerhacker und einem Spannungsquelleninverter (nachfolgend einfach als Inverter bezeichnet) versehen. Dann wird jede der Stromversorgungseinheiten, die in eine Mehrzahl von Stromversorgungszonen unterteilt ist, einzeln mit jeder der Induktionsheizwicklungen verbunden, um Leistung zuzuführen.
In diesem Fall werden die jeweiligen Inverter in jeder der Stromversorgungseinheiten auf Stromsynchronisierung gesteuert (d. h. Synchronisierungssteuerung einer Stromphase), und durch Synchronisieren der Phasen von Strömen, die in den jeweiligen Invertern fließen, wird verhindert, dass Zirkulationsströme zwischen der Mehrzahl von Invertern hin- und herfließen. In anderen Worten, indem verhindert wird, dass elektrische Ströme gegenseitig zwischen der Mehrzahl von Invertern fließen, wird verhindert, dass Überspannungen auftreten, durch die regenerativen elektrischen Leistungen, die zu den Invertern fließen. Darüber hinaus soll, durch die Synchronisierung der Phasen von Strömen, die in den jeweiligen unterteilten Induktionsheizwicklungen fließen, die Wärmedichte durch Induktionsheizleistung in der Nähe der Grenze jeder der Induktionsheizwicklungen nicht rasch schlechter werden.
Ferner steuert, durch Verändern einer Eingangsgleichspannung von jedem der Inverter, jeder der Herunterstufzerhacker die Stromamplitude von jedem der Inverter, um hierdurch eine Induktionsheizleistung zu steuern, die jeder der Induktionsheizwicklungen zugeführt wird. D. h., die in Patentliteratur 1 offenbarte ZCIH Technik steuert, durch Ausführung einer Stromamplitudensteuerung für jeden Herunterstufzerhacker, eine Leistung der Induktionsheizwicklungen in jeder Zone, und versucht, durch Steuern der Synchronisierung von Stromphasen der jeweiligen Inverter, Zirkulationsströme zwischen einer Mehrzahl der Inverter zu unterdrücken, und homogenisiert die Dichte der Wärme, die durch die Induktionsheizleistung in der Nähe der Grenze von jeder Induktionsheizwicklungen erzeugt wird. Durch das Steuersystem im Herunterstufzerhacker und das Steuersystem für den Inverter, welche einzelne Steuerungen unter Verwendung dieser ZCIH Technik durchführen, ist es möglich, eine Wärmeerzeugungsverteilung an dem zu erhitzenden Objekt nach Wunsch zu steuern. D. h., mittels der in Patentliteratur 1 offenbarten ZCIH Technik ist es möglich, eine rasche und präzise Temperatursteuerung und Temperaturverteilungssteuerung durchzuführen.
Gemäß der im Patentdokument 1 offenbarten Technik ist ein Stromresonanzinverter konfiguriert, indem ein Resonanzkondensator in Serie mit einer Heizwicklung verbunden wird, dann ein einzelner Wandler (Zerhacker) mit einer Mehrzahl der Resonanzinverter verbunden wird, als Stromquelle zum Zuführen von Gleichstromenergie, worin, durch Verändern einer Stromversorgungsspannung, die gemeinsam an die Mehrzahl von Resonanzinvertern angelegt wird, und Vergrößern einer Phasendifferenz zwischen der Anstiegszeit der Rechteckwellenspannung und der Null-Durchgangszeit des Resonanzstroms, eine Inverterschaltung eine ZVS (Null-Spannungsschaltung) realisiert, und an einer Kommutationsdiode einen Wiedergewinnungsverlust reduziert.
Ferner ist in Patentliteratur 2 eine Technik offenbart, um Gleichstromenergie gleichzeitig jedem von Invertern zuzuführen, die einzeln mit jeder einer Mehrzahl von Induktionsheizwicklungen verbunden sind, um hierdurch eine Mehrzahl der Induktionsheizwicklungen gleichzeitig zu betreiben. Durch Erhalt eines Koeffizienten, der das Verhältnis einer Nennausgangsspannung während des Nennausgangsstrombetriebs und einer Summe eines Nennspannungsabfalls und einer induzierten Nennspannung gleich oder größer als einen vorbestimmten Wert macht, sowie Steuerung eines Phasenwinkels zwischen der Nennausgangsspannung und dem Strom des Inverters, wird eine Ausgangsfrequenz eines zu steuernden Inverters während Normalbetrieb so angesteuert, dass man den Koeffizienten (in dieser Ausführung „2”) und den oben erhaltenen Phasenwinkel erhält.
Herkömmliche Literatur
Patentliteratur

1: Japanische Patentanmeldung Veröffentlichung Nr. 2010-287447 A
2: Japanische Patentanmeldung Veröffentlichung Nr. 2004-134138 A

Zusammenfassung der Erfindung
Von der Erfindung zu lösende Probleme
Übrigens war bei einer herkömmlichen Induktionsheizvorrichtung, die mit einer einzelnen Zone einer Induktionsheizwicklung konfiguriert ist, die nicht in mehrere Stücke unterteilt ist, möglich, diese zu betreiben, indem man eine Antriebsfrequenz der Resonanzfrequenz folgen ließ, wodurch es möglich wurde, durch Minimieren der Phasenfrequenz zwischen der Anstiegszeit der Ausgangsrechteckwellenspannung des Inverters und der Null-Durchgangszeit des Resonanzstroms den minimalen Phasenwinkelbetrieb auszuführen, der den Leistungsfaktor verbessert.
In dieser Hinsicht ist es im Falle der Techniken, die in den Patentliteraturen 1 und 2 offenbart sind, in deren jeder eine Induktionsheizwicklung in mehrere Stücke unterteilt ist, da ein Phasenwinkel aufgrund der gegenseitigen Induktionsspannung zunimmt, unmöglich, an allen Zonen eine minimale Phasenwinkelsteuerung durchzuführen. Daher könnte man daran denken, eine Steuerung durchzuführen, um den Phasenwinkel nur in einer Zone mit hoher Ausgangsleistung zu minimieren (Zone 2).
Jedoch unterliegt ein Barren einer Änderung von magnetischem Material zu nicht magnetischem Material, aufgrund des Anstiegs einer Temperatur, welche den Curiepunkt überschreitet, und einer Änderung des Phasenwinkels (Abnahme des Phasenwinkels) aufgrund einer Formänderung des zu erhitzenden Objekts (Freiraum-Änderung), so dass man eine Charakteristik hat, dass ein Resonanzstrom gemäß einer Zunahme der Eigenresonanzfrequenz angenähert verdreifacht wird.

Kaltes Material Heißes Material Luftkernwicklung

Äquivalenzwiderstand R (Verhaltnis) 1 0,3 0,15 (etw. 1/7)

Induktanz L (μH) 118 84 110
Wenn Zonen, die der minimalen Phasenwinkelsteuerung nicht unterliegen (Zonen 1, 3), rasch eine Temperatur erreicht haben, welche den Curiepunkt überschreitet, nimmt der Eigenresonanzpunkt zu, wenn die Induktanz L abnimmt. (Wenn im Falle eines Inverters mit konstanter Frequenz der Eigenresonanzpunkt zunimmt, sinkt der Phasenwinkel, damit ein vorbestimmter Strom fließt, und hierdurch wird ein Leistungsfaktor verbessert).
Wenn jedoch der Eigenresonanzpunkt zunimmt, wird eine Inverterspannung Vinv kleiner als eine gegenseitige Induktionsspannung Vm (Vinv < Vm), und dann fließt ein scharfer Gegenphasenstrom (Gegenstrom) (2A).
Wenn zum Beispiel ein Äquivalenzwiderstand R einer Luftkernwicklung 1/7 in Bezug auf jenen eine Kaltmaterialwicklung wird, sinken eine Spannung des Äquivalenzwiderstands V_R und eine Spannung der Äquivalenzinduktanz V_L, ohne Änderung der gegenseitigen Induktionsspannung Vm. Infolgedessen wird die Inverterspannung Vinv manchmal kleiner als die gegenseitige Induktionsspannung Vm, weshalb der Betrieb nicht in allen Lastzuständen normal durchgeführt werden kann.
Darüber hinaus gibt es häufig einen Fall, wo ein Phasenwinkel der maximalen Leistungszone (Subjektzone) klein wird, wenn der Ausgangsstrom abnimmt, wenn die Zonen 1 und 3 (benachbarte Zonen) auf die Einstelltemperatur gelangen. Auch in diesem Fall ist eine Null-Durchgangszeit, wenn der Resonanzstrom von negativ zu positiv übergeht, weiter vorverlagert als die Anstiegszeit der Rechteckwellenausgangsspannung des Inverters, und es könnte unmöglich werden, einen ZVS beizubehalten.
Zum Beispiel wird in Bezug auf 9, die eine Temperaturveränderung zeigt, wenn ein Strom in der Nähe der Einstelltemperatur (1250°C) abnimmt, bei der das Heizen abgeschlossen ist, ein Strom in einer Zone minimal, die die Einstelltemperatur zuerst erreicht hat, und in jeder der nicht erreichten Zonen fließt weiterhin ein starker Strom. Hierbei wird die Ausgangsspannung Vinv des Inverters an der minimalen Stromzone kleiner als die gegenseitige Induktionsspannungen Vm, welche durch die jeweiligen benachbarten Zonen verursacht werden, wodurch ein Betrieb nicht normal durchgeführt werden kann.
Daher strebt die vorliegende Erfindung danach, eine Induktionsheizvorrichtung anzugeben, die in der Lage ist, in einer Zone, in der die Ausgabe maximaler Leistung zu erwarten ist, einen normalen Betrieb sicherzustellen, ein Steuerverfahren davon sowie ein Steuerprogramm davon.
Mittel zur Lösung des Problems
Um das obige Problem zu lösen, werden als Mittel der vorliegenden Erfindung entweder einer oder eine Mehrzahl von Invertern mit dem minimalen Phasenwinkel gesteuert/geregelt, und auch eine an die Inverter angelegte Stromversorgungsspannung wird so verändert, dass eine Ausgangsspannung (Vinv) von jedem der Inverter gegenseitige Induktionsspannungen (Vm) überschreitet.
Hier ist der minimale Phasenwinkel ein Phasenwinkel, bei dem eine Ausgangsspannung des Inverters (Hochfrequenzspannung) bei beliebiger Frequenz keine Phasenverzögerung relativ zu einem Strom (Iin) hat (d. h. ein Resonanzstrom hat keine vorverlagerte Phase). Hierzu wird die Ausgangsspannung (Vinv) so gesetzt, dass sie einen größeren Wert als gegenseitige Induktionsspannungen (Vm12 und Vm32) hat, welche durch die benachbarten Zonen verursacht werden (Vinv > Vm12, Vinv > Vm32). Der Phasenwinkel, wenn Vinv = Vm (minimaler Phasenwinkel) ist 30° (s. 2C).
Es ist bevorzugt, dass einer oder eine Mehrzahl von Invertern (bevorzugt der Inverter mit maximaler Leistung oder alle Inverter) so gesteuert/geregelt werden, dass sie den minimalen Phasenwinkel haben.
Darüber hinaus wird die an die Inverter angelegte Stromversorgungsspannung so verändert, dass die Ausgangsspannung an jedem der Inverter (Vinv) gegenseitige Induktionsspannungen (Vm) überschreitet, so dass sie in dem Bereich bis zum doppelten der gegenseitigen Induktionsspannungen liegt.
Die Einstellung wird so gemacht, dass die Ausgangsspannung (Vinv) einen größeren Wert hat als die Summe von gegenseitigen Induktionsspannungen (Vm12, Vm32), welche durch die jeweiligen benachbarten Zonen hervorgerufen werden (Vinv > (Vm12 + Vm32)). Insbesondere, wenn die gegenseitigen Induktionsspannungen (Vm12, Vm32), welche durch die jeweils benachbarten Zonen verursacht werden, gleich sind, wird sie Vinv > 2 |Vm|.
Die Induktionsheizvorrichtung enthält ferner einen Konverter, der die Stromversorgungsspannung mittels einer kommerziellen Stromversorgung verändert,
worin, wenn der Inverter eine äquivalente Sinuswellenspannung erzeugt, deren Amplitude moduliert wird, die Ausgangsspannung ein Wert ist, der durch Multiplizieren eines Werts, den man durch Dividieren der Stromversorgungsspannung (Vdc) durch die Quadratwurzel von zwei erhält, mit einem Modulationsfaktor erhalten wird, und
wenn der Inverter ein Zerhacker ist, die Ausgangsspannung (Vinv) definiert wird, indem die Stromversorgungsspanung mit einem Tastverhältnis (Duty) multipliziert wird. Zum Beispiel kann die Ausgangsspannung (Vinv) auf einen Wert gesetzt werden, den man durch Multiplizieren der Stromversorgungsspannung mit dem Tastverhältnis (Duty) und einem Wellenverlaufsverzerrungsverhältnis (0,9) erhält.
Effekte der Erfindung
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist es möglich, den Normalbetrieb jener Zone sicherzustellen, die die maximale Leistung ausgibt. Wenn man daher eine Mehrzahl von Induktionsheizwicklungen und eine Mehrzahl von Invertern verwendet, ist es möglich, einen im Wesentlichen resonanten Strom durch jede der Induktionsheizwicklungen in einem Phasenverzögerungsmodus fließen zu lassen, indem er der Eigenresonanzfrequenz folgt. Übrigens kann der die maximale Leistung zuführende Inverter einen erforderlichen Nennbetrieb der Wandlervorrichtung reduzieren, indem er die minimale Phasenwinkelsteuerung durchführt.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
1A und 1B sind Querschnittsansichten eines Barrenheizers, der in einer Induktionsheizvorrichtung gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
2A ist ein Ersatzschaltplan des Barrenheizers, und 2B und 2C sind Vektordiagramme zur Erläuterung des Betriebs.
3 ist ein Schaltplan der Induktionsheizvorrichtung gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung.
4A–4D sind ”Frequenz-Strom”-Kenndiagramme zum Erläutern der Resonanzcharakteristiken, die sich zwischen einem kühlen Material und einem heißen Material unterscheiden.
5 ist ein Schaltplan zur Erläuterung eines Wandlers und eines Inverters, an einer Induktionsheizvorrichtung gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung.
6A und 6B sind Erläuterungsdiagramme zur Erläuterung einr äquivalenten Sinuswellenspannung und einer Mittelwertsteuerung.
7 ist ein Blockdiagramm einer Steuereinheit, die einen Inverter steuert.
8 ist ein Blockdiagramm einer Steuereinheit, die einen Zerhacker steuert.
9 ist ein Diagramm, das eine Temperaturänderung in jeweiligen Zonen zeigt.
10 ist ein Schaltplan einer zweiten Ausführung unter Verwendung eines IPM Moduls.
11 ist ein Schaltplan einer dritten Ausführung unter Verwendung von IPM Modulen.
12 ist ein Schaltplan einer vierten Ausführung, die Resonanzverhinderungsreaktoren höherer Ordnung verwendet.
13 ist ein Wellenverlaufdiagramm zum Erläutern eines Betriebs, wenn eine Rechteckwellenspannung verwendet wird.
Ausführung der Erfindung
Nachfolgend wird eine Beschreibung im Detail in Bezug auf die Zeichnungen von bevorzugten Ausführungen gemäß der vorliegenden Erfindung angegeben. Es sollte angemerkt werden, dass die Zeichnungen lediglich schematisch soweit gezeigt sind, dass es für das Verständnis der vorliegenden Erfindung ausreicht. Dementsprechend soll die vorliegende Erfindung nicht nur auf die dargestellten Beispiele beschränkt sein. Darüber hinaus sind gemeinsamen Komponenten oder gleichen Komponenten in den jeweiligen Figuren gleiche Bezugszahlen gegeben, und eine redundante Beschreibung davon wird weggelassen.
Erste Ausführung
Gesamtkonfiguration:
1A und 1B sind Strukturzeichnungen eins Barrenheizers, der in einer Induktionsheizvorrichtung gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung verwendet wird, 2A ist ein Ersatzschaltplan des Barrenheizers, 2B und 2C sind Vektordiagramme zur Erläuterung eines Betriebs, und 3 ist ein Schaltplan der Induktionsheizvorrichtung gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung.
Wie in den 1A und 1B gezeigt, ist ein Barrenheizer 10 mit einem feuerfesten Material und einem wärmebeständigen Material versehen, deren jedes eine konzentrische Form um einen säulenförmigen Barren 1 (Block) hat, der zu erhitzen ist, und ist konfiguriert mit einer Induktionsheizwicklung, welche auf die Oberfläche des Außenumfangs des wärmebeständigen Materials gewickelt ist. Das feuerbeständige Material und das wärmebeständige Material sollen eine Wärmeabstrahlung des Barrens vermeiden, der auf eine hohe Temperatur erhitzt wird, und sollen auch verhindern, dass Wicklungsdrähte schmelzen. Der Durchmesser des Barrens 1 beträgt übrigens 55 mm.
In der axialen Querschnittsansicht in 1A ist eine Induktionsheizwicklung in drei Zonen 1 bis 3 über Lücken unterteilt, und ist mit Induktionsheizwicklungen 11, 12 und 13 ausgestattet. Übrigens gibt es dort Fälle, dass die Induktionsheizwicklung 12 die zentrale Induktionsheizwicklung genannt wird, und die Induktionsheizwicklungen 11 und 13 benachbarte Induktionsheizwicklungen genannt werden.
Wenn der Barren 1 induktiv erhitzt wird, wird, da ein Wirbelstromverlust auftritt, jede der Induktionsheizwicklungen 11, 12 und 13 ersatzweise durch eine Serienschaltung eines äquivalenten Induktors und eines äquivalenten Widerstands ausgedrückt (2A). Wie in 3 gezeigt, sind die Induktionsheizwicklungen 11, 12 und 13 jeweils in Serie mit Kondensatoren 21, 22 und 23 verbunden. Daher wird eine Serienschaltung jeder der Induktionsheizwicklungen 11, 12 und 13 und jedem der Kondensatoren 21, 22 und 23 ersatzweise als RLC Serienresonanzschaltung ausgedrückt, wobei eine Inverterstromversorgung Einv, der eine Ausgangsspannung Vinv aufweist, mit einem Ende verbunden ist, und eine AC Stromversorgung Em, die eine gegenseitige Induktionsspannung Vm aufweist, mit dem anderen Ende verbunden ist (2A). Im Ergebnis fließt ein Inverterstrom Iinv (durchgehender Pfeil), und ein gegenseitiger Induktionsstrom Im (gestrichelter Pfeil) fließt in der entgegengesetzten Richtung. Um den Gegenstromfluss zu verhindern, muss die Ausgangsspannung Vinv von jedem der Inverter 30, 35 und 31 (3) höher sein als die gegenseitige Induktionsspannung Vm.
Darüber hinaus ändert sich, wenn die Einstelltemperatur (1250°C) den Curiepunkt (740°C bis 770°C) überschreitet, der Barren 1 von magnetischem Material zu nicht magnetischem Material. Daher nimmt die Eigenresonanzfrequenz zu, und der Resonanzstrom wird nahezu verdreifacht. Wenn sich die Phase der gegenseitigen Induktionsspanung Vm mit einer Frequenz um 360° verändert, die eine kreisförmige Bahn zeigt (2B), wird, um zu vermeiden, dass bei beliebiger Frequenz die Ausgangsspannung (Inverterspannung Vinv) des Inverters (Inverters 35) eine Phasenverzögerung (d. h. der Resonanzstrom hat eine vorverlagerte Phase) hat, eine Ausgangsspannung (Inverterspannung Vinv) so gesetzt, dass sie einen Wert hat, der größer ist als die Summe der gegenseitigen Induktionsspannungen Vm12 und Vm32, welche durch die benachbarten Zonen (Zonen 1 und 2) verursacht wird (Vinv > (Vm12 + Vm32)). Wenn die gegenseitige Induktionsspannungen Vm12 und Vm32, welche jeweils durch die Zonen 1 und 3 verursacht werden, gleich sind, wird sie zu Vinv > 2 |Vm|, und der Phasenwinkel, wenn Vinv = 2 |Vm|, ist 30° (an einem Punkt „a” in 2C).
Im Schaltplan in 3 ist eine Induktionsheizvorrichtung 100 gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung so konfiguriert, dass sie zwei Sätze von Barrenheizern 10 (10a, 10b), zwei Sätze von Kondensatoreinheiten 20 (20a, 20b), zwei Sätze von Invertern 30 (30a, 30b), 35 (35a, 35b), 31 (31a, 31b), einen Wandler 40 und eine Steuereinheit 50 aufweist.
Wie in Bezug auf 1 beschrieben, enthält der Barrenheizer 10 Induktionsheizwicklungen 11, 12 und 13, die jeweilige Induktanzen L1, L2 und L3 aufweisen, wobei eine gegenseitige Induktanz zwischen den Induktionsheizwicklungen 11 und 12 M12 ist, und eine gegenseitige Induktanz zwischen den Induktionsheizwicklungen 12 und 13 M23 ist. Übrigens ist der Abstand zwischen den Induktionsheizwicklungen L1 und L3 so lang, dass die gegenseitige Induktanz dazwischen ignoriert wird.
Die Kondensatoreinheit 20 enthält drei Kondensatoren 21, 22 und 23, die jeweilige Kapazitäten C₀₁, C₀₂ und C₀₃ aufweisen. Die Kondensatoren 21, 22 und 23 sind jeweils in Serie mit den Induktionsheizwicklungen 11, 12 und 13 verbunden, wobei sie eine LC Resoanzschaltung darstellen.
Die 4A–4D sind „Frequenz-Strom” Kenndiagramme, welche die Frequenzcharakteristiken zeigen, die sich zwischen einem kühlen Material und einem heißen Material des Barrens verändern. 4A zeigt die Charakteristik des kalten Materials in den Zonen 1 und 3, 4B zeigt die Charakteristik des heißen Materials in den Zonen 1 und 3, 4C zeigt die Charakteristiken des kalten Materials in Zone 2, und 4D zeigt die Charakteristik des heißen Materials in Zone 2. Wie in den Figuren zu sehen, ist ein Strom im heißen Material drei Mal größer als jener im kühlen Element.
Wie in den 4B und 4C gezeigt, werden, in der Induktionsheizvorrichtung 100, die Kapazitäten C₀₁, C₀₂ und C₀₃ der jeweiligen Kondensatoren 21, 22 und 23 (3) so gesetzt, dass die Eigenresonanzfrequenz (350 Hz) des heißen Materials in den Zonen 1 und 3 niedriger ist als die Eigenresonanzfrequenz (400 Hz) des kalten Materials in der maximalen Leistungszone (Zone 2).
In anderen Worten, an der Induktionsheizvorrichtung 100 werden die Kapazitäten der Kondensatoren 21 und 22 so gesetzt, dass, wenn die Zone 1 die gegenseitige Induktionsspannungen (jeweils Vm21 und Vm31) hat, welche durch die Zonen 2 und 3 verursacht werden, die Ausgangsspannung (Inverterspannung Vinv) des Inverters 30 in Zone 1 einen größeren Wert hat als die jeweiligen gegenseitigen Induktionsspannungen, welche durch die Zonen 2 oder 3 verursacht werden (Vinv > Vm21 oder Vinv > Vm31). Ähnlich werden an der Induktionsheizvorrichtung 100 die Kapazitäten der Kondensatoren 22 und 23 so gesetzt, dass die Ausgangsspannung (Inverterspannung Vinv) des Inverters 31 in Zone 3 einen größeren Wert hat als die jeweiligen gegenseitigen Induktionsspannungen, die durch die Zonen 2 oder 1 verursacht werden (Vinv > Vm23 oder Vinv > Vm13).
Darüber hinaus ist, da die Resonanzfrequenz von heißem Material höher wird als jene des kalten Materials, durch Ausführung einer Steuerung, der Änderung in der Eigenresonanzfrequenz in den jeweiligen Zonen zu folgen, wie in den 4C und 4D gezeigt, die Induktionsheizvorrichtung in der Lage, die Resonanzströme in den jeweiligen Zonen anzugleichen, während die Inverterspannungen Vinv identisch bleiben.
Insbesondere wenn an der Induktionsheizvorrichtung 100 ein kaltes Material mit dem Eigenresonanzpunkt 400 Hz in Zone 2 so erhitzt wird, dass es zu heißem Material wird, wird der Resonanzstrom verdreifacht, und der Eigenresonanzpunkt steigt auch auf 550 Hz an. Indem man dem Eigenresonanzpunkt von 550 Hz folgt, sinkt der Resoanzstrom, so dass er mit dem äquivalenten Resonanzstrom des kalten Materials gesteuert wird.
Hierbei werden an den Zonen 1 und 3 der Induktionsheizvorrichtung 100, obwohl die Eigenresonanzfrequenzen davon so niedrig wie 350 Hz gesetzt werden, mit 550 Hz angetrieben, welche die gleiche Frequenz wie in Zone 2 ist, wobei der Resonanzstrom weiter abnimmt. D. h., da die durch die Zonen 1 und 2 verursachten gegenseitigen Induktionsspannung unverändert bleiben, nimmt die Ausgangsspannung (Inverterspannung Vinv) von jedem der Inverter 30 und 31 ab.
Der in 3 gezeigte Inverter 30 (31) enthält Elektrolytkondensatoren C_F1, C_F2, die in Serie verbunden sind, und zwei IGBTS (Bipolartransistoren mit isoliertem Gate) Q11, Q12 (Q31, Q32), welche eine Halbbrückenschaltung darstellen und der Induktionsheizwicklung 11 (13) über einen Kondensator 21 (23) Strom zuführen.
An dem Inverter 30 (31) sind der Emitteranschluss des Transistors Q11 und der Kollektoranschluss des Transistors Q12 angeschlossen, wobei die Gleichspannung Vdc über den Kollektoranschluss des Transistors Q11 und den Emitteranschluss des Transistors Q12 angelegt wird, und die Gleichspannung Vdc über die Elektrolytkondensatoren C_F1, C_F2 angelegt wird, welche in Serie verbunden sind.
An der Induktionsheizvorrichtung 100 sind ein Verbindungspunkt zwischen dem Emitteranschluss des Transistors Q11 und dem Kollektoranschluss des Transistors Q12 und ein Ende des Kondensators 21 verbunden, sind das andere Ende des Kondensators 21 und ein Ende der Induktionsheizwicklung 11 verbunden, und sind das andere Ende der Induktionsheizwicklung 11 und ein Verbindungspunkt P zwischen den Elektrolytkondensatoren C_F1 und C_F2 verbunden.
Der Inverter 35 enthält einen einzelnen Elektrolytkondensator C_F3 und vier Transistoren Q21, Q22, Q23, Q24, welche eine Vollbrückenschaltung darstellen und der Induktionsheizwicklung 12 über einen Kondensator 22 eine höhere Leistung zuführen als den Invertern 30 und 31.
An dem Inverter 35 sind der Emitteranschluss des Transistors Q21 und der Kollektoranschluss des Transitors Q22 verbunden, wobei der Emitteranschluss des Transistors Q23 und der Kollektoranschluss des Transistors Q24 verbunden sind, die Gleichspannung Vdc über die Kollektoranschlüsse der Transistoren Q21, Q23 und die Emitteranschlüsse der Transistoren Q22, Q24 angelegt wird, und die Gleichspannung Vdc an den Elektrolytkondensator C_F3 angelegt wird. An der Induktionsheizvorrichtung 100 sind ein Verbindungspunkt zwischen dem Emitteranschluss des Transistors Q23 und dem Kollektoranschluss des Transistors Q24 und ein Ende des Kondensators 22 verbunden, und sind das andere Ende des Kondensators 22 und ein Ende der Induktionsheizwicklung 12 verbunden.
Darüber hinaus sind an der Induktionsheizvorrichtung 100 ein Verbindungspunkt zwischen dem Emitteranschluss des Transistors Q21 und dem Kollektoranschluss des Transistors Q22 und das andere Ende der Induktionsheizwicklung 12 verbunden.
Der Inverter 31 hat eine ähnliche Konfiguration wie der Inverter 30, und die Inverter 30b, 35b, 31b haben jeweils zu den Invertern 30a, 35a, 31a identische Konfiguration.
Der Wandler 40 enthält eine Diodenbrücke 41 und einen Zerhacker 45 (5) und führt, durch Erzeugen einer Gleichspannung Vdc unter Verwendung einer kommerziellen Stromquelle AC, einer ersten Inverteranordnung (Inverter 30a, 35a, 31a) und einer zweiten Inverteranordnung (Inverter 30b, 35b, 31b) Strom zu. Somit legt der Wandler 40 die identische Gleichspannung Vdc an die jeweiligen Inverter 30a, 35a, 31a an.
Es sollte angemerkt werden, dass die Kapazitäten C₀₁, C₀₂, C₀₃ der jeweiligen Kondensatoren 21, 22, 23 wie oben beschrieben in 4 so gesetzt sind, dass die Eigenresonanzfrequenz des heißen Materials in den Zonen 1, 3 niedriger wird als die Eigenresonanzfrequenz des kalten Materials in der maximalen Leistungszone (Zone 2).
5 ist ein Schaltplan zur Erläuterung eines Wandlers und eines Inverters, in einer Induktionsheizvorrichtung gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung.
Ein Wandler 40a enthält eine Diodenbrücke 41, einen Elektrolytkondensator 42, Transistoren (IGBTS) Q41 und Q42 als Schaltelemente, eine Kommutationsdiode und einen Glättungsreaktor L. Die Diodenbrücke 41 vollzieht eine Vollwellengleichrichtung der AC Spannung der kommerziellen Stromversorgung. Der Elektrolytkondensator 42 glättet die von der Diodenbrücke 41 gleichgerichtete DC Spannung. Die Transistoren Q41 und Q42 und die Kommutationsdiode erzeugen eine Rechteckwellenspannung durch Unterbrechung einer Spannung Vdco über den Elektrolytkondensator 42 mit einem vorbestimmten Tastverhältnis. Der Glättungsreaktor L glättet die von den IGBTS Q41 und Q42 erzeugte Rechteckwellenspannung.
Der Inverter 35a hat eine ähnliche Konfiguration wie oben beschrieben, aber anstelle des Elektrolytkondensators C_F3 kann ein vorliegender Kondensator (Kondensator C_F4) mit geringer Kapazität verwendet werden. Übrigens bezieht sich die DC Spannung Vdc auf eine Spanung über einem Kondensator C_F3 oder C_F4.
Funktion der Steuereinheit:
Die Steuereinheit 50 dient zur Erzeugung eines Gatesignals zur Gatesteuerung der Transistoren (IGBTS) innerhalb der Inverter 30, 31, 35, einschließlich einem ROM (Direktzugriffsspeicher), einem RAM (Speicher mit wahlfreiem Zugriff) und einer CPU (zentralen Prozessoreinheit), und realisiert die folgenden Funktionen durch die CPU, welche durch ein vorbestimmtes Programm ausgeführt werden, das in einem Speichermedium gespeichert ist.
1) Antrieb von allen Zonen mit synchronisierten Strömen bei der gleichen Frequenz:
Da die unterteilten Induktionsheizwicklungen 11, 12, 13 nahe beieinander angeordnet sind, entsteht ein Zustand, dass die gegenseitigen Induktionsinduktanzen M12 und M23 vorhanden sind, was die gegenseitigen Induktionsspannungen Vm bewirkt. Um die Phasendifferenz zwischen den Magnetfeldern zu vermeiden, welche zwischen den jeweiligen Induktionsheizwicklungen erzeugt werden, in Zuordnung zur Energieübertragung zwischen den jeweiligen Invertern, werden die Zonen 1, 2, 3 mit Sinuswellenströmen angetrieben, die die gleiche Frequenz haben und auch synchronisiert sind. Dementsprechend ist es möglich, ein Symptom zu vermeiden, dass eine Wärmeerzeugungsmenge lokal abnimmt, wodurch eine ungleichmäßige Heizung verursacht wird.
2) Betrieb der Inverter 30, 35, 31 als PWM Nichtresonanzinverter:
Die Steuereinheit 50 betreibt die Inverter 30, 35, 31 als PWM Nichtresonanzinverter. Da es erforderlich ist, eine ZVS zu implementieren, erzeugt insbesondere jeder der Inverter 30, 35, 31, durch Ausführung einer PWM Modulation an einer Rechteckwellenspannung mit einer vorbestimmten Trägerfrequenz mittels eines Sinuswellensignals (Sinωt), das mit einer vorbestimmten Frequenz arbeitet, eine äquivalente Sinuswellenspannung mit einem Rechteckwellenverlauf (6A, falls der Inverter 35 eine Vollbrückenschaltung ist). Diese äquivalente Sinuswellenspannung wird mit einer L-R Zeitkonstante aufgemittelt (oder L1-C₀₁-R Zeitkonstante), und ein Wicklungsstrom mit im Wesentlichen Sinuswellenverlauf fließt durch jede der Induktionsheizwicklungen 11, 12, 13. Dann vollzieht die Steuereinheit 50 eine Aufmittlungssteuerung, um eine Zeitkonstante für die Synchronisationssteuerung zu verlängern, welche länger ist als die Resonanzzeitkonstante (T = 2L/R) (s. 6B), und eine Rückkopplungsregelung über die äquivalente Sinuswellenspannung von jedem der Inverter 30, 35, 31, so dass der Wicklungsstrom eine Soll-Arbeitsfrequenz und eine Soll-Phase einnimmt. Übrigens bezieht sich die Soll-Phase auf eine Phase zwischen dem Null-Durchgangspunkt, bei dem das Sinuswellensignal zum Erzeugen der äquivalenten Sinuswelle von negativ zu positiv übergeht, und dem Null-Durchgangspunkt, bei dem der Wicklungsstrom mit dem angenäherten Sinuswellenverlauf von negativ zu positiv übergeht. Somit erzeugt die Steuereinheit 50 durch Ausführung einer PWM Steuerung ein äquivalentes Sinuswellensignal mit einer Arbeitsfrequenz von 1 kHz unter Verwendung eines Dreieckwellensignals mit einer Trägerfrequenz von 8 kHz, um hierdurch jeden der Gates der IGBTS in den Invertern 30, 35, 31 anzusteuern.
3) Durchführen der minimalen Phasenwinkelsteuerung:
Der Inverter 35 in Zone 2, der die maximale Leistung ausgibt, wird der minimalen Phasenwinkelsteuerung unterzogen, während man ihn der Eigenresonanzfrequenz folgen lässt. Nachfolgend wird eine Beschreibung der minimalen Phasenwinkelsteuerung angegeben.
Es wird eine Steuerung für die maximale Leistungszone (Zone 2) durchgeführt, so dass sie den minimalen Phasenwinkel (zum Beispiel 30°) hat.
Insbesondere wird, wie oben beschrieben, der minimale Phasenwinkel so gesetzt, dass die Ausgangsspannung (Inverterspannung Vinv) einen größeren Wert hat als die Summe der gegenseitigen Induktionsspannungen Vm12 und Vm32, welche durch die benachbarten Zonen (Zonen 1 und 3) verursacht werden (Vinv > Vm12 + Vm32)). Wenn die durch die Zonen 1 und 3 verursachten gegenseitigen Induktionsspannungen Vm12 und Vm32 gleich sind, werden sie Vinv > 2 |Vm| (2C), und der minimale Phasenwinkel ist hierbei 30°.
Um übrigens die Inverterspannung Vinv auszugeben, die immer größer ist als die durch andere Zonen verursachten gegenseitigen Induktionsspannungen Vm, ist es denkbar, auch bei einer Änderung der Eigenresonanzfrequenz, mit einer festen Frequenz zu arbeiten, die einen ausreichend großen Phasenwinkel zulässt. Jedoch entstehen die folgenden Probleme.

a) Wenn ein Phasenwinkel ausreichend groß ist, ist es unmöglich, mit einem hohen Leistungsfaktor zu arbeiten.
b) Wenn ein herkömmlicher Inverter die Inverterspannung Vinv ausgibt, die größer ist als die gegenseitige Induktionsspannungen Vm, ist im Volt-Ampere-Rating (effektive Leistung Vdc × Idc) eine Begrenzung erforderlich.

Darüber hinaus werden im Falle eines ZCIH, da eine Zone mit größtem Anteil der Ausgangsleistung relativ zur Nennleistung so gemacht wird, dass sie den minimalen Phasenwinkel hat, die Kapazitäten so gesetzt, dass der Eigenresonanzpunkt (350 Hz) von heißen Materialien in den Zonen 1 und 3 niedriger wird als der Eigenresonanzpunkt (400 Hz) von kaltem Material in Zone 2 (2A). Es sollte angemerkt werden, dass, da die Wicklungsspannungen in den Zonen 1 und 3 niedrig sind, die Kondensatoren darin weggelassen werden können.
Konfiguration der Steuereinheit:
Nachfolgend wird eine spezifische Beschreibung einer Konfiguration der Steuereinheit 50 zum Steuern/Regeln der Inverter 30, 31, 35 und des Wandlers (Zerhackers) 45 angegeben.
7 ist ein Blockdiagramm einer Steuereinheit 50a zum Steuern/Regeln der Inverter 30, 31, 35, das insbesondere ein Blockdiagramm einer Steuereinheit zum Steuern der Zonen 1 und 3 zeigt, obwohl ein Blockdiagramm einer Steuereinheit zum Steuern der Zone 2 das gleiche ist. Die Steuereinheit 50a ist extern mit einem A/D Wandler versehen und erfasst einen Wicklungsstrom i_L.
Die Steuereinheit 50a enthält einen Amplitudenrechner 201, einen Sollstromgenerator 202, einen Addierer 203, PI Rechner 204 und 208, einen Null-Durchgangdetektor 205, einen Stromsynchronisations-Referenzphasensignalgenerator 206, einen Synchronisationsschiebungs-Detektor 207, einen Spannungsbefehlswertrechner 209, einen Dreieckwellenkomparator 210, eine Frequenzsetzeinheit 211, einen Phasenwinkelkomperator 215, einen 30° Referenzwertgenerator 216, Komparatoren 217 und 219 sowie einen PI Controller 218.
Der Amplitudenrechner 201 berechnet die Amplitude des A/D gewandelten Werts I_L des Wicklungsstroms i_L. Der Sollstromgenerator 202 erzeugt einen Sollwert des Wicklungsstroms i_L. Der Addierer 203 gibt, durch Subtrahieren des Ausgangswellenverlaufs des Amplitudenrechners 201 von dem Ausgangswert des Sollstromgenerators 202, ein Fehlersignal aus. Der PI Controller 204 führt eine proportional-integral Berechnung an den Fehlersignalen aus, die der Addierer 203 ausgibt.
Der Null-Durchgangsdetektor 205 berechnet den Null-Durchgangspunkt, wo der Wicklungsstrom i_L von negativ zu positiv wechselt, unter Verwendung des A/D gewandelten Werts I_L des Wicklungsstroms i_L. Um die durch die jeweiligen Induktionsheizwicklungen 11, 12, 13 fließenden Wicklungsströme zu synchronisieren, gibt der Stromsynchronisations-Referenzphasensignalgenerator 206 die Referenzwerte der Phasendifferenz zwischen den jeweiligen Wicklungsströmen und jenen des Sollstromgenerators aus. Der Referenzwert wird auf den minimalen Phasenwinkel von 30° für Zone 2 gesetzt, und wahrscheinlich auf einen größeren Wert als den minimalen Phasenwinkel für die Zonen 1 und 3, weil darin der Stromverbrauch gering ist.
Der Synchronisationsverschiebungsdetektor 207 erfasst die Differenz (Synchronisationsverschiebung) zwischen dem Ausgangswert des Stromsynchronisations-Referenzphasensignalgenerators 206 und dem Ausgangswert des Null-Durchgangsdetektors 205. Der PI Controller 208 führt eine proportional-integral Berechnung an der ausgegebenen Abweichung des Synchronisationsverschiebungsdetektors 206 durch.
Basierend auf dem Ausgangssignal der PI Controllers 204, 208 und dem Frequenzbefehlswert f* erzeugt der Spannungsbefehlsrechner 209 einen Spannungsbefehlswert Vinv*, der einen Sinuswellenverlauf der Arbeitsfrequenz von 1 kHz angibt. Die Frequenzsetzeinheit 211 gibt den Wert der Trägerfrequenz von 8 kHz aus. Durch Vergleich des Spannungsbefehlswerts Vinv* mit dem Dreieckwellensignal der von der Frequenzsetzeinheit 211 gesetzten Trägerfrequenz, erzeugt der Dreieckwellenkomparator 210 ein PWM Steuersignal. Durch Eingeben des PWM Steuersignals in die Inverter 30, 35, 31, und Rückkopplung des durch jede der Induktionsheizwicklungen 11, 12, 13 fließenden Wicklungsstroms i_L als A/D gewandelter Wert I_L wird die Amplitude des Wicklungsstroms i_L auf den Wellenverlauf des Sinuswellensignals der Arbeitsfrequenz konvergiert, und Phasen, wenn die Wicklungsströme i_L von negativ zu positiv in den jeweiligen Zonen übergehen, stimmen miteinander überein. Darüber hinaus stimmen der Null-Durchgangspunkt des Spannungsbefehlswerts Vinv*, der den Sinuswellenverlauf angibt, und der Umkehrzeit des Dreieckwellensignals überein. Im Ergebnis werden, wenn der Spannungssignalwert Vinv* Null quert und auch eine Rechteckwellenverlaufspannung der Ausgangsspannung Vinv von jedem der Inverter 30, 35, 31 von positiv zu negativ oder umgekehrt invertiert wird, die Zeitlängen T1 und T2 (6A) zwischen jeweiligen Zeitgebungen vor und nach dem Übergang von positiv zu negativ oder umgekehrt, am Ursprung 0, und der Null-Durchgangspunkt identisch.
Der Phasenwinkelkomperator 215 vergleicht die Ausgangsphase des Null-Durchgangsdetektors 205 und eine Phase des Spannungsbefehlswerts Vinv*, die der Spannungsbefehlswertrechner 209 ausgibt. D. h., der Phasenwinkelkomparator 215 berechnet die Phasendifferenz zwischen dem Sinuswellensignal des Spannungsbefehlswerts Vinv* und dem Wicklungsstrom i_L, und gibt dann eine Spannungsstromphasendifferenz von θv* aus. Der 30° Generator 216 gibt den Wert von 30° aus, welcher der minimale Phasenwinkel ist.
Der Komparator 227 vergleicht die Spannungsstromphasendifferenz von θv*, die der Spannungsphasenwinkelkamparator 215 ausgibt, mit dem Wert von 30°, und gibt dann den negativen konstanten Wert aus, wenn der Wert der Spannungsstromphasendifferenz von θv* größer als 30° ist, während er einen positiven konstanten Wert ausgibt, wenn der Wert der Spannungsstromphasendifferenz von θv* kleiner als 30° ist. Hierbei vergleicht der Komparator 217 auch eine Spannungsstromphasendifferenz von jeder der anderen Zonen (Zonen 2 und 3) mit dem Wert von 30°. Der PI Controller 218 führt eine Proportional-Integral-Operation am Ausgangssignal des Komparators 217 durch, und gibt einen Frequenzbefehlswert f* von angenähert 1 kHz an den Spannungsbefehlswertrechner 209 aus. Durch diese Maßnahme wird eine Rückkupplungsregelung ausgeführt, so dass der Frequenzbefehlswert f* geringer wird, wenn der Wert der Spannungsstromphasendifferenz θv* größer als 30° ist, während der Frequenzbefehlswert f* erhöht wird, wenn der Wert der Spannungsstromphasendifferenz θv* kleiner als 30° ist.
Der Komparator 219 vergleicht den Spannungsbefehlswert Vinv* und verdoppelt die gegenseitigen Induktionsspannungen Vm (2Vm), welche durch andere Zonen verursacht werden, und gibt ein Vergleichsergebnis an den Spannungsbefehlswertrechner 209 aus. Wenn hier der Spannungsbefehlswert Vinv* kleiner als 2Vm ist, was durch andere Zonen verursacht wird, führt der Spannungsbefehlswertrechner 209 eine klein geschleifte Rückkupplungsregelung aus, um den Wert des Spannungsbefehlswerts Vinv* anzuheben. Übrigens wird die gegenseitige Induktionsspannung Vm an Zone 1, welche durch die Zonen 2 und 3 verursacht wird, durch Vm = (M₁₂i₂ + M₁₃i₃) berechnet.
8 ist ein Blockdiagramm einer Steuereinheit zum Ansteuern des Zerhackers. Um den Zerhacker 45 anzusteuern, erzeugt die Steuereinheit 50b ein Pulsbreitensteuersignal DUTY basierend auf einem Wicklungsstrom 112 in Zone 2, und die Gleichspannung Vdc nach Glättung der Rechteckwellenausgangsspannung des Zerhackers 45. Die Steuereinheit 50b enthält Verstärkungseinheiten 255 und 259, einen Addierer 256, einen Spannungsregler 257 und einen Pulsbreitensignalgenerator 258.
Durch Multiplizieren des A/D gewandelten Werts i_L2 des Wicklungsstroms i_L in Zone 2 mit den verdoppelten gegenseitigen Induktionskoeffizienten M (2M), gibt die Verstärkungseinheit 255 einen Wert von 2Mi_L2 aus. Da die gegenseitige Induktionsspannung Vm MI_L2 ist, gibt die Verstärkungseinheit 255 2Vm aus. Die Verstärkungseinheit 259 multipliziert die ausgegebene Gleichspannung Vdc des Zerhackers 45 mit der Wellenverlaufverzerrungsrate 0,9. Der Addierer 256 subtrahiert den Ausgangswert der Verstärkungseinheit 259 von dem Ausgangswert der Verstärkungseinheit 255.
Der Spannungsregler 257 berechnet einen Gleichspannungsbefehlswert Vdc* unter Verwendung einer Abweichung, die der Addierer 256 ausgibt. Durch Vergleich des Gleichspannungsbefehlswerts Vdc* mit dem Dreieckwellensignal mit fester Frequenz erzeugt der Pulsbreitensignalgenerator 258 ein Pulsbreitensteuersignal DUTY. Durch Eingeben des Pulsbreitensteuersignals DUTY als Gatesignal für den Zerhacker 45 wird der Zerhacker 45 rückkoppelnd geregelt, um das doppelte der Gleichspannung der gegenseitigen Induktionsspannung an Zone 2 auszugeben.
Effekte:
Gemäß der vorliegenden Ausführung wird der Inverter 35 für die maximale Leistungszone (Zone 2) derart gesteuert/geregelt, dass der Phasenwinkel zwischen der Anstiegszeit der Rechteckwellenspannung der Inverterausgabe und der Null-Durchgangszeit des von negativ zu positiv übergehenden Resonanzstroms minimal wird.
Der minimale Phasenwinkel wird so gesetzt, dass, wenn die gegenseitigen Induktionsspannungen (Vm12 und Vm32) durch die benachbarten Zonen (Zonen 1 und 3) verursacht werden, die Ausgangsspannung des Inverters 35 (Inverterspannung Vinv) für die mittlere Zone (Zone 2), welche die Zone in maximaler Leistung ist, größer wird als die Summe der gegenseitigen Induktionsspannungen (Vm12 und Vm32), welche durch die Zonen 1 und 3 verursacht werden (Vinv > (Vm12 + Vm32).
Darüber hinaus sind die Kapazitäten der Kondensatoren 21, 22, 23 so gesetzt, dass die Eigenresonanzfrequenz des heißen Materials beim Curiepunkt oder höher in den benachbarten Zonen (Zonen 1 und 3) gleich oder niedriger als die Eigenresonanzfrequenz des kalten Materials in der maximalen Leistungszone (Zone 2) ist. D. h., die Kapazitäten der Kondensatoren 21, 22, 23 sind so gesetzt, dass, wenn die gegenseitigen Induktionsspannungen (Vm21 und Vm31) durch die Zonen 2 und 3 verursacht werden, die Ausgangsspannung Vinv des Inverters 30 in Zone 1 einen höheren Wert hat als die gegenseitigen Induktionsspannungen Vm21 oder Vm31 (Vinv > Vm21 oder Ving > Vm31).
Die Inverter 30, 35, 31 erzeugen äquivalente Sinuswellenspannungen, die mit der vorbestimmten Trägerfrequenz PWM moduliert sind, wobei die äquivalente Sinuswellenspannung dann unter Verwendung der L-R Zeitkonstante aufgemittelt wird, und die Spulenströme mit im Wesentlichen Sinuswellenverlauf durch die Induktionsheizwicklungen 11, 12, 13 fließen. Da jeder der Inverter 30, 35, 31 eine ZVS durchführen kann, sollten die Kommunikationsdioden nicht vom EIN Zustand zum AUS Zustand wechseln, und daher fließen die Wiedergewinnungsströme nicht. Dann wird die PWM Steuerung an den äquivalenten Sinuswellenspannungen durchgeführt, die von den Invertern 30, 35, 31 erzeugt werden, so dass, durch Verlängerung der Synchronisationssteuerzeitkonstante länger als die Resonanzzeitkonstante (T = 2L/R), die Frequenzen der Wicklungsströme zu der Soll-Arbeitsfrequenz mit der verzögerten Phase werden. In anderen Worten, die Inverter 30, 35, 31 arbeiten als PWM Resonanzinverter.
Darüber hinaus unterliegt die maximale Leistungszone (Zone 2) der minimalen Phasenwinkelsteuerung. Dementsprechend ist es möglich, eine Phasensteuerung über die benachbarten Zonen (Zonen 1 und 3 durchzuführen, indem man diese der Eigenresonanzfrequenz der Induktionsheizwicklungen 11, 12, 13 folgen lässt, wodurch es möglich wird, einen ZVS durchzuführen, während man identische Frequenz hat und Ströme synchronisiert. Übrigens ist es möglich, indem man eine Steuerung zum Betreiben im Resonanzstromphasenverzögerungsmodus und der minimalen Phasenwinkelsteuerung durchführt, die erforderliche Kapazität des Inverters 35 zu reduzieren, welche die maximale Leistung zuführt.
Daher ist es möglich, den Inverter mit höherem Leistungsfaktor zu betreiben, um damit die Effizienz zu verbessern und die erforderliche Kapazität des Inverters zu reduzieren (Anpassung an die Nennkapazität).
9 ist ein Diagramm, das eine Temperaturänderung in den jeweiligen Zonen zeigt. Der Strom sinkt rasch in der Nähe der Einstelltemperatur (1250°C), bei der das Heizen abgeschlossen ist.
Daher wird der Strom in der Zone minimal, die die Einstelltemperatur zuerst erreicht hat, während Ströme ausreichend groß in den Zonen sind, die die Einstelltemperatur noch nicht erreicht haben. Hierbei ist die Ausgangsspannung Vinv des Inverters in der minimalen Stromzone kleiner als die gegenseitige Induktionsspannung Vm, welche durch die benachbarten Zonen verursacht wird. Aus diesem Grund wird die Ausgangsspannung des Zerhackers 45 so erhöht, dass sie im Bereich von Vm bis 2Vm liegt.
Zweite Ausführung
Die erste Ausführung ist mit unabhängigen Schaltungen konfiguriert, unter Verwendung von Halbbrückenschaltungen in den Invertern 30 und 31 und einer Vollbrückenschaltung in dem Inverter 35, wobei aber im Falle einer Dreizonenkonfiguration, die Zonen parallel unter Verwendung eines Dreiphasen IPM (Intelligentes Leistungsmodul) Modul verbunden werden können.
10 ist ein Schaltplan eines Inverters und eines Barrenheizers unter Verwendung eines IPM Moduls.
Ein IPM Modul dient allgemein zu dem Zweck zum Antrieb eines Dreiphasenmotors, durch Modularisieren von sechs IGBTS und sechs Kommutationsdioden. Ein IPM Modul 60 enthält Stromversorgungsanschlüsse V+, V+, Ausgangsanschlüsse U, V, W, und einen Gateanschluss.
Eine Induktionsheizvorrichtung 101 ist mit drei Halbbrückenschaltungen konfiguriert, unter Verwendung eines IPM Moduls 60, jeweils für drei Induktionsheizwicklungen 11, 12, 13, wo Elektrolytkondensatoren C_F1, C_F2 in serieller Verbindung mit beiden Enden der Stromversorgungsanschlüsse V+, V– verbunden sind, und die DC Spannung Vdc daran angelegt wird. Jeder der Ausgangsanschlüsse U, V, W ist mit einem Ende von jedem der Kondensatoren 24, 25, 26 verbunden, und deren anderes Ende ist mit einem Ende von jeder der Induktionsheizwicklungen 11, 12, 13 verbunden, wobei deren anderes Ende mit einem Ende jedes der Kondensatoren 27, 28, 29 verbunden ist, und deren anderes Ende gemeinsam mit einem Verbindungspunkt P zwischen den Elektrolytkondensatoren C_F1, C_F2 verbunden ist. Übrigens beträgt die Kapazität jedes der Kondensatoren 24, 25, 26, 27, 28, 29 das doppelte der Kapazität jedes der Kondensatoren 21, 22, 23 (2).
Da es mittels des IMP-Moduls 60 möglich ist, eine einfache und kompakte ZCIH zu realisieren, ist ein IPM Modul zur Verwendung in der Halbleitersubstratheizung geeignet.
Dritte Ausführung
Die zweite Ausführung verwendet ein einzelnes IPM Modul, aber es können auch zwei oder mehr IPM Module parallel verbunden werden, um die Kapazität einer Wandlervorrichtung zu erhöhen.
11 ist ein Schaltplan von Invertern und der Umgebung eines Barrenheizers, unter Verwendung von IPM Modulen.
Eine Induktionsheizvorrichtung 102 enthält zwei IPM Module 60a und 60b, Elektrolytkondensatoren C_F1 und C_F2, Kondensatoren 24a, 25a, 26a, Kondensatoren 27, 28, 29, Kondensatoren 24b, 25b, 26b und Induktionsheizwicklungen 11, 12, 13.
Elektrolytkondensatoren C_F1 und C_F2 in serieller Verbindung sind mit beiden Enden der Stromversorgungsanschlüsse V+ und V+ von jedem der IPM Module 60a und 6b verbunden, und daran wird die Gleichspannung Vdc angelegt. Jeder der Ausgangsanschlüsse U1, V1, W1 des IPM Moduls 60a ist mit einem Ende von jedem der Kondensatoren 24a, 25a, 26a verbunden, das andere Ende ist mit einem Ende von jedem der Induktionsheizwicklungen 11, 12, 13 und einem Ende jeder der Kondensatoren 24b, 25b, 26b verbunden, das andere Ende von jedem der Induktionsheizwicklungen 11, 12, 13 ist mit einem Ende von jedem der Kondensatoren 29, 28, 27 verbunden, und das andere Ende davon ist gemeinsam mit einem Verbindungspunkt P der Elektrolytkondensatoren C_F1 und C_F2 verbunden. Darüber hinaus ist das andere Ende von jedem der Kondensatoren 24b, 25b, 26b mit jedem von Ausgangsanschlüssen U2, V2, W2 des IPM Moduls 60 verbunden.
Gemäß der Induktionsheizvorrichtung 102 der vorliegenden Ausführung ist es, da die Ausgangsleistungen der jeweiligen Inverter unter Verwendung des IPM Moduls 60a und 60b hinzugefügt sind, möglich, die Ausgangsleistung zu erhöhen.
Vierte Ausführung
Die erste Ausführung hat nur den Elektrolytkondensator C_F1, der mit der Stromversorgungsseite des Inverters verbunden ist, aber um zu verhindern, dass Stromkomponenten höherer Ordnung zur Stromversorgungsseite zurückfließt, kann ein Tiefpassfilter für jeden der Inverter vorgesehen sein.
12 ist ein Schaltplan einer vierten Ausführung unter Verwendung von Resonanzverhinderungsreaktoren hoher Ordnung.
Ähnlich der ersten Ausführung enthält eine Induktionsheizvorrichtung 103 Inverter 30, 35, 31, Kondensatoren 21, 22, 23 und Induktionsheizwicklungen 11, 12, 13, und enthält ferner, an der Stromversorgungsseite von jedem der Inverter 30, 35, 31, einen Resonanzreaktor hoher Ordnung 73 und einen Kondensator 74, die einen LC Tiefpassfilter darstellen, worin ein Ende von jedem der drei Resonanzreaktoren hoher Ordnung 73 gemeinsam mit einem Ende eines Elektrolytkondensators 72 und einem Ende einer Drosselspule 71 verbunden ist. Das andere Ende der Drosselspule 71 wird mit der Gleichspannung Vdc versorgt, während das andere Ende des Elektrolytkondensators 72 und das andere Ende des Kondensators 74 geerdet sind.
Eine Induktanz des Resonanzverhinderungsreaktors hoher Ordnung 73 ist so eingestellt, dass, durch Hinzufügen einer Verdrahtungsinduktanz (einige μH), eine Resonanzfrequenz f0, die zusammen mit dem Kondensator 74 (d. h. 1000 μF) bestimmt wird, niedriger wird als eine Resonanzfrequenz hoher Ordnung 2f0 der gegenseitigen Induktionsspannung Vm. Somit lässt sich verhindern, dass die Komponente der Resonanzfrequenz hoher Ordnung 2f0 der gegenseitigen Induktionsspannung Vm zur Stromversorgungsseite von jedem der Inverter 30, 35, 31 zurückfließt.
Fünfte Ausführung
Gemäß den zuvor erwähnten Ausführungen lässt die Steuereinheit 50 die Inverter 30, 35, 31 in allen Zonen (Zonen 1, 2, 3) als PWM Resonanzinverter arbeiten, wo eine Rechteckspannung (hochfrequente Spannung) der Trägerfrequenz mit einer Sinuswelle der Arbeitsfrequenz PWM-moduliert wird, und eine äquivalente Sinuswelle ausgegeben wird. Da die zugeführte Leistung in Zone 2, die die Mitte der Heizzonen ist, groß wird, ist es der Steuereinheit 50 möglich, den Inverter 35 als Stromresonanzinverter arbeiten zu lassen, der die Rechteckwellenspannung der Arbeitsfrequenz ausgibt, um hierdurch Verlust zu reduzieren (s. japanische Patentanmeldung Veröffentlichung Nr. 2010-287447A ).
D. h., die Steuereinheit 50 steuert die Pulsbreite derart, dass der Inverter 35 den Resonanzstromphasenverzögerungsmodus gelangt, worin die Null-Durchgangszeit, bei der der Sinuswellenstrom von negativ zu positiv Nulldurchgeht, hinter der Anstiegszeit der Rechteckwellentreiberspannung verzögert ist. Auf diese Weise wird verhindert, dass der Umkehrwiedergewinnungsverlust der Kommutationsdiode in dem Inverter 35 auftritt. Übrigens bewirkt die Steuereinheit 50 auch in diesem Fall, dass die Inverter 30 und 31 als PWM Resonanzinverter arbeiten.
13 ist ein Wellenverlaufsdiagramm zum Erläutern des Betriebs, wenn eine Rechteckwellenspannung verwendet wird. Dieses Wellenverlaufsdiagramm zeigt die Ausgangsspannung Vinv (Rechteckwellenspannungswellenverlauf) des Inverters 35, den Grundwellen-Spannungswellenverlauf und den Wicklungsstromwellenverlauf, wobei die vertikale Achse eine Spannung und einen Strom repräsentiert, und die horizontale Achse eine Phase (ωt) repräsentiert. Die Ausgangsspannung Vinv des Inverters 35 ist ein Wellenverlauf mit ungerader Funktion (Rechteckwellenspannungs-Wellenverläufe), der mit einer durchgehenden Linie gezeigt und positiv-negativ symmetrisch ist, wobei die Grundwelle als der Grundwellenspannungswellenverlauf mit unterbrochener Linie gezeigt ist. Die Ausgangsspannung Vinv hat eine maximale Amplitude von ±Vdc, und ein Phasenwinkel des Steuerwinkels δ ist relativ zum Null-Durchgangspunkt des Grundwellenspannungswellenverlaufs gesetzt. D. h., es gibt eine Phasendifferenz des Steuerwinkels δ, der zwischen jeder Anstiegs- und Fallzeit der Ausgangsspannung Vinv des Inverters 35 und der Null-Durchgangszeit des Grundwellenspannungswellenverlaufs. Hierbei ist die Amplitude des Grundwellenspannungswellenverlaufs (4Vdc/π)·cosδ, und die Frequenz ist die Betriebsfrequenz (1 kHz).
Darüber hinaus ist der mit unterbrochener Linie gezeigte Wicklungsstromwellenverlauf i_L eine Sinuswelle, die um die Phasendifferenz θ hinter die Null-Durchgangszeit des Grundwellenspannungswellenverlaufs verzögert ist.
Modifikationen
Die vorliegende Erfindung soll nicht auf die obigen Ausführungen beschränkt sein und kann auf verschiedenen Wegen modifiziert werden, wie folgt.

(1) Gmäß der ersten Ausführung sind die Kondensatoren 24, 25, 26 jeweils in Serie mit den Induktionsheizwicklungen 11, 12, 13 verbunden, aber die Induktionsheizwicklungen 11 und 13 in den Zonen 1 und 3 können auch direkt gekoppelt werden, ohne den Anschluss der Kondensatoren 24 und 26.

D. h., da die von den Zonen 1 und 3 zugeführten Leistungen gering sind, ist es möglich, dass die Zonen 1 und 3 als PWM-Nichtresonanzinverter arbeiten, indem Kondensatoren hinzugefügt werden. Dies ist so, weil es in den Zonen 1 und 3 nicht erforderlich ist, die Ausgangsspannung Vinv zu senken, um den Leistungsfaktor zu verringern oder die erforderliche Kapazität der Inverter zu verringern.

(2) Gemäß der ersten Ausführung sind die Inverter 30, 35, 31 direkt mit jeweiligen seriellen Schaltungen der Kondensatoren 24, 25, 26 und der Induktionsheizwicklungen 11, 12, 13 verbunden, aber sie können jeweils auch über Anpasstransformatoren verbunden werden.

Wenn es zum Beispiel mit der Ausgangsspannung Vinv = 200 Vac ausreicht, wenn die Stromversorgungsspannung 400 Vdc ist, hat dies die Wirkung, dass der Ausgangsstrom des Inverters durch den Anpasstransformator reduziert werden kann.

(3) die vorerwähnten Ausführungen sind im Hinblick auf eine Schaltung zur Stromversorgung des Barrenheizers zur Herstellung eines Barrens (1) beschrieben worden, aber es ist auch möglich, einen Vertikalofen oder eine Spiralwicklung in Scheibenform zu verwenden.

Da im Falle des Vertikalofens die unterste Zone, wo die Temperatur leicht abnimmt, so gesetzt ist, dass sie die maximale Ausgangsleistung hat, ist das Subjekt der minimalen Phasenwinkelsteuerung die unterste Zone. In oberen Zonen sind die Kapazitäten von Kondensatoren so gesetzt, dass die Eigenresonanzpunkte darin niedriger sind als der Eigenresonanzpunkt der untersten Zone.
Da im Falle der Spiralwicklung in Scheibenform die äußerste Zone die maximale Ausgangsleistung bekommt, wird die äußerste Zone zum Subjekt für eine Konstantphasenwinkelsteuerung. Kapazitäten in anderen Zonen werden so gesetzt, dass die Eigenresonanzpunkte niedriger sind als der Eigenresonanzpunkt der äußersten Zone. Übrigens wird die Arbeitsfrequenz der Wicklungsmitte (Singularität) auf 200 kHz gesetzt, und jene in anderen Bereichen wird auf 40 kHz gesetzt.

(4) Im Falle der oben erwähnten Ausführungen wird der Metallbarren direkt induktionserhitzt, aber es ist auch möglich, durch Induktion Graphit als nichtmagnetisches Material zu erhitzen, oder indirekt einen Halbleiterwafer oder dergleichen zu erhitzen.

Die minimale Phasenwinkelsteuerung wird für die Zone durchgeführt, die maximale Ausgangsleistung ergibt, und die Kapazitäten der Kondensatoren in anderen Zonen werden so gesetzt, dass der Eigenresonanzpunkt niedriger wird als der Eigenresonanzpunkt der untersten Zone.
Indirektes Heizen wird zum Erhitzen eines vertikalen Graphitrohrs mittels Solenoidwicklungen eines scheibenförmigen Graphits unter Verwendung von Flachwicklungen oder dergleichen verwendet.
Übrigens ist es im obigen Fall bevorzugt, dass ein Zerhacker und ein Resonanzinverter bei einer Heizfrequenz von angenähert 20 kHz bis 50 kHz verwendet werden.
Bezugszeichenliste

10: Barrenheizer
11, 12, 13: Induktionsheizwicklung
20: Kondensatoreinheit
21, 22, 23, 24a, 24b, 25a, 25b, 26a, 26b: Kondensator
30, 30a, 30b, 31, 31a, 31b, 35, 35a, 25b: Inverter
40: Wandler
41: Diodenbrücke
42: Elektrolytkondensator
45: Zerhacker
50, 50a, 50b: Steuereinheit
55, 56, 57: A/D Wandler
60, 60a, 60b: IPM Modul
71, 73: Reaktor
72, 74: Kondensator
100, 101, 102, 103: Induktionsheizvorrichtung
201: Amplitudenrechner
202: Sollstromrechner
203: Addierer
204, 208, 218: PI Controller
205: Null-Durchgangsdetektor
206: Stromsynchronisations-Referenzphasensignalgenerator
207: Synchronisationverschiebungsdetektor
209: Spannungsbefehlswertrechner
210: Dreieckwellenkomparator
211: Frequenzsetzeinheit
215: Phasenwinkelkomparator
216: 30° Referenzwertgenerator
217, 219: Komparator
255, 259: Verstärkungseinheit
256: Addierer
257: Spannungscontroller
258: Pulsbreitensignalgenerator

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

JP 2010-287447 A [0109]

Claims

Induktionsheizvorrichtung, umfassend: eine Mehrzahl von Induktionsheizwicklungen, die einander benachbart angeordnet sind; Kondensatoren, von denen jeder in Serie mit jeder der Induktionsheizwicklungen verbunden ist; eine Mehrzahl von Invertern, von denen jeder eine aus einer Gleichspannung umgewandelte Hochfrequenzspannung an jede Serienresonanzschaltung der Induktionsheizwicklung und des Kondensators anlegt; und eine Steuerschaltung, die eine Pulsbreitensteuerung der Hochfrequenzspannungen durchführt und auch die Mehrzahl der Inverter so ansteuert/regelt, dass die Phase von Wicklungsströmen ausgerichtet wird, die durch jede der Mehrzahl von Induktionsheizwicklungen fließen, worin die Steuerschaltung die Mehrzahl von Invertern mit der gleichen Frequenz und Stromsynchronisierung betreibt und so steuert/regelt, dass eine Phasendifferenz an einem bestimmten Inverter, der der Mehrzahl von Induktionsheizwicklungen die maximale Leistung zuführt, zwischen der davon erzeugten Hochfrequenzspannung und einem Wicklungsstrom, der in der Serienresonanzschaltung fließt, minimal wird, und eine an die Mehrzahl von Invertern angelegte Gleichspannung so gesetzt wird, dass jede der Hochfrequenzspannungen einen größeren Wert als jede von gegenseitigen Induktionsspannungen hat, die durch die benachbarten Induktionsheizwicklungen verursacht werden.
Die Induktionsheizvorrichtung nach Anspruch 1, worin die Phasendifferenz, die minimal gemacht wird, eine solche Phasendifferenz ist, dass die Hochfrequenzspannung bei beliebiger Frequenz relativ zum Wicklungsstrom vorverlagert wird.
Die Induktionsheizvorrichtung nach Anspruch 1, die ferner einen Wandler aufweist, der eine Wechselspannung einer kommerziellen Stromversorgung in eine Gleichspannung umwandelt, die an die Inverter als die Gleichstromversorgungsspannung angelegt wird, worin, wenn der Inverter eine äquivalente Sinuswellenspannung erzeugt, die Pulsbreiten-gesteuert ist, die Hochfrequenzspannung errechnet wird, indem ein Wert, der durch Dividieren der Gleichstromversorgungsspannung durch die Quadratwurzel von zwei erhalten wird, mit einem Modulationsfaktor multipliziert wird, und wenn der Inverter eine Zerhackersteuerung ausführt, die Hochfrequenzspannung definiert wird, indem die Gleichstromversorgungsspannung mit einem Tastverhältnis multipliziert wird.
Die Induktionsheizvorrichtung nach Anspruch 1, worin die Steuerschaltung eine derartige Steuerung/Regelung ausführt, dass entweder einer oder eine Mehrzahl von Invertern die Phasendifferenz haben, die minimal gemacht wird.
Die Induktionsheizvorrichtung nach Anspruch 1, worin die Steuerschaltung eine derartige Steuerung/Regelung ausführt, dass ein bestimmter Inverter, der die maximale Leistung ausgibt, oder alle Inverter die Phasendifferenz haben, die minimal gemacht wird.
Die Induktionsheizvorrichtung nach Anspruch 1, worin die Hochfrequenzspannung eine Rechteckwellenspannung bildet, und die Phasendifferenz eine Phasendifferenz zwischen der Anstiegszeit der Rechteckwellenspannung und der Null-Durchgangszeit des Wicklungsstroms ist.
Induktionsheizvorrichtung nach Anspruch 1, worin die Hochfrequenzspannung eine äquivalente Sinuswellenspannung mit Rechteckwellenverlauf ist, die durch Vergleich eines Sinuswellensignals und eines Dreieckwellensignals erhalten wird, und die Phasendifferenz eine Phasendifferenz zwischen einer Null-Durchgangszeit des Sinuswellensignals und einer Null-Durchgangszeit des Wicklungsstroms ist.
Die Induktionsheizvorrichtung nach Anspruch 7, worin die Null-Durchgangszeit des Wicklungsstroms hinter die Null-Durchgangszeit des Sinuswellensignals verzögert ist.
Die Induktionsheizvorrichtung nach Anspruch 1, worin die Hochfrequenzspannung eine äquivalente Sinuswellenspannung mit Rechteckwellenverlauf ist, wobei ein zeitintegrierter Wert davon in Sinuswellenform variiert, und die Phasendifferenz eine Phasendifferenz zwischen der Null-Durchgangszeit der Sinuswelle und der Null-Durchgangszeit des Wicklungsstroms ist.
Die Induktionsheizvorrichtung nach Anspruch 1, worin die Hochfrequenzspannung größer ist als eine Summe von gegenseitigen Induktionsspannungen, die von Resonanzströmen herrühren, die jeweils durch eine Mehrzahl von benachbart angeordneten Induktionsheizwicklungen fließen.
Steuerverfahren einer Induktionsheizvorrichtung, welche umfasst: eine Mehrzahl von Induktionsheizwicklungen, die einander benachbart angeordnet sind; Kondensatoren, von denen jeder in Serie mit jeder der Induktionsheizwicklungen verbunden ist; und eine Mehrzahl von Invertern, von denen jeder eine aus einer Gleichspannung umgewandelte Hochfrequenzspannung an jede Serienresonanzschaltung der Induktionsheizwicklung und des Kondensators anlegt, zur Durchführung einer Pulsbreiten-Steuerung der Hochfrequenzspannungen sowie zum Steuern/Regeln der Mehrzahl von Invertern, um die Phase von Wicklungsströmen auszurichten, welche durch jede der Mehrzahl von Induktionsheizwicklungen fließen, worin eine an die Mehrzahl von Invertern angelegte Gleichspannung so gesetzt wird, dass jede der Hochfrequenzspannungen einen größeren Wert als jede von gegenseitigen Induktionsspannungen hat, die durch die benachbarten Induktionsheizwicklungen verursacht werden, und das Steuerverfahren der Mehrzahl von Invertern mit gleicher Frequenz und Stromsynchronisierung betreibt und so steuert/regelt, dass eine Phasendifferenz an einem bestimmten Inverter, der der Mehrzahl von Induktionsheizwicklungen die maximale Leistung zuführt, zwischen der davon erzeugten Hochfrequenzspannung und einem Wicklungsstrom, der in der Serienresonanzschaltung fließt, minimal wird.
Steuerprogamm einer Steuerschaltung einer Induktionsheizvorrichtung, umfassend: eine Mehrzahl von Indukdionsheizwicklungen, die einander benachbart angeordnet sind; Kondensatoren, von denen jeder in Serie mit jeder der Induktionsheizwicklungen verbunden ist; und eine Mehrzahl von Invertern, von denen jeder eine aus einer Gleichspannung umgewandelte Hochfrequenzspannung an jede Serienresonanzschaltung der Induktionsheizwicklung und des Kondensators anlegt, zur Durchführung einer Pulsbreiten-Steuerung der Hochfrequenzspannungen sowie zum Steuern/Regeln der Mehrzahl von Invertern, um die Phase von Wicklungsströmen auszurichten, welche durch jede der Mehrzahl von Induktionsheizwicklungen fließen, worin eine an die Mehrzahl von Invertern angelegte Gleichspannung so gesetzt wird, dass jede der Hochfrequenzspannungen einen größeren Wert als jede von gegenseitigen Induktionsspannungen hat, die durch die benachbarten Induktionsheizwicklungen verursacht werden, und wobei das Steuerprogramm durch einen Computer in der Steuerschaltung ausgeführt wird, um die Mehrzahl von Invertern mit gleicher Frequenz und Stromsynchronisierung zu betreiben und so zu steuern/zu regeln, dass dass eine Phasendifferenz an einem bestimmten Inverter, der der Mehrzahl von Induktionsheizwicklungen die maximale Leistung zuführt, zwischen der davon erzeugten Hochfrequenzspannung und einem Wicklungsstrom, der in der Serienresonanzschaltung fließt, minimal wird.