JP6038546B2

JP6038546B2 - 誘導加熱装置の制御方法および誘導加熱装置

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Publication number: JP6038546B2
Application number: JP2012186508A
Authority: JP
Inventors: 内田　直喜; 直喜内田; 信恭松中; 啓二川中; 和義藤田; 高広阿尾
Original assignee: Mitsui Engineering and Shipbuilding Co Ltd; Mitsui E&S Holdings Co Ltd
Current assignee: Mitsui Engineering and Shipbuilding Co Ltd; Mitsui E&S Holdings Co Ltd
Priority date: 2012-08-27
Filing date: 2012-08-27
Publication date: 2016-12-07
Anticipated expiration: 2032-08-27
Also published as: JP2014044867A

Description

本発明は、誘導加熱装置の制御方法、および装置に係り、特に、複数配置された誘導加熱コイル間において相互誘導が生じる誘導加熱装置を正方向電力領域で安定的に運転する場合に好適な誘導加熱装置の制御方法、および装置に関する。

従来より、急速加熱を行う手段として、誘導加熱が有効であることは知られている。しかし、誘導加熱による加熱方法は、電磁誘導を利用していることから、電力制御手段（例えばインバータ）を個別に持つ加熱用コイル（誘導加熱コイル）を複数近接配置して稼動させた場合、各誘導加熱コイルに相互誘導が生ずる。このような現象が生じると、インバータからの出力電圧と出力電流との位相が大幅にズレ、出力電力の制御が困難となると共に、過電流の発生により逆方向電力が生じ、機器の破損を招くといった事象が生じ得る。

このような問題を鑑み、特許文献１に開示されているような技術が提案されている。特許文献１に開示されている技術は、近接配置した複数の誘導加熱コイルと、この誘導加熱コイルのそれぞれに接続された共振型インバータとを有する誘導加熱装置に関するものである。そして、特許文献１では、全インバータの周波数を同じにして、いずれかのインバータが共振点に一番近い位相で運転する周波数で運転させている。

しかし、引用文献１に開示されているような運転方法は、誘導加熱コイル間に相互誘導の無い状態で運転する制御方法と同じである。つまり、電圧型共振インバータのＺＶＳ運転用位相制御と全く同じであり、相互誘導環境下で適用（実施）することはできないといった問題がある。

相互誘導環境下で運転するためには、相互誘導が、回生電力を与えることを考慮する必要がある。回生電力は、インバータの電圧電流位相角による力率＝ｃｏｓθが、負になる場合である。相互誘導環境下では、この力率が「−」になり、インバータに逆方向電力が入って、インバータが過電圧、過電流状態となり、破損する虞が生ずる。

特開２０１１−１４３３１号公報

インバータの過電圧、過電流を防止するためには、出力電流の変動を検出し、この検出電流をＡＣＲ（ＡｕｔｏｍａｔｉｃＣｕｒｒｅｎｔＲｅｇｕｌａｔｏｒ：自動電流調整器）へフィードバックし、インバータへ入力される電源電流Ｉｄｃを制御し、逆方向電流が生ずることを防止するという手段を採ることが考えられる。

ここで、検出された電流（指令電流）によるＡＣＲの制御には、ＰＩＤ（ＰｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌＩｎｔｅｇｒａｌＤｅｒｉｖａｔｉｖｅ）制御が用いられている。ＰＩＤ制御には、時定数が定められており、通常、誘導加熱に用いられるＰＩＤ制御では、応答速度が１０Ｈｚ程度とされている。

しかし、相互誘導環境下では、隣接配置された誘導加熱コイルに接続されたインバータの出力状態が急変した場合、突然急峻な外乱を受けることとなる。この影響は、対象とするインバータからの出力電流が小さい場合に、特に顕著に現れる。このため、相互誘導環境下では、急速に高ゲイン（出力電流を対象とした場合電流利得を高める）化することができる環境とする必要がある。こうした電力環境の変化は、ＡＣＲにおける応答速度よりも速く、ＡＣＲを介したフィードバック制御では対応することができない。

そこで本発明では、相互誘導の影響によるインバータ過電圧、過電流を回避して誘導加熱コイルに対する供給電力を正方向電力として安定して供給することのできる誘導加熱装置の制御方法、および装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するための本発明に係る誘導加熱装置の制御方法は、相互誘導している複数の誘導加熱コイル各々と直列に共振コンデンサを接続した回路へ、トランジスタとダイオードを逆並列接続されたアームで単相ブリッジによる逆変換部をそれぞれ接続し、当該逆変換部に並列接続された平滑コンデンサを備えた電源を有する誘導加熱装置の制御方法であって、前記逆変換部において、各電源からの出力電流の周波数を一致させると共に、前記逆変換部と前記平滑コンデンサの並列回路に流入する直流電流が正方向で所定値以上になるように前記逆変換部の上流に配置された電圧調整器を制御することを特徴とする。

また、上記目的を達成するための本発明に係る誘導加熱装置は、相互誘導している複数の誘導加熱コイル各々と直列に共振コンデンサを接続した回路へ、トランジスタとダイオードを逆並列接続されたアームで単相ブリッジによる逆変換部をそれぞれ接続し、当該逆変換部に並列接続された平滑コンデンサを備えた電源を有する誘導加熱装置において、前記逆変換部において、各電源からの出力電流の周波数を一致させると共に、前記逆変換部と前記平滑コンデンサの並列回路に流入する直流電流が正方向で所定値以上になるように前記逆変換部の上流に配置された電圧調整器を制御する手段を備えたことを特徴とする。

また、上記のような構成の誘導加熱装置において前記電圧調整器を制御する手段では、前記逆変換部と前記平滑コンデンサの並列回路に流入する直流電流と、当該並列回路を流れる直流電流の電圧に基づく等価抵抗値が所定値以下になるように、前記電圧調整器を制御することが望ましい。

また、上記のような構成の誘導加熱装置において前記逆変換部では、前記逆変換部の出力電圧と出力電流の位相差、または当該位相差に相当する遅れ時間が所定値以上となるように、前記出力電流の周波数を制御するようにしても良い。

さらに、上記のような構成の誘導加熱装置では、前記逆変換部の出力電圧と出力電流の位相差を、当該逆変換部のトランジスタに入力されるゲートパルス位置と、当該逆変換部からの出力電流の波形の立ち上がりの遅れ時間の関係から求めるようにすることもできる。

上記のような特徴を有する誘導加熱装置の制御方法によれば、各電源からの出力電力について、安定的に正方向電力で、運転することが可能となる。これにより、逆方向電力の発生に起因した機器の破損等を防ぐことができる。

第１の実施形態に係る誘導加熱装置の構成を示すブロック図である。直流電流と直流電圧の増減とインバータからの出力電圧と出力電流との間の位相角の増減の様子を示す図である。インバータに対するゲートパルスと、出力電圧と出力電流の位相角との関係を示す図である。第２の実施形態に係る誘導加熱装置の構成を示すブロック図である。第３の実施形態に係る誘導加熱装置の構成を示すブロック図である。第４の実施形態に係る誘導加熱装置の構成を示すブロック図である。

以下、本発明の誘導加熱装置の制御方法、および装置に係る実施の形態について、図面を参照しつつ詳細に説明する。まず、図１を参照して、第１の実施形態に係る誘導加熱装置について説明する。

本誘導加熱装置１０は、誘導加熱コイル１２（１２ａ，１２ｂ）とインバータ２０（２０ａ，２０ｂ）、およびＡＣＲ２４（２４ａ，１４ｂ）を基本として構成される。

誘導加熱コイル１２は、被誘導加熱部材を加熱するための磁束を生じさせるためのコイルである。本実施形態では、複数（図１に示す例では２つ）の誘導加熱コイル１２ａ，１２ｂを近接して配置する構成としている。ここで、近接配置とは、複数（本実施形態では２つ）の誘導加熱コイル１２ａ，１２ｂに対して電力を供給した際に、少なくとも相互誘導の影響（Ｍ）を受けることとなる距離、すなわち運転状態において相互誘導していることとなる距離をいう。

本実施形態の場合インバータ２０は、複数の誘導加熱コイル１２ａ，１２ｂのそれぞれに、個別に接続されている。インバータ２０は、直流電流として供給される電力を誘導加熱コイル１２に対して所定周波数の交流電流として供給する逆変換部である。このため、複数の誘導加熱コイル１２ａ，１２ｂのそれぞれに個別に接続することで、各誘導加熱コイル１２ａ，１２ｂに対する電力制御を個別に行うことが可能となる。なお、誘導加熱コイル１２ａ，１２ｂのそれぞれに電力を供給する際には、供給する電流の周波数をそれぞれ一致させるようにする。

本実施形態では、インバータ２０として、電圧型のインバータを採用し、上述した誘導加熱コイル１２との間においては、直列共振回路を構成している。インバータ２０の具体的構成としては次の通りである。すなわち、単相のフルブリッジインバータを構成している。スイッチング素子としては、トランジスタ（ＩＧＢＴ２６など）を採用し、負荷電流を転流させるためにダイオード２８を逆並列に接続してアームを構成している。ブリッジ回路の前段（上流側）には、直流電圧を平滑化するための平滑コンデンサ３０が設けられている。

インバータ２０の上流側には、電圧調整器２２（２２ａ，２２ｂ）を介して図示しない電源が接続されている。電圧調整器２２は、例えばチョッパ回路や順変換器などであれば良い。電圧調整器２２としてチョッパ回路を用いた場合には、順変換器３２から出力された定電圧の直流電圧をチョッピングすることで電圧のデューティー比を変化させ、インバータ２０へ入力する電圧を変化させることとなる。一方、順変換器を用いて電圧制御を行う場合には、順変換器を構成するサイリスタにより、インバータ２０によって定められる周波数に応じた電圧変化を得るという方式を採ることとなる。

このような基本構成を有する誘導加熱装置１０では、出力電流を小さくしたゾーン（加熱領域毎に設定された誘導加熱コイル１２）における出力電流と出力電圧の位相差θが大きくなる。このような状態では、対象とするゾーンに供給する電流をより小さくすると、電圧に対する電流の位相角は、−９０°の遅れ位相となる場合がある。このような状態となった場合、インバータ２０からの出力電力はゼロであり、電源電流もゼロとなる。このため、出力電流を更に小さくすると出力電圧に対する出力電流の位相角は、−９０°よりも遅れることとなり、ｃｏｓθｉｖ＝「−（マイナス）」になり、逆方向電力が生ずることとなる。

このため通常は、インバータ２０からの出力電流を検出し、これをＡＣＲへ入力し、電流値が所定の値を保つように、電圧調整器２２へデューティー比を変化させるための信号を出力する構成としている。

しかし、急峻な外乱（相互誘導の影響）により電流値が変化する場合、ＡＣＲを介した電流調整（電圧調整による電流制御）では応答速度に限界があり、対応することが困難となる場合がある。

このため本実施形態では、インバータ２０の上流側で電源電流Ｉｄｃを検出し、ＡＣＲを介することなく電圧調整器２２を制御する手段の一例として、マイナーループ２１（２１ａ，２１ｂ）を構成している。

マイナーループ２１は、電圧調整器２２と平滑コンデンサ３０の間に設けられた変流器を用いた電流検出器２３と、比較器２５により構成されている。比較器２５は、電流検出器２３によって検出された電源電流（直流電流）と、直流電圧から求められる等価抵抗値が、予め定められた値（所定値）以下となるように、電圧調整器２２へとデューティー比を変化させるための信号を出力する要素である。

電流と電圧の位相角θが大きくなる要因として、無効電力の増大を挙げることができる。すなわち、相互誘導電圧の増大により、インバータの出力電圧Ｖ_ｉｖ１に対する実質的な出力電圧が下がった場合には、出力電流も低下し、有効電力が低下する。これらの事は一般的に、力率の悪化、すなわちインバータ２０のＩＧＢＴ２６と平滑コンデンサ３０とによって構成される並列回路における等価抵抗（直流抵抗）が増大し、出力電流Ｉ_ｉｖ１の減少が生ずると考えられる。しかし、相互誘導環境下においては、相互誘導電圧Ｖｍ２１の増大による実質的な出力電圧の低下として置き換えることができる。すなわち、インバータ２０ａからの出力電流Ｖ_ＩＶ１と、相互誘導電圧Ｖｍ２１との値が等しい場合、実質的な出力電力はゼロとなる。出力電流もゼロとなり、必然的に、電源電流Ｉｄｃ１もゼロとなり、電源電圧Ｖｄｃ１に対するＩｄｃ１の割合が急激に低下することとなる。直流抵抗Ｒ１は、インバータ２０ａに入力される直流電圧Ｖｄｃ１と直流電流Ｉｄｃ１により、Ｖｄｃ１／Ｉｄｃ１＝Ｒ１として求めることができる。つまり、相互誘導電圧Ｖｍ２１の影響により、Ｖｄｃ１に対するＩｄｃ１の割合が小さくなった場合には、直流抵抗Ｒ１が増大し、Ｖｄｃ１に対するＩｄｃ１の割合が大きくなった場合には、直流抵抗Ｒ１が減少するということができる。ここで、Ｉｄｃ１は、図２（Ａ），（Ｂ）に示すように、Ｖｄｃ１の増加に伴って相対的に増加し、直流抵抗Ｒ１の値を低下させる。なお、図２において、図２（Ａ）は、直流電圧Ｖｄｃ１、直流電流Ｉｄｃ１が所定の値以上である場合における出力電圧Ｖ_ｉｖ１、出力電流Ｉ_ｉｖ１の波形を示す図であり、（Ｂ）は、Ｖｄｃ１、Ｉｄｃ１が低下した場合におけるＶ_ｉｖ１、Ｉ_ｉｖ１の様子を示す図である。

本実施形態では、回路抵抗として予め定められた直流抵抗の定格値（Ｒ_Ｒａｔ）を基準として、直流抵抗Ｒ１の値が、閾値（Ｒ_ＭＡＸ）に至った場合に、位相角θが大きくなったと判断し、Ｖｄｃ１を増大させる制御を行う。ここで、Ｒ_ＭＡＸとは、一例として挙げる場合、Ｒ_Ｒａｔの約５０倍程度、すなわち、Ｒ_ＭＡＸ≒５０×Ｒ_Ｒａｔとすれば良い。そして、Ｖｄｃ１／Ｉｄｃ１の値を検出し、この値がＲ_ＭＡＸに至った場合には、Ｖｄｃ１を増大させるように、比較器にチョッパのデューティー比を増大させる旨のパルス信号を出力させる制御を行わせる。これにより、Ｉｄｃ１の割合が増大し、直流抵抗Ｒ１を低下させ、位相角θの絶対値が小さくなり、出力力率を正方向に安定させることができる。また、このような制御を行うことによれば、インバータ２０ａからの出力電圧Ｖ_ＩＶ１がＶ_ｍよりも小さくなる虞がなく、出力電流Ｉ_ｉｖ１が所定の値を保つことができる。このため、Ｉｄｃ１が逆流する虞が無い。よって、Ｖｄｃ１／Ｉｄｃ１がマイナス（−）となる虞も無い。

また、このような制御形式を採ることによれば、ＡＣＲを介して出力電流に基づく電源電流Ｉｄｃ制御を行うよりも速い応答速度を実現することができ、相互誘導の影響による急峻な電流変化にも対応することが可能となる。

上記説明では、出力電流Ｉ_ｉｖ１と出力電圧Ｖ_ｉｖ１の位相差が９０°以上となる場合の問題について説明した。しかし、このような制御を行う場合において、出力電圧Ｖ_ｉｖ１に対する出力電流Ｉ_ｉｖ１の位相差（位相角θの絶対値）が、０に近づいた場合、あるいは出力電流Ｉ_ｉｖ１が出力電圧Ｖ_ｉｖ１に対して進み位相となった場合には、次のような問題が生ずることとなる。すなわち、ＺＶＳ（ＺｅｒｏＶｏｌｔＳｗｉｔｃｈｉｎｇ）制御が困難となり、インバータ２０ａにおける電力制御自体が困難となってしまうのである。

このため、本実施形態では、電流検出器１６（１６ａ，１６ｂ）によって出力電流Ｉ_ｉｖを検出すると共に図示しない電圧検出器によって出力電圧を検出し、インバータ２０からの出力電圧Ｖ_ｉｖと出力電流Ｉ_ｉｖとの位相差（位相角θの絶対値）、あるいは位相差に相当する遅れ時間が、予め定められた値以上となるように、出力電流Ｉ_ｉｖの周波数（運転周波数）を制御するようにしている。

ここで、インバータ２０からの出力電圧Ｖ_ｉｖと出力電流Ｉ_ｉｖとの位相差は、出力電流Ｉ_ｉｖと出力電圧Ｖ_ｉｖを直接検出する場合に替えて、インバータ２０に対して入力されるＩＧＢＴ２６のゲートパルスに基づいて判断することもできる。図３に示すように、ゲートパルスと出力電圧の波形との間には、転流重なり角として必要とされるデッドタイム（ｄｔ）の存在に相違はあるものの、その波形の立ち上がりはリンクしている。このため、ゲートパルスＡ、Ｂの立ち上がりから出力電流Ｉ_ｉｖ１のスイッチングまでの経過時間に基づいても、位相角θの遅れ度合いを判断することができる。

すなわち、図３（Ａ）のようにゲートパルスの立ち上がりから出力電流Ｉ_ｉｖ１のスイッチングまでの経過時間が短い場合には、正常運転が行われていると判断し、同図（Ｂ）のように、スイッチングまでの経過時間が長くなった場合には、電圧に対する電流の遅れ角度｜θ｜が大きくなったと判断することができる。なお、遅れ角度とスイッチングまでの経過時間の相関については、予め調べておけば良い。

次に、本発明の誘導加熱装置に係る第２の実施形態について、図４を参照して説明する。本実施形態に係る誘導加熱装置のほとんどの構成は、上述した第１の実施形態に係る誘導加熱装置１０の構成と同様である。よって、その構成を同一とする箇所には、図面に同一な符号を付して、その詳細な説明を省略することとする。

本実施形態に係る誘導加熱装置１０ａと、第１の実施形態に係る誘導加熱装置１０との相違点は、マイナーループ２１にある。具体的には、第１の実施形態に係る誘導加熱装置１０では、マイナーループ２１は、電圧調整器２２であるチョッパと、インバータ２０の前段に配置された平滑コンデンサ３０との間から、直流電流Ｉｄｃを検出していた（チョッパ２次方式）。これに対し本実施形態では、電圧調整器２２であるチョッパの前段、すなわちチョッパの１次側から直流電流Ｉｄｃを検出し、これに基づいてチョッパのデューティー比を制御する構成としている（チョッパ１次方式）。

このような構成とした場合であっても、上述した第１の実施形態に係る誘導加熱装置１０と同様な制御が可能となり、同様な効果を発揮することができる。なお、その他の構成、作用、効果については、上述した第１の実施形態に係る誘導加熱装置１０と同様である。

次に、本発明の誘導加熱装置に係る第３の実施形態について、図５を参照して説明する。本実施形態に係る誘導加熱装置１０ｂも、そのほとんどの構成は、上述した第１、第２の実施形態に係る誘導加熱装置１０，１０ａと同様である。よって、その構成を同一とする箇所には、図面に同一な符号を付して、その詳細な説明を省略することとする。

本実施形態に係る誘導加熱装置１０ｂの特徴的な構成は、第１、第２の実施形態に係る誘導加熱装置１０，１０ａにおいて電圧調整器２２として配置していたチョッパを廃し、インバータ２０により出力電流の電圧と周波数の双方を制御する構成とした点である。すなわち、本実施形態では、ＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御型のインバータ２０を採用し、入力される直流電流をパルス状に分断し、ＩＧＢＴ２６へ入力されるゲートパルスにより定められる出力電流の周波数に応じてその流通率（デューティー比）を変化させることでその平均電圧を出力電圧としている。

このため本実施形態では、インバータ２０に並列に接続された平滑コンデンサ３０の前段において電源電流Ｉｄｃを検出し、比較器２５を介して求められるデューティー比の指令値は、インバータへ直接入力されることとなる。インバータでは、入力されたデューティー比に応じて出力電流Ｉ_ｉｖ１の電圧（出力電圧Ｖ_ｉｖ１）を定めることとなる。

このような構成の誘導加熱装置１０ｂであっても、上記第１、第２の実施形態に係る誘導加熱装置１０，１０ａと同様に、誘導加熱コイル１２に対する供給電力を正方向電力として安定して供給することができる。なお、その他の構成作用等は、第１、第２の実施形態に係る誘導加熱装置１０，１０ａと同様である。

次に、本発明の誘導加熱装置に係る第４の実施形態について、図６を参照して説明する。本実施形態に係る誘導加熱装置１０ｃは、そのほとんどの構成を上述した第３の実施形態に係る誘導加熱装置１０ｂと同様としている。よって、その構成を同一とする箇所には、図面に同一な符号を付して、その詳細な説明を省略することとする。

本実施形態に係る誘導加熱装置の特徴的な構成は、インバータ２０としてハーフブリッジインバータを採用した点にある。このような構成とした場合であっても、上述した第３の実施形態に係る誘導加熱装置１０ｂと同様な効果を発揮することができるからである。また、ハーフブリッジインバータを採用することによれば、スイッチング損失を少なくすることができる。

１０………誘導加熱装置、１２（１２ａ，１２ｂ）………誘導加熱コイル、１６（１６ａ，１６ｂ）………電流検出器、２０（２０ａ，２０ｂ）………インバータ、２２（２２ａ，２２ｂ）………電圧調整器、２４（２４ａ，２４ｂ）………ＡＣＲ、２６………ＩＧＢＴ、２８………ダイオード、３０………平滑コンデンサ、３２………順変換器。

Claims

相互誘導している複数の誘導加熱コイル各々と直列に共振コンデンサを接続した回路へ、トランジスタとダイオードを逆並列接続されたアームで単相ブリッジによる逆変換部をそれぞれ接続し、当該逆変換部に並列接続された平滑コンデンサを備えた電源を有する誘導加熱装置において、
前記逆変換部において、各電源からの出力電流の周波数を一致させると共に、
前記逆変換部と前記平滑コンデンサの並列回路に流入する直流電流が正方向で所定値以上になるように前記逆変換部の上流に配置された電圧調整器を制御する手段を備え、
前記電圧調整器を制御する手段では、前記逆変換部と前記平滑コンデンサの並列回路に流入する直流電流と、当該並列回路を流れる直流電流の電圧に基づく等価抵抗値が所定値以下になるように、前記電圧調整器を制御することを特徴とする誘導加熱装置。
前記逆変換部の出力電圧と出力電流の位相差を、当該逆変換部のトランジスタに入力されるゲートパルス位置と、当該逆変換部からの出力電流の波形の立ち上がりの遅れ時間の関係から求めることを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱装置。