JP2012191828A - 高電圧インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】出力側に異常電圧が発生したときにそれを直ちに検出して確実に保護動作を行なえるようにする。」
【解決手段】直流もしくは直流成分に脈流が重畳された電圧を入力電圧Ｖinとし、その入力電圧Ｖinをスイッチング素子Ｑswによってスイッチングして共振トランス１０の励磁巻線ＮＰに励磁電流を流し、その共振トランス１０の出力巻線ＮＳから交流高電圧Ｖoutを出力する高電圧インバータ装置であり、共振トランス１０の励磁巻線ＮＰに発生する異常電圧を、バリスタ１２を含む異常電圧検出回路７によって検出し、異常電圧検出回路７が異常電圧を検出しとき、その信号をフォトカプラ１１によって制御回路２０に伝達し、それによって制御回路２０が発振動作を停止してスイッチング素子Ｑswのスイッチング動作を停止させる。
【選択図】 図１

Description

この発明は、高電圧電源装置や放電用電源装置等に用いられるスイッチングレギュレータ、インバータ等の高電圧インバータ装置に関する。

直流もしくは直流成分に脈流が重畳された電圧を入力電圧とし、その入力電圧をスイッチングしてトランスの一次側の励磁巻線に励磁電流を流し、二次側の出力巻線から高電圧を出力する高電圧インバータ装置が、高電圧電源装置として多用されている。
例えば、大気圧プラズマは、表面処理の一つの手段として、表面の改質や汚染物の除去等、様々な工業製品に応用されている。樹脂等に接着や印刷、コーティング等を施す場合に、大気圧プラズマにより前処理を行うと、濡れ性を向上させることが可能になる。

その大気圧プラズマを発生させるためには高電圧が必要であり、インバータ装置によって安全に高電圧を得る必要がある。
大気圧プラズマが発生し易い数ＫＶ、もしくは二十〜十数ＫＶの高電圧を発生させる交流のインバータ装置において、この電圧範囲の高電圧は感電やスパークによる発火・発煙等が発生する恐れがあり、人体に極めて危険である。

一方、国際規格ＩＥＣ６０９５０（Ｊ６０９５０）の安全規格によると、入力電圧はＳＥＬＶ（Safety Extra Low Voltage ：安全特別低電圧）である６０ＶＤＣ以内、もしくは電圧尖頭値が４２．４Ｖ）を超えなければ安全とされている。そのため、そのＳＥＬＶ以内の電圧をインバータの入力電圧とし、何らかの原因でインバータ回路の構成部品が絶縁破壊されても、入力側で供給電力が制限される構成が必須である。

そのため、このような高電圧インバータ装置においては、負荷の影響をいち早く検出する必要があり、高電圧を供給する負荷又はその給電回路等において、過負荷、絶縁劣化、短絡や地絡、異常放電などが発生した場合には、入力側の電力を制限あるいは遮断することが急務であり、そのまま放置するとトランスが絶縁破壊し、それによって感電やそれ以上の危険を人体に与えてしまう恐れがある。

トランスのインダクタンスによる逆起電力は電流に応じて増大する。そのため、出力が突然無負荷になったりすると、電源投入時に無負荷電圧が異常に発生してしまい、その異常電圧で絶縁体の絶縁が破壊したりリークしたりして、トランスなどの部品が破損してしまう。

従来、出力電力が数ｍＷ〜数Ｗのインバータ装置においては、入力電源回路にヒューズを介挿して電力制限をかけるだけで、トランスの絶縁破壊等が起らないようにすることができた。

また、従来の高圧電源装置の異常検出装置として、例えば特許文献１に記載されているような技術がある。これは、高圧変圧器（トランス）の二次出力電圧を直接又は分圧して検出し、その検出値を所定の異常判断基準値と比較し、検出値が所定時間以上連続して基準値以下になったときに異常発生と判断して、高圧変圧器への入力を遮断するものである。

特開平５−１９９６５０号公報

しかしながら、保護しようとする高圧電源装置が、出力電圧が１０ＫＶを超える交流高電圧である高電圧インバータ装置である場合、その二次出力電圧を直接又は分圧して検出しようとしても、出力端子間の高電圧に耐える抵抗がなく、複数の抵抗を直列に繋いで使用するにしても数十本以上必要になってしまう。また、容易に電圧がリークしてしまい、回路が誤動作もしくは破壊してしまう。そのため、二次出力電圧を検出することは簡単に出来ず、その検出値に依存する保護回路を設けることは容易でなかった。

この発明は上記の問題を解決するためになされたものであり、出力電圧が１０ＫＶを超える交流高電圧である高電圧インバータ装置であっても、出力側に異常電圧が発生したときにそれを直ちに検出して、確実に保護動作を行なえるようにすることを目的とする。

この発明は上記の目的を達成するため、直流もしくは直流成分に脈流が重畳された電圧を入力電圧とし、該入力電圧をスイッチング素子によってスイッチングして共振トランスの励磁巻線に励磁電流を流し、その共振トランスの出力巻線から交流高電圧を出力する高電圧インバータ装置において、
上記共振トランスの励磁巻線に発生する異常電圧を検出する異常電圧検出回路と、上前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御し、上記異常電圧検出回路が上記異常電圧を検出した信号によって上記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させる制御回路とを備えたことを特徴とする。

上記異常電圧検出回路に代えて、上記スイッチング素子がオフの期間にそのスイッチング素子の端子間に発生する異常電圧を検出する異常電圧検出回路を設け、異常電圧検出回路が上記異常電圧を検出した信号によって、制御回路が上記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させるようにしてもよい。
上記異常電圧検出回路は、バリスタによって上記異常電圧を検出する回路であるとよい。

上記異常電圧検出回路による上記異常電圧を検出した信号を、フォトカプラ又はフォトトライアックカプラによって上記制御回路へ伝達するようにし、その発光素子を上記異常電圧検出回路側に、受光素子を上記制御回路側にそれぞれ設けるとよい。
上記異常電圧検出回路は、ダイオードとバリスタと上前記フォトカプラ又はフォトトライアックカプラの発光素子とが直列に接続された直列回路からなるとよい。。
上記直列回路中に電流制限用の抵抗とコンデンサとの並列回路を介挿してもよい。

上記共振トランスが、同一の特性を持つ個別の複数の共振トランスによって構成され、その複数の共振トランスの各励磁巻線が並列又は直列に接続されて同時に励磁され、その複数のトランスの各出力巻線が互いに並列又は直列に接続され、かつ該各出力巻線の出力電圧波形の時間軸が同期しているようにすることができる。

また、この発明による高電圧インバータ装置は、上記異常電圧検出回路に代えて、共振トランスの出力巻線に並列に接続したアレスタと、上記共振トランスの励磁巻線に流れる励磁電流を検出する励磁電流検出回路と、上記スイッチング素子のスイッチング動作を制御し、上記励磁電流検出回路によって検出される励磁電流の値が予め設定した値を超えたときに上記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させる制御回路とを備えるようにしてもよい。

上記励磁電流検出回路を、上記励磁巻線及びスイッチング素子と直列に接続された抵抗によって構成することができる。

上記共振トランスが、同一の特性を持つ個別の複数の共振トランスによって構成され、その複数の共振トランスの各励磁巻線が並列又は直列に接続されて同時に励磁され、その複数のトランスの各出力巻線が互いに並列又は直列に接続され、かつその各出力巻線の出力電圧波形の時間軸が同期しているようにするとよい。
その場合、上記複数のトランスの各出力巻線を直列に接続し、その各出力巻線に個々に並列にアレスタを接続するのが望ましい。

この発明の高電圧インバータ装置によれば、上記の構成によって、出力電圧が１０ＫＶを超える交流高電圧である高電圧インバータ装置であっても、出力側に異常が発生したときにそれを直ちに検出して制御乖離の動作を停止させ、確実に保護動作を行なうことができる。

この発明による高電圧インバータ装置の第１実施例を示す回路図である。 図１に示した実施例の動作を説明するための出力端子間の電圧波形図である。 この発明による高電圧インバータ装置の第２実施例を示す回路図である。 この発明による高電圧インバータ装置の第３実施例を示す回路図である。 この発明による高電圧インバータ装置の第４実施例を示す回路図である。 この発明による高電圧インバータ装置の第５実施例を示す回路図である。 この発明による高電圧インバータ装置の第６実施例を示す回路図である。

以下、この発明を実施するための形態を図面に基づいて具体的に説明する。
〔第１実施例：図１、図２〕
図１は、この発明による高電圧インバータ装置の第１実施例を示す回路図である。
この高電圧インバータ装置５は、入力端子１ａ，１ｂ、共振トランス１０、出力端子２ａ，２ｂ、およびその共振トランス１０を制御する制御回路２０とスイッチング素子Ｑsw等を備えている。

そして、入力端子１ａ，１ｂから供給される直流電圧若しくは直流成分に脈流が重畳された入力電圧Ｖinを、スイッチング素子Ｑswによってスイッチングして共振トランス１０の一次側の励磁巻線ＮＰに励磁電流を流し、その共振トランス１０の二次側の出力巻線ＮＳから十数ＫＶの交流高電圧を出力し、出力端子２ａ，２ｂからその高電圧の出力電圧Ｖout を図示していない負荷に対して出力する。入力電圧Ｖinは安全特別低電圧（ＳＥＬＶ）以内の電圧にするとよい。

共振トランス１０の励磁巻線ＮＰの一端が正極側の入力端子１ａに接続され、他端がＦＥＴによるスイッチング素子Ｑswのドレイン・ソース間および制御回路２０を通して負極側の入力端子１ｂに接続されている。出力巻線ＮＳの一方の端部ｃは出力端子２ａに接続され、他方の端部ｄは出力端子２ｂに接続されている。負極側の入力端子１ｂは出力端子２ｂとも接続され、図示していないフレームグラウンドにも接続されている。そのフレームグラウンドはアース（接地）するのが安全上望ましい。さらに、入力端子１ａ，１ｂから制御回路２０にも電源電圧を供給している。

制御回路２０は発振回路を含み、ＩＣ（集積回路）として作られている。この制御回路２０は入力端子１ａ，１ｂから供給される入力電圧Ｖinによって動作し、抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子ＱswのゲートにスイッチングパルスＳｐを印加して、そのスイッチング素子Ｑswをオン・オフさせる。それによって、共振トランス１０の励磁巻線ＮＰに断続的に電流を流し、出力巻線ＮＳに十数ＫＶの交流高電圧を発生させる。

このような共振トランスを使用した高圧インバータ装置においては、入力電圧：Ｖin、共振の鋭さ：Ｑｅ、スイッチング素子Ｑswのドレイン・ソース間電圧：Ｖds、出力電圧：Ｖout 、巻線比（出力巻線のターン数／励磁巻線のターン数）：Ｎpsの間に、次の理論式が成り立つことが分かった。
・Ｖds＝Ｖout／Ｎps ……（式１）
・Ｖout＝Ｑｅ・Ｖin ……（式２）

したがって、式２から出力電圧Ｖoutは共振の鋭さＱｅに比例し、Ｑｅを大きくすれば巻線比をあまり大きくしなくても充分な昇圧を達成することができる。
ここで、共振の鋭さＱｅについて説明する。周波数に対する共振電流の特性をとると、共振周波数ｆoで共振電流が最大値になるが、その前後の周波数で共振電流が最大値の１／√２になる周波数の幅（半値幅という）をΔｆとすると、Ｑｅ＝ｆo／Δｆで表される無次元数である。

また、入力電源の正極側のａ点とスイッチング素子Ｑswの正極側のｂ点との間（共振トランス１０の励磁巻線ＮＰの両端子間）に、ａ点に一端を接続したコンデンサＣ１とアノードをｂ点に接続したダイオードＤ１とを直列に接続してスナバ回路を構成している。このスナバ回路は、トランス１０のリセット用及びスイッチング素子Ｑswの電圧抑圧用に設けられている。

さらに、この発明の特徴とする保護動作を行うための異常検出回路として、上記コンデンサＣ１に並列に、抵抗Ｒ２とバリスタ１２とフォトカプラ１１の発光素子である発光ダイオード（ＬＥＤ）１１ａとの直列回路を接続している。この直列回路を構成する各素子の接続順序は任意であり、ダイオードＤ１を通してＬＥＤ１１ａに電流が流れる向きであればよい。抵抗Ｒ２はＬＥＤ１１ａに流れる電流の制限用抵抗であるが、単発のみの保護の場合はこの抵抗Ｒ２が無くてもよい。この実施例では、抵抗Ｒ２に並列にコンデンサＣ２を接続して、交流のみを抵抗Ｒ２をバイパスさせていち早く流すようにしている。
これらによって、負荷側の異常を検出する異常検出回路７を構成している。

一方、制御回路２０にフォトカプラ１１の受光素子であるフォトトランジスタ１１ｂを接続している。発光素子であるＬＥＤ１１ａと受光素子であるフォトトランジスタ１１ｂとは、図１では図示の都合上分かれているが、実際には同一の容器内に対向して配置されており、１個のフォトカプラ１１を構成している。フォトカプラは入出力間が完全に絶縁された無接点リレーである。
バリスタ１２は、両端子間の電圧が低い場合には電気抵抗が高いが、両端子間の電圧がある程度以上に高くなると電気抵抗が急激に低下する性質を持つ非直線性抵抗素子である。

この実施例の高電圧インバータ装置５では、共振トランス１０の出力電圧Ｖoutを直接検出するのではなく、励磁巻線ＮＰ間の電圧を検出するようにしている。無負荷状態等の異常発生時に、スイッチング素子Ｑswがオフの期間に励磁巻線ＮＰの端子間に発生する電圧（Ｖnpとする）は、出力巻線間に発生する電圧に対して共振トランス１０の巻数比（出力巻線ＮＳとのターン数／励磁巻線ＮＰのターン数）に略逆比例した負電圧であるから、前述した異常検出回路７によって容易に検出することができる。

この実施例による保護動作について図２も参照して説明する。図２は、図１に示した実施例の動作を説明するための出力端子２ａ，２ｂ間の電圧の波形図である。
この高電圧インバータ装置５は、出力端子２ａ，２ｂ間に負荷が接続されて、正常に動作しているときには、共振トランス１０の出力巻線ＮＳには図２の（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑswのスイッチング周期でオフの期間に正弦波に近い半波で、波高値が十数ＫＶの交流高電圧を発生しており、それが出力電圧Ｖoutとなっている。
このとき、励磁巻線ＮＰの端子間には、出力電圧Ｖoutの波形を反転したような波形で、その波高値が共振トランス１０の巻数比Ｎps分の一（Ｖnp＝Ｖout／Ｎps）の正弦波に近い半波の負電圧Ｖnpが発生している。

この状態では、共振トランス１０の励磁巻線ＮＰの両端子間（接続点ａ−ｂ間）に接続された異常検出回路７のバリスタ１２に印加される電圧が所定値以下であり、その抵抗値が高いため、異常検出回路７を構成するダイオードＤ１、抵抗Ｒ２、バリスタ１２、およびフォトカプラ１１のＬＥＤ１１ａの直列回路には殆ど電流が流れない。したがって、ＬＥＤ１１ａは発光せず、フォトカプラ１１のフォトトランジスタ１１ｂは光が入射しないのでＯＦＦ状態になっている。そのため、制御回路は発振動作をしてスイッチングパルスＳｐを出力しており、スイッチング素子Ｑswをオン・オフさせている。
すなわち、この高電圧インバータ装置５は正常に動作している。

出力側が急に無負荷になったような場合には、負荷で出力電圧が固定されなくなるので、共振トランス１０の出力巻線ＮＳ側には、例えば図２の（ｂ）に示すような波形で波高値が２０ＫＶにもなる異常な高電圧が発生し、それに対応して励磁巻線ＮＰ側にも、その波形を反転したような波形で、波高値が１／Ｎpsの異常な負電圧が発生する。
その電圧が異常検出回路７のダイオードＤ１等を通してバリスタ１２に印加され、バリスタ１２は印加電圧が所定値を超えてその抵抗値が急激に低下するため、上記直列回路に急峻に電流が流れ始め、フォトカプラ１１のＬＥＤ１１ａに電流が流れて発光する。これが異常検出信号に相当する。異常電圧は瞬時にスナバ回路のコンデンサＣ１に流れるが、その後すぐにバリスタ１２を含む異常検出回路７に流れる。

その光をフォトカプラ１１のフォトトランジスタ１１ｂが受光してＯＮになり、制御回路２０の動作を停止させる信号となる。それによって、制御回路２０が発振を停止し、スイッチングパルスＳｐを出力しなくなり、スイッチング素子Ｑswがオフのままになる。
すなわち、高電圧インバータ装置５は動作を停止し、出力電圧Ｖoutは図２の（ｃ）に示すように０Ｖになって変化しなくなる。

なお、異常検出回路７の電流制限用の抵抗Ｒ２に並列にコンデンサＣ２を接続しているので、異常電圧の交流成分はそのコンデンサＣ２を通して直ちにバリスタ１２に印加されるので、抵抗Ｒ２による電圧降下分による検出タイミングのずれがなくなる。

このようにして、急に無負荷になった場合のように異常電圧が発生したとき、直ちにそれを検出して、高電圧インバータ装置５の動作を停止する保護動作を行うことができ、異常な高電圧によって共振トランス１０などが絶縁破壊してしまうようなことを、確実に防止できる。しかも、異常検出回路の構成が簡単で安価に実施でき、検出信号の伝達が完全に絶縁した行なわれるので、電圧がリークや誤動作の恐れもない。

ここで、励磁巻線ＮＰ側の電圧Ｖnpにおける異常電圧の検出にバリスタを使用する理由を説明する。印加電圧が所定値（ツェナー電圧）を超えると導通状態になる半導体素子としてツェナーダイオードがあるが、それはツェナー電圧が低いため、このような高い電圧の検出かいろに使用しようとすると、直列に何本も接続しなければならないが、実装配置が長くなり、そのインダクタンス分が大きくなるため保護をかけたい電圧でかけられなくなってしまう。また流せる電流もｍＡオーダで少ない。そのため、抵抗値が急減する電圧が比較的高く、流せる電流も多いバリスタを使用する。

〔第２実施例：図３〕
図３はこの発明による高電圧インバータ装置の第２実施例を示す回路図である。
この図３および以降の図４〜図７においても、図１と同じ部分には同一の符号を付してあり、それらの説明は省略する。また、図３〜図５に示す高電圧インバータ装置５は、図１に示した高電圧インバータ装置５とは、保護回路の構成が異なるが、高電圧インバータ装置としての基本的な構成及び機能は同じであるから、便宜上同一の符号を使用する。

図３に示す第２実施例は、図１によって説明した第１実施例と殆ど同じである。相違するのは、異常検出回路７′の検出信号伝達手段として、異常検出回路７のフォトカプラ１１に代えてフォトトライアックカプラ１３を使用した点だけである。
フォトトライアックカプラ１３は、発光素子である発光ダイオード（ＬＥＤ）１３ａと受光素子であるフォトトライアック１３ｂとを同一の容器内に対向させて配置し、入出力間を完全に絶縁した無接点リレーである。そして、ＬＥＤ１３ａに電流が流れて発光すると、その光をフォトトライアック１３ｂが受光して両方向に導通し、完全な導通状態になるので、フォトトランジスタ１１ｂより多くの電流を流せる。

このフォトトライアックカプラ１３のＬＥＤ１３ａを異常検出回路７′のバリスタ１２と直列に接続し、フォトトライアック１３ｂを制御回路２０に接続している。
この異常検出回路７′による異常検出動作と、その検出信号をフォトトライアックカプラ１３によって制御回路２０に伝達してその発振動作を停止させる機能は、前述の第１実施例と同様である。

〔第３実施例：図４〕
図４はこの発明による高電圧インバータ装置の第３実施例を示す回路図である。
この第３実施例の高電圧インバータ装置５は、異常検出回路１７をＦＥＴによるスイッチング素子Ｑswのドレイン・ソース間に並列に接続している。その異常検出回路１７は、
バリスタ１２と抵抗Ｒ３とダイオードＤ２と、フォトカプラの発光素子であるＬＥＤ２１ａとを直列に接続し、抵抗Ｒ３に並列にコンデンサＣ３を接続して構成している。

この異常検出回路１７の直列回路を構成する各素子の接続順序は任意であり、スイッチング素子Ｑswのドレイン・ソース間に発生する電圧がダイオードＤ２を通してＬＥＤ２１ａに電流が流れる向きであればよい。
そして、フォトカプラ２１の受光素子であるフォトトランジスタ２１ｂを制御回路２０に接続している。また、スナバ回路のコンデンサＣ１に並列に抵抗Ｒを接続している。

この実施例３では、出力電圧を直接検出する代わりに、スイッチング素子Ｑswのドレイン・ソース間の電圧Ｖdsを検出するようにしている。この電圧Ｖdsはスイッチング素子Ｑswのスイッチング周期でオフの期間に発生するが、前述した式１に示したように、Ｖds＝Ｖout／Ｎpsであり、図２に示したような交流高電圧の出力電圧Ｖoutに対して、その電圧（波高値）が共振トランス１０の巻数比分の一になるので、異常検出回路１７によって容易に検出できる。

異常検出回路１７に印加される電圧Ｖdsが正電圧である以外は、第１実施例の場合と同様に動作し、出力側が急に無負荷になったような場合には、電圧Ｖdsが異常に大きくなる。それによって、異常検出回路１７のバリスタ２２に印加される電圧が所定値を超えてその抵抗値が急激に低下し、その直列回路に急峻に電流が流れ始め、フォトカプラ２１のＬＥＤ２１ａに電流が流れて発光する。。

その光をフォトカプラ２１のフォトトランジスタ２１ｂが受光してＯＮになり、制御回路２０の発振動作を停止させる。それによって、制御回路２０がスイッチングパルスＳｐを出力しなくなり、スイッチング素子Ｑswがオフのままになる。したがって、高電圧インバータ装置５は動作を停止する。
抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３の役目は、図１における抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２の役目と同じである。また、フォトカプラ２１に代えて、図３に示した第２実施例のようにフォトトライアックカプラを用いてもよい。

さらに、スナバ回路の抵抗Ｒに代えて、第１実施例の異常検出回路７又は第２実施例の異常検出回路７′も設け、そのフォトカプラ１１のフォトトランジスタ１１ｂ又はフォトトライアックカプラ１３のフォトトライアック１３ｂも制御回路２０に接続して、その導通信号とフォトカプラ２１のフォトダトランジスタ２１ｂの導通信号とのＯＲをとって、いずれの導通信号によっても制御回路２０の発振動作を停止させるようにしてもよい。

〔第４実施例：図５〕
図５は、この発明による高電圧インバータ装置の第４実施例を示す回路図である。
この第４実施例の高電圧インバータ５は、共振トランス１０の出力巻線ＮＳと並列に（出力巻線ＮＳの両端から出力端子２ａ，２ｂへの出力線間）にアレスタ（避雷器）１５を接続する。また、前記共振トランス１０の励磁巻線ＮＰに流れる励磁電流を検出する励磁電流検出回路として、スイッチング素子Ｑswのソースを制御回路２０を通してフレームグラウンドに接続するラインに電流検出用の抵抗Ｒ４を介挿し、その両端の電圧を励磁電流検出信号として制御回路２０に入力させる。

すなわち、この抵抗Ｒ４は励磁巻線ＮＰ及びスイッチング素子Ｑswと直列に接続されており、スイッチング素子Ｑswがオンの期間に、共振トランス１０の励磁巻線ＮＰに流れる励磁電流が流れる。したがて、この抵抗Ｒ４によってその励磁電流の大きさを電圧に変換して、制御回路２０へ入力することができる。

この実施例によれば、出力側が急に無負荷になったような場合に、前述したように共振トランス１０の出力巻線ＮＳに異常な波高値の高電圧が発生すると、直ちにアレスタが放電してその電圧を降下させ、それによって励磁巻線ＮＰに流れる励磁電流が増大する。それを抵抗Ｒ４で検出して制御回路２０に入力する。制御回路２０は、抵抗Ｒ４の端子間電圧（励磁電流の大きさに比例する）すなわち励磁電流の値が予め設定した値を超えたときに発振動作を停止して、スイッチングパルスＳｐを出力しなくなり、スイッチング素子Ｑswがオフのままになる。したがって、高電圧インバータ装置５は動作を停止する。

このように二次側の異常出力電圧を抑圧するばかりでなく、動作を停止することにより確実に高電圧インバータ装置５の負荷での異常過大電圧を抑制する。アレスタ１５に降伏電流が流れるとアレスタ間の電圧は数十Ｖ程度に一旦は落ちるが、制御回路２０が発振を続けると、共振トランス１０が異常に発熱したり、回路部品にストレスが加わって故障したりする。

この実施例では、アレスタ１５に降伏電流が流れたとき、制御回路２０が発振動作を停止することによって、異常状態が回避されるまで確実に停止される。もしくは、電源が再投入された際に再度異常であった場合も、制御回路２０が動作を停止する。

また、この実施例によれば、負荷側で絶縁劣化や短絡、地絡などが発生した場合にも、負荷回路に過電流が流れて共振トランス１０の出力巻線間の電圧が急降下し、それによって励磁巻線ＮＰに流れる励磁電流が増大するので、それを抵抗Ｒ４の端子間電圧によって検出して、制御回路２０が発振動作を停止する。そのため、負荷や給電回路あるいはトランスの出力巻線などが焼損したり、発火するようなことを回避することができる。

〔第５実施例：図６〕
図６は、この発明による高電圧インバータ装置の第５実施例を示す回路図である。
この第５実施例の高電圧インバータ装置５′では、高電圧を発生させるトランス３０を、同じ構成で同一の特性を持つ３個の共振トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３によって構成している。

そして、その３個の共振トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の各励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２，ＮＰ３を入力電源の正極側のａ点とスイッチング素子Ｑswの正極側のｂ点との間に並列に接続している。その各共振トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２，ＮＳ３を全て直列に接続し、その出力巻線ＮＳ１とＮＳ３のそれぞれ接続されていない方の端子を出力端子２ａ，２ｂに接続している。

この実施例の高電圧インバータ装置５′は、トランス３０を構成する磁路が全く違う別個のコアで同じ特性を持つ３個の共振トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の各励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２，ＮＰ３を同時に励磁し、出力側において各出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２，ＮＳ３の出力電圧波形の時間軸を同期させ、その各出力電圧を加算あるいは乗算する。したがって、より高い高電圧出力および大きな出力電力を安定してしかも安全に供給することができる。
この場合、スイッチング素子Ｑswのドレイン端子と各励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２，ＮＰ３の負極側端子との配線距離が均等になるようにスイッチング素子Ｑswを配置するとよい。

そして、この実施例では、３個の共振トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の各励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２，ＮＰ３を並列に接続した接続点ａとｂとの間に、図１に示した第１実施例と同様にスナバ回路のダイオードＤ１とコンデンサＣ１を接続し、そのコンデンサＣ１に並列に、異常検出回路７を構成する抵抗Ｒ２とバリスタ１２とフォトカプラ１１の発光素子であるＬＥＤ１１ａとの直列回路を接続し、その抵抗Ｒ２に並列のコンデンサＣ２を接続している。さらに、制御回路２０にフォトカプラ１１の受光素子であるフォトトランジスタ１１ｂを接続している。

トランス３０の出力側に異常な高電圧が発生したときに、異常検出回路７のバリスタ１２によってそれを直ちに検出して、その検出信号をフォトカプラ１１によって制御回路２０へ伝達して、その発振動作を停止させる作用は、第１実施例と同じである。
但し、この実施例の場合には、出力電圧に対して各共振トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の励磁巻線に発生する電圧（接続点ａ−ｂ間の電圧）は、その共振トランスの巻線比とトランス個数の積に逆比例して小さくなる。

なお、フォトカプラ１１に代えて、図３に示した第２実施例のようにフォトトライアックカプラを用いてもよい。
また、異常検出回路７に代えて、図４に示した第３実施例のように、スイッチング素子Ｑswのドレイン・ソース間に並列に異常検出回路１７を接続し、そのフォトカプラ２１のフォトトランジスタ２１ｂを制御回路２０に接続してもよい。。

あるいは、異常検出回路７と異常検出回路１７の両方を設け、そのフォトカプラ１１のフォトトランジスタ１１ｂとフォトカプラ２１のフォトトランジスタ２１ｂとを制御回路２０に接続して、その各フォトトランジスタ１１ｂと２１ｂの導通信号のＯＲをとって、いずれの導通信号によっても制御回路２０の発振動作を停止させるようにしてもよい。

なお、トランス３０を構成する同一の特性を持つ３個の共振トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の各励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２，ＮＰ３を、全て直列に接続してもよい。また、その出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２，ＮＳ３を全て並列に接続してもよい。また、使用するに共振トランスの数は２個でも４個以上でもかまわない。しかし、現実的には、共振トランスの数は、配置やパターン等が数とともに大きくなるため、不要輻射等のＥＭＩに課題を残すことになるため、４個位までがよいと思われる。

〔第６実施例：図７〕
図７は、この発明による高電圧インバータ装置の第６実施例を示す回路図である。
この第６実施例の高電圧インバータ装置は、前述した第５実施例と同じ構成のトランス３０を備えており、その３個の共振トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の直列に接続された出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２，ＮＳ３に、それぞれ個別に並列にアレスタ１５ａ，１５ｂ，１５ｃを接続している。

また、スイッチング素子Ｑswのソースを制御回路２０を通してフレームグラウンドに接続するラインに電流検出用の抵抗Ｒ４を介挿し、その両端の電圧を制御回路２０に入力させる。この抵抗Ｒ４によって、共振トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の並列接続された励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２，ＮＰ3に流れる励磁電流の値を検出する。

この実施例によれば、トランス３０を構成する共振トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の各出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２，ＮＳ３のいずれかに異常に高い電圧が発生すると、直ちにそこに接続されているアレスタ（１５ａ，１５ｂ，１５ｃのいずれか）が放電し、降伏電流が流れて電圧を降下させ、それによってその共振トランスの励磁巻線（ＮＰ１，ＮＰ２，ＮＰ３のいずれか）に流れる励磁電流が増大する。それを抵抗Ｒ４で検出して制御回路２０に入力する。

制御回路２０は、抵抗Ｒ４の端子間電圧（励磁電流の大きさに比例する）が所定値以上になると、発振動作を停止してスイッチングパルスＳｐを出力しなくなり、スイッチング素子Ｑswがオフのままになる。したがって、高電圧インバータ装置は動作を停止する。
トランス３０の構成に関しては、前述した第５実施例で述べたのと同様に種々に変更することができる。
アレスタ１５ａ，１５ｂ，１５ｃに代えて、共振トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の各出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２，ＮＳ３が直列に接続された出力端子２ａ，２ｂ間に１個のアレスタを接続してもよい。

このように、いずれの実施例によっても、負荷の影響による異常な高電圧の発生をいち早く検出して、インバータ動作を停止することができ、トランスの絶縁破壊や人体への危険を回避することができる。
また、上述した各実施例は最良の形態を説明したが、そのすべての構成が必須なわけではないので、適宜省略することができる。さらに、各実施例に記載した素子は適宜変更でき、それら以外のものを追加することもできることは勿論である。
さらに、各実施例の異常検出回路等は、矛盾しない範囲で適宜組み合わせて使用することができる。

この発明は、スイッチングレギュレータ、インバータ、高電圧電源、放電用電源等の各種の高電圧発生装置に利用することができる。

１ａ，１ｂ：入力端子 ２ａ，２ｂ：出力端子
５，５′：高電圧インバータ装置 ７，７′，１７：異常検出回路
１０：共振トランス １１，２１：フォトカプラ
１１ａ，２１ａ：発光素子である発光ダイオード（ＬＥＤ）
１１ｂ，２１ｂ：受光素子であるフォトトランジスタ
１２，２２：バリスタ １３：フォトトライアックカプラ
１３ａ：発光素子である発光ダイオード（ＬＥＤ）
１３ｂ：受光素子であるフォトトライアック
１５，１５ａ，１５ｂ，１５ｃ：アレスタ ２０：制御回路
３０：トランス
Ｑsw：スイッチング素子 Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３：共振トランス
ＮＰ，ＮＰ１，ＮＰ２，ＮＰ３：励磁巻線
ＮＳ，ＮＳ１，ＮＳ２，ＮＳ３：出力巻線
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３：コンデンサ Ｒ，Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４：抵抗
Ｄ１，Ｄ２：ダイオード

Claims (11)

1. 直流もしくは直流成分に脈流が重畳された電圧を入力電圧とし、該入力電圧をスイッチング素子によってスイッチングして共振トランスの励磁巻線に励磁電流を流し、該共振トランスの出力巻線から交流高電圧を出力する高電圧インバータ装置において、
   前記共振トランスの励磁巻線に発生する異常電圧を検出する異常電圧検出回路と、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御し、前記異常電圧検出回路が前記異常電圧を検出した信号によって前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させる制御回路とを備えたことを特徴とする高電圧インバータ装置。
2. 直流もしくは直流成分に脈流が重畳された電圧を入力電圧とし、該入力電圧をスイッチング素子によってスイッチングして共振トランスの励磁巻線に励磁電流を流し、該共振トランスの出力巻線から交流高電圧を出力する高電圧インバータ装置において、
   前記スイッチング素子がオフの期間に該スイッチング素子の端子間に発生する異常電圧を検出する異常電圧検出回路と、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御し、前記異常電圧検出回路が前記異常電圧を検出した信号によって前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させる制御回路とを備えたことを特徴とする高電圧インバータ装置。
3. 前記異常電圧検出回路は、バリスタによって前記異常電圧を検出する回路であることを特徴とする請求項１又は２に記載の高電圧インバータ装置。
4. 前記異常電圧検出回路による前記異常電圧を検出した信号を、フォトカプラ又はフォトトライアックカプラによって上記制御回路へ伝達するようにし、その発光素子を前記異常電圧検出回路側に、受光素子を前記制御回路側にそれぞれ設けたことを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の高電圧インバータ装置。
5. 前記異常電圧検出回路は、ダイオードとバリスタと前記フォトカプラ又はフォトトライアックカプラの発光素子とが直列に接続された直列回路からなることを特徴とする請求項４に記載の高電圧インバータ装置。
6. 前記直列回路中に電流制限用の抵抗とコンデンサとの並列回路を介挿したことを特徴とする請求項５に記載の高電圧インバータ装置
7. 前記共振トランスが、同一の特性を持つ個別の複数の共振トランスによって構成され、該複数の共振トランスの各励磁巻線が並列又は直列に接続されて同時に励磁され、該複数のトランスの各出力巻線が互いに並列又は直列に接続され、かつ該各出力巻線の出力電圧波形の時間軸が同期していることを特徴とする請求項１から６のいずれか一項に記載の高電電圧インバータ装置。
8. 直流もしくは直流成分に脈流が重畳された電圧を入力電圧とし、該入力電圧をスイッチング素子によってスイッチングして共振トランスの励磁巻線に励磁電流を流し、該共振トランスの出力巻線から交流高電圧を出力する高電圧インバータ装置において、
   前記共振トランスの出力巻線に並列に接続したアレスタと、前記共振トランスの励磁巻線に流れる励磁電流を検出する励磁電流検出回路と、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御し、前記励磁電流検出回路によって検出される励磁電流の値が予め設定した値を超えたときに前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させる制御回路とを備えたことを特徴とする高電圧インバータ装置。
9. 前記励磁電流検出回路が、前記励磁巻線及び前記スイッチング素子と直列に接続された抵抗からなることを特徴とする請求項８に記載の高電圧インバータ装置。
10. 前記共振トランスが、同一の特性を持つ個別の複数の共振トランスによって構成され、該複数の共振トランスの各励磁巻線が並列又は直列に接続されて同時に励磁され、該複数のトランスの各出力巻線が互いに並列又は直列に接続され、かつ該各出力巻線の出力電圧波形の時間軸が同期していることを特徴とする請求項１から６のいずれか一項に記載の高電圧インバータ装置。
11. 前記複数のトランスの各出力巻線が直列に接続され、その各出力巻線に個々に並列にアレスタを接続したことを特徴とする請求項１０に記載の高電圧インバータ装置。

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