JP2012065373A - モータ制御装置、これを用いた圧縮機駆動装置及びこれを用いた冷凍機器 - Google Patents

Abstract

【課題】位置フィードバック運転モード中に必要トルクが急激かつ大きく変化した場合に発生する速度変動を抑制し、必要トルクの変化に対して一様な安定性を持つ制御構成を提供することを目的とする。
【解決手段】モータのトルクに係る電気量を演算する演算手段と、電流指令値を入力とする電流制御器と、前記電流制御器の出力を入力とする電圧指令値作成器と、前記電圧指令値作成器の出力に従って永久磁石モータに電圧を印加する電力変換回路とを備えたモータ制御装置において、位置フィードバック運転モード中にモータのトルクが変化あるいは安定するタイミングをトリガとし、そのトリガに合わせて、変化後のトルクに比例する値を基に、前記演算手段と前記電流制御器のうち少なくとも１つに係る電気量を設定する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、モータ制御装置、これを用いた圧縮機駆動装置及びこれを用いた冷凍機器に関する。

従来のモータ制御装置として、以下の方式が知られている。

位置決めモードとして、特定の相に電流を通電することにより回転子の位置決めを行う。次に、同期運転モードとして、永久磁石モータの回転角度位置の情報を用いずに同期モータを駆動して、インバータの出力周波数を徐々に高めて、上記位置決め状態からある回転数まで加速する。次に、上記回転数にて運転モードを位置フィードバック運転モードに移行し、磁極位置の推定値もしくは磁極位置センサ等による回転角度位置の情報を用いて運転する。

また、負荷トルクによらず一様な加速特性を実現するための技術として、特開２００７−３７３５２号公報（特許文献１）に記載の以下の方式が知られている。

同期運転モード中に永久磁石モータのトルクに比例する値の推定演算を行い、前記トルクに比例する値を基に制御定数を設定し、前記位置フィードバック運転モードに移行する。次に、同期運転モード中に、位置決め時に通電した電流位相における第１の電流と、回転方向に９０度進んだ位相での第２の電流との比率を順次変えていき、位置フィードバック運転モード移行時には、第１の電流及び第２の電流指令値に一定の初期値を設定する。

特開２００７−３７３５２号公報

特許文献１に記載の制御方式は、同期運転モード中に電流指令値を変化させ、位置フィードバック運転モードに切り替えた際の速度変動を抑制するものであり、位置フィードバック運転中に負荷トルクが大きく変化した場合に発生する速度変動への対策法については記載がない。

従来のモータ制御方式では、その制御ループの構成上、自動速度制御器（Automatic Speed Regulator。以下、「ＡＳＲ」という。）の応答周波数は、自動電流制御器（Automatic Current Regulator。以下、「ＡＣＲ」という。）よりも十分に低く設定する必要がある。

そのため、従来のモータ制御方式では、位置フィードバック運転モード中に、負荷トルクと加速トルクの和から求まるモータを回転させるために必要な出力トルク（以下、必要トルクとする）が大きく変化した場合、ＡＳＲの応答がその変化に追従しきれず制御が不安定となる。

そこで本発明は、位置フィードバック運転モード中に必要トルクが急激かつ大きく変化した場合に発生する速度変動を抑制し、必要トルクの変化に対して一様な安定性を持つ制御構成を提供することを目的とする。

前記課題を解決するために、例えば特許請求の範囲に記載の構成を採用する。本願は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、モータのトルクに係る電気量を演算する演算手段と、電流指令値を入力とする電流制御器と、前記電流制御器の出力を入力とする電圧指令値作成器と、前記電圧指令値作成器の出力に従って永久磁石モータに電圧を印加する電力変換回路とを備えたモータ制御装置において、位置フィードバック運転モード中にモータのトルクが変化あるいは安定するタイミングをトリガとし、そのトリガに合わせて、変化後のトルクに比例する値を基に、前記演算手段と前記電流制御器のうち少なくとも１つに係る電気量を設定する。

本発明によれば、位置フィードバック運転モード中に必要トルクが急激かつ大きく変化した場合に発生する速度変動を抑制し、必要トルクの変化に対して一様な安定性を持つ制御構成を提供することができる。

本発明の一実施例に係わるモータ制御装置の制御構成図である。 電力変換回路の一構成例を示す図である。 ｄ軸及びｑ軸電流制御器の一例を示す図である。 速度制御器の一例を示す図である。 各運転モードへの遷移と特徴を説明するための簡略図である。 位置フィードバック運転中に必要トルクが急激に小さくなった場合の試験結果の一例を示す図である。 本発明における速度制御器の一例を示す図である。 本発明による効果を示す試験結果の一例を示す図である。 本発明の一実施例に係わるモータ制御装置の制御構成図である。 本発明における速度制御器の一例を示す図である。 レシプロ式圧縮機における、負荷トルクの変動現象を説明するための一例を示す図である。 本発明が解決しようとする課題の一例を示す図である。 本発明による効果を示す試験結果の一例を示す図である。 本発明の一実施例に係わるモータ制御装置の制御構成図である。 本発明における速度制御器の一例を示す図である。 本発明による効果を示す試験結果の一例を示す図である。 本発明の一実施例に係わるモータ制御装置の制御構成図である。 本発明における速度制御器の一例を示す図である。 本発明による効果を示す試験結果の一例を示す図である。 本発明による効果を示す試験結果の一例を示す図である。 本発明を冷蔵庫の圧縮機駆動用モータの制御装置に適用した際の冷蔵庫の模式図の一例を示す図である。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。

本実施例では、位置フィードバック運転モードの位置情報は、モータ電圧指令とモータ電流情報から得る位置センサレス制御を行うものとして、永久磁石モータの回転子の磁束方向の位置をｄ軸、それから回転方向に９０度進んだｑ軸からなるｄ−ｑ軸実回転座標系（モータ軸）に対して、制御上の仮想回転子位置ｄｃ軸と、それから回転方向に９０度進んだ制御上の位置ｑｃ軸からなる制御上のｄｃ−ｑｃ制御回転座標系での制御を基本としている。なお、これ以降ｄｃ−ｑｃ座標軸を単に制御軸と呼ぶ。

また、モータとしてｄ−ｑ軸インダクタンスの差が小さい非突極型永久磁石モータを例に挙げ、リラクタンストルクの発生はないものとして説明するが、本実施例の内容は非突極型永久磁石モータに限られるものではない。

以下、本発明の第１の実施形態について、図を用いて説明する。

図１は、本発明に係るモータ制御装置の制御構成図である。モータ制御装置１は大きく分けて、電流検出手段２と、制御部４と電力変換回路５によって構成される。

電流検出手段２は、モータに流れる３相の交流電流の内、Ｕ相およびＷ相に流れる電流ＩｕとＩｗを検出するモータ電流検出手段６ａ，６ｂから構成される。

モータ電流検出手段６ａ，６ｂの一つの例として、シャント抵抗を用いて電流を電圧に変換する方法がある。この場合、シャント抵抗を２つ使用する２シャント電流検出あるいはインバータ２０の直流側に付加したシャント抵抗を１つ使用する１シャント電流検出のどちらの方法を用いても良い。

制御部４は、主に、軸誤差演算器８，ＰＬＬ制御器１０，速度制御器１２ａ，電流制御器１５ａおよび１５ｂ、電圧指令値作成器１６，ｄｑ／３相変換器１７，３相／ｄｑ変換器７から構成される。

３相／ｄｑ変換器７は、モータ電流検出手段６ａ，６ｂと検出したモータ電流を推定磁極位置θｄｃを入力とし、３相軸から制御軸へと座標変換してｄ軸検出電流Ｉｄｃおよびｑ軸検出電流Ｉｑｃを出力する。

軸誤差演算器８は、ｄ軸検出電流Ｉｄｃおよびｑ軸検出電流Ｉｑｃと、ｄ軸およびｑ軸電圧指令値（Ｖｄ^*およびＶｑ^*）と、インバータ周波数指令値ω１^*または周波数指令値ω^*を入力とし、永久磁石モータ６の回転子の実回転位置（実回転座標軸）と仮想回転位置（制御軸）との位置誤差（軸誤差Δθｃ）を出力する。

ＰＬＬ制御器１０は、軸誤差Δθｃと軸誤差指令値Δθ^*（通常はゼロ）との差を減算器９ａで求め、これがゼロになるようにインバータ周波数指令値ω１^*を出力する。

速度制御器１２ａは、図４に示すように、周波数指令値ω^*とインバータ周波数指令値ω１^*を入力とし、これらの差を減算器９ｅで求め、差分がゼロになるようにＰＩ制御器によって、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*を出力する。なお、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*は次式によって求まる。

〔数１〕
Ｉｑ^*＝（ω^*−ω１^*）×（Ｋｐｓ＋Ｋｉｓ／Ｓ）・・・（式１）
ここで、Ｋｐｓは比例ゲイン、Ｋｉｓは積分ゲインである。

なお、Ｉｑ^*が（式１）によって出力されるのは制御切替スイッチ１１ｂがＢ側にあるときであり、制御切替スイッチ１１ｂがＡ側にあるときはＩｑ^*の値は上位コントローラなどの他から与えられるｑ軸電流指令値Ｉｑ^*０となる。

電流制御器１５ａおよび１５ｂは、図３に示すように、ｄ軸およびｑ軸電流指令値（Ｉｄ^*およびＩｑ^*）と、ｄ軸検出電流Ｉｄｃおよびｑ軸検出電流Ｉｑｃを入力とし、それぞれの差分を減算器９ｃ,９ｄで求め、差分がゼロになるように第２の電流指令値Ｉｄ^**およびＩｑ^**を出力する。なお、第２の電流指令値Ｉｄ^**およびＩｑ^**は次式によって求まる。

〔数２〕
Ｉｄ^**＝（Ｉｄ^*−Ｉｄｃ）×（Ｋｐｄ＋Ｋｉｄ／Ｓ）・・・（式２）
Ｉｑ^**＝（Ｉｑ^*−Ｉｑｃ）×（Ｋｐｑ＋Ｋｉｑ／Ｓ）・・・（式３）
ここで、ＫｐｄおよびＫｐｑは比例ゲイン、ＫｉｄおよびＫｉｑは積分ゲインである。

電圧指令値作成器１６は、第２の電流指令値（Ｉｄ^**およびＩｑ^**）とインバータ周波数指令値ω１^*を入力とし、ベクトル演算を行いｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*を出力する。なお、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*は次式によって求まる。

〔数３〕
Ｖｄ^*＝Ｒ×Ｉｄ^**−ω１^*×Ｌｑ×Ｉｑ^**・・・（式４）
Ｖｑ^*＝Ｒ×Ｉｑ^**＋ω１^*×Ｌｄ×Ｉｄ^**＋ω１^*×Ｋｅ・・・（式５）
ここで、（式４）（式５）において、Ｒは永久磁石モータ３の一次巻線抵抗値、Ｌｄはｄ軸のインダクタンス、Ｌｑはｑ軸のインダクタンス、Ｋｅは誘起電圧定数である。

ｄｑ／３相変換器１７は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*を入力とし、制御軸から３相軸へ座標変換して永久磁石モータ３に印加する３相電圧指令値（Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*）を出力する。

電力変換回路５は図２に示すように、インバータ２０と直流電圧源２１とドライバ回路２２によって構成される。なお、前記インバータ２０はＩＧＢＴやパワーＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子で構成される。インバータ２０はドライバ回路２２から出力されるパルス信号２３ａ，２３ｂ，２３ｃに応じてスイッチング動作を行い、任意の周波数の交流電圧を永久磁石モータへ印加してモータを駆動する。

永久磁石モータ３を起動する際の基本動作について説明する。図５は、永久磁石モータ３を起動する際の各運転モードの遷移を示した簡略図である。運転モードは、任意の相のモータ巻線に、徐々に直流電流を流して永久磁石モータ３の回転子をある位置に固定する位置決めモードと、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値Ｉｑ^*と周波数指令ω^*にしたがって永久磁石モータ３に印加する電圧を決定する同期運転モードと、軸誤差Δθｃがゼロになるようにインバータ周波数指令値ω１^*を調整する位置フィードバック運転モード、の３つがある。

これらの運転モードは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*，ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*，インバータ周波数指令値ω１^*のうちいずれかを変更あるいは、制御部４ａ内の制御切替スイッチ１１ａ，１１ｂを切り替えることによって別の運転モードへ遷移する。なお、制御切替スイッチ１１ａ，１１ｂは、特に断りがない限り２つ同時に切り替わる。

同期運転モードでは、周波数指令ω^*を徐々に増加させ、それに応じて永久磁石モータ３の速度も増加する。位置フィードバック運転が可能になる周波数になった時点で、制御切替スイッチ１１ａ，１１ｂをＢ側にして位置フィードバック運転モードへ遷移する。これにより、軸誤差Δθｃと軸誤差指令値Δθ^*（通常はゼロ）との差がゼロになるようにＰＬＬ制御器１０がインバータ周波数指令値ω１^*を調整すると共に、周波数指令値ω^*とインバータ周波数指令値ω１^*との差がゼロになるように速度制御器１２がｑ軸電流指令値Ｉｑ^*を調整する。Ｉｑ^*は、加速トルク分と負荷トルク分の和である必要トルク分に相当する値になり、永久磁石モータ３は加速する。その後一定速になると、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*は必要トルク（＝負荷トルク）分に相当する値で一定となる。また、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*の値は、永久磁石モータが非突極型としているので、位置フィードバック運転モード中はゼロに設定する。

上記位置フィードバック運転中に必要トルクが変化しさらにその変化量が大きい場合、速度制御器の応答（＝ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*の変化）が間に合わず、周波数指令値ω^*と永久磁石モータの実際の回転周波数ωｒにズレが生じる。

例えば図６に示すように、位置フィードバック運転中に速度制御器の応答（＝ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*の変化）が間に合わないほど急激に必要トルクが小さくなると、周波数指令値ω^*に対して永久磁石モータの実際の回転周波数ωｒは大きくオーバーシュートし、制御が不安定となる場合や、モータ制御装置１の用途によっては、設計された最大回転数を超える場合もあり問題となる。

また、必要トルクが急激に大きくなると、周波数指令値ω^*に対して永久磁石モータの実際の回転周波数ωｒは減少し、この変化に速度制御器１２ａの応答（＝ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*の変化）が間に合わない場合、モータが停止するため問題となる。

また、一般的に速度制御器１２ａはアウターループとして用いられるため、インナーループの制御器（ＡＣＲなど）に比べて応答周波数等の設定に制限を受けやすく、応答性を上げることが困難な場合がある。

このような問題を解決するために、速度制御器１２ａの積分項の値あるいは電流指令値を、必要トルクが変化するタイミングに合わせて変化後の必要トルクに対して適切な値に調節し、必要トルクが急激かつ大きく変化する際に発生する速度変動を抑制することが本発明の目的である。

上記の目的を実現するための方法について述べる。

必要トルクは先述のように、加速トルクと負荷トルクの和である。また、回転数Ｎ１[rpm]から回転数Ｎ２[rpm]まで時間Ｔ[ｓ]で加速するときの加速トルクτaは次式で求めることができる。

〔数４〕
τａ＝（Ｊｍ＋ＪＬ）×２×π×（Ｎ２−Ｎ１）／６０／Ｔ・・・（式６）
ここで、Ｊｍはモータのイナーシャであり、ＪＬはモータに機械的に接続された負荷のイナーシャである。

また、負荷トルクτＬを求める方法の一例としては、トルク電流Ｉｑとの関係を用いて次式で求めることができる。
〔数５〕
τＬ＝｛（３／２）×Ｐｍ×Ｋｅ｝×Ｉｑ・・・（式７）
ここで、Ｐｍはモータ極対数、Ｋｅは誘起電圧定数であり、いずれも定数であることから、モータが一定速で回転しているとき（＝加速トルクはゼロ）のモータ電流を測定すれば、そのときの負荷トルクτＬを知ることができる。

上記の方法はあくまで一例であり、変化後の負荷トルクを求める方法に特に制限はない。

（式６）および（式７）あるいは他の方法によって変化後の必要トルクを求めることができればそれに相当するｑ軸電流値Ｉｑｓｅｔを（式７）より求めることが出来る。

必要トルクが変化あるいは安定するタイミングをトリガとして、速度制御器１２ａの積分項あるいはｑ軸電流指令値に上記で求めたｑ軸電流設定値Ｉｑｓｅｔを設定する。これにより、速度制御器１２ａが応答周波数等の設定に制約を受けた場合でも速度変動を抑制でき、安定に永久磁石モータ３を駆動できる。

また、上記以外の方法として、速度制御器１２ａの代わりに速度制御器１２ｂを用いる方法がある。

速度制御器１２ｂは、図７に示すように、通常動作時に用いるＰＩ制御器３３ａと、予めｑ軸電流設定値Ｉｑｓｅｔが設定されたＰＩ制御器３３ｂと、それらＰＩ制御器を切り替えるＰＩ制御器切替スイッチ３２ａおよび３２ｂを備え、必要トルクが変化あるいは安定するタイミングで、ＰＩ制御器切替スイッチ３２ａおよび３２ｂによって、ＰＩ制御器３３ａからＰＩ制御器３３ｂに切り替える。また、備えるＰＩ制御器の個数は２つである必要はなく、複数用意しても良い。これにより、速度制御器１２ｂでも同様に、応答周波数等の設定に制約を受けた場合でも速度変動を抑制でき、安定に永久磁石モータ３を駆動できる。また、ＰＩ制御器を複数用意することで、複数の負荷状態において最適な制御を選択することが可能になる。

必要トルクが変化あるいは安定するタイミングのトリガの例として、インバータ周波数指令値ω１^*を用いる場合について説明する。

インバータ周波数指令値ω１^*は、ＰＬＬ制御器１０の出力から得られる、速度変動に応じて変化する値である。図８に示すように、モータの必要トルクの変動により速度変動が発生した場合、このインバータ周波数指令値ω１^*を観測しておくことによって速度変動の発生タイミングとその変動量Ｄｌｔω１（例えば、周波数指令値ω^*とインバータ周波数指令値ω１^*の差分）を知ることができる。よって、トリガ判定値にインバータ周波数指令値ω１^*の変動量を用いれば、速度変動量に制限を持たせることができる。すなわち、インバータ周波数指令値ω１^*が減少に転じた場合、モータの必要トルクも減少しているため、このタイミングをトリガとして速度制御器１２ａの積分項の値あるいは電流指令値を変更すれば良い。

本実施例によれば、位置フィードバック運転中に必要トルクが変化しさらにその変化量が大きく、速度制御器の応答（＝ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*の変化）が間に合わない場合であっても、速度制御器１２ａあるいは１２ｂの積分項は変化後の必要トルクに相当する値に設定されるため、必要トルクが急激かつ大きく変化する際に発生する速度変動を抑制することができる。

本発明に係わるモータ制御装置の第２の実施形態について説明する。なお、本実施例におけるモータ制御装置の構成について図９に示す。既に説明した図１に示された同一の符号を付された構成と、同一の機能を有する部分については、説明を省略する。

図９は、制御部４ｂ，電力変換回路５，位置センサ３４から構成される。

位置センサ入力変換器３５は、例えば、ホールＩＣやエンコーダ等の位置センサ３４からの入力をモータ回転子の実際の回転周波数ωｒに変換して出力する。

制御部４ｂは、速度制御器１２ｃ，電圧指令値作成器１６，ｄｑ／３相変換器１７，位置センサ入力変換器３５，タイマ３６から構成される。

速度制御器１２ｃは、速度制御器１２ａと同様に周波数指令値ω^*とインバータ周波数指令値ω１^*を入力とし、比例制御器および積分制御器によってｑ軸電流指令値Ｉｑ^*を出力する。

速度制御器１２ａと異なる点として、速度制御器１２ｃは、図１０に示すように、ＰＩ制御器３３ｃと、ＰＩ制御器３３ｃとは応答周波数の異なるＰＩ制御器３３ｄと、それらを切り替えるＰＩ制御器切替スイッチを備え、必要トルクが変化あるいは安定するタイミングをトリガとして、ＰＩ制御器３３ｃからＰＩ制御器３３ｄを切り替える。なお、備えるＰＩ制御器の個数は２つである必要はなく、複数用意しても良い。

ここで、圧縮機やポンプのような負荷トルクが周期的に変化するような機械の駆動用モータに、特許文献１に記載のモータ制御装置を用いる場合に生じる問題についてレシプロ式圧縮機を例に説明する。

レシプロ式圧縮機は、ピストンにより圧縮工程と膨張工程を圧縮機駆動用モータの回転周期に応じて繰り返している。このときモータの負荷トルクは、通常、膨張工程よりも圧縮工程のほうが大きくなる。つまり、負荷トルクは大小交互にかつ周期的に変動する。

また、図１１に示すように、圧縮機には圧縮機の入力と出力側の圧力差がほとんどない均圧状態や圧力差がある差圧状態がある。差圧状態でモータを起動すると、均圧状態での起動に比べ、圧縮・膨張工程での負荷変動幅が大きくなる。ただし、どちらの圧力状態でモータを起動しても、ある時間が経過すれば負荷変動の幅は小さくなり定常状態となる。

図１２に示すように、位置フィードバック運転中に負荷トルクが大小交互に変動を起こした場合について考える。負荷トルクが小さく変動するタイミングでは、速度制御器１２ｃはｑ軸電流指令値Ｉｑ^*を瞬時には調整できないため、一時的にモータ回転子の回転周波数ωｒが大きくなる。速度制御器１２ｃは、インバータ周波数指令値ω１^*を周波数指令値ω^*に一致させるためにｑ軸電流指令値Ｉｑ^*を小さく調整する。一方、負荷トルクが大きくなるタイミングでは、逆の現象となり、モータ回転子の回転周波数ωｒが小さくなり、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*は大きくなる。

周波数指令値ω^*の値は目標回転数に達するまで、一様に増加を続ける。そのため、一時的にモータ回転子の回転周波数ωｒが小さくなった際に、周波数指令値ω^*とインバータ周波数指令値ω１^*の差が大きくなり、制御が不安定になる場合がある。

また、モータ起動時（特に差圧がある状態でモータを起動した場合）は、負荷トルクの変化幅が大きいためモータの速度変動幅も大きくなり、負荷トルクが大きくなった際にモータ回転子の回転周波数ωｒが小さくなり、モータが停止する場合がある。

この課題を解決するため、本実施例では、図１３に示すように、必要トルクが変化あるいは安定するタイミングのトリガとして速度制御器１２ｃのＰＩ制御器の応答周波数を切り替える。負荷トルク変動が大きい間は速度制御器１２ｃのＰＩ制御器の応答周波数を低い側へ切り替え、負荷トルク変動により生じる、モータ回転子の速度変動によるｑ軸電流指令値Ｉｑ^*の変動を抑制する。言い換えると、周波数指令値ω^*への追従性は維持しつつ、負荷トルク変動分に対しては必要以上にｑ軸電流指令値Ｉｑ^*を変動させないことができる。例えば、起動時の速度指令が負荷によらず毎回同じ割合で増加する場合などには、特に有効となる。

本実施例において、必要トルクが変化あるいは安定するタイミングのトリガの例として、タイマを用いる場合について説明する。

先述の圧縮機のように、一定の時間経過によりトルクが変化あるいは安定するような系の場合、それまでに要する時間を予め設定値（図の場合ＴｒｉｇＯｎＴｉｍｅが設定値）として用意しておき、タイマによってカウントを行い判定する。カウント値が設定値を超えたときをトリガとして用いる。これにより、常に一定のタイミングでＰＩ制御器の応答周波数を切り替えることができ、安定した制御システムを得ることができる。また、タイマに設定する経過時間は、モータ起動時からカウントしてもよいし、運転途中からカウントしてもよい。さらに、起動時の圧縮機の入力と出力側の圧力条件や温度条件によって、設定時間を複数用意しておき、適切な設定値を用いることで、様々な負荷条件での起動においても安定した起動特性を得ることができる。

次に、本実施例において、必要トルクが変化あるいは安定するタイミングのトリガの例として、モータ回転子の実際の回転周波数ωｒを用いる場合について説明する。

図９に示すように位置センサを備えた制御構成の場合、その位置センサの出力からモータ回転子の実際の回転周波数ωｒを得ることができる。回転周波数ωｒは、モータのトルク変動が発生するとそれに応じて変動する。そのため、この回転周波数ωｒの変動を観測することによって、つまり、回転周波数ωｒの変動幅がある判定値よりも小さくなった、あるいは回転周波数ωｒの変動幅の変化量がある判定値よりも小さくなった、という判定を基に、必要トルクが変化あるいは安定したかを推測することが可能である。

よって、必要トルクが変化あるいは安定するタイミングのトリガとして、回転周波数ωｒを用いれば、不規則なタイミングでトルク変動が発生するような装置に本実施例のモータ制御装置を用いても適切なタイミングでＰＩ制御器の応答周波数を切り替えることができ、制御の安定性を保つことが可能になる。

以上より、本実施例によれば、位置フィードバック運転中に負荷トルクが周期的に変動するような場合であってもモータ回転子の回転周波数ωｒの減少を抑制することができ、モータの起動性能が向上する。

本発明に係わるモータ制御装置の第３の実施形態について説明する。なお、本実施例におけるモータ制御装置の構成について図１４に示す。既に説明した図１に示された同一の符号を付された構成と、同一の機能を有する部分については、説明を省略する。

図１４における速度制御器１２ｄの構成を図１５に示す。
速度制御器１２ｄは、速度制御器１２ａと同様に周波数指令値ω^*とインバータ周波数指令値ω１^*を入力とし、比例制御器および積分制御器によってｑ軸電流指令値を求める。

速度制御器１２ａと異なる点として、速度制御器１２ｄは、ｑ軸電流指令下限リミット値ＩｑＳｔａｒＬｉｍｉｔを用いてｑ軸電流指令値のリミット判定処理を行い、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*を出力する。また、ｑ軸電流指令値のリミット判定処理は、負荷トルク変動が定常状態になるまで行い、定常状態になった場合はリミット判定処理を行わない。なお、リミット判定処理の切り替えは制御切替スイッチを用いて行う。

本実施例では、図１６に示すように、ｑ軸電流指令値に下限リミット値ＩｑＳｔａｒＬｉｍｉｔを設け、ｑ軸電流指令値をリミットする。これにより、負荷トルク変動により必要トルクが小さくなる期間においてもｑ軸電流指令値Ｉｑ^*の減少量に制限を設けることができ、リミット判定処理実行中（図１６中のリミット機能ＯＮの期間）はｑ軸電流指令下限リミット値ＩｑＳｔａｒＬｉｍｉｔ以上のトルクを得ることができる。これにより、一定以上の加速性能を得ることができる。そのため、例えば、起動時間を短くしたい場合に、特に有効となる。

本実施例において、必要トルクが変化あるいは安定するタイミングのトリガとして、周波数指令値ω^*を用いる場合について説明する。

周波数指令値ω^*は、図１６に示すようにある一定の傾きで目標回転数まで増加する。そこで、負荷トルク変動が定常状態になるときの周波数指令値ω^*を予めトリガとして設定することによって、常に一定のタイミングで、ｑ軸電流指令値のリミット判定処理機能のＯＮ／ＯＦＦを行うことができる。もちろん、リミット判定処理機能のＯＮ／ＯＦＦは、本実施例のモータ制御装置に接続される他の制御装置から行っても良い。

本実施例によれば、位置フィードバック運転中に負荷トルクが周期的に変動するような場合であってもモータ回転子の回転周波数ωｒの減少を抑制することができ、一定以上の加速性能を得ることができる。

本発明に係わるモータ制御装置の第４の実施形態について説明する。なお、本実施例におけるモータ制御装置の構成について図１７に示す。既に説明した図１に示された同一の符号を付された構成と、同一の機能を有する部分については、説明を省略する。

図１５における速度制御器１２ｅの構成を図１８に示す。速度制御器１２ｅは、速度制御器１２ａと同様に周波数指令値ω^*とインバータ周波数指令値ω１^*を入力とし、比例制御器および積分制御器によってｑ軸電流指令値を求める。

速度制御器１２ａと異なる点として、速度制御器１２ｅは、ｑ軸検出電流Ｉｑｃとｑｃ軸電流加算判定値ＩｑｃＬｉｍｉｔとの差分ＤｌｔＩｑｃをＰＩ制御器の出力値に加算し、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*を出力する。また、ＤｌｔＩｑｃの加算処理の実行は、トリガによって判定する。つまり、負荷トルク変動が定常状態になるまで行い、定常状態になった場合は加算処理を行わない。なお、加算処理の切り替えは制御切替スイッチ１１ｄを用いて行う。

周波数指令値ω^*の値はある一定の傾きで目標回転数に達するまで増加するため、負荷トルクが急激に変化した場合には、周波数指令値ω^*と回転周波数ωｒの差が大きくなり制御が不安定となり、モータが停止する場合がある。

本実施例では、図１９に示すように、ｑ軸電流指令値にｑ軸検出電流とｑｃ軸電流加算判定値ＩｑｃＬｉｍｉｔとの差分ＤｌｔＩｑｃを加算することにより、設計値通りの応答周波数による制御を行いつつ、トルク変動により生じるｑ軸電流指令値の不足分を補償することができる。軸誤差Δθｃが発生している場合は、軸誤差Δθｃの大きさによってはモータのｑ軸に流れる電流の一部はｄ軸検出電流Ｉｄｃと検出されるため、見かけ上ｑ軸検出電流Ｉｑｃが小さく検出される場合がある。しかし、本実施例のように、ｑｃ軸電流加算判定値ＩｑｃＬｉｍｉｔを設けることで、モータのｑ軸には一定以上の電流が流れてその分に応じたトルクを得ることができる。これにより、一定以上の加速性能を得ることができる。そのため、例えば、モータのイナーシャが小さく軸誤差Δθｃが発生しやすい装置においても起動時間を短くしたい場合に、特に有効となる。

本実施例において、必要トルクが変化あるいは安定するタイミングのトリガとして、軸誤差Δθｃを用いる場合について説明する。

必要トルクが急激に増加した場合、制御器（ＰＬＬ制御器１０や速度制御器１２ｃなど）はインバータ周波数指令値ω１^*やｑ軸電流指令値Ｉｑ^*を瞬時には調整できないため、一時的にモータ回転子の回転周波数ωｒが小さくなる。この時のモータ軸と制御軸の関係は、モータ軸が制御軸に対してモータの回転が遅れることになる。つまり、軸誤差Δθｃはプラス方向に変化する。反対に必要トルクが急激に減少した場合やインバータ周波数指令値ω１^*にオーバーシュートが発生した場合、軸誤差Δθｃはマイナス方向に変化する。また、負荷トルク変動が定常状態になり、制御が安定すると、ＰＬＬ制御器１０により軸誤差Δθｃの値はゼロあるいはゼロ近辺で安定する。

したがって、軸誤差Δθｃの変化を観測すれば、トルクの変化あるいは安定するタイミングを知ることができる。方法の一例としては、図１９に示すように、軸誤差Δθｃの値が判定値以内で安定すれば負荷トルク変動が定常状態になったと判定できる。

本実施例によれば、位置フィードバック運転中に負荷トルクが周期的に変動するような場合であってもモータ回転子の回転周波数ωｒの減少を抑制することができ、設計値通りの応答周波数を保持したまま、トルク変動によるｑ軸電流指令値Ｉｑ^*の不足分を補償することができる。

本発明に係わるモータ制御装置の第５の実施形態について説明する。本発明によるモータ制御装置を冷蔵庫に適用した場合について図を用いて説明する。冷蔵庫は、図２１に示すように、熱交換器２４，送風機２５，圧縮機２６，圧縮機駆動用モータ２７，冷蔵庫制御装置２８により構成される。

また、冷蔵庫制御装置２８は、各種センサ情報により送風機や庫内灯などを制御する庫内制御装置２９とモータ制御装置１から構成され、モータ制御装置１は制御部４ａと電力変換回路５から構成される。

なお、圧縮機はピストン運動により冷媒を圧縮・膨張させるレシプロ式圧縮機として説明する。

このような構成において、圧縮機には、圧縮機の入力と出力側の圧力差がほとんどない均圧状態や圧力差がある差圧状態がある。差圧状態でモータを起動すると、均圧状態での起動に比べ、圧縮・膨張工程での負荷トルクの変動幅が大きくなる。また、この負荷トルクの変動は圧縮・膨張工程の繰り返しにより周期的に発生する。

また、冷蔵庫においては圧縮機停止状態から起動を行う場合において、圧縮機内の油を吸い上げるために高加速で起動する増速運転モードと、冷凍サイクルへの負担を減らすために低加速で運転する通常運転モードがある。増速運転モードと通常運転モードはどちらも位置フィードバック運転で行われ、増速運転モードによりある所定の回転数まで達したところで、通常運転モードに切り替える。

そのため、差圧状態において圧縮機を停止状態から起動する（以下、差圧起動とする）場合、起動時には差圧による負荷トルクが大きく、その上増速運転モード中は加速トルクも大きいため、モータの必要トルクが大きい。

しかし、時間がある程度経過すると差圧による負荷トルクは小さくなりある定常の負荷トルクで安定する。また、通常運転モードに切り替わると低加速になるため加速トルクも小さくなる。

よって、冷蔵庫において差圧起動を行うと、起動時は必要トルクが大きくかつ周期的に変動し、位置フィードバック運転中に必要トルクが急激に小さくなるという現象が発生する。

そのため、モータ起動時はモータ回転子の回転周波数ωｒの速度変動が大きく、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*が不安定となる上、必要トルクが急激に小さくなるタイミングでインバータ周波数指令値ω１^*に対する永久磁石モータの実際の回転周波数ωｒのオーバーシュートが発生する。よって、制御が不安定になりモータが停止する場合がある。このような理由から、冷蔵庫において差圧起動は解決すべき課題の１つとなる。

図２０に示すように、本発明を用いれば、位置フィードバック運転中に周期的な負荷トルク変動がある場合であっても応答周波数を切り替えることにより、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*を安定させることができる。速度制御器１２の応答周波数が低い場合は、負荷トルク変動分に対して必要以上にｑ軸電流指令値Ｉｑ^*を変動させないことになる。そのため、負荷トルク変動によって必要以上にｑ軸電流指令値Ｉｑ^*が減ることを避けられ、一定以上の加速性能を得ることができる。

また、必要トルクが小さくなるタイミングをトリガとして、速度制御器の積分項にｑ軸電流値Ｉｑｓｅｔを設定することにより、発生するインバータ周波数指令値ω１^*に対する永久磁石モータの実際の回転周波数ωｒのオーバーシュートの抑制も可能である。通常、速度制御器の積分項の変化量は速度制御器の応答周波数に応じて決まる。そのため、必要トルクに相当する値よりも大きな値をｑ軸電流指令値Ｉｑ^*に設定し、かつ速度制御器の応答周波数を低く設定した場合には、インバータ周波数指令値ω１^*が周波数指令値ω^*に近い値になっても速度制御器の積分項の減りが遅いため、オーバーシュートが発生する場合がある。したがって、あるトリガによって速度制御器の積分項にｑ軸電流値Ｉｑｓｅｔを設定することで、そのオーバーシュートを抑制できる。この方法は、例えば、起動時の負荷トルクの変化幅が大きいため、起動失敗を避けるために最大負荷に合わせてｑ軸電流指令値Ｉｑ^*を大きめに設定せざるを得ない場合などに、特に有効となる。また、図２０では、速度制御器の応答周波数がトリガによって高い値に設定する場合を示したが、逆に、トリガによって高い値から低い値に設定する場合も考えられる。例えば、起動時間が非常に短い、つまり、加速トルクが大きいが、通常の負荷トルクは小さくその変化幅も小さい場合は、起動時のみ速度制御器の応答周波数を高く設定する。これにより、短時間での起動と通常運転時の安定を実現できる。

必要トルクが小さくなるタイミングのトリガとして、必要トルクの推定値を用いる場合について説明する。

負荷トルクの値を推定する方法の一例として、ｑ軸検出電流値Ｉｑｃを観測することで先述した（式７）から負荷トルクの値を推定する方法がある。よって、ｑ軸電流検出値Ｉｑｃから負荷トルクの値を推定し、その推定値τａが判定値以下となったときをトリガとすればよい。また、冷蔵庫制御装置２８で、送風機２５の回転数、庫内や冷蔵庫の周囲の温度から、圧縮機の負荷トルクを推定し、トリガをモータ制御装置に与えてもよい。

本実施例によれば、冷蔵庫の圧縮機において位置フィードバック運転中に必要トルクが急変するような場合（例えば圧縮機に差圧がある状態での起動）であっても一様な加速特性を得ることができ、スムーズな起動が実現できるようになる。

また、実施例１〜５では説明のために速度制御器１２について述べたが、制御器の構成を考えれば、本発明の内容が電流制御器１５に対しても適用可能であり、電流制御器に適用した場合も同様の効果を得ることができることは容易に想像できる。

なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるわけではない。また、ある実施例の一部を他の実施例の構成と置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

また、上記の各構成，機能，処理部，処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。また、上記の各構成，機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現してもよい。

１，２８ モータ制御装置
２，６ａ，６ｂ 電流検出手段
３ 永久磁石モータ
４，４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ 制御部
５ 電力変換回路
７ ３相／ｄｑ変換器
８ 軸誤差演算器
９ａ，９ｂ，９ｃ，９ｄ，９ｅ，９ｆ 減算器
１０ ＰＬＬ制御器
１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄ 制御切替スイッチ
１２ａ，１２ｂ，１２ｃ，１２ｄ，１２ｅ 速度制御器
１３ 負荷推定器
１４ 積分項初期値演算部
１５ａ，１５ｂ 電流制御器
１６ 電圧指令作成器
１７ ｄｑ／３相変換器
１８ 積分器
２０ インバータ
２１ 直流電圧源
２２ ドライバ回路
２３ａ，２３ｂ，２３ｃ ＰＷＭパルス信号
２４ 熱交換器
２５ 送風機
２６ 圧縮機
２７ 圧縮機駆動用モータ
２８ 冷蔵庫制御装置
２９ 庫内制御装置
３０ 加算器
３１ａ，３１ｂ 応答周波数切替スイッチ
３２ａ，３２ｂ ＰＩ制御器切替スイッチ
３３ａ，３３ｂ，３３ｃ，３３ｄ ＰＩ制御器
３４ 位置センサ
３５ 位置センサ入力変換器

Claims (16)

1. モータのトルクに係る電気量を演算する演算手段と、電流指令値を入力とする電流制御器と、前記電流制御器の出力を入力とする電圧指令値作成器と、前記電圧指令値作成器の出力に従って永久磁石モータに電圧を印加する電力変換回路とを備えたモータ制御装置において、
   位置フィードバック運転モード中にモータのトルクが変化あるいは安定するタイミングをトリガとし、そのトリガに合わせて、変化後のトルクに比例する値を基に、前記演算手段と前記電流制御器のうち少なくとも１つに係る電気量を設定することを特徴するモータ制御装置。
2. 請求項１において、前記演算手段と前記電流制御器のうち少なくとも１つに係る電気量は電流指令値又は電流指令値に係る値であることを特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１において、モータのトルクに比例する値は、ｑ軸電流推定値であることを特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項１〜３のいずれかにおいて、速度制御器と速度制御器の応答周波数をトリガ情報により切り替える応答周波数切替スイッチを備え、モータのトルク変動が安定するタイミングをトリガとして、速度制御器の応答周波数を切り替えることを特徴とするモータ制御装置。
5. 請求項１〜３のいずれかにおいて、ｑ軸電流指令値のリミット処理機能を備え、モータのトルク変動が安定するタイミングをトリガとして、ｑ軸電流指令値のリミット処理機能のＯＮ／ＯＦＦを切り替えることを特徴とするモータ制御装置。
6. 請求項５において、ｑ軸電流指令値のリミット値として、モータのトルク変動が定常状態となっているときの負荷トルクに相当するｑ軸電流指令値あるいはそれに近い値を用いることを特徴とするモータ制御装置。
7. 請求項１〜３のいずれかにおいて、ｑ軸電流指令値の加算処理機能を備え、モータのトルク変動が安定するタイミングをトリガとして、ｑ軸電流指令値の加算処理機能のＯＮ／ＯＦＦを切り替えることを特徴とするモータ制御装置。
8. 請求項７において、ｑ軸電流指令値の加算値として、ｑ軸検出電流値とｑ軸検出電流判定値の差分を用いることを特徴とするモータ制御装置。
9. 請求項７において、ｑ軸検出電流判定値として、モータのトルク変動が定常状態となっているときの負荷トルクに相当するｑ軸電流指令値あるいはそれに近い値を用いることを特徴とするモータ制御装置。
10. 請求項１〜９のいずれかにおいて、モータのトルクが変化するタイミングもしくはモータのトルク変動が安定するタイミングのトリガとして、位置フィードバック運転中の負荷を測定あるいは推定してその変化量を用いることを特徴とするモータ制御装置。
11. 請求項１〜９のいずれかにおいて、モータのトルクが変化するタイミングもしくはモータのトルク変動が安定するタイミングのトリガとして、モータ回転子の速度推定値を用いることを特徴とするモータ制御装置。
12. 請求項１〜９のいずれかにおいて、モータのトルクが変化するタイミングもしくはモータのトルク変動が安定するタイミングのトリガとして、インバータ周波数指令値を用いることを特徴とするモータ制御装置。
13. 請求項１〜９のいずれかにおいて、モータのトルクが変化するタイミングもしくはモータのトルク変動が安定するタイミングのトリガとして、モータの起動あるいは起動途中からの経過時間を用いることを特徴とするモータ制御装置。
14. 請求項１〜９のいずれかにおいて、モータのトルクが変化するタイミングもしくはモータのトルク変動が安定するタイミングのトリガとして、モータの回転子の実回転位置と仮想回転位置との位置誤差を用いることを特徴とするモータ制御装置。
15. 請求項１〜１４のいずれかに記載のモータ制御装置を備えたことを特徴とする圧縮機駆動装置。
16. 請求項１５記載の圧縮機駆動装置を備えたことを特徴とする冷凍機器。

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