JP2012038803A - パワーモジュール - Google Patents

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Abstract

【課題】放射ノイズを低減することができるパワーモジュールを得る。
【解決手段】ダイオードＤ１〜Ｄ４のカソード電極１４（第２の電極）が導電板１０（第２の端子）に接続されている。ＡｌワイヤＬ１，Ｌ３（第１の配線）は、ダイオードＤ１，Ｄ３（第１のスイッチング素子）のアノード電極１８（第１の電極）をＵ端子（第１の端子）にそれぞれ接続する。ＡｌワイヤＬ２，Ｌ４（第２の配線）は、ダイオードＤ２，Ｄ４（第２のスイッチング素子）のアノード電極１８（第１の電極）をＵ端子にそれぞれ接続する。ＡｌワイヤＬ１，Ｌ３の寄生インダクタンスとＡｌワイヤＬ２，Ｌ４の寄生インダクタンスが異なる。ダイオードＤ１，Ｄ３のアノード電極１８をダイオードＤ２，Ｄ４のアノード電極１８にそれぞれ直接に接続するＡｌワイヤＬ２５，Ｌ２６（第３の配線）を追加している。
【選択図】図２

Description

本発明は、並列接続された複数のスイッチング素子を備えるパワーモジュールに関し、特に放射ノイズを低減することができるパワーモジュールに関する。
インバータなどのパワーモジュールには、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ダイオードなどのスイッチング素子が実装されている。スイッチング素子のサイズは、必要とされる電流容量に応じて増減される。電流容量が大きい場合には素子サイズも大きくなる。しかし、素子サイズが極端に大きくなると、歩留まりが低下し、製造が困難になる。このため、最大素子サイズには一定の制約がある。そこで、１つの素子だけでは電流容量が不足する場合には、複数の素子が並列接続される（例えば、特許文献１参照）。
特開平０８−１９５４７１号公報
複数のスイッチング素子を端子にそれぞれ接続する複数の配線の寄生インダクタンスが異なる場合、複数の素子間で高周波振動が生じる。また、複数の素子の特性差が大きい場合には、複数の素子のスイッチング特性が異なる。この場合にも複数の素子間で高周波振動が生じる。高周波振動により、その振動周波数での放射ノイズレベルが増加し、各種ＥＭＩ（electromagnetic interference）規制を満足しなくなるという問題がある。
本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、その目的は放射ノイズを低減することができるパワーモジュールを得るものである。
本発明に係るパワーモジュールは、第１及び第２の端子と、第１の電極と、前記第２の端子に接続された第２の電極とを持つ第１及び第２のスイッチング素子と、前記第１及び第２のスイッチング素子の前記第１の電極を前記第１の端子にそれぞれ接続する第１及び第２の配線と、前記第１のスイッチング素子の前記第１の電極を前記第２のスイッチング素子の前記第１の電極に直接に接続する第３の配線とを備え、前第１及び第２の配線の寄生インダクタンスが異なるか、又は、前記第１及び第２のスイッチング素子のスイッチング特性が異なる。
本発明により、放射ノイズを低減することができる。
３相インバータを示す回路図である。 実施の形態１に係るパワーモジュールを示す上面図である。 図２のＡ−Ａ´に沿った断面図である。 比較例１に係るパワーモジュールを示す上面図である。 図４のＡ−Ａ´に沿った断面図である。 比較例１に係るパワーモジュールの等価回路である。 比較例１についてシミュレーションした結果である。 実施の形態１に係るパワーモジュールの等価回路である。 実施の形態１についてシミュレーションした結果であるである。 実施の形態２に係るパワーモジュールを示す上面図である。 図１０のＡ−Ａ´に沿った断面図である。 比較例２に係るパワーモジュールを示す上面図である。 図１２のＡ−Ａ´に沿った断面図である。 比較例２についてシミュレーションした結果である。 比較例２についてシミュレーションした結果である。 実施の形態３に係るパワーモジュールを示す上面図である。 図１６のＡ−Ａ´に沿った断面図である。 実施の形態４に係るパワーモジュールを示す上面図である。 図１８のＡ−Ａ´に沿った断面図である。 実施の形態５に係るパワーモジュールを示す上面図である。 図２０のＡ−Ａ´に沿った断面図である。
本発明の実施の形態に係るパワーモジュールについて図面を参照して説明する。同じ構成要素には同じ符号を付し、説明の繰り返しを省略する場合がある。
実施の形態１．
図１は、３相インバータを示す回路図である。Ｕ相アームにおいて、Ｐ端子とＵ端子の間にトランジスタＱ１とダイオードＤ１〜Ｄ４が並列接続され、Ｕ端子とＮ端子の間にトランジスタＱ２とダイオードＤ５〜Ｄ８が並列接続されている。Ｖ相アームにおいて、Ｐ端子とＶ端子の間にトランジスタＱ３とダイオードＤ９〜Ｄ１２が並列接続され、Ｖ端子とＮ端子の間にトランジスタＱ４とダイオードＤ１３〜Ｄ１６が並列接続されている。Ｗ相アームにおいて、Ｐ端子とＷ端子の間にトランジスタＱ５とダイオードＤ１７〜Ｄ２０が並列接続され、Ｗ端子とＮ端子の間にトランジスタ６とダイオードＤ２１〜Ｄ２４が並列接続されている。Ｐ端子とＵ端子の間にインダクタンス負荷（Ｌ負荷）が接続されている。トランジスタＱ１〜Ｑ６はＩＧＢＴであるが、ＭＯＳＦＥＴ等でもよい。
図２は実施の形態１に係るパワーモジュールを示す上面図であり、図３は図２のＡ−Ａ´に沿った断面図である。このパワーモジュールは図１の３相インバータのＵ相アームに対応する。
Ｐ端子とＵ端子の間に導電板１０が配置され、Ｎ端子とＵ端子の間に導電板１２が配置されている。導電板１０上にトランジスタＱ１とダイオードＤ１〜Ｄ４が実装されている。導電板１２上にトランジスタＱ２とダイオードＤ５〜Ｄ８が実装されている。
ダイオードＤ１〜Ｄ４のカソード電極１４及びトランジスタＱ１のコレクタ電極１６は導電板１０に接続され、ダイオードＤ５〜Ｄ８のカソード電極１４及びトランジスタＱ２のコレクタ電極１６は導電板１２に接続されている。
ＡｌワイヤＬ１〜Ｌ４は、ダイオードＤ１〜Ｄ４のアノード電極１８をＵ端子にそれぞれ接続する。ＡｌワイヤＬ５〜Ｌ８は、ダイオードＤ５〜Ｄ８のアノード電極１８をＮ端子にそれぞれ接続する。
ＡｌワイヤＬ９〜Ｌ１２は、ダイオードＤ１〜Ｄ４のアノード電極１８をトランジスタＱ１のエミッタ電極２０にそれぞれ接続する。ＡｌワイヤＬ３〜Ｌ１６は、ダイオードＤ５〜Ｄ８のアノード電極１８をトランジスタＱ２のエミッタ電極２０にそれぞれ接続する。ＡｌワイヤＬ１７〜Ｌ２０は導電板１０をＰ端子に接続し、ＡｌワイヤＬ２１〜Ｌ２４は導電板１０をＵ端子に接続する。なお、図ではダイオードに接続されたＡｌワイヤＬ１〜Ｌ１６をそれぞれ１本としているが、１本のワイヤに通電できる電流値に制限があるため、実際には電流容量に応じて複数のワイヤを用いる。
導電板１０のサイズが小さくなるようにダイオードＤ１〜Ｄ４が配置されている。このため、ＡｌワイヤＬ１，Ｌ３とＡｌワイヤＬ２，Ｌ４の長さが異なり、それらの寄生インダクタンスが異なる。
本実施の形態では、ダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５，Ｄ７のアノード電極１８をダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ６，Ｄ８のアノード電極１８にそれぞれ直接に接続するＡｌワイヤＬ２５〜Ｌ２８を追加している。このＡｌワイヤＬ２５〜Ｌ２８はダイオード間を短距離で接続するため、その寄生インダクタンスはＡｌワイヤＬ１〜Ｌ８の寄生インダクタンスよりも小さい。
また、ＡｌワイヤＬ２５〜Ｌ２８には負荷電流が流れないため、複数のワイヤを使用する必要が無い。従って、ＡｌワイヤＬ２５〜Ｌ２８の抵抗値は、ＡｌワイヤＬ１〜Ｌ８の抵抗値よりも大きい。また、高周波振動の周波数が高くなるため、表皮効果によってもＡｌワイヤＬ２５〜Ｌ２８の抵抗成分は大きくなる。
続いて、実施の形態１の効果について比較例１と比較して説明する。図４は比較例１に係るパワーモジュールを示す上面図であり、図５は図４のＡ−Ａ´に沿った断面図である。比較例１にはＡｌワイヤＬ２５〜Ｌ２８が存在しない。
図６は比較例１に係るパワーモジュールの等価回路であり、図７は比較例１についてシミュレーションした結果である。図６の回路のトランジスタＱ２のターンオン時についてシミュレーションを行った。ＡｌワイヤＬ１，Ｌ３とＡｌワイヤＬ２，Ｌ４の寄生インダクタンスが異なるため、ダイオードＤ１，Ｄ３とダイオードＤ２，Ｄ４に流れるフリーホイール電流の立ち下がり速度が異なり、リカバリ電流が流れるタイミングも異なる。その結果、並列接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４間で高周波振動が生じ、電流が流れる。この電流は、負荷電流又はトランジスタＱ２のコレクタ電流では観測できない。また、比較例１では高周波振動がすぐには減衰しない。
図８は実施の形態１に係るパワーモジュールの等価回路であり、図９は実施の形態１についてシミュレーションした結果である。図８の回路のトランジスタＱ２のターンオン時についてシミュレーションを行った。比較例１に比べて、高周波振動の周波数が高く、高周波信号がすぐに減衰している。
比較例１では、高周波振動による電流がＬ１〜Ｌ４を流れていたが、実施の形態１では高周波振動による電流がＡｌワイヤＬ２５，Ｌ２６を流れる。これにより、実施の形態１では、高周波振動の周波数が高くなる。従って、高周波振動の周波数帯域を実用上問題無い帯域（各種ＥＭＩ規格で規制される帯域外）に遷移できるため、放射ノイズを低減することができる。なお、共振周波数は、配線の寄生インダクタンスと素子の端子間容量により決まる。
また、ＡｌワイヤＬ２５，Ｌ２６の抵抗値が大きいため、高周波振動のエネルギーがＡｌワイヤＬ２５，Ｌ２６においてジュール熱に変換される。従って、高周波振動が短時間で減衰するため、放射ノイズを低減することができる。
実施の形態２．
図１０は実施の形態２に係るパワーモジュールを示す上面図であり、図１１は図１０のＡ−Ａ´に沿った断面図である。実施の形態１とは異なり、ＡｌワイヤＬ１〜Ｌ４の長さが同じになるようにダイオードＤ１〜Ｄ４が一列に配置されているため、ＡｌワイヤＬ１〜Ｌ４の寄生インダクタンスは同じである。ただし、ダイオードＤ１，Ｄ３のスイッチング特性（リカバリ特性）とダイオードＤ２，Ｄ４のスイッチング特性が異なる。
続いて、実施の形態２の効果について比較例２と比較して説明する。図１２は比較例２に係るパワーモジュールを示す上面図であり、図１３は図１２のＡ−Ａ´に沿った断面図である。比較例２にはＡｌワイヤＬ２５〜Ｌ２８が存在しない。
図１４は、比較例２についてシミュレーションした結果である。図６の回路においてダイオードＤ１〜Ｄ４のスイッチング特性が同じで、配線Ｌ１〜Ｌ４の寄生インダクタンスをそれぞれ４ｎＨにしてシミュレーションを行った。ダイオードＤ１〜Ｄ４とＵ端子を接続する配線Ｌ１〜Ｌ４の寄生インダクタンスが同じで、かつダイオードＤ１〜Ｄ４のスイッチング特性が同じであるため、Ｄ１〜Ｄ４に流れる電流波形が一致している。
図１５は、比較例２についてシミュレーションした結果である。図１４とは異なり、ダイオードＤ１，Ｄ３のスイッチング特性がダイオードＤ２，Ｄ４のスイッチング特性よりも遅い場合ついてシミュレーションを行った。トランジスタＱ２のターンオン時のフリーホイール電流はほぼ一致しているが、リカバリ電流値がピークに達するタイミングに差が出る。そのため、リカバリ電流が流れた後に、並列接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４間で高周波振動が生じる。
これに対して実施の形態２では、ＡｌワイヤＬ２５〜Ｌ２８を追加することで、実施の形態１と同様に高周波振動の周波数帯域を実用上問題無い帯域に遷移できるため、放射ノイズを低減することができる。
実施の形態３．
図１６は実施の形態３に係るパワーモジュールを示す上面図であり、図１７は図１６のＡ−Ａ´に沿った断面図である。ダイオードＤ１〜Ｄ４の配置は実施の形態１と同じであるが、ＡｌワイヤＬ１〜Ｌ４，Ｌ９〜Ｌ１２，Ｌ２５，Ｌ２６の代わりに１枚の金属板２２を用いている。金属板２２とダイオードＤ１〜Ｄ４ははんだ２４等で接合されている。
金属板２２を用いたことにより、隣接するダイオード間の配線の寄生インダクタンスが実施の形態１のワイヤ接続よりも低減し、ダイオードＤ１〜Ｄ４間の高周波振動周波数が更に高域に遷移するため、放射ノイズを更に低減することができる。
実施の形態４．
図１８は実施の形態４に係るパワーモジュールを示す上面図であり、図１９は図１８のＡ−Ａ´に沿った断面図である。ダイオードＤ１〜Ｄ４の配置は実施の形態２と同じであるが、ＡｌワイヤＬ１〜Ｌ４，Ｌ９〜Ｌ１２，Ｌ２５，Ｌ２６の代わりに１枚の金属板２２を用いている。この場合でも、実施の形態３と同様に放射ノイズを低減することができる。
実施の形態５．
図２０は実施の形態５に係るパワーモジュールを示す上面図であり、図２１は図２０のＡ−Ａ´に沿った断面図である。ＡｌワイヤＬ１は、ダイオードＤ１のアノード電極１８をＵ端子に接続する。ＡｌワイヤＬ２５は、ダイオードＤ１のアノード電極１８をダイオードＤ２のアノード電極１８に接続する。ＡｌワイヤＬ１，Ｌ２５が、ダイオードＤ２のアノード電極１８をＵ端子に接続する。ＡｌワイヤＬ３は、ダイオードＤ３のアノード電極１８をＵ端子に接続する。ＡｌワイヤＬ２６は、ダイオードＤ１のアノード電極１８をダイオードＤ４のアノード電極１８に接続する。ＡｌワイヤＬ３，Ｌ２６が、ダイオードＤ４のアノード電極１８をＵ端子に接続する。これにより、隣接するダイオード間（Ｄ１〜Ｄ２間，Ｄ３〜Ｄ４間）のインダクタンスが低減し、ダイオードＤ１〜Ｄ４間の高周波振動周波数が更に高域に遷移するため、放射ノイズを更に低減することができる。
なお、上記の実施の形態１〜５ではダイオードを並列接続しているが、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどのトランジスタを並列接続する場合にも本発明は有効である。
また、スイッチング素子は、珪素によって形成されたものに限らず、珪素に比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体によって形成されたものでもよい。ワイドバンドギャップ半導体は、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、又はダイヤモンドである。
このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたトランジスタは、珪素によって形成されたトランジスタよりも高周波振動が発生しやすいため、並列接続時の並列素子間の高周波振動が問題になりやすい。従って、スイッチング素子がワイドバンドギャップ半導体によって形成されている場合に、本発明は特に有効である。
また、ワイドバンドギャップ半導体によって形成された素子は、耐電圧性や許容電流密度が高いため、小型化できる。この小型化された素子を用いることで、この素子を組み込んだパワーモジュールも小型化できる。また、素子の耐熱性が高いため、ヒートシンクの放熱フィンを小型化でき、水冷部を空冷化できるので、パワーモジュールを更に小型化できる。また、素子の電力損失が低く高効率であるため、パワーモジュールを高効率化できる。なお、トランジスタとダイオードの両方がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましいが、何れか一方の素子がワイドバンドギャップ半導体よって形成されていても上記の効果を得ることができる。
１０ 導電板（第２の端子）
１２ 導電板（第２の端子）
１８ アノード電極（第１の電極）
１４ カソード電極（第２の電極）
２２ 金属板
Ｄ１，Ｄ３，Ｄ５，Ｄ７ ダイオード（第１のスイッチング素子）
Ｄ２，Ｄ４，Ｄ６，Ｄ８ ダイオード（第２のスイッチング素子）
Ｌ１，Ｌ３，Ｌ５，Ｌ７ Ａｌワイヤ（第１の配線、第１のワイヤ）
Ｌ２，Ｌ４，Ｌ６，Ｌ８ Ａｌワイヤ（第２の配線）
Ｌ２５，Ｌ２６，Ｌ２７，Ｌ２８ Ａｌワイヤ（第３の配線、第２のワイヤ）
Ｕ端子、Ｎ端子（第１の端子）

Claims (6)

  1. 第１及び第２の端子と、
    第１の電極と、前記第２の端子に接続された第２の電極とを持つ第１及び第２のスイッチング素子と、
    前記第１及び第２のスイッチング素子の前記第１の電極を前記第１の端子にそれぞれ接続する第１及び第２の配線と、
    前記第１のスイッチング素子の前記第１の電極を前記第２のスイッチング素子の前記第１の電極に直接に接続する第３の配線とを備え、
    前第１及び第２の配線の寄生インダクタンスが異なるか、又は、前記第１及び第２のスイッチング素子のスイッチング特性が異なることを特徴とするパワーモジュール。
  2. 前記第３の配線の寄生インダクタンスは、前記第１及び第２の配線の寄生インダクタンスよりも小さいことを特徴とする請求項１に記載のパワーモジュール。
  3. 前記第３の配線の抵抗値は、前記第１及び第２の配線の抵抗値よりも大きいことを特徴とする請求項１又は２に記載のパワーモジュール。
  4. 前記第１、第２及び第３の配線は１枚の金属板であることを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載のパワーモジュール。
  5. 前記第１の配線は、前記第１のスイッチング素子の前記第１の電極を前記第１の端子に接続する第１のワイヤであり、
    前記第３の配線は、前記第１のスイッチング素子の前記第１の電極を前記第２のスイッチング素子の前記第１の電極に接続する第２のワイヤであり、
    前記第２の配線は、前記第１及び前記第２のワイヤであることを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載のパワーモジュール。
  6. 前記第１及び第２のスイッチング素子はワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載のパワーモジュール。
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