JP2011193347A

JP2011193347A - 光受信モジュール

Info

Publication number: JP2011193347A
Application number: JP2010059329A
Authority: JP
Inventors: Toshikazu Hashimoto; 俊和橋本; Ikuo Ogawa; 育生小川; Shunei Yoshimatsu; 俊英吉松; Hiroyuki Fukuyama; 裕之福山
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2010-03-16
Filing date: 2010-03-16
Publication date: 2011-09-29
Anticipated expiration: 2030-03-16
Also published as: JP4934733B2

Abstract

【課題】多チャンネルの電気出力を有する光受信モジュールの特性劣化を抑える。
【解決手段】入力された光信号を信号処理し、分離して複数の出力ポートから出力する光信号処理部８１と、各出力ポートから出力された光信号を光電変換して出力する光電気変換部８２ａ、８２ｂと、光電変換部の出力部の間隔Ｐ２よりも広い間隔Ｐ１を有する複数の出力端子６０と、光電気変換部から出力される複数の電気信号を、複数の出力端子に接続する電気配線部８３と、を備え、光電気変換部は、複数に分離されて、接続先の出力端子の中心線上に配置され、光信号処理部８１は、複数の出力ポートの出力が複数に分離して配置された光電変換部に光結合するよう光配線を引き回した光展開部を有する光受信モジュール。光電気変換部の出力端子のピッチは、複数の出力端子のピッチに対して１／２以下であり、光展開部が光ファイバであり、光展開部が平面光波路である。
【選択図】図３

Description

本発明は、光伝送システムにおけるコヒーレント受信方式、CDMA伝送方式などに用いられる光受信モジュールに関する。

１００Ｇｂｉｔ／ｓｅｃ以上の超高速光伝送システムの実現に向けて、光多値変調方式が注目されている。特に、光雑音耐力向上や、光電変換後の電気信号処理による波長分散歪み補償能力の優位性から、ＤＰ−ＱＰＳＫ(Dual Polarization Quadrature Phase-Shift Keying)などのコヒーレント受信方式が注目を集め、伝送システムへの適用に向けた検討が活発化している（非特許文献１、２参照）。

コヒーレント受信方式に用いることができる光受信機の構成を模式的に図１に示す。コヒーレント受信方式に用いられる光受信器１は、図１に示すように、局部発振光発生装置４０と、光受信モジュール５０と、実装ボード配線部６０と、復調用ＬＳＩ７０とが接続されて構成されている。光受信モジュール５０は、入力ポート１０ａ、１０ｂから入力される信号光および局部発振光を光信号として処理する光回路５１と、レンズ１３を介して入力された光回路５１からの光信号を光電変換する光電変換部５２と、変換した電気信号を外部出力するＲＦ配線部５３とを備えている。光回路５１は、信号光および局部発振光を、その偏波状態に応じて異なる出力ポートに分離する偏波スプリッタ１１ａ、１１ｂと、信号光と局部発振光を合波する光９０度ハイブリッド回路１２ａ、１２ｂとを備えている。さらに図示の例では、光９０度ハイブリッド回路１２ａ、１２ｂからの出力光は光配線５４を経由してレンズ１３に出力され、レンズ１３を介して光電変換部５２に結合される。光電変換部５２は、フォトダイオード（ＰＤ）とトランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）とにより構成され、光９０度ハイブリッド回路１２ａ、１２ｂからの出力信号を電気信号に変換する。復調用ＬＳＩ７０は、ＡＤ変換器およびデジタル演算回路(DSP:Digital Signal Processor)を有し、変換された電気信号は、ＬＳＩ７０のＡＤ変換器によりデジタル信号に変換された後、デジタル演算回路によりデジタル処理される。

偏波多重コヒーレント受信方式で用いられる光受信器の構成部品の中で、偏波スプリッタ１１ａ、１１ｂと光９０度ハイブリッド回路１２ａ、１２ｂとで構成される部分を偏波分離光９０度ハイブリッド回路(DPOH: dual polarization optical hybrid)という。
ＤＰＯＨに光電変換器を接続することで、ＤＰ−ＱＰＳＫ信号などの偏波多重位相変調された信号を光から電気に復調できる。

J Renaudier, et. al, ‘‘Linear Fiber Impairments Mitigation of 40-Gbit/s Polarization-Multiplexed QPSK by Digital Processing in a Coherent Receiver,’’ IEEE JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, VOL. 26, NO. 1, JANUARY 1, 2008 Yan Tang, et al, ‘‘Optimum Design for RF-to-Optical Up-Converter in Coherent Optical OFDM Systems’’, IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS, Vol.19, No.7, APRIL 1,2007 Hossam M.H.Shalaby, ‘‘Chip-Level Detection in Optical Code Division Multiple Access’’, JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, Vol.16, No.6, June 1998

ＤＰ−ＱＰＳＫの場合、偏波スプリッタ１１ａ、１１ｂで信号光を偏波分離した後、９０度ハイブリッド回路１２ａ、１２ｂを介し局発光とミキシングして、異なる位相状態に分離している。分離された光信号は光電変換部５２のＰＤで電流に変換された後、ＴＩＡを介して電圧信号に変換される。さらに、光電変換された電気信号は高周波信号としてＲＦ配線部５３を介して出力端子６１に出力される。出力端子６１は、外部機器としての復調用ＬＳＩの入力端子（入力インタフェース）６２に接続される。出力端子６１は、通常、グランド端子間ではコプレーナ線路が形成されている。

一般に、高周波信号の出力端子６１間の距離は、接続対象としての復調用ＬＳＩなどの外部機器が持つインタフェース６２により決まる。例えばボールグリッドアレイのようなものがインタフェース６２である場合は、出力端子６１間の距離Ｐ１は１ｍｍ程度が一般的である。１ｍｍ程度の端子間距離をとると、ＤＰ−ＱＰＳＫの場合では、端子全体では約２０ｍｍ程度となる。これは、ＴＩＡの出力である差動信号の各々に対してＧ-Ｓ-Ｇ-Ｓ-Ｇ(Ｇ:グランド、Ｓ:シグナル)の出力端子が必要であり、ＤＰ−ＱＰＳＫでは差動信号が４つ出力されるので、全部で２０ピン程度が必要となるからである。一方、光信号を電気信号へ変換する光電変換部５２は、集積化したデバイスを用いるため、その出力部分のピッチＰ２は１ｍｍ以下である。

また、コヒーレント受信方式などにおいては、ひとつのシンボルを複数の出力信号に分岐させた後、後段のＤＳＰ７０により合成して再生させている。したがって、各出力信号間のタイミングのずれは、再生信号を歪ませたり、再生に掛かる演算に負荷を発生させたりする原因となる。例えば、２ｐｓ（配線長で０．４ｍｍに相当）ずれると再生信号の歪が生じる。こうした事態を回避するために、偏波で分けた信号、位相で分けた信号間でのタイミング(Ｓｋｅｗ)調整が必要となる。

以上の背景から従来は、図２に示すように、光電変換部５２の電気信号出力のピッチＰ２を外部インタフェース６２の端子間のピッチＰ１に展開する電気信号展開部をＲＦ配線部５３に設けるとともに、配線パターンを迂回させるなどの各信号経路の等長化を行っていた。この電気信号展開部は、上記の例では１５ｍｍ程度以上の長い経路が必要になると考えられる。一般に高周波回路では、電気信号部分の経路長が長くなるにつれて伝播損失が発生することが知られている。したがって、従来は、電気信号の展開部分における伝播損失により、光モジュールの出力特性が劣化してしまうという問題があった。

本発明は、上記問題に鑑みてなされたもので、多チャンネルの電気出力を有する光受信モジュールの特性劣化を抑えることを目的とする。

上記の課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、入力された光信号を信号処理し、分離して複数の出力ポートから出力する光信号処理部と、前記各出力ポートから出力された光信号を光電変換して出力する光電気変換部と、前記光電変換部の出力部の間隔よりも広い間隔を有する複数の出力端子と、前記光電気変換部から出力される複数の電気信号を、前記複数の出力端子に接続する電気配線部と、を備え、前記光電気変換部は、複数に分離されて、接続先の出力端子の中心線上に配置され、前記光信号処理部は、光信号処理部の複数の出力ポートの出力が前記複数に分離して配置された光電変換部に光結合するよう光配線を引き回した光展開部を有することを特徴とする光受信モジュール。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の光受信モジュールにおいて、前記光電気変換部の出力端子のピッチは、前記複数の出力端子のピッチに対して１／２以下であることを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の光受信モジュールにおいて、前記光展開部が光ファイバであることを特徴とする。

請求項４に記載の発明は、請求項１に記載の光受信モジュールにおいて、前記光展開部が平面光波路であることを特徴とする。

請求項５に記載の発明は、請求項１から４のいずれかに記載の光受信モジュールにおいて、前記光展開部により光信号処理部の要素内で発生する信号遅延差の一部または全部を補償することを特徴とする。

請求項６に記載の発明は、請求項５に記載の光受信モジュールにおいて、前記光展開部により電気信号配線部分の要素内で発生する信号遅延差の一部または全部を補償することを特徴とする。

請求項７に記載の発明は、請求項１から６のいずれかに記載の光受信モジュールにおいて、前記光信号処理部が、偏波スプリッタと、光９０度ハイブリッド回路を有すること特徴とする。

請求項８に記載の発明は、請求項１から７のいずれかに記載の光受信モジュールにおいて、コヒーレント光受信モジュールとして用いることを特徴とする。

請求項９に記載の発明は、請求項１から７のいずれかに記載の光受信モジュールにおいて、ＯＦＤＭ光受信モジュールとして用いることを特徴とする。

請求項１０に記載の発明は、請求項１から７のいずれかに記載の光受信モジュールにおいて、ＣＤＭＡ光受信モジュールとして用いることを特徴とする。

本発明によれば、コヒーレント受信等で使われるような多チャンネル出力を有する光受信モジュールの特性劣化を抑えることが可能となる。

コヒーレント受信方式に用いることができる光受信機の構成を模式的に示す図である。従来の光受信器の構成を模式的に示す図である。本発明の光受信モジュールを搭載した光受信器の構成を模式的に示す図である。図３の本実施形態の光回路の構成の一例を示す図である。図４の光回路を搭載したコヒーレント受信器の構成の一例を示す図である。本発明の他の光受信モジュールを搭載した光受信器の構成を模式的に示す図である。他の実施形態の光受信モジュールを搭載した光受信器の外観を示す図である。他の実施形態の光受信モジュールを搭載した光受信器の外観を示す図である。他の実施形態の光受信モジュールを搭載した光受信器の外観を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図３は、本発明の光受信モジュールを搭載した光受信器３の構成を模式的に示す図である。本実施形態では、受信する変調信号が偏波多重４位相多重通信(ＤＰ−ＱＰＳＫ=Dual Polarization Quadrature Phase Shift Keying)である光受信器３に搭載されるコヒーレント受信器として本発明の光受信モジュールを適用する場合を例に挙げて説明する。

図３において、光受信器３は、局部発振光発生装置４０と、コヒーレント受信器８０と、実装ボード配線部６０と、復調用ＬＳＩ７０とを備えて構成される。コヒーレント受信器８０は、信号光を入力する入力ポート１０ａと、局発光を入力する入力ポート１０ｂとを備えている。入力ポート１０ａに入力される信号光は、光受信器３が外部から受信した光信号であり、入力ポート１０ｂに入力される局発光は、局部発振光発生装置４０で発生させた光信号である。コヒーレント受信器８０は、２つの入力ポートから入力された光信号に対して光信号処理を行う光回路８１と、光回路８１で処理された光信号を電気信号に変換するＯＥ変換部８２ａ、８２ｂと、変換された電気信号を、出力インタフェースを介して外部へ出力するＲＦ配線部８３とを備えて構成される。

光回路８１は、入力光をＸ偏波、Ｙ偏波に分離して、その偏波状態に応じて異なる出力ポートに分離して出力する偏波スプリッタ１１ａ、１１ｂを備えている。図示の例では、偏波スプリッタ１１ａが信号光をＸ偏波、Ｙ偏波に分離し、偏波スプリッタ１１ｂが局発光をＸ偏波、Ｙ偏波に分離する。光回路８１はさらに、同じ偏向状態の信号光と局発光を９０度ハイブリッドして４つの光信号として出力する光９０度ハイブリッド回路１２ａ、１２ｂを備えている。図示の例では、光９０度ハイブリッド回路１２ａが、Ｘ偏向された信号光および局発光を９０度ハイブリッドして光配線８４の４つのポートに出力し、光９０度ハイブリッド回路１２ｂが、Ｙ偏向された信号光および局発光を９０度ハイブリッドして光配線８４の４つのポートに出力している。

光配線８４から出力される光信号は、光学結合部としてのレンズ１３ａ、１３ｂを介してＯＥ変換部８２ａ、８２ｂに結合される。このレンズ部分は１枚レンズでもよいし、ワークスペースを確保するために、２枚以上のレンズの組み合わせを用いて、フィールド径を拡大して、いわゆる、コリメート系を形成してもよい。このＯＥ変換部８２ａ、８２ｂは、この場合は、２つに分離されるよう離間配置されている。さらに、それぞれのＯＥ変換部８２ａ、８２ｂに光信号を結合するレンズ１３ａ、１３ｂは、ＯＥ変換部８２ａ、８２ｂが配置された位置で光信号を結合するように離間配置されている。光９０度ハイブリッド回路１２ａの出力がレンズ１３ａを介してＯＥ変換部８２ａに結合し、光９０度ハイブリッド回路１２ｂの出力がレンズ１３ｂを介してＯＥ変換部８２ｂに結合するように、光配線８４は後述する展開部を有している。

ＯＥ変換部８２ａ、８２ｂはそれぞれ、光信号を電気信号に光電変換するためのフォトダイオード（ＰＤ）１４と出力された電気信号を電圧に変換して出力するトランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）１５とを備えている。１つのＯＥ変換部は、４ポートの入出力を有するＰＤ１４と、同じく４ポートの入出力を有するＴＩＡ１５とが電気的に接続されて構成されている。ＴＩＡ１５から出力される電気信号は、ＲＦ配線８３を介して、実装ボード配線部６０に接続される。なお、図示の例では、ＴＩＡ１５の１つの差動出力（実際には２つの出力線路）が１本の出力線路で表記されている。

実装ボード配線部６０は、コヒーレント受信器８０の出力端子６１と、復調用ＬＳＩの入力インタフェース６２と、これらを接続する配線部を有し、コヒーレント受信器８０からの電気信号出力を、復調用ＬＳＩ７０に接続する。ＬＳＩ７０は、ＡＤＣ回路およびＤＳＰ回路を備えており、コヒーレント受信器８０の信号出力をＡＤＣ回路でデジタル信号化し、さらに、ＤＳＰ回路により適応等化して、波長分散、偏波分散を補正し、再生信号として出力する。ちなみに、非特許文献１の図３には、ＤＳＰ回路ではなく、オフラインで計算する構成が示されているが、実際のシステムではＤＳＰ回路として実現され、４０Ｇｂｉｔ／ｓｅｃを超える超高速通信が実現される。

ここで、実装ボード配線部６０の信号線の間隔である端子間ピッチ、すなわちコヒーレント受信器８０の出力端子６１の端子間ピッチＰ１は、ＬＳＩ７０の入力端子間ピッチとほぼ同じに構成されるので、ＯＥ変換部８２ａ、８２ｂの出力端子間ピッチＰ２よりも数倍大きい。典型的には、ＯＥ変換部８２ａ、８２ｂの出力端子のピッチＰ２は、出力端子６１の端子間ピッチＰ１の１／２以下である。

本実施形態のコヒーレント受信器８０では、ＯＥ変換部８２を２つのＯＥ変換部８２ａ、８２ｂとして離間配置している。すなわち、ＲＦ配線８３の各配線をできるだけ迂回させることなく最短距離でＯＥ変換部８２の出力と出力端子６１とを等配線長で接続できるように、ＯＥ変換部８２を２つのＯＥ変換部８２ａ、８２ｂとして離間させて配置するようにしており、ＯＥ変換部８２ａを接続先となる出力端子６１ａ１および出力端子６２ａ２の中心線上にを配置し、ＯＥ変換部８２ｂを接続先となる出力端子６１ｂ１および出力端子６１ｂ２の中心線上にを配置している。すなわち、図３の場合は、出力端子６１ａ１と出力端子６１ａ２の中心線と一方のＯＥ変換部８２ａの中心線がほぼ一致する位置にＯＥ変換部８２ａを配置し、出力端子６１ｂ１と出力端子６１ｂ２の中心線と他方のＯＥ変換部８２ｂの中心線がほぼ一致する位置にＯＥ変換部８２ｂを配置している。

このように分離配置したＯＥ変換部８２ａ、８２ｂと、一箇所に集中配置された光９０度ハイブリッド回路１２ａ、１２ｂとを光接続するべく、光導波路が引き回された展開部を光配線８４部分にも設けている。この展開部により光信号処理部の要素内で発生する信号遅延差の一部または全部を補償する。展開部は、上記ピッチ差を解消するために複数の信号経路の引き回しを行う部分であり、かつ複数の信号線同士の等長化を行う部分である。従来では、この展開部をＲＦ配線８３部分のみに設けていたので、ＲＦ配線８３の経路長が長くなり、大きな高周波信号損失が発生していた。本実施形態の構成によれば、ＲＦ配線８３の展開部を小さくできる分、従来よりもＲＦ配線８３の経路長を短く構成できるので、高周波信号損失が抑制できる。

また、光配線８４部分に設ける展開部は、さらに、電気信号配線部分（ＲＦ配線８３）の要素内で発生する信号遅延差の一部または全部をも補償する構成としてよい。ＲＦ配線８３部分の配線等を短くしようとすると等長化しにくい場合に有利な構成である。

上記のコヒーレント受信器８０の別の構成例について図４、５を用いてさらに詳細に説明する。図４は、図３の本実施形態の光回路８１の一例を示す図であり、図５は、図４の光回路を搭載したコヒーレント受信器８０の一例を示す図である。図４に示すように、本実施形態では、光回路８１の光９０度ハイブリッド回路１２ａ、１２ｂを干渉型の導波路として構成している。

図４の光回路８１では、光９０度ハイブリッド回路１２ａ、１２ｂが図３の光配線８４の機能を兼ねており、光９０度ハイブリッド回路１２ａ、１２ｂの出力ポートから２つに分離配置されたレンズ１３ａ、１３ｂ（図５参照）に干渉光が出力される。図４においてＢＳはビームスプリッタ(Beam Splitter)、ＯＣは光結合器（optical coupler）であり、干渉計アーム部分に余分な長さを与えることで、光回路を引き回している。なお、ＢＳ部分にはＹ分岐回路や方向性結合器、多モード干渉回路を用いてもよい。また、ＯＣ部分には、方向性結合器、多モード干渉回路を用いてもよい。この光９０度ハイブリッド回路１２ａ、１２ｂは、石英系平面光波回路により作製しており、コア部とクラッディング部分の比屈折率差１．５％である石英系の光導波路回路をシリコン基板上に作製している。すなわち、平面光波回路を用いることで後段のＯＥ変換部８２ａ、８２ｂの位置に合わせて、光出力位置を自由かつ正確に設定できる。また、ＯＥ変換部８２ａ、８２ｂの位置に合わせて光出力するように光回路を基板上で引き回すことができるので、長さ調整等も容易に実現できる。

図５に示すコヒーレント受信器８０では、例えば横２７ｍｍ縦５０ｍｍ程度のサイズの筐体を用いることができる。図５のコヒーレント受信器８０の筐体の両側にはコヒーレント受信器８０内の各構成要素に制御信号、バイアス電圧などを入力するＤＣ端子１６が設けられている。コヒーレント受信器８０では、信号光および局発光は、光ファイバを介してコヒーレント受信器８０内に導かれる。光信号処理部（光回路８１）に入力された光信号は、ＰＢＳ１１ａ、１１ｂにて偏波分離され、さらに、光９０度ハイブリッド回路１２ａ、１２ｂによって、光信号と局発光がミキシングされて干渉光として出力される。

本実施形態では、ＯＥ変換部８２ａ、８２ｂを２分割としたので、このＯＥ変換部８４ａ、８４ｂ同士が形成する間隔である光電気変換部距離１０ｍｍだけ光回路８１の出力ポート群を離す設計としている。光回路８１の出力は、Ｘ偏光、Ｙ偏光のそれぞれで出力ポート群を形成し、更に同位相チャンネル、直交位相チャンネルでそれぞれが差動出力になっていて、８ポートの出力がある。

これらの８ポート出力は、図５に示すように分離配置されたレンズ１３ａ、１３ｂを介して、４ポートのＰＤアレイ１４に光結合する構成となっている。すなわち、８ポートの光出力のうち光９０度ハイブリッド回路１２ａからの４ポートの光出力はレンズ１３ａを介してＰＤアレイ１４ａに入力され、光９０度ハイブリッド回路１２ｂからの４ポートの光出力はレンズ１３ｂを介してＰＤアレイ１４ｂに出力される。２つのＰＤアレイ１４ａ，１４ｂそれぞれの出力は２チャンネル（２つの差動出力）のＴＩＡ−ＩＣ１５ａ、１５ｂに接続され、電圧に変換された後、ワイヤーボンディングで接続されたＲＦ配線部（電気信号展開部）８３ａ、８３ｂに出力される。

さらに、ＲＦ配線部８３ａ、８３ｂはコヒーレント受信器８０筐体外部にある複数のリードピンを有する筐体端子（出力端子）２０を備えている。リードピンはＲＦ出力端子２０のインタフェースであり、高周波を通すためにコプレーナ伝送路構造（ＣＰＷ構造）に対応している。したがって、ＲＦ出力端子２０は、１つの差動出力に対してＧ-Ｓ-Ｇ-Ｓ-Ｇ(Ｇ:グランド、Ｓ:シグナル)の構成で信号端子とグランド端子とが設けられた構成となっている。ピンピッチは外部のＡＤＣ等の配線ピッチに合わせて１ｍｍとなっている。信号が８端子あり、さらにグランドが１２端子あるためＲＦ出力端子２０の全幅は約２０ｍｍとなる。

８ｍｍ程度の間隔にＯＥ変換部８２ａ、８２ｂと出力端子２０とが設けられているので、ＯＥ変換部８２ａ、８２ｂが分割されていない従来の場合は、ＲＦ配線部８３の最長部の経路長が１３ｍｍ程度となってしまう。一方、本発明を適用してＯＥ変換部８２ａ、８２ｂを２つに分離して配置し、かつＯＥ変換部８２ａ、８２ｂの各中心線が、ＲＦ配線部８３ａ，８３ｂの各中心線（ＲＦ配線部８３ａに接続される複数のリードピンの中央位置、ＲＦ配線部８３ａに接続される複数のリードピンの中央位置）に一致するように、ＯＥ変換部８２ａ、８２ｂを分離配置した場合には、ＲＦ配線部８３の最長部の経路長が９ｍｍとなり、約２０％程度短い距離とすることができる。
ＯＥ変換部８２ａ、８２ｂに使われる伝送線路の損失は２５ＧＨｚの信号で１ｄＢ／ｃｍ程度であるから、１ｄＢを超えない低い値である０．９ｄＢに抑えることができた。ちなみに従来構成では、伝送線路の損失は１．３ｄＢとなり、１ｄＢを超えてしまう。一方、光回路８１については、約１０ｍｍ程度回路長を伸ばして、ＯＥ変換部８２ａ、８２ｂ間の距離だけ光出力ポート群Ｑ１、Ｑ２間の距離をあけた。光導波路の損失は０．０１ｄＢ／ｃｍ程度なので、０．１ｄＢ程度の損失増加に抑えることができ、全体として、電気光変換効率を約０．３ｄＢ改善することができた。

以上のように、本発明の構成を用いることにより、コヒーレント受信等で使われるような多チャンネル出力を有する光受信モジュールの特性劣化を抑えることが可能となる。

また、ＯＥ変換部８２を分割して構成することにより、ＯＥ変換部８２を構成するＰＤ１４やＴＩＡ１５を構成する半導体チップの歩留まりが向上する。さらに、光回路８１の出力をＯＥ変換部８２に光結合するためのレンズ１３を複数に分割して設けることができるので、レンズ１３として１枚レンズを用いた場合でもレンズ径が小さいレンズを用いることができる。

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態の光受信モジュールについて説明する。図６は、本実施形態の光受信モジュールを搭載した光受信器の構成を模式的に示す図である。この実施形態の光受信モジュールは、ＯＥ変換部９２を４つに分離配置したものである。図６において、図３と同一符号は同一構成を示し、その説明を省略する。

本実施形態のコヒーレント受信器９０は、４つに分離配置されたＯＥ変換部９２ａ、９２ｂ、９２ｃ、９２ｄを備えている。それぞれのＯＥ変換部９２ａ、９２ｂ、９２ｃ、９２ｄは、同様に分離配置されたレンズ１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄにより光回路９１から出力される信号光が光結合される。ＯＥ変換部９２ａ、９２ｂ、９２ｃ、９２ｄは、４本の出力端子６１ａ、６１ｂ、６１ｃ、６１ｄの各位置にほぼ正対する位置に配置される。

この実施形態においては、ＲＦ配線９３に設けられる展開部の長さを、第１の実施形態に比べてさらに短く構成することができる。

したがってこの実施形態によれば、第１の実施形態の効果に加えて、受信モジュールの特性劣化のさらなる抑制が可能となる。

なお、例えば、８本の信号線出力端子が存在する場合に、隣接する２本の信号線出力端子の中央位置に４つに分離配置した４つのＯＥ変換部を配置してもよいし、一方側の４本の信号線出力端子の中央位置に２つに分離配置した一方のＯＥ変換部を配置し、他方側の４本の信号線出力端子の中央位置に２つに分離配置した他方のＯＥ変換部を配置してもよい。

（第３の実施形態）
本実施形態の光受信モジュールは、図７に示すような光受信器７のコヒーレント受信器に適用する。以上の実施形態では石英系平面光波回路で構成した光回路８１、９１の一部を、本実施形態では光ファイバで構成している。

図７において、光受信器７は、入力ポート１０ａ、１０ｂが光ファイバ接続された光モジュール７１と、光モジュール７１に接続された光ファイバ７２と、光電変換処理部３０とを備えている。光電変換処理部３０にはＤＣ配線１６と、電気信号に変換されたＲＦ信号を外部インタフェースに接続するＲＦ出力端子２０とが設けられている。この光受信器７では、図３、６に示された光回路８１、９１部分の一部である光配線８４、９４は光ファイバで構成されている。

この実施形態によれば、光信号処理部と光電変換部とを別体に構成する必要がある場合でも、本発明の構成を採用できる。なお、ファイバよりも石英系平面光波回路の方が光信号経路の等長化が容易である。

以上の実施形態では、石英系平面光波回路で構成した光回路８１、９１を半導体で構成してもよい。

また、以上の実施形態では、本発明の光受信モジュールを、受信する変調信号が偏波多重４位相多重通信(ＤＰ−ＱＰＳＫ)である光受信器３に搭載されるコヒーレント受信器として適用する場合を例に挙げて説明したが、これに限定されない。１以上の入力された光信号を信号処理し、分離して複数の出力ポートから出力する光信号処理部と、出力された光信号を光電変換して外部に出力する光電気変換部を備える装置であれば本発明を適用することができる。例えば、光伝送システムにおける偏波多重コヒーレント受信方式に用いられる光受信器の構成部品はもとより、コヒーレント受信を使う光ＯＦＤＭ通信や、ＤＱＰＳＫ通信、さらに、光ＣＤＭＡ通信等の遅延干渉を使う受信器等に搭載される光受信モジュールにも適用できる。

例えば、ＯＦＤＭ通信の受信器として構成した場合は、図８に示すように、光電変換部を含む光受信モジュール８として適用できる。また、ＣＤＭＡ通信の受信器として構成した場合は、図９に示すように、光電変換部を含む光受信モジュール９として適用できる。

以上の実施形態では、ＯＥ変換部を２つに分割した場合と４つに分離配置した場合を例に挙げて説明したが、例えば３つなど、２つ以上であれば適宜の数に分離配置することもできる。ＯＥ変換部８２、９２は、接続先となる出力端子６１の中心線上に分離配置すればよく、この配置位置でＯＥ変換部８２、９２に光結合するように光配線８４、９４が構成される。各光配線は信号の等長化がなされる。

以上の実施形態によれば、分離配置した光電気変換部を電気信号出力インタフェース部までの距離が短くなるように配置でき、かつ、光展開部で、光電気変換部に光を導くことで、電気信号展開部に用いられる信号線路よりも光展開部の伝播損失が十分に小さいことから出力電気信号レベルの低下を抑制することが可能となる。また、光展開部で配線長を調整することにより、光モジュール全体としての出力信号のタイミングずれを削減できる。

さらに、コヒーレント受信では差動受信の場合、光電気変換部の入力が４ポート、偏波多重した場合は８ポート、多値変調ではさらに多値化に対応してポート数が増大することから、電気信号展開部のサイズが大型化するので、上記の効果が著しくなる。同様に、多ポートの光電気変換部が必要となる光ＯＦＤＭ、光ＣＤＭＡ通信方式においても著しい効果が得られる。

１光受信器
１０ａ、１０ｂ入力ポート
１１ａ、１１ｂ偏波スプリッタ
１２ａ、１２ｂ光９０度ハイブリッド回路
１３レンズ
１４フォトダイオード（ＰＤ）
１５トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）
４０局部発振光発生装置
５０光受信モジュール
５１光回路
５２光電変換部
５３ＲＦ配線部
５４光配線
６０実装ボード配線部
７０ＬＳＩ
８０コヒーレント受信器
８１光回路
８２ａ、８２ｂＯＥ変換部
８３ＲＦ配線部
８４光配線
９０コヒーレント受信器
９１光回路
９２ａ、９２ｂ、９２ｃ、９２ｄＯＥ変換部
９３ＲＦ配線

Claims

入力された光信号を信号処理し、分離して複数の出力ポートから出力する光信号処理部と、
前記各出力ポートから出力された光信号を光電変換して出力する光電気変換部と、
前記光電変換部の出力部の間隔よりも広い間隔を有する複数の出力端子と、
前記光電気変換部から出力される複数の電気信号を、前記複数の出力端子に接続する電気配線部と、
を備え、
前記光電気変換部は、複数に分離されて、接続先の出力端子の中心線上に配置され、
前記光信号処理部は、光信号処理部の複数の出力ポートの出力が前記複数に分離して配置された光電変換部に光結合するよう光配線を引き回した光展開部を有することを特徴とする光受信モジュール。
前記光電気変換部の出力端子のピッチは、前記複数の出力端子のピッチに対して１／２以下であることを特徴とする請求項１に記載の光受信モジュール。
前記光展開部が光ファイバであることを特徴とする請求項１に記載の光受信モジュール。
前記光展開部が平面光波路であることを特徴とする請求項１に記載の光受信モジュール。
前記光展開部により光信号処理部の要素内で発生する信号遅延差の一部または全部を補償することを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の光受信モジュール。
前記光展開部により電気信号配線部分の要素内で発生する信号遅延差の一部または全部を補償することを特徴とする請求項５に記載の光受信モジュール。
前記光信号処理部が、偏波スプリッタと、光９０度ハイブリッド回路を有すること特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の光受信モジュール。
コヒーレント光受信モジュールとして用いることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の光受信モジュール。
ＯＦＤＭ光受信モジュールとして用いることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の光受信モジュール。
ＣＤＭＡ光受信モジュールとして用いることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の光受信モジュール。